WO2011136280A1

WO2011136280A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2011136280A1
Application number: PCT/JP2011/060286
Authority: WO
Inventors: 光一八幡; 船場　誠司; 雅薫辻
Original assignee: 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date: 2010-04-27
Filing date: 2011-04-27
Publication date: 2011-11-03
Also published as: EP2566032B1; CN102859857A; CN102859857B; US20130033914A1; EP2566032A4; EP2566032A1; JP2011234507A; JP5567381B2

Abstract

　電力変換装置(140)は、ブリッジ接続されたパワー半導体素子を有し、開閉可能なコンタクタ(15)を介して直流電源に接続されるインバータ回路(12)と、パワー半導体素子を駆動するドライバ回路(21)と、ドライバ回路をＰＷＭ（パルス幅変調）制御してパワー半導体素子にスイッチング動作を行わせるドライバ回路制御部(18)と、インバータ回路の入力側に並列接続された電圧平滑用キャパシタ(500)と、電圧平滑用キャパシタに並列接続されて該電圧平滑用キャパシタに印加される電圧を入力とし、ドライバ回路に電力を供給するドライバ電源回路(27)と、電圧平滑用キャパシタの電荷を放電するための抵抗(25)と該抵抗に直列接続された放電用スイッチング素子(26)とから成り、電圧平滑用キャパシタに並列接続される放電回路と、コンタクタが開状態とされると、放電用スイッチング素子を導通させて放電回路による放電を行わせる放電制御部(24)と、を備える。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力変換装置に関する。

　電力変換装置（インバータ装置）が搭載される電気自動車では、電圧が２００Ｖ～４００Ｖのバッテリが使用される。バッテリとインバータ装置との間にはコンタクタが設けられ、インバータ装置稼動時にはコンタクタをオンしてバッテリとインバータ装置とを接続し、インバータ装置非稼動時は、コンタクタをオフしてバッテリとインバータ装置を切り離すようにしている。

　インバータ装置には平滑用のキャパシタが設けられており、コンタクタをオフした後もインバータ装置内部に電圧が残っていると、インバータ装置を修理などする際に高電圧に触れる危険性がある。そのため、通常は、インバータ装置の内部に放電抵抗を用意し、キャパシタに残る電荷を５～１０分程度で４２Ｖ以下にまで放電するようにしている。ちなみに、４２Ｖという値は、人が触れても軽度の感電で済む電圧とされ、さまざまな基準に使われている。

　しかし、５～１０分の放電時間では、複数のネジ等で固定されているインバータ装置の蓋を物理的に開けることが可能であり、できれば３０秒以内にキャパシタの電荷を放電することが望ましい。このような短時間にキャパシタ電荷を放電するためには、例えば、電圧４００Ｖのインバータ装置においてキャパシタに電荷が残っている場合、放電抵抗の値を２０ＫΩ以下とする必要がある。しかしながら、例えば、２０ｋΩの抵抗の場合、電圧４００Ｖを印加した時の電力損失はＶ^２/ Ｒ＝４００^２/２００００＝８Ｗとなる。そのため、高温環境下でのディレーディグを考慮すると、３０Ｗ定格の大型の抵抗を用いる必要があり、小型化が求められるインバータ装置にとっては大きなマイナスである。

　そこで、比較的低抵抗の放電抵抗と半導体スイッチとから構成された急速放電回路を設け、インバータ装置がバッテリから切り離されたときに、半導体スイッチをオンしてキャパシタの電荷を急速に放電する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

日本国特開２００６－４２４５９号公報

　しかしながら、特許文献１に記載の急速放電回路では、放電用スイッチである高圧トランジスタや、コンタクタがオフしたことを検知する検知回路や、コンタクタが実際にオフしたかどうかを判断するコンタクタオフ判断回路などを必要とし、回路が複雑となっている。そのため、回路が複雑となった分だけ故障の可能性が高くなり、故障が発生した場合には急速放電ができなくなるという問題がある。

　本発明の第１の態様によると、電力変換装置は、ブリッジ接続されたパワー半導体素子を有し、開閉可能なコンタクタを介して直流電源に接続されるインバータ回路と、パワー半導体素子を駆動するドライバ回路と、ドライバ回路をＰＷＭ（パルス幅変調）制御してパワー半導体素子にスイッチング動作を行わせるドライバ回路制御部と、インバータ回路の入力側に並列接続された電圧平滑用キャパシタと、電圧平滑用キャパシタに並列接続されて該電圧平滑用キャパシタに印加される電圧を入力とし、ドライバ回路に電力を供給するドライバ電源回路と、電圧平滑用キャパシタの電荷を放電するための抵抗と該抵抗に直列接続された放電用スイッチング素子とから成り、電圧平滑用キャパシタに並列接続される放電回路と、コンタクタが開状態とされると、放電用スイッチング素子を導通させて放電回路による放電を行わせる放電制御部と、を備える。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電力変換装置において、ドライバ回路制御部は、コンタクタが開状態とされると、無通電ＰＷＭ制御をドライバ回路に対して行うのが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第２の態様の電力変換装置において、放電回路による放電が正常に行われているか否かを検出する放電検出部をさらに備え、ドライバ回路制御部は、コンタクタが開状態とされ、かつ、放電回路による放電が正常に行われていないことが放電検出部により検出されると、無通電ＰＷＭ制御をドライバ回路に対して行うのが好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第２の態様の電力変換装置において、抵抗の温度を検出する抵抗用温度センサをさらに備え、放電制御部は、コンタクタが開状態であった場合でも、抵抗用温度センサにより検出された温度が所定上限温度を超えると、放電回路による放電を停止し、ドライバ回路制御部は、コンタクタが開状態とされ、かつ、抵抗用温度センサにより検出された温度が所定上限温度を超えると、無通電ＰＷＭ制御をドライバ回路に対して行うのが好ましい。
　本発明の第５の態様によると、第２乃至４のいずれか一の態様の電力変換装置において、電力変換装置内の温度を検出する装置内温度センサをさらに備え、ドライバ回路制御部は、装置内温度センサの検出温度に基づいて無通電ＰＷＭ制御におけるキャリア周波の設定を変更するのが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第１乃至５のいずれか一の態様の電力変換装置において、放電電力消費用の抵抗を、ドライバ電源回路の二次側にドライバ回路と並列に設けるのが好ましい。
　本発明の第７の態様によると、第１乃至６のいずれか一の態様の電力変換装置において、ドライバ電源回路の入力部には、電圧平滑用キャパシタに対して並列に接続される入力キャパシタが設けられ、電圧平滑用キャパシタとの接続部から入力キャパシタまでの配線と入力キャパシタとによるインピーダンスは、接続部から電圧平滑用キャパシタまでの配線と電圧平滑用キャパシタとによるインピーダンスの２０倍以上に設定されるのが好ましい。
　本発明の第８の態様によると、第１乃至７のいずれか一の態様の電力変換装置において、ドライバ電源回路は、プリント基板上に実装されたスイッチング用トランジスタとトランスとを備え、トランジスタの一つの端子とトランスの一つの端子とを接続する配線パターンを、プリント基板のトランスの下方領域において幅広く広がる面状のパターンとするのが好ましい。
　本発明の第９の態様によると、第８の態様の電力変換装置において、配線パターン上であってトランジスタの近傍に、チェッカーチップを１以上配置するのが好ましい。

