JP2011047796A - 電気回路、同電気回路を備えたセンサーシステム、及び同電気回路を備えたセンサーデバイス - Google Patents

電気回路、同電気回路を備えたセンサーシステム、及び同電気回路を備えたセンサーデバイス Download PDF

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Abstract

【課題】例えばドリフトの影響をより簡易な構成で除去し得るように構成したセンサーシステム等を提供すること。
【解決手段】本発明の一態様の電気回路は、第１の振動子１１０ａに接続された第１の発振回路１２０ａの発振信号である第１の発振信号１２１ａに基づいて基準信号（ゲートクロック信号１３１）を生成する基準信号生成回路（ゲートクロック生成回路１３０）と、第２の振動子１１０ｂに接続された第２の発振回路１２０ｂの発振信号である第２の発振信号１２１ｂ、及び基準信号（ゲートクロック信号１３１）に基づいて、第２の発振信号１２１ｂを計数し、第２の発振信号１２１ｂの計数値の変化量を計数信号として出力するカウンタ回路１４０ｂと、を備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、振動子を利用したセンサーシステム、同システムに用いられる電気回路、及び同電気回路を備えたセンサーデバイス等に関する。
共振状態にある水晶振動子の表面に周辺媒体に含まれる物質が付着すると、その付着物質に応じて共振周波数が変化する現象がある。この現象を利用した技術はＱＣＭ（Ｑｕａｒｔｓ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｍｉｃｒｏｂａｌａｎｃｅ）と呼ばれ、周辺媒体に含まれる分子の存在やその量を検出するセンサーとして用いられている。ＱＣＭの応用例として、振動子の表面に特定の分子を選択的に吸着する吸着膜を形成したニオイセンサーが挙げられる。また、ＤＮＡのハイブリダイゼーションを利用したバイオセンサー、ガスセンサーなどとしても応用が検討されている。
一般に、ＱＣＭデバイスにはＡＴカット型の水晶振動子が用いられる。ＡＴカットとは水晶結晶軸に対しある特定の方位のカット基板のことで、室温近傍で温度係数変化が極小になり温度安定性に優れるためＱＣＭデバイスに限らず広く用いられる。
ＡＴカット水晶振動子は、基板表裏に形成した励振電極間に電圧を印加すると表面と裏面が互い違いにスライドするいわゆる厚みすべり振動モードで動作する。その共振振動数ｆ0は表裏の電極に挟まれた部位の水晶板厚に反比例し、一般に次のような関係がある。
ｆ0（ＭＨｚ）＝１６７０／水晶板厚（μｍ）
そして、このＡＴカット水晶振動子を用いたＱＣＭデバイスの吸着物質量ΔＭと周波数変化量Δｆの関係は次のＳａｕｅｒｂｒｅｙの式で表されることが知られている。
Figure 2011047796
 ここで、ｆ0：振動子の共振周波数、ρ：水晶の密度、μ：水晶のせん断弾性定数、Ａ:有効振動面積（略電極面積）である。上式より、水晶振動子の共振周波数ｆ0を高めることにより、感度すなわち吸着物質量ΔＭあたりの周波数変化量Δｆを高められることがわかる。
上述した水晶振動子自体は比較的温度安定性に優れているが、ＱＣＭデバイスでは測定すべき物質の吸着による周波数の変化は極めて小さいため、一般にドリフトと呼ばれる、環境温度のゆらぎや、測定環境が液体中の場合における溶液の粘度や密度の局所的な不均一などにともなう僅かな周波数の変動が問題になる。
このドリフトを補正するために、例えば、特開２００３−３０７４８１号公報（特許文献１）に記載の発明では、複数のセンサーを備えるＱＣＭデバイスにおいて、吸着膜を形成した振動子と、これに近接して吸着膜を形成しない振動子とを設けている。検査用チャネルと補正用チャネルの２つの周波数の差を検出値として用いることで両チャネルに共通するドリフト誤差分を相殺している。
特開２００３−３０７４８１号公報
しかしながら、上記従来のドリフト誤差を相殺する方法では、チャネル毎に周波数の絶対値を測定しなければならないため、チャネル毎に高い測定精度が要求され、周波数測定機器としてのカウンタ回路が複雑になってしまうなどの課題があった。
本発明は、例えばドリフトの影響をより簡易な構成で除去し得るように構成したセンサーシステム等を提供することを目的のひとつとする。
かかる課題を解決するために、本発明の一態様の電気回路は、第１の振動子を振動させる第１の発振回路の発振信号である第１の発振信号に基づいて基準信号を生成する基準信号生成回路と、第２の振動子を振動させる第２の発振回路の発振信号である第２の発振信号、及び前記基準信号に基づいて、前記第２の発振信号を計数し、前記第２の発振信号の計数値の変化量を計数信号として出力するカウンタ回路と、を備えることを特徴とする。
かかる構成によれば、第１の発振信号及び第２の発振信号の周波数が同じ比率で増減する。また、カウンタ回路は、このように周辺環境の変化によって同じ比率で増減する第１の発振信号及び第２の発振信号の相対的な関係を利用し、互いの発振信号の周波数の増減を相殺しながら計数を行う。これによって、第１の発振信号と第２の発振信号との関係によってカウンタ回路で計数された計数信号にはドリフトの影響が及ばなくなり、周辺環境の変化に関わらず、周辺媒体に含まれる物質を適切に検出することが可能となる。さらに、それぞれの発振信号の周波数の絶対値を求めることなく、周辺媒体に含まれる物質を検出するために必要な第１の発振信号の周波数の変化量を得ることができる。ひいては、高精度の周波数測定機器やドリフトをキャンセルするための演算回路などを用いることなく、簡易で小型な電気回路を構成することが可能となる。
また、第１の振動子と第２の振動子とを同一基板上に設けることが好ましい。これによれば、第１の振動子と第２の振動子とを空間的に近接して配置することが可能となる。よって、第１の振動子と第２の振動子とが空間的に離れてしまうことによる温度の差などの影響を最小限に抑制することができる。
また、前記基準信号生成回路は、前記第１の発振信号よりも低い周波数を有する基準信号を生成することが好ましい。
また、前記カウンタ回路は、前記第２の発振信号の振幅変化を計数する初段カウンタ回路と、前記基準信号に同期して前記初段カウンタ回路の計数値を取得するラッチ回路と、前記ラッチ回路において、新たに取得した前記計数値と、以前に取得した前記計数値との差分を演算し計数信号として出力する演算回路と、を備えることが好ましい。
かかる構成によれば、カウンタ回路が第２の発振信号の振幅変化を漏れなく計数することができ、周辺媒体に含まれる物質の検出をより正確に行うことが可能となる。
