JP2015019515A

JP2015019515A - 放電制御装置

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Publication number: JP2015019515A
Application number: JP2013145620A
Authority: JP
Inventors: 裕司 ▲高▼倉; Yuji Takakura; 恭士中村; Takashi Nakamura
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin AW Co Ltd
Priority date: 2013-07-11
Filing date: 2013-07-11
Publication date: 2015-01-29
Also published as: US20160105092A1; DE112014002281T5; CN105264761A; WO2015004948A1

Abstract

【課題】通常動作時には電力消費は小さく、放電制御時には平滑コンデンサに蓄積された電荷を速やかに放電させ、放電に関わる回路素子の耐圧や定格電力を低く抑える。【解決手段】高圧直流電源１１の直流と交流との間で電力変換を行うインバータ１０と、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ４と、平滑コンデンサ４に並列接続されて、高圧直流電源１１よりも低電圧の直流電力を生成する低圧直流電源８と、低圧直流電源８の正負両極間に接続される放電回路５と、放電制御を実行する放電制御部２５とを備え、放電回路５は、放電抵抗５１と放電制御スイッチ５３との直列回路によって構成され、放電制御部２５は、非放電制御中には放電制御スイッチ５３を非導通状態に制御し、放電制御の実行中には放電制御スイッチ５３を導通状態に制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電させる放電制御装置に関する。

電気回路は、当該回路を動作させる電力を供給されて所定の機能を実現する。この電力が安定していなければ、回路の動作の安定性も低くなるので、多くの場合、電力を供給する電源と電気回路と間に、当該電力を安定させるために平滑コンデンサが備えられる。電源からの電力の供給が遮断された場合でも、この平滑コンデンサには電荷が蓄積されており、この電荷は自然放電によって次第に減少する。但し、例えば電気回路が５０Ｖ以上の比較的高電圧且つ数Ａ以上の消費電流で動作する場合には、平滑コンデンサの静電容量もそれに応じて大きくなるから、自然放電によって電荷が減少する時間も長くなる。電源と平滑コンデンサとの電気的接続が遮断された後に、電気回路を点検するようなことも考慮すると、平滑コンデンサの電荷は速やかに放電されることが好ましい。

特開２０１１−２３４５０７号公報（特許文献１）には、電源としてのバッテリと電気回路としてのインバータとの間に、両者を電気的に接続及び遮断するコンタクタを備えた電力変換装置において、当該コンタクタによる電気的接続の遮断時にインバータの直流側に接続された平滑コンデンサの電荷を急速に放電させる技術が開示されている。以下の説明において、括弧内の数字は特許文献１の図面に付された参照符号である。特許文献１によれば、抵抗（２５）と当該抵抗（２５）に直列接続された放電用スイッチング素子（２６）とから構成される放電回路が平滑コンデンサ（５００）に並列接続されている。そして、急速放電時には放電用スイッチング素子（２６）を導通させることによって、平滑コンデンサ（５００）に蓄積された電荷を抵抗（２５）によって消費させる。さらに、インバータ（１２）を構成するパワー半導体素子（Ｔ２）を駆動するドライバ回路（２１）の電源であるドライバ電源回路（２７）の二次側にも放電抵抗（Ｒ１０，Ｒ２０）を設けることによってドライバ回路基板（１７）における消費電力を増加させて平滑コンデンサ（５００）の放電を促進させる（特許文献１：第２９〜４１段落、図２、図３等）。

但し、特許文献１の構成では、放電回路（２５，２６）が平滑コンデンサ（５００）に並列接続されているために、抵抗（２５）及び放電用スイッチング素子（２６）として、平滑コンデンサ（５００）に印加される最大電圧に対応するような高耐圧素子を用いる必要がある。従って、放電回路の小型化や低コスト化は困難である。また、ドライバ電源回路（２７）に放電抵抗（Ｒ１０，Ｒ２０）を設けた場合には、放電制御を行わない通常動作時においても、電力を消費することになる。抵抗値を小さくすると通常動作時の電力消費も大きくなるので、抵抗値を小さくすることには限界があり、ドライバ電源回路（２７）に放電抵抗（Ｒ１０，Ｒ２０）を付加しても、放電時間を大きく短縮させることは困難である。