　本発明によれば、コンタクタオフ時の電圧平滑用キャパシタの放電機能に関して、信頼性の向上を図ることができる。

ハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。インバータ装置１４０を説明する図である。ドライバ電源回路２７の回路構成を説明する図である。消費電力調整動作の一例を示すフローチャートである。インバータ装置１４０の構造を説明する図である。ドライバ回路基板１７上の電源回路レイアウトを説明する図である。回路定数分布を説明する図である。第２の実施の形態を説明する図である。

　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
－第１の実施の形態－
　本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車に適用可能である。以下では、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車のインバータ装置に適用した場合について説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられる。車両駆動用電機システムに用いられる車両駆動用インバータ装置は、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい。

　車両駆動用インバータ装置は、車両駆動用電動機の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する車載バッテリ或いは車載発電装置から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を車両駆動用電動機に供給して車両駆動用電動機の駆動を制御する。また、車両駆動用電動機は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置は運転モードに応じ、車両駆動用電動機の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

　なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適であるが、これら以外の電力変換装置に対しても適用可能である。例えば、電車や船舶、航空機などの電力変換装置や、工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、あるいは、家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられる家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。

　図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）１１０は電動車両の一種であり、２つの車両駆動用システムを備えている。その１つは、内燃機関であるエンジン１２０を動力源としたエンジンシステムである。エンジンシステムは、主としてＨＥＶ１１０の駆動源として用いられる。もう１つは、モータジェネレータ１９２，１９４を動力源とした車載電機システムである。車載電機システムは、主としてＨＥＶ１１０の駆動源およびＨＥＶ１１０の電力発生源として用いられる。モータジェネレータ１９２，１９４は例えば同期機あるいは誘導機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。

　車体のフロント部には前輪車軸１１４が回転可能に軸支されている。前輪車軸１１４の両端には１対の前輪１１２が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１１２とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

　前輪車軸１１４の中央部には、前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）１１６が設けられている。前輪車軸１１４は、前輪側ＤＥＦ１１６の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６の入力側には、変速機１１８の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ１１６は、変速機１１８によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸１１４に分配する差動式動力分配機構である。変速機１１８の入力側には、モータジェネレータ１９２の出力側が機械的に接続されている。モータジェネレータ１９２の入力側には、動力分配機構１２２を介してエンジン１２０の出力側およびモータジェネレータ１９４の出力側が機械的に接続されている。なお、モータジェネレータ１９２，１９４および動力分配機構１２２は、変速機１１８の筐体の内部に収納されている。

　モータジェネレータ１９２，１９４は、回転子に永久磁石を備えた同期機である。固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置１４０，１４２によって制御されることにより、モータジェネレータ１９２，１９４の駆動が制御される。インバータ装置１４０，１４２にはバッテリ１３６が接続されており、バッテリ１３６とインバータ装置１４０，１４２との間において電力の授受が可能である。

　本実施形態では、ＨＥＶ１１０は、モータジェネレータ１９２およびインバータ装置１４０からなる第１電動発電ユニットと、モータジェネレータ１９４およびインバータ装置１４２からなる第２電動発電ユニットとの２つを備え、運転状態に応じてそれらを使い分けている。すなわち、エンジン１２０からの動力によって車両を駆動している状況において、車両の駆動トルクをアシストする場合には、第２電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。また、同様の状況において車両の車速をアシストする場合には、第１電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン１２０の動力によって作動させて発電させ、その発電によって得られた電力によって第２電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させる。

　また、本実施形態では、バッテリ１３６の電力によって第１電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータ１９２の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第１電動発電ユニットまたは第２電動発電ユニットを、発電ユニットとしてエンジン１２０の動力あるいは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ１３６の充電ができる。

　バッテリ１３６は、さらに補機用のモータ１９５を駆動するための電源としても使用される。補機としては、たとえばエアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータがある。バッテリ１３６からインバータ装置４３に供給された直流電力はインバータ装置４３で交流の電力に変換され、モータ１９５に供給される。インバータ装置４３はインバータ装置１４０，１４２と同様の機能を持ち、モータ１９５に供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。たとえば、モータ１９５の回転子の回転に対し進み位相の交流電力を供給することにより、モータ１９５はトルクを発生する。一方、遅れ位相の交流電力を発生することで、モータ１９５は発電機として作用し、モータ１９５は回生制動状態の運転となる。このようなインバータ装置４３の制御機能は、インバータ装置１４０，１４２の制御機能と同様である。モータ１９５の容量がモータジェネレータ１９２，１９４の容量より小さいので、インバータ装置４３の最大変換電力はインバータ装置１４０，１４２より小さいが、インバータ装置４３の回路構成は基本的にインバータ装置１４０，１４２の回路構成と同じである。

　インバータ装置１４０，１４２および４３とキャパシタ５００とは、電気的に密接な関係にある。さらに発熱に対する対策が必要な点が共通している。また装置の体積をできるだけ小さく作ることが望まれている。これらの点から以下で詳述する電力変換装置２００は、インバータ装置１４０，１４２および４３とキャパシタ５００とを電力変換装置２００の筐体内に内蔵している。この構成により、小型で信頼性の高い装置が実現できる。

　また、インバータ装置１４０，１４２および４３とキャパシタ５００とを一つの筐体に内蔵することで、配線の簡素化やノイズ対策において効果がある。また、キャパシタ５００とインバータ装置１４０，１４２および４３との接続回路のインダクタンスを低減でき、スパイク電圧を低減できると共に、発熱の低減や放熱効率の向上を図ることができる。

