JP2021093779A - 車載充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】バッテリに接続される電源ラインに発生するリップル電圧を抑制可能な車載充電装置を提供すること。【解決手段】車両１を駆動するモータ３０にバッテリ１０からの電力を電力変換して供給するインバータ２０に接続され、且つ、車両１の外部からの系統電力によりバッテリ１０を充電する車載充電装置４０であって、平滑コンデンサ４１ｂｄを有するＡＣ／ＤＣコンバータ４１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ４１よりもバッテリ１０側に設けられる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３と、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を制御する制御部４４と、を備え、制御部４４は、モータ３０の挙動に応じて、バッテリ１０に接続された電源ラインＬＬに発生するリップル電圧を抑制するように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を制御する。【選択図】図５

Description

本開示は、車載充電装置に関する。

モータの駆動力により走行するハイブリッド車両や電気自動車が知られている。この種の車両においては、一般に、バッテリから供給される直流電力を交流電力に変換してモータに送出するインバータにて、モータの動作が制御されている（例えば、特許文献１を参照）。

特開２０１３−１７３６１号公報

ところで、この種の車両に用いられるモータでは、固定子と回転子の相対角度に起因する磁気的なアンバランスにより、インバータには比較的大きなリップル電圧が発生する。

かかるリップル電圧は、インバータ自身の動作を不安定化させて、高負荷時の出力を十分に確保できない等の不具合を招くと共に、接続される電源ラインを介してその他の負荷、例えばエアコンの電動コンプレッサ等へも悪影響を与える。

従来、この種のリップル電圧を抑制するため、インバータの入力段に配設される平滑コンデンサとして、大容量の平滑コンデンサを用いたり、又は、多数の平滑コンデンサを並列接続する手法が採用されている。しかしながら、このような平滑コンデンサには容量の大きな電解コンデンサの使用が一般的で、自身の経年劣化に伴う容量低下も考慮すると、インバータの大型化が避けられず、車両搭載性に課題を有していた。

本開示は、上記問題点に鑑みてなされたもので、バッテリに接続される電源ラインに発生するリップル電圧を抑制可能な車載充電装置を提供することを目的とする。

前述した課題を解決する主たる本発明は、
車両を駆動するモータにバッテリからの電力を電力変換して供給するインバータに接続され、且つ、前記車両の外部からの系統電力により前記バッテリを充電する車載充電装置であって、
平滑コンデンサを有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータよりも前記バッテリ側に設けられる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記モータの挙動に応じて、前記バッテリに接続された電源ラインに発生するリップル電圧を抑制するように、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、
車載充電装置である。

本発明に係る車載充電装置によれば、バッテリに接続される電源ラインに発生するリップル電圧を抑制することができる。

一実施形態に係る車両の電源系の構成を示す図 一実施形態に係る車両の電源系の回路図 一実施形態に係る電源ラインに発生するリップル電流の挙動の一例を示す図 一実施形態に係る電源ラインに発生するリップル電圧の挙動の一例を示す図 一実施形態に係る充電装置をリップル抑制モードで動作させた際における、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力の送出方向（実線矢印及び点線矢印を参照）を示す図 一実施形態に係るリップル抑制モード制御部における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの制御態様の一例を示す図

以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施形態について詳細に説明する。尚、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

（本開示に至る経緯）
車両の電源系には、通常、バッテリから見て、インバータと並列に、車両外部の電源からの電力を用いてバッテリを充電する車載充電装置が接続されている。

車載充電装置は、外部の電力ラインと接続する必要があるため、車両が充電のために停車しているときのみ動作させられ、車両が走行しているときには動作は不要である。そのため、走行中に充電装置を本来目的とは異なる用途に流用する事は可能である。

本願の発明者らは、モータを動作させている際に、バッテリに接続された電源ラインに発生するリップル電圧を抑制するための手段について、鋭意検討した結果、車載充電装置を適切に構成すると共に、当該車載充電装置に所望の動作を行わせることで、かかるリップル電圧を抑制可能である、という技術的思想に想到した。

以下、本開示に係る車載充電装置（以下、「充電装置」と略称する）の構成の一例について説明する。

［車両の構成］
図１は、本実施形態に係る車両１の電源系の構成を示す図である。図２は、本実施形態に係る車両１の電源系の回路図である。

本実施形態に係る車両１は、例えば、バッテリ１０、インバータ２０、モータ３０、及び、充電装置４０を備えている。

バッテリ１０は、二次電池や電気二重層キャパシタ等のエネルギー源であり、インバータ２０に対して、直流電力を供給する。バッテリ１０としては、例えば、４８Ｖ系のリチウムイオン二次電池が用いられる。