また、前記初段カウンタ回路が、カウントアップの際に前記計数値の１ビットのみが変化するよう構成されていることが好ましい。
ラッチ回路において、初段カウンタ回路の計数値がカウントアップ前の値からカウントアップ後の値への遷移中に計数値を取得すると、複数ビットの計数値のあるビットではカウントアップ前の値を、あるビットではカウントアップ後の値を取得する場合がある。この場合、初段カウンタ回路の構成次第では、ラッチ回路において取得した連続計数値は、カウントアップ前後の値のどちらとも全く異なる値となることがあり、いわゆるスタティックハザードが発生する。この点、上記構成によれば、ラッチ回路において取得した連続計数値の誤差は最大でもＬＳＢの範囲で収まる。つまり、ラッチ回路において、初段カウンタ回路の計数値が、カウントアップ前の値からカウントアップ後の値への遷移中に計数値を取得することによる影響がほとんどない。これによって、カウンタ回路で発生しうるスタティックハザードを回避することが可能となる。
また、前記カウンタ回路が、前記演算回路から出力された前記計数信号における高周波成分を除去するローパスフィルタ回路をさらに備えることが好ましい。
かかる構成によれば、計数信号に含まれる低周波成分を効果的に抽出することが可能となり、第２の発振信号に含まれる周波数変化情報を効果的に取得することが可能となる。
また、前記基準信号は、前記第２の発振信号の周波数の時間変化成分が有する周波数の１００倍以上の周波数を有することが好ましい。
第２の発振信号の周波数の時間変化成分を適切にサンプリングするためには、サンプリング定理を満足する周波数である、第２の発振信号の周波数の時間変化成分の少なくとも２倍以上の周波数を有する信号を、基準信号として用いることが好ましい。ここで前述のローパスフィルタを備えた構成においては、さらに当該周波数より著しく高い、例えば１００倍以上の周波数を有する信号を基準信号として用いたオーバーサンプリングを行うことで、いわゆるノイズシェーピング効果をより有効に利用し、第２の発振信号に含まれる周波数変化情報をより高い分解能と高いＳ／Ｎ比で取得することが可能となる。上記構成によれば、基準信号が、第２の発振信号の周波数の時間変化成分が有する周波数の１００倍以上の周波数を有することとしたため、十分に高い分解能とＳ／Ｎ比で、第２の発振信号に含まれる周波数変化情報を取得することができる。
また、前記基準信号は、１００Ｈｚ以上の周波数を有することが好ましい。
かかる構成によれば、経験的に、十分に高い分解能で第２の発振信号に含まれる周波数変化情報を取得することができるためである。第２の発振信号の周波数の時間変化成分が有する周波数すなわちニオイセンサーとしてのＱＣＭ応答の時間変化周波数は最大でも数Ｈｚ程度であることが経験的にわかっている。前述のノイズシェーピング効果を引き出すために十分なオーバーサンプリングを行うとすると、少なくとも数Ｈｚの数１００倍、すなわち、おおよそ数１００Ｈｚ以上の周波数を有する基準信号用いることが好ましい。より好ましくは１ｋＨｚ以上の周波数を有する基準信号を用いる。ゲートクロック周波数を高めるほど周波数分解能とＳ／Ｎ比が向上するが、回路の高周波数化にともなう動作精度や消費電力の問題を考慮して適切な周波数を選ぶ必要がある。
また、前記カウンタ回路は、前記基準信号の周期の、所定の倍数（例えば数十倍以上）の周期で前記計数信号を出力することが好ましい。
かかる構成によれば、カウンタ回路から出力される計数信号を間引いて出力することが可能となり、電気回路の消費電力を削減することが可能となる。また、当該電気回路に接続されて計数信号を処理するデータ処理回路等の消費電力を削減したり、回路規模を小型化したりすることが可能となる。基準信号の周波数を高めると周波数分解能だけでなく時間分解能も高くなる。このことはデータの出力頻度が高くなることを意味し、データ処理の負荷が大きくなるという問題を生じさせる。一方、第２の発振信号の周波数の時間変化成分が有する周波数すなわちニオイセンサーとしてのＱＣＭ応答の時間変化周波数は最大でも数Ｈｚ程度であることが経験的にわかっており、これを計測するために必要なデータ取得頻度はその４倍あれば十分であるといえる。従って出力データを間引くことで、時間分解能は低下するが実用上問題はなく、データ処理負荷の低減を図ることができる。必要なデータ出力周期は数Ｈｚ程度であるから、基準信号の周波数をオーバーサンプリング係数である数１００の４分の１、すなわち数１０倍程度に分周した周期に間引くことが好ましい。単純に所定の倍数で間引くことは回路的にも簡単だからである。
また、本願は、上記いずれかの電気回路と、前記第１の発振信号の周波数の変化と前記媒体に含まれる物質との関係を示すデータベースと、前記電気回路から出力される前記計数信号及び前記データベースに基づいて、前記媒体に含まれる物質を特定するデータ処理回路と、を備えることを特徴とするセンサーシステムを含む。
かかる構成のセンサーシステムによれば、上記いずれかの電気回路の特徴を備えるため、例えば高精度の周波数測定機器を用いない、簡易で小型な電気回路備えたセンサーシステムを構成することなどが可能となる。
また、上記センサーシステムにおいて、前記カウンタ回路から出力される前記計数信号がパラレル信号であって、前記計数信号をシリアル信号へと変換し出力するパラレルシリアル変換回路をさらに備えることが好ましい。
かかる構成のセンサーシステムによれば、カウンタ回路とデータ処理回路との間の配線数を大幅に減少させることが可能となり、簡易な構成のセンサーシステムを構成することなどが可能となる。
また、本願は、前記第１の振動子を含む前記第１の発振回路と、前記第２の振動子を含む前記第２の発振回路と、をさらに備え、前記第１の振動子と前記第２の振動子とが同一基板に設けられているセンサーシステムを含む。
また、本願は、上記いずれかの電気回路と、前記第１の振動子を含む前記第１の発振回路と、前記第２の振動子を含む前記第２の発振回路と、を備え、前記第１の振動子と前記第２の振動子とが同一基板に設けられているセンサーデバイスを含む。
実施形態１に係るセンサーシステムの構成例を示す図。 水晶振動子と接続された発振回路の具体的構成の一例を示す図。 カウンタ回路の具体的構成の一例を示す図。 実施形態２に係るカウンタ回路の具体的構成の一例を示す図。 実施形態３に係るセンサーシステムの構成例を示す図。
本発明に係る実施形態について、以下の構成に従って、図面を参照しながら具体的に説明する。ただし、以下で説明する実施形態はあくまで本発明の一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。なお、各図面において、同一の部品には同一の符号を付しており、その説明を省略する場合がある。