　次に、図２を用いて本実施の形態における放電機能について説明する。ここでは、代表例としてインバータ装置１４０を例に用いて説明する。図２はインバータ装置１４０の回路構成を説明する図であり、電圧平滑用のキャパシタ５００も含めて記載した。インバータ装置１４０は、バッテリ１３６からのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換してモータジェネレータ１９２を駆動する。インバータ装置１４０とバッテリ１３６との接続および切り離しは、コンタクタ１５によってコントロールされる。インバータ装置１４０は、インバータ回路１２、ドライバ回路基板１７、コントローラ１８、急速放電制御回路２４、急速放電抵抗２５、放電用スイッチング素子２６を備えている。ドライバ回路基板１７には、インバータ回路１２を駆動するためのドライバ回路２１、およびドライバ回路２１に電力を供給するドライバ電源回路２７が設けられている。

　インバータ回路１２は３相ブリッジ構成を成す電力用のパワー半導体素子により構成されており、各々２つのパワー半導体素子から成る上下アーム直列回路１２３Ｕ，１２３Ｖ，１２３ＷがＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応して設けられている。上下アーム直列回路１２３Ｕ，１２３Ｖ，１２３Ｗは、それぞれ正極ラインＰと負極ラインＮに電気的に接続される。電圧平滑用のキャパシタ５００はバッテリ１３６と並列に接続されており、バッテリ１３６およびキャパシタ５００の間に直列に設けられたコンタクタ１５を介することでインバータ回路１２へ電圧を供給する。コンタクタ１５の開閉は、エンジンコントローラ又はバッテリコントローラなどの上位コントローラ４５４により制御されており、例えばＨＥＶではエンジン始動・停止動作と連携した上位コントローラ４５４からのコンタクタ開閉信号により動作する。

　インバータ回路１２に設けられた各パワー半導体素子はドライバ回路２１によって駆動制御される。ドライバ回路基板１７上には、３相ブリッジ構成の各パワー半導体素子を駆動制御するための６相分のドライバ回路２１が設けられている。各ドライバ回路２１には、絶縁された電源がドライバ電源回路２７によって供給される。ドライバ電源回路２７には、高電圧電源であるバッテリ１３６から電力が供給される。一方、コントローラ１８には、１２Ｖ系電源１９から電力が供給される。なお、電気自動車用のバッテリ１３６の場合、電圧２００Ｖ～４００Ｖのバッテリが使用される。

　ドライバ回路２１は、コントローラ１８からの制御信号（ＰＷＭ信号）に基づいて、インバータ回路１２のパワー半導体素子のスイッチング制御を行う。コントローラ１８には、目標トルク値や回転指令などのモータジェネレータ１９２を駆動するための指令が上位コントローラ４５４から入力される。また、コントローラ１８には、不図示の電流センサで検出されたモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値や、モータジェネレータ１９２に設けられた不図示の回転磁極センサから出力された磁極位置などが入力される。

　コントローラ１８はパワー半導体素子のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。そのマイクロコンピュータは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ軸およびｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ軸，ｑ軸の電流指令値と、電流センサの検出結果に基づくｄ軸，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令値を演算する。そして、演算されたｄ軸，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換し、さらに、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路２１に出力する。

　ドライバ回路２１は、下アームを駆動する場合、下アームＰＷＭ信号を絶縁かつ増幅し、これをドライブ信号として下アームのパワー半導体素子のゲート電極に出力する。同様に、上アームを駆動する場合には、上アームＰＷＭ信号を絶縁かつ増幅し、これをドライブ信号として上アームのパワー半導体素子のゲート電極に出力する。これにより、各パワー半導体素子は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

　本実施の形態では、急速放電抵抗２５と放電用スイッチング素子２６との直列回路が、バッテリ１３６および電圧平滑用キャパシタ５００に対して並列に設けられている。放電用スイッチング素子２６のオンオフは、急速放電制御回路２４によって制御される。車両を停止してキーオフ操作がされると、上位コントローラ４５４によりコンタクタ１５がオープンにされ、バッテリ１３６とインバータ装置１４０とが切り離される。

　ここで、インバータ装置１４０をバッテリ１３６から切り離した後、インバータ内部に電圧が残っていると、インバータ装置１４０を修理などする際に、高電圧に触れる危険性があるため、急速放電制御回路２４により放電用スイッチング素子２６をオン（導通状態）し、キャパシタ５００に残る電荷を放電するようにしている。なお、放電が速やかに行われるように、急速放電抵抗２５には比較的低抵抗のものが用いられる。

　また、修理等の為にインバータ装置１４０の筐体に設けられた蓋を開く場合にも、感電のおそれがあるので、それを防止するためにインターロックループ２０が設けられている。図２に示すインターロックループ２０の配線上には、電流源２００と、筐体の蓋を開くとオープンするスイッチ２０１と、インターロックループ２０がオープンになったことを検出するための抵抗２０２とが設けられている。図示していないが、インターロックループ２０の配線は他の高圧装置等（バッテリ１３６、不図示のＤＣ－ＤＣコンバータなど）も経由しており、それぞれインターロック用のスイッチが設けられている。

　いずれか一つのスイッチがオープンしてインターロックループ２０がオープンすると、抵抗２０２の両端の電位差がゼロになる。コントローラ１８に設けられた検出回路１８０は抵抗２０２の電位差を検出する。コントローラ１８は、検出回路１８０で検出される電位差がゼロとなったならばインターロックループ２０がオープンになったと判定し、コンタクタオープンを要求する信号を上位コントローラ４５４に出力する。上位コントローラ４５４は、コントローラ１８からの上記信号を受信したならばコンタクタ１５をオープンする。

　一方、コントローラ１８は、コンタクタオープンを要求する信号を出力した後に、急速放電制御回路２４に放電指令を出力する。急速放電制御回路２４は、コントローラ１８からの放電指令を受信すると、放電用スイッチング素子２６をオン（導通状態）し、急速放電抵抗２５によりキャパシタ５００の電荷を放電する。

　なお、急速放電制御回路２４の構成については、例えば前述した特許文献１に記載されているような構成が採用される。ここでは、急速放電制御回路２４の詳細構成についての説明を省略する。