特開２０１１−２３４５０７号公報

上記背景に鑑みて、放電制御を行わない通常動作時の電力消費を小さくすると共に、放電制御を行う際には平滑コンデンサに蓄積された電荷を速やかに放電させることが可能であり、放電に関わる回路素子の耐圧や定格電力が低く抑えられた放電制御装置の提供が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る放電制御装置の特徴構成は、
高圧直流電源と交流機器との間に介在されて、直流と交流との間で電力変換を行うインバータと、
前記高圧直流電源と前記インバータとの間に介在されて、前記インバータの直流側の正負両極間電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサに並列接続されて、前記高圧直流電源よりも低電圧の直流電力を生成し、前記インバータとは異なる対象装置に当該低電圧の直流電力を供給する低圧直流電源と、
前記対象装置と前記低圧直流電源との間において、前記低圧直流電源の正負両極間に接続される放電回路と、
前記放電回路を制御して、前記平滑コンデンサの電荷を放電させる放電制御を実行する放電制御部と、を備え、
前記放電回路は、放電抵抗と放電制御スイッチとの直列回路によって構成され、
前記放電制御部は、前記放電制御を実行しない非放電制御中には前記放電制御スイッチを非導通状態に制御し、前記放電制御の実行中には前記放電制御スイッチを導通状態に制御する点にある。

放電回路は、平滑コンデンサが接続される高圧直流電源の正負両極間電圧に比べて低電圧の低圧直流電源の正負両極間に接続される。従って、放電回路を平滑コンデンサに対して並列に設ける場合に比べて、放電回路を構成する回路素子（放電抵抗や放電制御スイッチ）の定格電力や耐圧を低く抑えることができる。また、放電制御が実行されない非放電制御中には、放電制御スイッチが非導通状態に制御されることによって、放電制御スイッチと直列に接続される放電抵抗も非導通状態となり、放電回路によって電力は消費されない。従って、放電制御を行わない通常動作時の電力消費を小さくすることが可能である。このように、本構成によれば、放電制御を行わない通常動作時の電力消費を小さくすると共に、放電制御を行う際には平滑コンデンサに蓄積された電荷を速やかに放電させることが可能であり、放電に関わる回路素子の耐圧や定格電力を低く抑えられた放電制御装置を提供することができる。

放電制御中には、放電回路において大きな電力が消費される。低圧直流電源の出力側において電力が不足し、低圧直流電源の出力電圧が低下すると、放電抵抗の端子間電圧も低下するから放電回路の消費電力も低下する。平滑コンデンサの放電時間を短くするためには、放電回路の消費電力を維持できるように電力が供給されると好ましい。１つの態様として、本発明に係る放電制御装置の前記低圧直流電源は、前記放電制御の実行中には、前記非放電制御中に比べて供給電力を増加させると好適である。供給電力が増加することによって、平滑コンデンサの電荷をより多く消費することになり、平滑コンデンサの放電時間を短縮することができる。

上述したように、放電制御中には、放電回路において大きな電力が消費される。そして、低圧直流電源の出力側において電力が不足すると、電圧低下を招く可能性がある。このような可能性を抑制すべく、１つの態様として、本発明に係る放電制御装置は、前記低圧直流電源が、スイッチング素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータであり、前記放電制御の実行中には、当該ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記非放電制御中に比べて高いスイッチング周波数で駆動されると好適である。スイッチング周波数を高くすることによって、単位時間当たりにスイッチング素子が導通して二次側（出力側）へ電力を供給する割合（オン・デューティー）が多くなり、供給電力を増加させることができる。

ところで、電気自動車やハイブリッド自動車などにおいて、車両の駆動力源となる交流の回転電機には、例えば２００〜４００［Ｖ］の直流電力からインバータを介して変換された交流電力が供給される。一方、インバータを構成するスイッチング素子を駆動するための制御信号は、一般的に５Ｖ以下の電源電圧で動作する電子回路によって生成される。そのような低電圧の制御信号では、インバータを構成するスイッチング素子をそのまま駆動することができないので、一般的には、当該電子回路とインバータとの間に、制御信号を中継するドライバ回路が備えられる。このドライバ回路の電源は、回転電機の駆動力源となる直流電圧よりは低く、インバータの制御信号を生成する電子回路の電源電圧よりは高い。従って、このドライバ回路の電源として、前記低圧直流電源を適用すると好適である。即ち、１つの態様として、本発明に係る放電制御装置は、前記交流機器が、交流の回転電機であり、前記対象装置が前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動するドライバ回路であると好適である。