バッテリ１０には、インバータ２０と充電装置４０とが並列に接続されている。そして、バッテリ１０は、モータ３０が力行運転している際には、インバータ２０を介してモータ３０に電力供給する。又、バッテリ１０は、モータ３０が回生運転している際には、インバータ２０を介してモータ３０側から出力される回生電力により、充電される。

又、バッテリ１０は、外部電源のプラグが接続されるコネクタＣｉｎ、及び、充電装置４０を介して、外部電源から供給される電力が充電され得る。

インバータ２０は、例えば、モータ３０を力行運転する際には、バッテリ１０から供給される直流電力を三相交流電力（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換して、モータ３０に対して送出する。又、インバータ２０は、モータ３０を回生運転する際には、モータ３０で回生される交流電力を直流電力に変換してバッテリ１０に送出する。

本実施形態においては、インバータ２０としては、図２に示すように、平滑コンデンサ２１と、Ｕ相アームを構成するスイッチング素子２２Ｑ及び２３Ｑと、Ｖ相アームを構成するスイッチング素子２４Ｑ及び２５Ｑと、Ｗ相アームを構成するスイッチング素子２６Ｑ及び２７Ｑと、これらのスイッチング素子２２Ｑ〜２７Ｑの夫々に並列に設けられる環流ダイオード２２Ｄ〜２７Ｄと、を有する三相ブリッジインバータが用いられている。

尚、インバータ２０の入力段に設けられた平滑コンデンサ２１としては、例えば、小型化及び大容量化が比較的容易な電解コンデンサが用いられている。

スイッチング素子２２Ｑ〜２７Ｑは、それぞれ、インバータＥＣＵ（Electronic Control Unit）（図示せず）からの制御信号（例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）によって、選択的にオン／オフ動作する。これにより、Ｕ相アームに接続されたＵ相配線ＬｕａにＵ相電圧、Ｖ相アームに接続されたＶ相配線ＬｖａにＶ相電圧、Ｗ相アームに接続されたＷ相配線ＬｗａにＷ相電圧が生じ、モータ３０に対して、三相交流電力が供給される。

モータ３０は、例えば、永久磁石式同期モータ、又はかご形誘導モータである。モータ３０は、力行運転時には、インバータ２０から供給される交流電力を用いて、車両１を走行させるための駆動力を生成する。又、モータ３０は、回生運転時には、運動エネルギーを電気エネルギーに変換して回生電力を生成し、車両１に制動力を作用させる。尚、モータ３０の動作状態は、インバータ２０の動作によって、制御される。

充電装置４０は、外部電源（例えば、６０Ｈｚ、１００Ｖの単相交流電力（即ち、系統電力）を供給する商用交流電源）から入力された電力を電力変換して、バッテリ１０に送出する。尚、充電装置４０は、外部電源のプラグが接続されるコネクタＣｉｎ（本発明の「入力部」に相当）を介して、外部電源から受電する。

充電装置４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４１、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３、及び、ＥＣＵ４４を備えている。尚、ＡＣ／ＤＣコンバータ４１、及び、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、コネクタＣｉｎ側からバッテリ１０側に向かって、この順で設けられている。以下では、ＡＣ／ＤＣコンバータ４１、及び、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を「充電回路部」とも称する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ４１は、外部電源から供給される交流電力を直流電力に変換する。本実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ４１は、例えば、整流回路（例えば、ダイオードブリッジ回路）４１ａ及びＰＦＣ回路４１ｂによって構成される。

ＰＦＣ回路（力率改善回路）４１ｂは、外部電源から供給される交流電力の力率を改善する。

本実施形態では、ＰＦＣ回路４１ｂとして、昇圧チョッパ回路方式のＰＦＣ回路が用いられている。ＰＦＣ回路４１ｂは、例えば、正極ライン上に直列に接続されたリアクトル４１ｂａ、リアクトル４１ｂａの後段において正極ラインと負極ラインの間に接続されたスイッチング素子４１ｂｂ、スイッチング素子４１ｂｂの後段でリアクトル４１ｂａと直列に接続されたダイオード４１ｂｃ、及び、ダイオード４１ｂｃの後段に接続された平滑コンデンサ４１ｂｄを含んで構成される。