１．定義
２．実施形態１
（１）センサーシステムの構成
（２）センサーシステムの動作
（３）実施形態１の特徴
３．実施形態２
（１）センサーシステムの構成と動作
（２）実施形態２の特徴
４．実施形態３
（１）センサーシステムの構成と動作
（２）実施形態３の特徴
５．補足
＜１．定義＞
まず、本明細書における用語を以下のとおり定義する。
「○○回路（○○は任意の語。）」：電気的な回路によるものを含むがこれに限定されず、当該回路の機能を果たす物理的手段、又はソフトウェアで実現される機能的手段などをも含む。また、１つの部分が有する機能が２つ以上の物理的又は機能的手段により実現されても、２つ以上の部分の機能が１つの物理的又は機能的手段により実現されても良い。
「電子機器」：本明細書に記載のセンサーシステムを備えるあらゆる機器を含むもので、ニオイセンサー、アルコールセンサー、麻薬探知機等を含む。
＜２．実施形態１＞
本実施形態は、振動子を利用したセンサーシステムに関するが、同システムに用いられる電気回路に大きな特徴がある。以下、本実施形態について図１乃至図３を参照しながら具体的に説明する。
＜（１）センサーシステムの構成＞
図１は、本実施形態に係るセンサーシステムの構成例を示す図である。図１に示すように、本実施形態のセンサーシステムは、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃ、発振回路１２０ａ〜１２０ｃ、ゲートクロック生成回路１３０、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃ、データ処理回路１５０、及びデータベース１６０を含んで構成される。また、複数の発振回路１２０ａ〜１２０ｃは、同一の基板１７０上に形成される。当該複数の発振回路１２０ａ〜１２０ｃにそれぞれ接続された複数の水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃは、当該基板１７０上に設置される。ここで、図１に示すように、センサーシステムは、発振回路部１０１、電気回路１０２、及びコンピューター１０３に分けられる。発振回路部１０１は、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃ及び発振回路１２０ａ〜１２０ｃを備える。電気回路１０２は、ゲートクロック生成回路１３０、並びにカウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃを備える。コンピューター１０３は、データ処理回路１５０及び１６０を備える。ここで、発振回路部１０１と電気回路１０２と含む構成をセンサーデバイスと呼ぶことがある。また、センサーシステムは少なくとも電気回路１０２とコンピューター１０３を備えるシステムを指し、必ずしも発振回路部１０１を含まない場合もある。
＜水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃ＞
水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃは、表面と裏面とに電極対が形成され、この電極対を介して、それぞれ発振回路１２０ａ〜１２０ｃに接続されるよう構成されている。また、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃは同一基板上に設けられている。水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃは、この電極対に電圧を印加することにより、表面と裏面とが互い違いにスライドして振動する、いわゆる厚みすべり振動モードで動作する。
水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃの電極の表面には、特定の物質を吸着する特性を有する吸着膜を備えており、含まれる物質を検出する対象の周辺媒体（気体及び液体を含む）中に露出している。この吸着膜は、水晶振動子毎に異なる膜が用いられ、図１においては、各水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃは異なる吸着膜を備えている。ただし、発振回路１２０ａを介してゲートクロック生成回路１３０に接続される水晶振動子１１０ａは吸着膜を備えていない。あるいは、水晶振動子１１０aを封止して外気に触れないようにするとさらに好ましい。吸着膜は、水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃの片面、又は両面に形成されるが、両面に形成することが好ましい。このように吸着膜を両面に形成した場合、片面に形成するより効果的に吸着の対象となる物質を吸着することができる。なお、吸着膜としては、ポリマー膜、脂質膜、たんぱく質膜、又は単分子膜のいずれかが用いられる。また、吸着膜の種類によって吸着しやすい分子の種類が異なることが好ましい。
＜発振回路１２０ａ〜１２０ｃ＞
発振回路１２０ａ〜１２０ｃは、同一の基板１７０上に形成され、それぞれ水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃに接続されて構成される。また、発振回路１２０ａ〜１２０ｃは、それぞれ発振信号１２１ａ〜１２１ｃを出力する。なお、基板１７０は、例えばガラスエポキシ、プラスチック、またはセラミックなどからなる。
図２は、水晶振動子１１０と接続された発振回路１２０の具体的構成の一例を示す図である。図２に示すように、発振回路１２０は、インバーター２１０、帰還抵抗２２０、付加容量２３０及び２４０、並びに発振信号出力配線１２１を含み、いわゆるコルピッツ発振回路を構成する。インバーター２１０の入力端子は、水晶振動子１１０の第１の電極、帰還抵抗２２０の第１の端子、及び付加容量２３０の第１の端子に、出力端子は、水晶振動子１１０の第２の電極、帰還抵抗２２０の第２の端子、付加容量２４０の第１の端子、及び発振信号出力配線１２１に接続されている。また、付加容量２３０の第２の端子及び付加容量２４０の第２の端子は、いずれも接地電位に接続されている。なお、水晶振動子１１０の端子は極性を有するものではないため、端子を逆に接続しても動作に影響はない。
なお、このコルピッツ発振回路はあくまで一例に過ぎず、これ以外の構成によって発振回路１２０を構成してもよい。
＜ゲートクロック生成回路１３０＞