平滑コンデンサは、高圧直流電源に接続されている際には、高圧直流電源の正負両極間電圧の脈動に応じて高い応答性で電荷の蓄積と放出を行うことが好ましい。一方、平滑コンデンサと高圧直流電源との電気的接続が遮断された場合には、交流機器の動作も停止される可能性が高い。そして、停止後の有人作業なども考慮すると、平滑コンデンサの残存電荷を可能な限り早く放電させることが好ましい。従って、平滑コンデンサと高圧直流電源との電気的接続の状態に応じて、放電制御の実行要否が判定されると好適である。１つの態様として、本発明に係る放電制御装置は、前記放電制御部が、前記高圧直流電源と前記平滑コンデンサとの間の電気的接続が遮断された場合に、前記放電制御を開始すると好適である。

放電制御装置のシステム構成を模式的に示す回路ブロック図電源回路の一例を模式的に示す回路ブロック図非放電制御時の各機能部における消費電力の一例を模式的に示す図放電制御時の各機能部における消費電力の一例を模式的に示す図放電制御装置の比較例のシステム構成を模式的に示す回路ブロック図平滑コンデンサの放電特性の一例を示すグラフ電源回路の他の例を模式的に示す回路ブロック図

以下、本発明の放電制御装置を、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機ＭＧを制御する回転電機駆動装置に適用した例を用いて、本発明の実施形態を説明する。図１のブロック図は、回転電機駆動装置１００（放電制御装置）の構成を模式的に示している。車両の駆動力源としての回転電機ＭＧ（交流機器）は、多相交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。

鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両では、回転電機ＭＧを駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源を搭載している。本実施形態では、回転電機ＭＧに電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧２００〜４００［Ｖ］の高圧バッテリ１１（高圧直流電源）が備えられている。回転電機ＭＧは、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ１１と回転電機ＭＧとの間には、直流と交流との間で電力変換を行うインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の直流電圧は、以下“システム電圧Ｖｄｃ”と称する。高圧バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機ＭＧに電力を供給可能であると共に、回転電機ＭＧが発電して得られた電力を蓄電可能である。

インバータ１０と高圧バッテリ１１との間には、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ４が備えられている。平滑コンデンサ４は、回転電機ＭＧの消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。平滑コンデンサ４と高圧バッテリ１１との間には、平滑コンデンサ４から回転電機ＭＧまでの回路と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（electronic control unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：system main relay）と称される。

インバータ１０は、システム電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機ＭＧに供給すると共に、回転電機ＭＧが発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）などのパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３が用いられる。

例えば直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ１０は、よく知られているように多相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３が直列に接続されて１つのアームが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機ＭＧのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイルのそれぞれに一組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。対となる各相のＩＧＢＴ３による直列回路（アーム）の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のＩＧＢＴ３と負極電源ラインＮ側のＩＧＢＴ３との接続点は、回転電機ＭＧのステータコイル（不図示）にそれぞれ接続される。

図１に示すように、インバータ１０は、インバータ制御装置２０により制御される。インバータ制御装置２０は、インバータ制御部２１やドライバ回路２３、放電制御部２５を有して構成されている。インバータ制御部２１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御部２１は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等からの要求信号としてインバータ制御部２１に提供される回転電機ＭＧの目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機ＭＧを制御する。インバータ制御部２１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

回転電機ＭＧの各相のステータコイルを流れる実電流は不図示の電流センサにより検出され、インバータ制御部２１はその検出結果を取得する。また、回転電機ＭＧのロータの各時点での磁極位置は、例えばレゾルバ等の不図示の回転センサにより検出され、インバータ制御部２１はその検出結果を取得する。インバータ制御部２１は、電流センサ及び回転センサの検出結果を用いて、回転電機ＭＧをフィードバック制御する。

車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ１８も搭載されている。低圧バッテリ１８と高圧バッテリ１１とは、互いに絶縁されており、互いにフローティングの関係にある。即ち、高圧バッテリ１１から電力を供給される高圧系回路のグラウンド“Ｎ”（負極電源ラインＮ）と、低圧バッテリ１８から電力を供給される低圧系回路のグラウンド“ＧＢ”とは電気的にフローティングの関係にある。