尚、平滑コンデンサ４１ｂｄは、ＰＦＣ回路４１ｂの出力段において、正極ラインと負極ラインとの間に接続され、ダイオード４１ｂｃから出力される直流電力を平滑化する。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、ＰＦＣ回路４１ｂから出力される直流電力を電圧変換（ここでは、降圧）して、バッテリ１０に対して供給する。

本実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、例えば、絶縁トランス４３ｆと、当該絶縁トランス４３ｆの一次側に配設されたＨブリッジ回路と、当該絶縁トランス４３ｆの二次側に配設された同期整流回路と、を有する。

より詳細には、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、一次巻線と二次巻線を有する絶縁トランス４３ｆと、絶縁トランス４３ｆの一次側に配設されたＨブリッジ回路を構成するスイッチング素子４３ａ、４３ｂ、４３ｃ、４３ｄと、絶縁トランス４３ｆの二次側に配設された同期整流回路を構成するスイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor））４３ｇ、４３ｈ、４３ｉ、４３ｊと、を有する。又、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、同期整流回路（スイッチング素子４３ｇ、４３ｈ、４３ｉ、４３ｊ）の後段には、フィルタ回路として機能する平滑コンデンサ４３ｌ及びリアクトル４３ｋを有している。又、Ｈブリッジ回路の出力ラインには、当該出力ラインに直列にリアクトル４３ｅが設けられている。

スイッチング素子４３ａ、４３ｂ、４３ｃ、４３ｄ、４３ｇ、４３ｈ、４３ｉ、４３ｊは、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。尚、スイッチング素子４３ａ、４３ｂ、４３ｃ、４３ｄ、４３ｇ、４３ｈ、４３ｉ、４３ｊには、並列接続されたＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが、形成されている（図示せず）。

ここでは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、絶縁トランス４３ｆの一次側と二次側との間に通流する電流を双方向に切り替え可能となっている。尚、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３において、絶縁トランス４３ｆの二次側から一次側に向かって電流を通流させる際には、スイッチング素子４３ｇ、４３ｈ、４３ｉ、４３ｊをＨブリッジ回路として機能させ、スイッチング素子４３ａ、４３ｂ、４３ｃ、４３ｄを同期整流回路として機能させる。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の動作は、ＥＣＵ４４によって制御されている。即ち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、ＥＣＵ４４から出力される制御信号（例えば、ＰＷＭ信号）に基づいて、スイッチング素子４３ａ〜４３ｄ、４３ｇ〜４３ｊのオン／オフを切り替え、電力変換動作等を実行する。

ＥＣＵ４４（本発明の「制御部」に相当）は、ＰＦＣ回路４１ｂ（スイッチング素子４１ｂｂ）、及び双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３（スイッチング素子４３ａ〜４３ｄ、４３ｇ〜４３ｊ）の動作を制御する。ＥＣＵ４４は、例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、入力ポート、及び出力ポート等を含んで構成されるマイコンである。尚、ＥＣＵ４４の後述する各機能は、例えば、ＣＰＵがＲＯＭやＲＡＭに格納された制御プログラムや各種データを参照することによって実現される。

ＥＣＵ４４は、車両１に設けられた各種センサと車載ネットワークにより相互に接続され、必要なデータや制御信号を相互にやり取りしている。

本実施形態に係る車両１には、モータ３０の回転速度を検出する回転速度センサＴ１、及び、バッテリ１０（ここでは、バッテリ１０の正極）が接続された電源ラインＬＬの電圧を検出する電圧センサＴ２が備え付けられている。そして、ＥＣＵ４４は、これら回転速度センサＴ１及び電圧センサＴ２からセンサ信号を取得している。なお、回転速度センサＴ１及び電圧センサＴ２から直接、センサ信号を取得するのではなく、例えば、インバータＥＣＵを介して取得しても良い。

［ＥＣＵの構成］
次に、図３乃至図６を参照して、本実施形態に係るＥＣＵ４４の構成について説明する。

ＥＣＵ４４は、充電モード制御部４４ａ、及び、リップル抑制モード制御部４４ｂを有している。

充電モード制御部４４ａは、ＡＣ／ＤＣコンバータ４１及び双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を制御して、外部電源から供給される交流電力を直流電力に電力変換してバッテリ１０に対して送出する。尚、充電モード制御部４４ａは、例えば、車両１のコネクタＣｉｎに外部電源のプラグが接続された際に動作する。