　本実施の形態では、放電制御の信頼性に関してさらなる向上を図るために、ドライバ回路基板１７を利用した放電機能を追加した。すなわち、ドライバ回路２１等によりキャパシタ５００の電荷を放電するようにした。そのため、従来のインバータ装置ではドライバ電源回路２７の電源として１２Ｖ電源１９を使用しているが、本実施の形態では上述したようにバッテリ１３６をドライバ電源回路２７の電源としている。

　図３はドライバ電源回路２７の回路構成を説明する図である。ドライバ電源回路２７はフライバック電源で構成され、６つの出力回路と１つのフィードバック回路とから成る合計７つの２次側回路を備えている。なお、図３では出力回路は１相分のみを記載した。

　図３において、Ｃ２は電源回路の入力フィルタキャパシタ、Ｌ１は電源トランス、Ｔ１は電源トランスＬ１に接続されたスイッチング用トランジスタ、ＳＷ１は２次側の電圧が一定の電圧となるようにフィードバック制御しながらスイッチング用トランジスタＴ１を駆動するスイッチングレギュレータ制御回路である。スイッチングレギュレータ制御回路ＳＷ１は、ドライバ電源回路２７に電圧が印加されるとスイッチング用トランジスタＴ１の駆動を開始する。抵抗Ｒ１０，Ｒ２０は、キャパシタ５００の電荷を放電させる際に電力を消費させるための抵抗である。

　２次側出力はダイオードＤ１０とキャパシタＣ１０とを備え、電圧が平滑化された後段にドライバ回路２１が配置されている。ドライバ回路２１は、パワー半導体素子Ｔ２を駆動する。パワー半導体素子Ｔ２は、図２に示したインバータ回路１２に設けられた６つのパワー半導体素子の内の１つである。

　ドライバ電源回路２７の動作電圧は３０Ｖからバッテリ１３６の最大電圧まで、もしくは、３０Ｖからモータジェネレータ１９２の最大誘起電圧まで動作可能としている。ドライバ電源回路２７の最大動作電圧をバッテリ１３６の最大電圧かモータジェネレータ１９２の最大誘起電圧としているのは、次のような理由からである。すなわち、１２Ｖ系電源１９がオフ、コントローラ１８が非動作、コンタクタ１５がオフという状態において、モータジェネレータ１９２が回転している場合、モータジェネレータ１９２の誘起電圧がインバータ回路１２内のダイオードを経由してキャパシタ５００に印加され、キャパシタ５００に、モータジェネレータ１９２の誘起電圧のピーク電圧が印加されるおそれがあるためである。

　そのため、ドライバ電源回路２７は、モータジェネレータ１９２の誘起電圧のピーク電圧と等しい直流電圧が印加されても動作可能な設計としている。本実施の形態に示す例では、モータジェネレータ１９２の誘起電圧が最大で６００Ｖになるため、ドライバ電源回路２７は６００Ｖの直流電圧が印加されても動作可能な設計とされている。

　本実施の形態では、図２に示すように、ドライバ電源回路２７の入力を高電圧側（ＰＮライン）から取ることで、ドライバ回路２１によるスイッチングを行わなくても、ドライバ電源回路２７自体（図３に示す抵抗Ｒ１０、Ｒ２０や後述する図６の制御ＩＣ１など）の電力消費によりキャパシタ５００の電荷が放電される。

　次に、ドライバ回路基板１７における消費電力、および放電時間について説明する。ここでは、キャパシタ５００の放電開始時の電圧を３５０Ｖとし、その電圧３５０Ｖを４２Ｖ以下とするまでの時間を放電時間として考える。ここでの電圧４２Ｖは、人が触れても軽度の感電で済む電圧とされ、さまざまな基準に使われているものである。そして、放電時間の目標を３０秒以内と設定した。ここで３０秒以内と設定した理由は、車両用インバータ装置は一般的に複数のネジで密閉されているが、この複数のネジを取り外すのに要する最短時間から規定するとした場合、その最短時間は約３０秒とされるからである。

　ドライバ回路基板１７における消費電力による放電時間は、キャパシタ５００の静電容量、ドライバ電源回路２７に印加される電圧値、ドライバ回路基板１７における消費電力により決まる。本実施の形態におけるドライバ回路基板１７では、ドライバ回路２１がパワー半導体素子Ｔ２をスイッチングしてない状態では、消費電力は２Ｗ程度となる。この程度の損失では、静電容量１０００ｕＦのキャパシタ５００を電圧３５０Ｖから３０秒以内に電圧４２Ｖ以下まで放電することができなかった。

　そこで、図３に示したように抵抗Ｒ１０、Ｒ２０をドライバ電源回路２７の二次側回路に設けることで、ドライバ回路基板１７における消費電力を意図的に上げて、放電時間を短縮するようにしている。さらに、この抵抗Ｒ１０、Ｒ２０の抵抗値を減らして消費電力をさらに増加させることで、３０秒以内に電圧４２Ｖまで放電できるような設定とした。

　ただし、このような抵抗Ｒ１０，Ｒ２０による損失を利用する方法では、通常のインバータ動作時においても電力を消費することになる。そこで、次のような方法でドライバ回路基板１７における消費電力を増加させるようにしても良い。ドライバ回路２１は、スイッチング動作をしているときにはスイッチング動作をしていない時に比べて消費電力が増加する。例えば、ドライバ回路２１がコントローラ１８からＰＷＭ指令を受け、周波数１２ｋＨｚ程度でスイッチングしている状態における損失は８Ｗ程度となる。

　そこで、コントローラ１８にセルフシャットオフ機能をもたせて、コンタクタ１５がオフした後も、しばらくの間コントローラ１８を動作させる。そして、モータジェネレータ１９２が無通電状態に維持されるようなＰＷＭ信号を、コントローラ１８からドライバ回路２１へ指令する。このような無通電ＰＷＭスイッチング動作を行わせてドライバ回路２１の消費電力を増加させることで、図３に示したような抵抗Ｒ１０，Ｒ２０を設けなくても、放電時間を３０秒以内に短縮することができる。

　ところで、無通電ＰＷＭスイッチング動作時における消費電力の大きさはＰＷＭ信号のキャリア周波数に依存し、キャリア周波数が高いほど消費電力が大きくなる。すなわち、ＰＷＭ信号のキャリア周波数を変更してドライバ回路２１の消費電力を調整することにより、放電時間の調整を行うことができる。図４は、そのような消費電力調整の一例を示したものであり、インバータ装置１４０の内部温度に応じてキャリア周波数を変更する場合の動作を示すフローチャートである。