低圧バッテリ１８の電源電圧（＋Ｂ）は、例えば１２〜２４［Ｖ］である。低圧バッテリ１８は、車両ＥＣＵ９０の他、オーディオシステムや灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。尚、本実施形態では、後述する電源回路８によって生成された低圧直流電源を、不図示の電圧レギュレータ等を介してさらに降圧した電源によりインバータ制御部２１が動作するような形態を例示しているが、インバータ制御部２１も低圧バッテリ１８から供給される電力で動作してもよい。車両ＥＣＵ９０やインバータ制御部２１などの電源電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］である。

ところで、インバータ１０を構成する各ＩＧＢＴ３の制御端子であるゲート端子は、ドライバ回路２３を介してインバータ制御部２１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機ＭＧを駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするインバータ制御部２１などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、低圧系回路のインバータ制御部２１により生成されたＩＧＢＴ３の制御信号は、ドライバ回路２３を介して高圧回路系のゲート駆動信号としてインバータ１０に供給される。ドライバ回路２３は、しばしばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子を利用して構成される。

ドライバ回路２３には、電源回路８から電力が供給される。電源回路８は、平滑コンデンサ４に並列接続されて、高圧バッテリ１１（高圧直流電源）よりも低電圧の直流電力を生成し、インバータ１０とは異なる対象装置（ドライバ回路２３など）に当該低電圧の直流電力を供給する低圧直流電源である。１つの態様として、電源回路８は、図２に示すように、例えばＦＥＴ８７などのスイッチング素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ８３である。図２ではトランス８３ＡによりＤＣ−ＤＣコンバータ８３が構成される例を示している。低圧直流電源の正極は“ＬＰ”であり、負極は“ＬＮ”である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８３が図２に示すようにトランス８３Ａにより構成される場合には、高圧バッテリ１１の正極（正極電源ラインＰ）及び負極（負極電源ラインＮ）と、低圧直流電源の正極（ＬＰ）及び負極（ＬＮ）とを絶縁し、低圧直流電源をフローティング電源とすることができる。電源回路８は、ＦＥＴ８７などのスイッチング素子を制御する電源制御部８１を有して構成されている。図２では、フィードバックループは不図示であるが、電源制御部８１は、電源回路８の出力電圧を監視して、ＦＥＴ８７のスイッチング周波数を変え、一定の出力電圧（ＬＰ−ＬＮ）を出力するようにフィードバック制御を実行する。

ここで、コンタクタ９が閉じた状態から開放状態へ切り替わった場合を考える。上述したように、コンタクタ９はメカニカルリレーによって構成されているので、高圧バッテリ１１からインバータ１０側への電力の供給は直ちに遮断される。しかし、コンタクタ９とインバータ１０との間には、平滑コンデンサ４が接続されており、この平滑コンデンサ４は、高圧バッテリ１１と同電位となるまで充電されている（システム電圧Ｖｄｃとなるまで充電されている）。高圧バッテリ１１の電源電圧は、上述したように２００〜４００［Ｖ］である。従って、コンタクタ９を開放状態とした後でも、平滑コンデンサ４の端子間電圧は、人体への影響がほとんど問題とならない充分に低い電圧（概ね４０Ｖ以下）まで、すぐには低下しない。例えば、回転電機ＭＧやインバータ１０のメンテナンス等を行う場合には、平滑コンデンサ４の電位が充分に低下するまで待機する必要がある。この待機時間は、短いほど好ましい。

尚、高圧バッテリ１１と平滑コンデンサ４との電気的接続を遮断するコンタクタ９の制御は、車両ＥＣＵ９０などの上位の制御装置によって実行される。例えば、コンタクタ９が開放状態に制御されたことを示す情報は、車両ＥＣＵ９０からインバータ制御装置２０に伝達され、インバータ制御部２１は、その情報に基づいて回転電機ＭＧの駆動を停止する制御を行う。また、放電制御部２５は、平滑コンデンサ４の残存電荷がより短い時間で放電されるように、放電回路５を制御して放電制御を実施する。放電制御部２５は、高圧バッテリ１１と平滑コンデンサ４との間の電気的接続が遮断された場合に、放電制御を開始する。