充電モード制御部４４ａは、例えば、外部電源からＰＦＣ回路４１ｂに入力された電力の力率を改善し、且つ、ＰＦＣ回路４１ｂから後段に出力する電力の電圧レベルが上昇するように、スイッチング素子４１ｂｂのオン／オフを制御する。又、充電モード制御部４４ａは、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ４１から入力された電力を電圧変換（ここでは、降圧）して、バッテリ１０に出力するように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３のスイッチング素子４３ａ〜４３ｄ、４３ｇ〜４３ｊのオン／オフを制御する。尚、充電モード制御部４４ａは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３のスイッチング素子４３ｇ〜４３ｊについては、同期整流を行うようにオン／オフを制御する。

リップル抑制モード制御部４４ｂは、モータ３０が動作している際に、バッテリ１０（ここでは、バッテリ１０の正極）に接続された電源ラインＬＬ（充電装置４０からバッテリ１０に電力供給する電力ラインであり、且つ、バッテリ１０からインバータ２０へ供給するラインを表す。以下同じ）に発生するリップル電圧を抑制するように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を動作させる（以下、「リップル抑制モード」と称する）。このとき、リップル抑制モード制御部４４ｂは、電源ラインＬＬに発生するリップル電圧の周期変動に対応する周期で、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３における電力の送出方向を交互に反転させ、平滑コンデンサ４１ｂｄに対して充電と放電とを交互に行わせることで、リップル電圧を抑制する。

図３は、電源ラインＬＬに発生するリップル電流の挙動の一例を示す図であり、図４は、電源ラインＬＬに発生するリップル電圧の挙動の一例を示す図である。尚、図３及び図４に示すグラフは、モータ３０を動作させている際に、実測により得られたデータである。

尚、図３において、ＩｕはＵ相配線Ｌｕａに通流するＵ相電流を表し、ＩｖはＶ相配線Ｌｖａに通流するＶ相電流を表し、ＩｗはＷ相配線Ｌｕｗに通流するＷ相電流を表し、Ｉａｌｌは電源ラインＬＬに通流する電源電流（即ち、合成電流）を表す。又、図４において、Ｖｓはバッテリ１０のバッテリ電圧（即ち、放電電圧）を表し、Ｖｒは電源ラインＬＬの電源電圧を表す。

図５は、充電装置４０をリップル抑制モードで動作させた際における、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３における電力の送出方向（実線矢印及び点線矢印を参照）を示す図である。尚、図５の回路構成は、図２の回路構成と同一のものである。

図６は、リップル抑制モード制御部４４ｂにおける双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の制御態様の一例を示す図である。尚、図６には、リップル電圧の周期変動における位相に応じた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の一次側のスイッチング素子４３ａ〜４３ｄ（以下、「一次側スイッチング素子回路」と略称する）の動作、及び双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の二次側のスイッチング素子４３ｇ〜４３ｊ（以下、「二次側スイッチング回路」と略称する）の動作を示している。図６中の電源電圧は、電圧センサＴ２で検出される電源ラインＬＬの電圧を表し、図６中のｄｕｔｙ比は、一次側スイッチング素子回路及び二次側スイッチング回路のうち、ＰＷＭ制御を行う方のｄｕｔｙ比を表している。

ここで、図３から分かるように、電源ラインＬＬにリップル電流が発生している際、このリップル電流は、Ｕ相配線Ｌｕａに通流するＵ相電流Ｉｕに含まれるリップル成分と、Ｖ相配線Ｌｖａに通流するＶ相電流Ｉｖに含まれるリップル成分と、Ｗ相配線Ｌｕｗに通流するＷ相電流Ｉｗに含まれるリップル成分とを合成した電流となっている。そのため、このリップル電流は、モータ３０の回転速度（即ち、角周波数）に依拠した周波数で周期変動する。典型的には、電源ラインＬＬに発生するリップル電流の周波数は、モータ３０の回転の周波数の略６倍の周波数となっている。

電源ラインＬＬに発生するリップル電圧（図４のＶｒを参照）は、この電源ラインＬＬに発生するリップル電流に依拠して発生し、当該リップル電圧は、電源ラインＬＬに発生するリップル電流の周期変動と同様に、モータ３０の回転の周波数の略６倍の周波数で周期変動する。