ゲートクロック生成回路１３０は、図１に示すように、発振回路１２０ａからの出力信号である発振信号１２１ａに基づいて、ゲートクロック信号１３１を生成する。ゲートクロック生成回路１３０で生成されたゲートクロック信号１３１は、データ処理回路１５０、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃに入力される。ここで、ゲートクロック信号１３１は、発振信号１２１ａを所定の分周比で分周することにより生成される信号であり、発振信号１２１ａよりも低い周波数を有する信号である。なお、水晶振動子１１０ａ及び発振回路１２０ａはゲートクロック信号１３１を生成するためのものであり、それぞれ基準振動子及び基準発振回路とも呼ばれる。また、ゲートクロック信号１３１は基準信号とも呼ばれ、ゲートクロック生成回路１３０は基準信号生成回路とも呼ばれる。
＜カウンタ回路１４０ｂ、１４０ｃ＞
カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃは、発振回路１２０ｂから発振信号１２１ｂを、発振回路１２０ｃから発振信号１２１ｃを、ゲートクロック生成回路１３０からゲートクロック信号１３１をそれぞれ入力される。そして、カウンタ回路１４０ｂは、発振信号１２１ｂ及びゲートクロック信号１３１に基づいて発振信号１２１ｂの変化数を計数し、計数信号１４１ｂとして出力する。カウンタ回路１４０ｃも同様に、発振回路１２１ｃ及びゲートクロック信号１３１に基づいて発振信号１２１ｃの変化数を計数し、計数信号１４１ｃとして出力する。ここで、図３を参照しながら、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃについてより具体的に説明する。
図３は、カウンタ回路１４０の具体的構成の一例を示す図である。図３に示すように、カウンタ回路１４０は、初段カウンタ回路３１０、ラッチ回路３２０、レジスタ３３０、及び演算回路３４０を含んで構成される。
＜初段カウンタ回路３１０＞
初段カウンタ回路３１０は、発振信号１２１の振幅変化を計数するよう構成される。より具体的には、初段カウンタ回路３１０は、発振回路１２０の出力信号である発振信号１２１の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの少なくとも一方を検出することで計数値（カウント値）を連続的にカウントアップし続ける。これによって、発振信号１２１に発生したパルスの数を計数（カウント）する。（不要ではないかと思います→なお、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの双方を検出し計数した場合は、計数値の半分が発振信号１２１に発生したパルスの数となる。）そして、初段カウンタ回路３１０は、当該計数値をラッチ回路３２０に対して出力する。
また、初段カウンタ回路３１０は、カウントアップの際に計数値の１ビットのみが変化するカウンタにより構成されていることが好ましい。このようなカウンタの例としては、ジョンソンカウンタまたはグレイコードカウンタなどが挙げられるが、これに限るものではない。
＜ラッチ回路３２０＞
ラッチ回路３２０は、ゲートクロック信号１３１に同期して、初段カウンタ回路３１０の計数値を取得するよう構成される。より具体的には、ラッチ回路３２０には、ゲートクロック信号１３１とは独立で非同期の計数値が初段カウンタ回路３１０から入力されており、ラッチ回路３２０は、ゲートクロック信号１３１の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジで当該計数値をラッチする。このようにして、ラッチ回路３２０は、ゲートクロック信号１３１の１周期に、発振信号１２１の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジによって特定されるパルスがいくつ入るかを計数する。ラッチ回路３２０は、ラッチした計数値をレジスタ３３０及び演算回路３４０に対して出力する。
＜レジスタ３３０＞
レジスタ３３０は、ラッチ回路３２０から入力された計数値を一時的に保持し、ラッチ回路３２０が初段カウンタ回路３１０の計数値をラッチするゲートクロック信号１３１のエッジに同期して、保持している計数値を演算回路３４０に出力するよう構成される。このように構成することで、演算回路３４０には、ラッチ回路３２０が以前に取得した計数値と、新たに取得した計数値とが入力されることとなる。
＜演算回路３４０＞
演算回路３４０は、ラッチ回路３２０において新たに取得した計数値と、以前に取得した計数値との差分を演算し、計数信号１４１として出力するよう構成される。より具体的には、ラッチ回路３２０から入力された計数値から、レジスタ３３０から入力された計数値を差し引いた値を、計数信号１４１として出力する。すなわち、演算回路３４０から出力される計数値は、ゲートクロック信号１３１における、前回の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジから、今回の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジまでの期間に発生した発振信号１２１のパルスの数を示す。なお、本実施形態において、演算回路３４０から出力される計数信号１４１は多ビットで構成されるが、これに限るものではない。また、図においては１本の信号線で示した計数信号１４１以外の計数値も、多ビットで構成される場合がある。
以上が、本実施形態におけるカウンタ回路１４０の構成例である。なお、当該カウント回路を用いた発振信号の計数方式は、直接カウント法と呼ばれることがある。
なお、初段カウンタ回路３１０は、対応する水晶振動子１１０に物質が吸着した際に変動しうる周波数の最大変化量に、ゲートクロック信号１３１の周波数の逆数を乗算した値を表現可能なビット数で構成すればよい。具体的には、水晶振動子１１０に物質が吸着した際に変動しうる周波数差の絶対値Δｆが１０Ｈｚで、ゲートクロック信号１３１の周波数が２Ｈｚになるよう設計した場合、（１０／２＝）５という値を表現可能なビット数である、３ビットで初段カウンタ回路３１０を構成すればよい。これによれば、不必要に大きなビット数を有さない、必要最小限のビット数を有する初段カウンタ回路３１０を構成することができる。
＜データ処理回路１５０＞