　コントローラ１８にはインバータ装置１４０に関する温度情報、例えば、図２に示すようにドライバ回路１２の温度を検出する温度センサ２９を設け、その温度センサ２９の検出信号を温度情報としてコントローラ１８に入力する。コントローラ１８は、その温度情報に基づいてＰＷＭ信号のキャリア周波数を変更する。まず、図４のステップＳ１０では、コンタクタ１５がオフされたか否かを判定する。

　例えば、キーオフ操作によりコンタクタ１５が上位コントローラ４５４によってオフされる場合には、コンタクタオフ指令が上位コントローラ４５４からコントローラ１８に入力されるような構成としておく。そして、コントローラ１８がそのコンタクタオフ指令を受信したか否かで、コンタクタ１５がオフされたか否かを判定する。また、インバータ装置１４０の蓋が開けられるなどして、インターロックループ２０がオープンしたとコントローラ１８が判定した場合には、コントローラ１８はその判定結果を上位コントローラ４５４に出力する。そして、コントローラ１８は、その判定結果によりコンタクタ１５がオフされたか否かを判定する。

　ステップＳ１０でコンタクタ１５がオフされたと判定されると、ステップＳ２０へ進み、温度センサ２９の検出温度（インバータ内部温度）が所定温度（ここでは、所定温度＝８５℃とする）を超えたか否かを判定する。この所定温度は、例えばスイッチング用トランジスタＴ１に許容される温度が用いられるなど、適宜設定される。

　ステップＳ２０でインバータ内部温度が８５℃を超えたと判定されるとステップＳ３０へ進み、８５℃を超えていないと判定されるとステップＳ４０へ進む。ステップＳ２０からステップＳ４０へ進んだ場合には、３０秒以内に電圧４２Ｖまで放電できるように、ＰＷＭ信号のキャリア周波数ｆｃをｆｃ＝１２ｋＨｚに設定して、ドライバ回路２１により無通電ＰＷＭスイッチング動作を行わせる。一方、ステップＳ２０からステップＳ３０へ進んだ場合には、パワー半導体素子の発熱が抑えられるようにキャリア周波数ｆｃをｆｃ＝７ｋＨｚに設定し、ドライバ回路２１により無通電ＰＷＭスイッチング動作を行わせる。この場合、放電時間が延びることになる。

　なお、無通電ＰＷＭスイッチング動作とは、パワー半導体素子に電流が流れないような（すなわち、負荷であるモータジェネレータ１９２に電流が流れない）制御である。例えば、図２の下アーム側のパワー半導体素子をオフにした状態で、上アーム側のパワー半導体素子をスイッチング動作させるような制御をすると、パワー半導体素子に電流が流れないようにスイッチングさせることができる。

　ステップＳ５０では、キャパシタ５００の電圧が４２Ｖを下回ったか否かを判定し、キャパシタ５００の電圧が４２Ｖを下回った場合にはステップＳ６０に進む。なお、図２では図示を省略したが、電圧平滑用のキャパシタ５００と並列に、キャパシタ５００の電圧を検出するための電圧検出回路が設けられている。ステップＳ６０では、コントローラ１８の電源をセルフシャットオフする。

　このように、インバータ内部温度が高く、無通電ＰＷＭスイッチングを行うことでドライバ回路２１やドライバ電源回路２７のスイッチング用トランジスタＴ１の温度が許容温度を超えるおそれがある場合は、キャリア周波数を低く設定する。一方、インバータ内部温度が低く、ドライバ回路２１やスイッチング用トランジスタＴ１等の部品の温度が十分低い場合には、無通電ＰＷＭスイッチングのキャリア周波数を高くすることで、より高速にキャパシタ電荷の放電を行うことが可能となる。なお、ここでいう温度情報は、インバータ内部温度以外に、インバータ装置を流れる冷却水の温度情報や、運転停止時にはほぼ水温と等しくなるパワー半導体素子の温度情報などであっても良い。

　次に、図５を用いて、本発明に関わるインバータ装置の構造について説明する。インバータ装置１４０は、図５に示すように筐体１１内に収納されている。インバータ回路１２を構成する部品（パワー半導体素子など）は一つにモジュール化され、その半導体モジュール３５は冷却流路が形成された冷却ブロック３０に固定されている。電圧平滑用キャパシタ５００は容器１３に収められ、冷却ブロック３０に固定されている。

　３１はキャパシタ５００の本体と一体化されたバスバであって、半導体モジュール３５の上方に配置されたラミネートバスバ３２を介して半導体モジュール３５のインバータ回路１２に接続されている。ラミネートバスバ３２の上方に配置されたドライバ回路基板１７は、支柱３７を介して冷却ブロック３０に固定されている。１９はコントローラ１８を構成する部品が実装されている制御回路基板であり、筐体１１内に設けられた金属板１１０上に搭載されている。ドライバ回路基板１７の電源は、キャパシタバスバ３１とラミネートバスバ３２とを接続する接続部３３から、電源ハーネス３４を介してドライバ回路基板１７へ入力されている。

　ここで、半導体モジュール３５のＰＮ端子ではなく、キャパシタバスバ３１とラミネートバスバ３２の接続部３３から電源ハーネス３４を用いて電源を入力している理由は、半導体モジュール３５のＰＮ端子から遠い箇所ほど、半導体モジュール３５へ流入する電流の影響を受けにくく、電圧が安定しているためと、筐体１１へのハーネス３４の組み込みが容易に行えるからである。

　図６は、ドライバ回路基板１７上の電源回路レイアウトを説明する図である。電源ハーネス３４は、キャパシタバスバ３１とラミネートバスバ３２との接続部３３と、ドライバ回路基板１７の電源コネクタ３６とを接続している。電源配線は、電源コネクタ３６のＰ端子から電源入力キャパシタＣ２を経由して、電源トランスＬ１の３番ピンに接続されている。そして、電源配線は、電源トランスＬ１の３番ピンから電源トランスの１次側巻き線を経由して２番ピンへ、さらに２番ピンからスイッチング用トランジスタＴ１のドレイン（Ｄ）パターンを経由してスイッチング用トランジスタＴ１のドレイン端子に接続されている。