リップル抑制モード制御部４４ｂは、かかる電源ラインＬＬに発生するリップル電圧の周期変動を考慮して、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を制御する。

具体的には、リップル抑制モード制御部４４ｂは、例えば、モータ３０の回転速度を検出する回転速度センサＴ１のセンサ信号に基づいて、電源ラインＬＬに発生するリップル電圧の周波数を特定し、及び電源ラインＬＬの電圧を検出する電圧センサＴ２のセンサ信号に基づいて、当該リップル電圧の周期変動における位相を特定する。そして、リップル抑制モード制御部４４ｂは、特定されたリップル電圧の周波数及び位相に基づいて、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を動作させ、バッテリ１０側と平滑コンデンサ４１ｂｄ側との間で交互に電力を授受させる。換言すると、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の動作により、平滑コンデンサ４１ｂｄにおいて充電と放電が交互に実行されることになる。

より詳細には、リップル電圧がバッテリ１０の放電電圧に対してプラス側である場合には、リップル抑制モード制御部４４ｂは、バッテリ１０側から充電装置４０の平滑コンデンサ４１ｂｄに向かって電力が送出されるように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を動作させる（図５の太線矢印）。即ち、リップル抑制モード制御部４４ｂは、電源ラインＬＬにおいてリップル電圧の原因となる余剰電力を、平滑コンデンサ４１ｂｄに充電する。

このとき、リップル抑制モード制御部４４ｂは、例えば、一次側スイッチング回路に整流動作を実行させ、二次側スイッチング回路に送出電力調整動作を実行させる。ここで、二次側スイッチング回路の送出電力調整動作は、例えば、ＰＷＭ制御によって実行される。典型的には、リップル抑制モード制御部４４ｂは、リップル電圧の電圧レベルが大きくなるほど、二次側スイッチング回路におけるｄｕｔｙ比が大きくなるように、リップル電圧の位相にあわせて二次側スイッチング回路のｄｕｔｙ比を時間的に変化させ、二次側スイッチング回路から一次側スイッチング回路に向かってリップル電圧と同期した正弦波状の電力を送出させる。これによって、各タイミングで、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３においてバッテリ１０側から平滑コンデンサ４１ｂｄ側に向かわせる電力の電力値を、電源ラインＬＬにおいてリップル電圧の原因となる余剰電力に対応したものとする。

一方、リップル電圧がバッテリ１０の放電電圧に対してマイナス側である場合には、リップル抑制モード制御部４４ｂは、充電装置４０の平滑コンデンサ４１ｂｄからバッテリ１０側（又は平滑コンデンサ２１側）に向かって電力が送出されるように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を動作させる（図５の点線矢印）。即ち、リップル抑制モード制御部４４ｂは、電源ラインＬＬにおいてリップル電圧を発生させる不足電力を、平滑コンデンサ４１ｂｄから供給する。

このとき、リップル抑制モード制御部４４ｂは、例えば、二次側スイッチング回路に整流動作を実行させ、一次側スイッチング回路に送出電力調整動作を実行させる。ここで、一次側スイッチング回路の送出電力調整動作は、例えば、ＰＷＭ制御によって実行される。典型的には、リップル抑制モード制御部４４ｂは、リップル電圧の電圧レベルが小きくなるほど、一次側スイッチング回路におけるｄｕｔｙ比が大きくなるように、リップル電圧の位相にあわせて一次側スイッチング回路のｄｕｔｙ比を時間的に変化させ、一次側スイッチング回路から二次側スイッチング回路に向かってリップル電圧と同期した正弦波状の電力を送出させる。これによって、各タイミングで、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３において平滑コンデンサ４１ｂｄ側からバッテリ１０側に向かわせる電力の電力値を、電源ラインＬＬにおいてリップル電圧の原因となる不足電力に対応したものとする。

このような制御によって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３は、リップル電圧の波形に対応するように、バッテリ１０側から平滑コンデンサ４１ｂｄへの電力の吸い込みと、当該平滑コンデンサ４１ｂｄからバッテリ１０側への電力の吐き出しを交互に実行する。これによって、電源ラインＬＬに発生するリップル電圧が緩和されることになる。