放電回路５は、放電抵抗５１と放電制御スイッチ５３との直列回路によって構成されている。この放電回路５は、対象装置としてのドライバ回路２３と、低圧直流電源としての電源回路８との間において、低圧直流電源の正負両極間（ＬＰ−ＬＮ間）に接続される。放電制御部２５は、放電制御を実行しない非放電制御中には放電制御スイッチ５３を非導通状態に制御し、放電制御の実行中には放電制御スイッチ５３を導通状態に制御する。

図３は、非放電制御時の各機能部における消費電力の一例を模式的に示しており、図４は、放電制御時の各機能部における消費電力の一例を模式的に示している。ここでは、理解を容易にするために、電源回路８の出力電圧（ＬＰ−ＬＮ間電圧）を１５［Ｖ］、放電抵抗５１の抵抗値を２５［Ω］として説明する。また、インバータ制御装置２０には一定の消費電流“Ｉ１”が流れ、消費電力“Ｗ１”は１．５［Ｗ］で一定であるものと仮定する。非放電制御時には、電源回路８は、インバータ制御装置２０にのみ電力を供給すれば良いので、電源回路８の消費電力（供給電力）もおおよそ１．５［Ｗ］（Ｗ１）である。

一方、放電制御が実行されると、放電制御スイッチ５３が導通状態に制御され、放電抵抗５１も導通する。放電制御スイッチ５３の電気抵抗が放電抵抗５１の抵抗値に比べて充分小さいとすれば、ＬＰ−ＬＮ間電圧（＝１５［Ｖ］）に対して２５［Ω］の負荷となり、負荷を流れる電流“Ｉ２”は０．６［Ａ］となる。従って、放電回路５の消費電力“Ｗ２２”は９［Ｗ］となる。これに、インバータ制御装置２０の消費電力“Ｗ１”の１．５［Ｗ］を加え、放電制御時には、電源回路８は、合計で１０．５［Ｗ］の電力を供給する必要が生じる。

電源回路８は、正極電源ラインＰ及び負極電源ラインＮから供給される電力を利用して、低圧電源（ＬＰ−ＬＮ）を生成している。コンタクタ９が開放状態の時には高圧バッテリ１１から電力は供給されず、平滑コンデンサ４に蓄積された電荷が消費されることになる。放電制御の実行中に、電源回路８が、非放電制御中（通常動作中）に比べて供給電力を増加させることによって、平滑コンデンサ４をより速く放電させることができる。

ところで、図２を参照して上述したように、電源回路８は、ＦＥＴ８７を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ８３として構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ８３はＦＥＴ８７などのスイッチング素子のスイッチング周波数（単位時間当たりのオン時間の割合であるデューティー）を変更することによって出力電力（出力電圧が一定の場合は出力電流）を変えることができる。上述したように、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ８３は、不図示のフィードバック回路を有して構成された定電圧源として構成されている。負荷が消費する電流が増加すると、出力電圧が低下しないように、ＦＥＴ８７などのスイッチング素子のスイッチング周波数を高くして出力電流を増加させる。

例えば、電源回路８の供給電力が１．５［Ｗ］の場合に、ＦＥＴ８７が５０［ｋＨｚ］でスイッチングされていたとする。ここで、１つの態様として、スイッチング周波数を７倍の３５０［ｋＨｚ］にすることで、電源回路８の供給電力を７倍の１０．５［Ｗ］にすることができる。即ち、放電制御の実行中に、非放電制御中に比べて高いスイッチング周波数でＤＣ−ＤＣコンバータ８３を駆動することで供給電力を増加させることができる。

尚、このように定電圧源である電源回路８の出力側（二次側）に放電回路５を設けることにより、放電制御の実行中における放電回路５による消費電力をほぼ一定にすることができる（例えば図６の負荷特性“Ａ２”参照。）。即ち、本実施形態の場合には、放電制御の実行中において放電回路５による消費電力“Ｗ２”は約９［Ｗ］で安定する。その結果、放電回路５を構成する素子の電気的な仕様は、放電抵抗５１の定格電力が９［Ｗ］、放電制御スイッチ５３の耐圧が電源回路８の出力電圧（ここでは約１５［Ｖ］）となる。つまり、比較的低い定格電力の抵抗器や、比較的低い耐圧のスイッチを用いることが可能であり、安価な部品の選択が容易となる。