　一方、コネクタ３６のＮ端子は、キャパシタＣ２、図示しない１次電流の検知抵抗を経由してスイッチング用トランジスタＴ１のソース端子に接続されている。ＩＣ１はスイッチングレギュレータ制御回路ＳＷ１の構成部品である制御ＩＣであり、スイッチング用トランジスタＴ１のゲートを駆動しスイッチング用トランジスタＴ１のスイッチングを制御している。電源トランスＬ１から出力されるＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは　ドライバ回路２１の６相分の絶縁電源出力であり、各相のドライバ回路２１に配線されている。ＦＢはフィードバック相への出力であり、電位はＮ端子および制御ＩＣ１と同一である。

　ここで、電圧平滑用のキャパシタ５００からインバータ回路１２へ流入する電流は、図７に示すように、モータ電流と同じピークをもつパルス状の電流波形を有している。モータ電流が３００Ａrmsならば、流入電流もモータ電流のピーク電流４２０Ａと同じであり、周期はキャリア周波数の２倍である。また、電流波形の立ち上がりおよび立下りは、インバータ回路１２のパワー半導体素子のスイッチング電流の立ち上がりおよび立下り波形と同じ、例えば、２ｋＡ/ｕＳという急峻な変化を有する電流である。このとき、キャパシタ５００には、４２０Ａp/２の振幅をもつＡＣ成分の大電流が流れる。

　電気回路的には、ドライバ電源回路２７の入力キャパシタＣ２（静電容量もＣ２とする）は、電圧平滑用のキャパシタ５００（静電容量をＣ１とする）と並列接続であるため、キャパシタＣ２からもインバータ回路１２へ電流が引き込まれることになる。流入する電流の電流値は、キャパシタ５００（Ｃ１）とキャパシタ５００からキャパシタバスバ３１の接続部３３までのインダクタンスＬＬ１とによるインピーダンス√（ωＬＬ１－１/（ωＣ１）^２）と、ドライバ電源回路２７の入力キャパシタＣ２と電源ハーネス３４のインダクタンスＬＬ２とによるインピーダンス√（ωＬＬ２－１/（ωＣ２）^２）との比によって決まる。仮に、後者のインピーダンスが前者のインピーダンスの１０倍程度であれば、モータ電流ピーク４２０Ａ時には　ドライバ電源回路２７の入力キャパシタＣ２には、２１Ａp（＝４２０Ａ・１/１０・１/２）もの電流が入力キャパシタＣ２に流れることになる。なお、図７のＬＬ３はラミネートバスバ３２のインダクタンスである。

　実際には、キャパシタ５００からインバータ回路１２へ流入する電流の周波数は、大きく分けるとキャリア周波数成分の数ｋＨｚと立ち上がり立ち下がりの数ＭＨｚの成分とから成る。そして、数ｋＨｚの成分はキャパシタ５００，Ｃ２の静電容量（それぞれをＣ１，Ｃ２）の比に支配され、数ＭＨｚの成分はインダクタンスＬＬ１，ＬＬ２の比に支配される。キャパシタＣ２はドライバ電源回路２７の電圧を平滑する目的でドライバ回路基板１７上に搭載され、その静電容量は２００ｎＦ程度であり、小型高圧のキャパシタを８個並列接続することにより構成している。そのため、許容リプル電流は数Ａ程度であり、キャパシタ５００（Ｃ１）とのインピーダンスマッチングが不適切であると、入力キャパシタＣ２を許容リプル電流以上で通電させてしまい問題となる。

　インバータ回路１２へ流入する電流の数ｋＨｚ成分については、静電容量Ｃ２（約２００ｎＦ）は静電容量Ｃ１（約１０００μＦ）に対して十分に小さいため、流入するリプル電流は約１/５０００と小さく問題ない。しかし、数ＭＨｚの成分については、ＬＬ１＝ＬＬ２＝１０ｎＨの場合には、仮に静電容量Ｃ１、Ｃ２の比が約１/５０００であっても、インピーダンス比は２倍程度であり、入力キャパシタＣ２のリプル電流が大きくなり問題である。

　そこで、本実施の形態では、静電容量Ｃ２とインダクタンスＬＬ２によるインピーダンスを静電容量Ｃ１とインダクタンスＬＬ１によるインピーダンスの２０倍以上とすることで、数ＭＨｚの高周波における入力キャパシタＣ２のリプル電流を抑え、許容リプルの問題を解決している。すなわち、次式（１）のように設定した。
√（ωＬＬ２－１/（ωＣ２）^２）/ √（ωＬＬ１－１/（ωＣ１）^２）＞２０…(１)

　次に、ドライバ電源回路２７のスイッチング用トランジスタＴ１の放熱対策について説明する。ドライバ回路基板１７における損失は、各相のドライバ回路２１の損失とドライバ電源回路２７の損失とに分けられる。そして、抵抗Ｒ１０，Ｒ２０を設けない場合には、ドライバ電源回路２７の損失の大部分はスイッチング用トランジスタＴ１の損失である。本実施の形態では、スイッチング用トランジスタＴ１は高電圧を入力としてスイッチングしているため、１２Ｖ系電源１９を入力とするスイッチング電源のスイッチングトランジスタと比較して損失が大きい。

　車両用のインバータ装置の場合、使用環境温度が高いためインバータ内部温度は１００℃を超えることもある。そこで、スイッチング用トランジスタＴ１のジャンクション温度を許容値以下に抑えるために、以下に示す２つの放熱対策を施した。

　スイッチング用トランジスタＴ１は、放熱面がドレイン端子の面つけ部品である。ドレインパターンは、電源トランスＬ１の２番ピンと配線されていればよいが、それだけでは放熱が不十分であった。そこで、ドレインパターン（符号Ｄを施した領域）を電源トランスＬ１の３番ピンより図６の右側に延長し、また、図示下方向については、ＦＢラインとの絶縁を確保できる範囲内で拡張をはかることで、より放熱面積の拡大をはかった。

　さらに、スイッチング用トランジスタＴ１周辺に筒状の金属材で構成されたチェッカーチップＪ１を配置し、スイッチング用トランジスタＴ１近傍での放熱面積を拡大することでさらに放熱性能の向上をはかり、スイッチング用トランジスタＴ１を許容温度以内で使用することを可能とした。なお、チェッカーチップＪ１の個数に関しては、ドレインパターンＤの面積に応じて適宜設定すれば良い。以上のような放熱対策により、スイッチング用トランジスタＴ１の小型化を計り、高圧入力のドライバ電源回路２７をドライバ回路基板１７の限られた範囲に搭載することが可能となった。