図１に示されるデータ処理回路１５０は、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃからそれぞれ出力される計数信号１４１ｂ及び１４１ｃと、後述のデータベース１６０とに基づいて、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃの周辺媒体に含まれる物質を特定するよう構成される。また、データ処理回路１５０は、ゲートクロック信号１３１に同期して、計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを取得する。より具体的には、データ処理回路１５０は、例えば計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを、それぞれ水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃの周波数の時間変化として計測する。データ処理回路１５０は、当該周波数の時間変化に基づいて、振動数の変化量、変化速度、及び時定数などを測定し、データベース１６０に照らし合わせてパターン認識処理を行う。これによって、データ処理回路１５０は水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃの周辺媒体に含まれる物質を特定する。
なお、データ処理回路１５０が計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを取得する周期は、本実施形態のセンサーシステムの応答速度の特性に応じて、センサーとしての精度を低下させない範囲で長くすることが好ましい。これによれば、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃからそれぞれ出力される計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを間引いて出力することができる。そして、データ処理回路１５０の負荷を軽減させることが可能となり、消費電力を削減したり、回路規模を小型化したりすることなどが可能となる。ここで、一般的にセンサーシステムの応答速度は秒単位であるので、データ処理回路１５０が計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを取得する周期は、０．１秒以上とすることが好ましい。より好ましくは、当該周期を０．３秒以上とすることであり、周辺媒体に含まれる物質の検出において精度を損なうことなくデータ処理の負荷を低減することが可能となる。この場合に、カウンタ回路１４０が計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを出力する周期も、データ処理回路１５０の取得周期にあわせて長くすることが好ましく、さらに消費電力を削減することが可能となる。
＜データベース１６０＞
データベース１６０は、データ処理回路１５０が媒体に含まれる物質の特定に必要な情報として、計数信号１４１ｂ及び１４１ｃの変動と水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃの周辺媒体に含まれる物質との関係を示す情報を格納している。ここで、計数信号１４１ｂ及び１４１ｃの変動と媒体に含まれる物質との関係を示す情報とは、例えばそれぞれの計数信号１４１ｂ及び１４１ｃの変動と、それぞれ対応する水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃが吸着した物質の量を関係づけるための、周波数の変化量、変化速度、及び時定数などの情報などである。
＜（２）センサーシステムの動作＞
次に、図１乃至図３を参照しながら、センサーシステムの具体的動作について説明する。
まず、水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃには吸着膜が設けられているため、周辺媒体に含まれる物質が吸着し、それぞれ対応する発振回路１２０ｂ及び１２０ｃから出力される発振信号１２１ｂ及び１２１ｃが変化する。また、水晶振動子１１０ａには吸着膜が設けられていないため、対応する発振回路１２０ａから出力される発振信号１２１ａの周波数は、周辺媒体に含まれる物質によっては変化しない。
ゲートクロック生成回路１３０は、発振信号１２１ａを、例えば２０段の２分周回路を用いて、２の２０乗分周（約百万分周）して、ゲートクロック信号１３１を生成し、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃ、並びにデータ処理回路１５０に出力する。
次に、図３に示すように、初段カウンタ回路３１０は発振信号１２１の立ち上がりエッジの発生数をカウントアップによって計数する。ラッチ回路３２０は、ゲートクロック信号１３１の立ち上がりエッジで、初段カウンタ回路３１０から出力される計数値を取得し、レジスタ３３０及び演算回路３４０に対して出力する。
ここで、ラッチ回路３２０が取得した計数値を出力するタイミングにおいて、レジスタ３３０はラッチ回路３２０が以前（前回）取得した計数値を保持し、演算回路３４０に対して出力している。演算回路３４０は、このラッチ回路３２０が以前に取得した計数値と、ラッチ回路３２０が新たに取得した計数値との差分を演算し、計数信号１４１として出力する。
次いで、図１に示すように、データ処理回路１５０には、カウンタ回路１４０ｂから出力された計数信号１４１ｂ、カウンタ回路１４０ｃから出力された計数信号１４１ｃ、及びゲートクロック信号１３１が入力される。データ処理回路１５０は、これらの入力信号に基づき、データベース１６０を参照することにより、水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃに吸着された物質を特定することができる。
なお、ここではゲートクロック信号１３１は発振信号１２１ａを２の２０乗分周して生成したがこれに限るものではない。特に本実施形態のような直接カウント法を用いたセンサーシステムにおいては、経験的に１Ｈｚ前後の周波数を有するゲートクロック信号１３１を用いることが好ましい。これによれば、対象媒体に含まれる物質の特定をより正確に行うことが可能となる。
＜（３）実施形態１の特徴＞
本実施形態においては、センサーシステムにおけるゲートクロック信号１３１、並びにカウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃを備える構成の電気回路１０２が特に特徴的である。