［効果］
以上のように、本実施形態に係る充電装置４０によれば、バッテリ１０に接続された電源ラインＬＬに発生するリップル電圧を抑制することが可能である。これにより、バッテリ１０の劣化を抑制することができる。換言すると、これによって、インバータ２０の入力段に搭載する平滑コンデンサ２１の小容量化が可能であり、充電装置４０とインバータ２０とを含む電源装置全体としての車両搭載性を向上させ、且つ、低コスト化を図ることができる。

（その他の実施形態）
本発明は、上記実施形態に限らず、種々に変形態様が考えられる。

上記実施形態では、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の一例として、絶縁トランス４３ｆで一次側と二次側とが絶縁された絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータを示した。しかしながら、本発明において、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３の構成は、種々に変形可能であり、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３としては、非絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが用いられてもよい。又、その他、一次側スイッチング回路の構成としては、ハーフブリッジ回路が用いられてもよい。又、二次側スイッチング回路の構成としては、半波整流型の同期整流回路が用いられてもよい。

又、上記実施形態では、リップル抑制モード制御部４４ｂの一例として、回転センサＴ１と電圧センサＴ２とを用いて、電源ラインＬＬに発生するリップル電圧の周波数及び位相を特定し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を制御する手法を示した。しかしながら、リップル抑制モード制御部４４ｂは、モータ３０の回転子の回転位置及び回転速度の両方を検出可能な回転センサを用いて、リップル電圧の周波数及び位相を特定し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を制御してもよい。又、リップル抑制モード制御部４４ｂは、電圧センサＴ２のセンサ信号のみに基づいて、電源ラインＬＬに発生するリップル電圧の周波数及び位相を検出し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４３を適応制御してもよい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、請求の範囲を限定するものではない。請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。

本開示に係る車載充電装置によれば、バッテリに接続される電源ラインに発生するリップル電圧を抑制することができる。

１ 車両
１０ バッテリ
２０ インバータ
２１ 平滑コンデンサ
２２Ｄ〜２７Ｄ 環流ダイオード
２２Ｑ〜２７Ｑ スイッチング素子
３０ モータ
４０ 充電装置
４１ ＡＣ／ＤＣコンバータ
４１ａ 整流回路
４１ｂ ＰＦＣ回路
４１ｂａ リアクトル
４１ｂｂ スイッチング素子
４１ｂｃ ダイオード
４１ｂｄ 平滑コンデンサ
４３ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
４３ａ〜４３ｄ、４３ｇ〜４３ｊ スイッチング素子
４３ｅ リアクトル
４３ｆ 絶縁トランス
４３ｋ リアクトル
４３ｌ 平滑コンデンサ
４４ ＥＣＵ（制御部）
４４ａ 充電モード制御部
４４ｂ リップル抑制モード制御部

Claims (7)

1. 車両を駆動するモータにバッテリからの電力を電力変換して供給するインバータに接続され、且つ、前記車両の外部からの系統電力により前記バッテリを充電する車載充電装置であって、
   平滑コンデンサを有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータよりも前記バッテリ側に設けられる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記モータの挙動に応じて、前記バッテリに接続された電源ラインに発生するリップル電圧を抑制するように、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、
   車載充電装置。
2. 前記制御部は、前記リップル電圧の周期変動に対応する周期で、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力の送出方向を交互に反転させることで、前記リップル電圧を抑制する、
   請求項１に記載の車載充電装置。
3. 前記制御部は、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記バッテリ側から前記平滑コンデンサ側に送出される電力、及び前記平滑コンデンサ側から前記バッテリ側に送出される電力が、前記リップル電圧の位相にあわせて時間変化するように、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させる、
   請求項２に記載の車載充電装置。
4. 前記制御部は、前記モータの回転速度に基づいて、前記リップル電圧の周波数を特定する、
   請求項１に記載の車載充電装置。
5. 前記制御部は、前記リップル電圧が前記バッテリの放電電圧よりも大きいときには、前記バッテリ側から前記平滑コンデンサ側に向かって電力を送出するように、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、
   前記リップル電圧が前記バッテリの放電電圧よりも小さいときには、前記平滑コンデンサ側から前記バッテリ側に向かって電力を送出するように、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、前記リップル電圧を抑制する、
   請求項２に記載の車載充電装置。
6. 前記インバータは、入力段に第２平滑コンデンサを有する、
   請求項１に記載の車載充電装置。
7. 前記第２平滑コンデンサは、電解コンデンサである、
   請求項６に記載の車載充電装置。
   
   

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