　上述したように、第１の実施の形態では、急速放電制御回路２４とドライバ回路基板１７の電力消費を利用した放電機構とを併用する構成としたので、仮に、急速放電制御回路２４が故障した場合においても、ドライバ回路基板１７による放電機構により、電圧平滑用キャパシタ５００の電荷を確実に放電することができ、放電制御に関する信頼性の向上を図ることができる。

　なお、放電抵抗２６を用いた急速放電制御回路２４による放電は、放電抵抗２６の抵抗値にも依るが、一般的には数秒程度で４２Ｖまで放電することができる。一方、ドライバ回路基板１７の消費電力による放電では、電圧平滑用キャパシタ５００の残留電荷を４２Ｖまで放電するのに数十秒要することになる。そのため、急速放電制御回路２４による放電とドライバ回路基板１７の消費電力による放電とを同時に行った場合、急速放電制御回路２４による放電がメインとなる。

－第２の実施の形態－
　上述した第１の実施の形態では、急速放電制御回路２４とドライバ回路基板１７の電力消費を利用した放電機構とを常時併用する構成としたが、第２の実施の形態では、急速放電制御回路２４による放電が正常に行えない場合にのみドライバ回路基板１７による放電機構を動作させるようにした。

　図８は第２の実施の形態を説明する図である。図８に示す例では、放電用スイッチング素子２６の両端電圧を検出する放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０を設け、放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０の出力信号に基づいて、急速放電制御回路２４による放電が正常に行われているか否かを検出するようにしている。

　急速放電制御回路２４はマイクロコンピュータ（以下、マイコンという）４５５を備えており、コントローラ１８から放電指令を受けると、マイコン４５５は放電信号を生成する。その放電信号はフォトカプラなどの絶縁伝達素子４５３を介してトランジスタＴ２０側に伝えられ、トランジスタＴ２０がオンする。トランジスタＴ２０がオンすると、放電用スイッチング素子２６にゲート電圧が印加されて放電用スイッチング素子２６がオンする。その結果、急速放電抵抗２５によるキャパシタ５００の放電が行われる。

　放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０は、トランジスタＴ１０，ダイオードＤ１，抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６を備えている。放電実行時には、放電用スイッチング素子２６がオンとなり、放電用スイッチング素子２６の両端電圧を検知してトランジスタＴ１０がオンになる。そのため、トランジスタＴ１０と直列に接続されている絶縁伝達素子４５３もオンとなり、コントローラ１８のマイコン１８１にLow信号が入力される。

　一方、放電が実施されていない場合には、放電用スイッチング素子２６はオフのため、トランジスタＴ１０および絶縁伝達素子４５３もオフとなる。従って、マイコン１８１には、コントローラ１８の電源電圧を抵抗Ｒ２によりプルアップしたHigh信号が入力される。コントローラ１８は、このHigh，Low信号に基づき放電が正常に実施されているか否かを判断することができる。

　すなわち、上位コントローラ４５４からコントローラ１８にコンタクタオフ指令が入力されているにもかかわらず、またはインターロックループ２０のオープンが検出されているにもかかわらず放電用スイッチング素子２６がオフ状態になっている場合には、放電用スイッチング素子２６のオンオフ制御を行っている急速放電制御回路２４が正常に動作していないか、または放電用スイッチング素子２６が正常に動作していないことが考えられる。いずれにしても、コントローラ１８は、コンタクタオフ指令が入力されていて、かつ放電用スイッチング素子２６がオフであると判定したならば、上述したドライバ回路基板１７の電力消費を利用した放電機能を動作させて、キャパシタ５００の電荷を放電させる。

　ところで、急速放電制御回路２４による放電を行うと、放電後の急速放電抵抗２５の温度が上昇するので、次の放電までには一定の時間間隔が必要である。そのため、イグニッションキーの連続オンオフが行われた場合、急速放電抵抗２５の温度が上がり過ぎないように、タイマー等を使用して急速放電機能を停止する必要がある。または、図２に示すように急速放電抵抗２５の温度を検出する温度センサ２３を設け、その温度センサ２３の検出温度が上限温度を超えたならば、急速放電制御回路２４は放電を停止する。

　本発明によれば、上述したように、何らかの理由で急速放電制御回路２４による放電が行われない場合には、ドライバ回路基板１７の消費電力によるキャパシタ５００の放電を行うようにしている。そのため、連続キーオンオフ時に急速放電抵抗２５の温度上昇によって急速放電機能が停止された場合でも、ドライバ回路基板１７の消費電力による放電を行うことで、インバータ装置の感電に対する安全性を高めることができる。

　上述したように、本実施の形態の電力変換装置（インバータ装置１４０）は、ブリッジ接続されたパワー半導体素子を有し、開閉可能なコンタクタ１５を介して直流電源に接続されるインバータ回路１２と、パワー半導体素子を駆動するドライバ回路２１と、ドライバ回路２１をＰＷＭ（パルス幅変調）制御してパワー半導体素子にスイッチング動作を行わせるドライバ回路制御部としてのコントローラ１８と、インバータ回路１２の入力側に並列接続された電圧平滑用のキャパシタ５００とを備える。キャパシタ５００には、急速放電抵抗２５と放電用スイッチング素子２６とを直列接続した放電回路が並列接続されている。そして、コンタクタ１５が開状態とされると、急速放電制御回路２４により放電用スイッチング素子２６をオンする放電機構を備えると共に、キャパシタ５００に並列接続されてキャパシタ５０に印加される電圧を入力とするドライバ電源回路２７を設けた。そのため、キャパシタ５００の残留電荷は、ドライバ電源回路２７や、ドライバ電源回路２７により電力が供給されるドライバ回路２１によっても放電されることになる。その結果、コンタクタオフ時に確実にキャパシタ５００を放電することができ、キャパシタ５００の放電に関する信頼性の向上が図れる。

　また、コンタクタ１５が開状態とされたときに、インバータ回路１２のパワー半導体素子に電流が通電されないようなＰＷＭ制御をドライバ回路２１に対して行うことにより、キャパシタ放電時のドライバ回路２１による消費電力が増加し、放電時間の短縮を図ることができる。