ここで、本実施形態におけるドリフトキャンセルの仕組みを、理解を容易にするため周波数（Ｈｚ＝ｓｅｃ-1）の逆数である振動周期（秒）を用いて説明する。周波数変化率は単純に振動周期変化率に置き換えることができる。いま、全てのチャネルの水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃに対応する発振信号１２１ａ〜１２１ｃの周期が、温度などの環境要因により等しく変化率１ｐｐｍ増加方向へドリフトしたとする。ゲートクロック信号１３１の周期（ゲートタイム）は補正用チャネルとして機能する水晶振動子１１０ａに対応する発振信号１２１ａの所定振動回数時間で規定されるので、補正用チャネルの振動周期が１ｐｐｍ増加するとゲートタイムも同じく１ｐｐｍ増加する。一方、検出用チャネルとして機能する水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃに対応するカウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃからの出力は、ゲートタイム期間中の振動数、すなわちゲートタイムをそれぞれの振動周期で割ったものに等しい。ゲートタイムと振動周期がともに１ｐｐｍ変化してもその比は一定となるため、両者の比である振動数には変化（ドリフト）が現れない。つまり各検出用チャンネルの振動数は、常にドリフトがキャンセルされて出力されることになる。
上記本実施形態の電気回路によれば、第１の振動子として機能する水晶振動子１１０ａ並びに第２の振動子として機能する水晶振動子１１０ｂ及び１１０ｃにおける周辺温度などの周辺環境の変化が同程度であるため、発振信号１２１ａ〜１２１ｃの周波数が同じ比率で増減する。また、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃは、このように周辺環境の変化によって同じ比率で増減する発振信号１２１ａと発振信号１２１ｂまたは１２１ｃとの相対的な関係を利用し、互いの発振信号の周波数の増減を相殺しながら計数を行う。これによって、発振信号１２１ａと発振信号１２１ｂまたは１２１ｃとの関係によって、それぞれカウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃで計数された計数信号１４１ｂ及び１４１ｃにはドリフトの影響が及ばなくなり、周辺環境の変化に関わらず、周辺媒体に含まれる物質を適切に検出することが可能となる。さらに、それぞれの発振信号１２１ａ〜１２１ｃの周波数の絶対値を求めることなく、周辺媒体に含まれる物質を検出するために必要な発振信号１２１ｂ及び１２１ｃの周波数の変化量を得ることができる。ひいては、高精度の周波数測定機器やドリフトをキャンセルするための演算回路などを用いることなく、簡易で小型な電気回路を構成することが可能となる。
また、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃを同一面（本実施形態では同一基板）上に設けることとしているので、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃを互いに空間的に近接して配置することが可能となる。これによって、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃが空間的に離れてしまうことによる温度の差などの影響を最小限に抑制することができる。
また、上記本実施形態の電気回路によれば、カウンタ回路１４０が発振信号１２１の振幅変化を漏れなく計数することができ、周辺媒体に含まれる物質の検出をより正確に行うことが可能となる。
また、上記本実施形態の電気回路によれば、初段カウンタ回路３１０が、カウントアップの際に前記計数値の１ビットのみが変化するよう構成されている。ラッチ回路３２０において、初段カウンタ回路３１０の計数値がカウントアップ前の値からカウントアップ後の値への遷移中に計数値を取得すると、計数値のあるビットではカウントアップ前の値を、あるビットではカウントアップ後の値を取得する場合がある。この場合、初段カウンタ回路３１０の構成次第では、ラッチ回路３２０において取得した連続計数値は、カウントアップ前後の値のどちらとも全く異なる値となることがあり、いわゆるスタティックハザードが発生する。この点、上記構成によれば、計数値の最大誤差はＬＳＢの範囲内に収まるため、ラッチ回路３２０において、初段カウンタ回路３１０の計数値が、カウントアップ前の値からカウントアップ後の値への遷移中に計数値を取得することによる影響がほとんどない。これによって、カウンタ回路１４０で発生しうるスタティックハザードを回避することが可能となる。
また、上記本実施形態の電気回路におけるカウンタ回路１４０は、ゲートクロック信号１３１の周期の、所定の倍数の周期で計数信号１４１を出力することができる。これによれば、カウンタ回路１４０から出力される計数信号１４１を間引いて出力することが可能となり、電気回路の消費電力を削減することが可能となる。また、当該電気回路に接続されて計数信号１４１を処理するデータ処理回路１５０等の消費電力を削減したり、回路規模を小型化したりすることが可能となる。
また、上記本実施形態の電気回路、データ処理回路１５０、及びデータベース１６０を備えるセンサーシステムによれば、上記いずれかの電気回路の特徴を備える。したがって、例えば高精度の周波数測定機器を用いない、簡易で小型な電気回路備えたセンサーシステムを構成することなどが可能となる。
＜３．実施形態２＞
次に、センサーシステムの第２の実施形態について具体的に説明する。本実施形態は、実施形態１におけるカウンタ回路１４０の構成を別の構成にしたものであり、その他の構成については基本的に同様である。ただし、実施形態１では直接カウント法を採用していたが、本実施形態では短ゲートカウント法と呼ばれる方式を採用しているため、ゲートクロック生成回路１３０の動作などが異なる。以下では実施形態１との相違点を中心に説明し、実施形態１と同様の構成及び動作についてはその説明を省略する。
＜（１）センサーシステムの構成と動作＞
図４は、本実施形態におけるカウンタ回路１４０の構成を示す図である。図４に示すように、カウンタ回路１４０は、初段カウンタ回路３１０、ラッチ回路３２０、レジスタ３３０、演算回路３４０、及びローパスフィルタ３５０を含んで構成される。実施形態１のカウンタ回路１４０を示す図３と比較すると、図４に示す本実施形態のカウンタ回路１４０は、ローパスフィルタ３５０が追加されていることが分かる。
＜ローパスフィルタ３５０＞