　急速放電抵抗２５による放電が正常に行われているか否かを、放電検出部である放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０で検出する構成とし、コンタクタ１５が開状態で、かつ、急速放電抵抗２５による放電が正常に行われていないことが放電用スイッチング素子電圧検出回路４９０で検出された場合に、パワー半導体素子に電流が通電されないようなＰＷＭ制御を行うようにした。その結果、急速放電制御回路２４の故障などにより急速放電抵抗２５による放電が行われなかった場合でも、ドライバ回路基板１７における電力消費によりキャパシタ５００の電荷を放電させることができる。

　また、急速放電抵抗２５の温度を検出する温度センサ２３をさらに備えて、温度センサ２３により検出された温度が所定上限温度を超えたならば、急速放電抵抗２５による放電を停止し、パワー半導体素子に電流が通電されないようなＰＷＭ制御を行う構成としたので、温度センサ２３が上限温度を超えた場合においても、確実にキャパシタ５００の放電を行うことができる。

　さらに、電力変換装置内の温度（ドライバ回路２１の温度）を検出する温度センサ２９を備え、温度センサ２９の検出温度に基づいてＰＷＭ制御におけるキャリア周波の設定を変更することで、電力変換装置内の温度が許容温度を超えないように放電動作を行うことができる。

　放電電力消費用の抵抗Ｒ１０，Ｒ２０を、ドライバ電源回路２７の二次側にドライバ回路２１と並列に設けたことにより、ドライバ回路２１によるスイッチング動作を行わないときの消費電力を大きくすることができ、放電時間を短縮できる。

　また、図７に示すように、ドライバ電源回路２７の入力部に、電圧平滑用キャパシタ５００に対して並列に接続される入力キャパシタＣ２を設け、キャパシタ５００との接続部３３から入力キャパシタＣ２までの配線と入力キャパシタＣ２とによるインピーダンスを、接続部３３からキャパシタ５００までの配線とキャパシタ５００とによるインピーダンスの２０倍以上に設定することにより、数ＭＨｚの高周波における入力キャパシタＣ２のリプル電流を抑え、許容リプルの問題を解決できる。

　また、ドライバ電源回路２７には、プリント基板上に実装されたスイッチング用トランジスタＴ１と電源トランスＬ１とが備えられ、スイッチング用トランジスタＴ１の一つの端子と電源トランスＬ１の一つの端子とを接続する配線パターンであるドレインパターンＤを、プリント基板の電源トランスＬ１の下方領域において幅広く広がる面状のパターンとすることで、スイッチング用トランジスタＴ１の放熱性能が向上する。さらに、ドレインパターンＤ上のトランジスタＴ１の近傍にチェッカーチップＪ１を１以上配置することで、放熱性能のさらなる向上が図れる。

　上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。

　上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１０年第１０２６１４号（２０１０年４月２７日出願）

Claims

　ブリッジ接続されたパワー半導体素子を有し、開閉可能なコンタクタを介して直流電源に接続されるインバータ回路と、
　前記パワー半導体素子を駆動するドライバ回路と、
　前記ドライバ回路をＰＷＭ（パルス幅変調）制御して前記パワー半導体素子にスイッチング動作を行わせるドライバ回路制御部と、
　前記インバータ回路の入力側に並列接続された電圧平滑用キャパシタと、
　前記電圧平滑用キャパシタに並列接続されて該電圧平滑用キャパシタに印加される電圧を入力とし、前記ドライバ回路に電力を供給するドライバ電源回路と、
　前記電圧平滑用キャパシタの電荷を放電するための抵抗と該抵抗に直列接続された放電用スイッチング素子とから成り、前記電圧平滑用キャパシタに並列接続される放電回路と、
　前記コンタクタが開状態とされると、前記放電用スイッチング素子を導通させて前記放電回路による放電を行わせる放電制御部と、を備えた電力変換装置。
　請求項１に記載の電力変換装置において、
　前記ドライバ回路制御部は、前記コンタクタが開状態とされると、無通電ＰＷＭ制御を前記ドライバ回路に対して行う電力変換装置。
　請求項２に記載の電力変換装置において、
　前記放電回路による放電が正常に行われているか否かを検出する放電検出部をさらに備え、
　前記ドライバ回路制御部は、前記コンタクタが開状態とされ、かつ、前記放電回路による放電が正常に行われていないことが前記放電検出部により検出されると、無通電ＰＷＭ制御を前記ドライバ回路に対して行う電力変換装置。
　請求項２に記載の電力変換装置において、
　前記抵抗の温度を検出する抵抗用温度センサをさらに備え、
　前記放電制御部は、前記コンタクタが開状態であった場合でも、前記抵抗用温度センサにより検出された温度が所定上限温度を超えると、前記放電回路による放電を停止し、
　前記ドライバ回路制御部は、前記コンタクタが開状態とされ、かつ、前記抵抗用温度センサにより検出された温度が所定上限温度を超えると、無通電ＰＷＭ制御を前記ドライバ回路に対して行う電力変換装置。
　請求項２乃至４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
　前記電力変換装置内の温度を検出する装置内温度センサをさらに備え、
　前記ドライバ回路制御部は、前記装置内温度センサの検出温度に基づいて前記無通電ＰＷＭ制御におけるキャリア周波の設定を変更する電力変換装置。
　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
　放電電力消費用の抵抗を、前記ドライバ電源回路の二次側に前記ドライバ回路と並列に設けた電力変換装置。
　請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
　前記ドライバ電源回路の入力部には、前記電圧平滑用キャパシタに対して並列に接続される入力キャパシタが設けられ、
　前記電圧平滑用キャパシタとの接続部から前記入力キャパシタまでの配線と前記入力キャパシタとによるインピーダンスは、前記接続部から前記電圧平滑用キャパシタまでの配線と前記電圧平滑用キャパシタとによるインピーダンスの２０倍以上に設定されている電力変換装置。
　請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
　前記ドライバ電源回路は、プリント基板上に実装されたスイッチング用トランジスタとトランスとを備え、
　前記トランジスタの一つの端子と前記トランスの一つの端子とを接続する配線パターンを、前記プリント基板の前記トランスの下方領域において幅広く広がる面状のパターンとした電力変換装置。
　請求項８に記載の電力変換装置において、
　前記配線パターン上であって前記トランジスタの近傍に、チェッカーチップを１以上配置した電力変換装置。