ローパスフィルタ３５０は、演算回路３４０から出力された計数信号の高周波成分を除去し、高周波成分を除去された計数信号１４１として、カウンタ回路１４０から出力する。このローパスフィルタ３５０には、アナログフィルタ及びデジタルフィルタのいずれか一方、またはその組み合わせを用いることが出来る。デジタルフィルタを用いる場合は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、または移動平均フィルタなどを用いることが出来る。特に、移動平均フィルタは構成が簡単である上、直列に複数接続することで容易に性能向上が可能であるため好ましい。例えばカットオフ周波数１０Ｈｚの、２段のデジタル移動平均フィルタを用いることは、容易な構造で十分な性能が得られるためより好ましい。
＜ゲートクロック生成回路１３０＞
本実施形態におけるゲートクロック生成回路１３０は、実施形態１よりも高い周波数を有するゲートクロック信号１３１を生成する。例えば、発振信号１２１ｂ及び１２１ｃの有する周波数をアナログ信号とみなしたときに、Ａ／Ｄ変換におけるサンプリング周波数の１００倍以上、好ましくは１０００倍以上の周波数を有する信号をゲートクロック信号１３１として用いる。言い換えれば、ゲートクロック信号１３１は、発振信号１２１ｂ及び１２１ｃの周波数変動の時間変化成分が有する周波数の１００倍以上の周波数を有することが好ましい。例えば、発振信号１２１ｂの時間変化成分が１Ｈｚ程度であった場合、本実施形態におけるゲートクロック信号１３１は１００Ｈｚ以上の周波数を有することが好ましい。
より具体的な例としては、例えば発振信号１２１ａが約３３ＭＨｚとなるような水晶振動子１１０ａを用いる。ゲートクロック生成回路１３０では、この発振信号１２１ａを１５段の２分周回路で２の１５乗分周することで、約１ｋＨｚの周波数を有するゲートクロック信号１３１を生成する。すると、図４に示す演算回路３４０からは、量子化誤差が約１ｋＨｚの離散値が計数信号として出力される。この計数信号をローパスフィルタ３５０に通すことで、発振信号１２１の周波数の変化を高い分解能で取得することができるようになる。これはいわゆるΔΣ変調のオーバーサンプリングによるノイズシェーピング効果と同じ原理である。このような短ゲートカウント法では、ゲートクロック信号１３１の周波数を高くすることで、直接カウント法と比較して高い周波数分解能、時間分解能を得ることが可能となる。
なお、一般に発振信号１２１の時間変化成分は０．０５Ｈｚ程度以上であるため、ゲートクロック信号１３１を１００Ｈｚ以上の周波数とすることで、必要な周波数分解能、時間分解能を得ることができる。
＜（２）実施形態２の特徴＞
上記本実施形態の構成の電気回路によれば、計数信号１４１に含まれる低周波成分を、ローパスフィルタ３５０によって効果的に抽出することが可能となり、発振信号１２１に含まれる周波数変化情報を効果的に取得することが可能となる。
また、上記本実施形態の構成の電気回路におけるゲートクロック信号１３１は、発振信号１２１ｂ及び１２１ｃの少なくとも一方の周波数の時間変化成分が有する周波数の１００倍以上の周波数を有することが好ましい。
発振信号１２１の周波数の時間変化成分を適切にサンプリングするためには、サンプリング定理を満足する周波数である、発振信号１２１の周波数の時間変化成分の２倍の周波数を有する信号を、ゲートクロック信号１３１として用いる必要がある。さらに当該周波数の数１００倍以上の周波数を有する信号をゲートクロック信号１３１として用いてオーバーサンプリングを行うことで、いわゆるノイズシェーピング効果をより有効に利用し、発振信号１２１に含まれる周波数変化情報をより高い分解能と高いＳ／Ｎ比で取得することが可能となる。上記構成によれば、ゲートクロック信号１３１が、発振信号１２１の周波数の時間変化成分が有する周波数の１００倍以上の周波数を有することとしたため、十分に高い分解能で、発振信号１２１に含まれる周波数変化情報を取得することができる。
また、上記本実施形態の構成の電気回路におけるゲートクロック信号１３１は、１ｋＨｚ以上の周波数を有することが好ましい。これによれば、十分に高い分解能で発振信号１２１に含まれる周波数変化情報を取得することができる。
なお、本実施形態においては、発振信号１２１ｂ及び１２１ｃにおける周波数の変動量（Ｈｚ）よりも、ゲートクロック信号の周波数（Ｈｚ）を高くした場合には、初段カウンタ回路３１０を１ビットカウンタで構成することが可能である。この場合、初段カウンタ回路３１０の回路規模を小型化し、消費電力を削減することなどが可能となる。
＜４．実施形態３＞
次に、センサーシステムの第３の実施形態について具体的に説明する。本実施形態は、実施形態１にパラレルシリアル変換回路１８０を追加したものであり、その他の構成については基本的に同様である。以下においては、実施形態１との相違点を中心に説明し、実施形態１と同様の構成及び動作についてはその説明を省略する。
＜（１）センサーシステムの構成と動作＞
図５は、本実施形態におけるセンサーシステムの構成を示す図である。図５に示すように、本実施形態のセンサーシステムは、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃ、発振回路１２０ａ〜１２０ｃ、ゲートクロック生成回路１３０、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃ、データ処理回路１５０、データベース１６０、及びパラレルシリアル変換回路１８０を含んで構成される。
＜パラレルシリアル変換回路１８０＞
パラレルシリアル変換回路１８０は、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃからそれぞれ出力されるパラレル信号である計数信号１４１ｂ及び１４１ｃを、順次シリアル信号１８１へと変換して出力するよう構成される。例えば、パラレルシリアル変換回路１８０は、パラレル入力シリアル出力のシフトレジスタなどを用いることで構成される。また、パラレルシリアル変換回路１８０には、ゲートクロック生成回路１３０からシリアル化クロック１３２を入力され、当該シリアル化クロック１３２によってパラレル信号からシリアル信号１８１への変換が行われる。
＜ゲートクロック生成回路１３０＞
ゲートクロック生成回路１３０は、発振信号１２１ａに基づいて、ゲートクロック信号１３１よりも周波数が高いシリアル化クロック１３２を生成し、パラレルシリアル変換回路１８０及びデータ処理回路１５０に対して出力する。
＜データ処理回路１５０＞
データ処理回路１５０は、まず、パラレルシリアル変換回路１８０から入力されたシリアル信号１８１をシリアル化クロック１３２に基づいてパラレル信号へと復調する。復調されたパラレル信号は、計数信号１４１ｂ及び１４１ｃと同じ信号であるため、データ処理回路１５０は実施形態１と同様の方法で、対象媒体に含まれる物質を特定することが可能となる。
＜（２）実施形態３の特徴＞
上記本実施形態の構成のセンサーシステムによれば、カウンタ回路１４０ｂ及び１４０ｃとデータ処理回路１５０との間の配線数を大幅に減少させることが可能となり、簡易な構成のセンサーシステムを構成することなどが可能となる。
＜５．補足＞
上記実施形態では水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃを用いる例を挙げて説明したが、水晶振動子に代えて、表面弾性波振動子、バルク弾性波振動子、またはセラミック振動子などの振動子を用いてもよい。ただし、センサーシステムで用いられるすべての振動子において、温度特性が似通っていることが好ましく、同一の温度特性を有することがより好ましい。
また、上記実施形態では、直接カウント法及び短ゲートカウント法を用いる例をそれぞれ説明したが、例えばレシプロカルカウント方式を用いることも可能である。
また、上記実施形態では、カウンタ回路１４０で発生しうるスタティックハザードを回避するために、ジョンソンカウンタまたはグレイコードカウンタを用いる例を挙げたが、一般的なカウンタを用い、ラッチタイミングを調整する方法などを用いてもよい。
なお、上記実施形態は、電気回路、複数の振動子及び複数の発振回路を備えるセンサーデバイスとして用いることも可能である。
また、本願に記載のそれぞれの実施形態は、互いに組み合わせて構成することが可能であり、例えば実施形態２と実施形態３とを組み合わせることなどが可能である。
また、上記実施形態では水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃを同一基板上に設けたが、これに限るものではなく、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃは互いに近傍に配置されていればよい。ただし、水晶振動子１１０ａ〜１１０ｃを同一基板上に設ければ、それぞれが互いにごく近傍に配置されるため好ましい。
１０１……発振回路部、１０２……電気回路、１０３……コンピューター、１１０・１１０ａ〜１１０ｃ……水晶振動子、１２０・１２０ａ〜１２０ｃ……発振回路、１２１・１２１ａ〜１２１ｃ……発振信号、１３０……ゲートクロック生成回路、１３１……ゲートクロック信号、１３２……シリアル化クロック、１４０・１４０ｂ・１４０ｃ……カウンタ回路、１４１・１４１ｂ・１４１ｃ……計数信号、１５０……データ処理回路、１６０……データベース、１７０……基板、１８０……パラレルシリアル変換回路、１８１……シリアル信号、２１０……インバーター、２２０……帰還抵抗、２３０……付加容量、２４０……付加容量、３１０……初段カウンタ回路、３２０……ラッチ回路、３３０……レジスタ、３４０……演算回路、３５０……ローパスフィルタ

Claims (12)

  1. 第１の振動子を振動させる第１の発振回路の発振信号である第１の発振信号に基づいて基準信号を生成する基準信号生成回路と、
    第２の振動子を振動させる第２の発振回路の発振信号である第２の発振信号、及び前記基準信号に基づいて、前記第２の発振信号を計数し、前記第２の発振信号の計数値の変化量を計数信号として出力するカウンタ回路と、
    を備えることを特徴とする電気回路。
  2. 前記基準信号生成回路は、前記第１の発振信号よりも低い周波数を有する基準信号を生成する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電気回路。
  3. 前記カウンタ回路は、
    前記第２の発振信号の振幅変化を計数する初段カウンタ回路と、
    前記基準信号に同期して前記初段カウンタ回路の計数値を取得するラッチ回路と、
    前記ラッチ回路において、新たに取得した前記計数値と、以前に取得した前記計数値との差分を演算し計数信号として出力する演算回路と、を備える
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の電気回路。
  4. 前記初段カウンタ回路が、カウントアップの際に前記計数値の１ビットのみが変化するよう構成されている
    ことを特徴とする請求項３に記載の電気回路。
  5. 前記カウンタ回路が、
    前記演算回路から出力された前記計数信号における高周波成分を除去するローパスフィルタ回路をさらに備える
    ことを特徴とする請求項３または４に記載の電気回路。
  6. 前記基準信号は、前記第２の発振信号の周波数の時間変化成分が有する周波数の１００倍以上の周波数を有する
    ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電気回路。
  7. 前記基準信号は、１００Ｈｚ以上の周波数を有する
    ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電気回路。
  8. 前記カウンタ回路は、前記基準信号の周期の、所定の倍数の周期で前記計数信号を出力する
    ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電気回路。
  9. 請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電気回路と、
    前記第２の発振信号の周波数の変化と前記媒体に含まれる物質との関係を示すデータベースと、
    前記電気回路から出力される前記計数信号及び前記データベースに基づいて、前記媒体に含まれる物質を特定するデータ処理回路と、を備える
    ことを特徴とするセンサーシステム。
  10. 前記カウンタ回路から出力される前記計数信号がパラレル信号であって、前記計数信号をシリアル信号へと変換し出力するパラレルシリアル変換回路をさらに備える
    ことを特徴とする請求項９に記載のセンサーシステム。
  11. 前記第１の振動子を含む前記第１の発振回路と、
    前記第２の振動子を含む前記第２の発振回路と、をさらに備え、
    前記第１の振動子と前記第２の振動子とが同一基板に設けられている
    ことを特徴とする請求項９または１０に記載のセンサーシステム。
  12. 請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電気回路と、
    前記第１の振動子を含む前記第１の発振回路と、
    前記第２の振動子を含む前記第２の発振回路と、を備え、
    前記第１の振動子と前記第２の振動子とが同一基板に設けられている
    ことを特徴とするセンサーデバイス。
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