ここで、本発明の優位性の理解をより深めるために、平滑コンデンサ４に並列接続された放電抵抗を使って平滑コンデンサ４を放電させる場合と、本発明を適用して放電させる場合とを比較する。図５は、放電制御装置の比較例のシステム構成を模式的に示している。図５では、比較用の放電回路５Ｂに関係する機能部のみを示し、他の機能部については省略している。この放電回路５Ｂは、放電抵抗５１Ｂとこの放電抵抗５１Ｂに直列接続された放電制御スイッチ５３Ｂとから構成される。放電制御スイッチ５３Ｂは、放電制御が実行されない非放電制御中には導通せず、放電制御中に導通状態となるように制御される。放電制御が実行されると、放電制御スイッチ５３Ｂが導通し、放電抵抗５１Ｂも導通して、平滑コンデンサ４に蓄積された電荷が放電抵抗５１Ｂによって消費される。

ここで、放電抵抗５１Ｂの抵抗値を５．６［ｋΩ］とすると、放電制御スイッチ５３Ｂの電気抵抗は放電抵抗５１Ｂの抵抗値に比べて充分小さいので、放電回路５Ｂはシステム電圧Ｖｄｃに対して５．６［ｋΩ］の負荷となる。上述したように、高圧バッテリ１１は２００〜４００［Ｖ］である。ここでは、放電制御開始時のシステム電圧Ｖｄｃが４００［Ｖ］であり、平滑コンデンサ４の端子間電圧が４００［Ｖ］の状態から放電が開始されるものとする。放電制御開始時には、４００［Ｖ］に対して５．６［ｋΩ］の負荷となるから、放電抵抗５１Ｂに流れる電流は、約７１［ｍＡ］である。従って、放電回路５Ｂの消費電力は約２８［Ｗ］となる。

上述したように、本発明の好適な実施形態に係る放電回路５は、放電抵抗５１の定格電力が９［Ｗ］、放電制御スイッチ５３の耐圧が電源回路８の出力電圧（ここでは約１５［Ｖ］）であった。一方、比較例として示した放電回路５Ｂは、放電抵抗５１Ｂの定格電力が約２８［Ｗ］、放電制御スイッチ５３Ｂの耐圧が高圧バッテリ１１の定格電圧の最大値（ここでは約４００［Ｖ］）である。比較例の放電回路５Ｂでは、本発明に係る放電回路５に比べて定格電力の大きい抵抗器や、耐圧の高いスイッチを用いる必要がある。従って、放電回路５Ｂの回路素子として、安価な部品の選択が難しい。一方、本発明を適用すれば、放電に関わる回路素子の耐圧や定格電力を低く抑えることが可能となる。

図６のグラフは、本発明の好適な実施形態に係る放電回路５（図１）を用いた場合と、比較例の放電回路５Ｂ（図５）を用いた場合との平滑コンデンサ４の放電特性のシミュレーション結果の一例を示している。特性“Ａ１”及び“Ａ２”は、図１の放電回路５を用いた場合の特性を示しており、“Ａ１”は平滑コンデンサ４の端子電圧特性、“Ａ２”は放電抵抗５１の負荷特性である。特性“Ｂ１”及び“Ｂ２”は、図５の放電回路５Ｂを用いた場合の特性を示しており、“Ｂ１”は平滑コンデンサ４の端子電圧特性、“Ｂ２”は放電抵抗５１Ｂの負荷特性である。

図６を参照すると、時刻“ｔ１”において端子電圧特性“Ａ１”と“Ｂ１”とが交わっている。この時刻“ｔ１”は、放電制御の目標時間内に設定された時刻である。ここで、この交点における端子電圧“Ｖｔ”は、平滑コンデンサ４の端子電圧の目標値（目標電圧）を下回る電圧である。従って、放電については両方式共に充分な効果を示しているといえ、放電制御に関する基本性能については、両方式共に充分であるといえる。

尚、放電制御を開始した当初の端子電圧の低下速度は、比較例の放電回路５Ｂを用いた場合の方が速く、急速な放電が実現できている。但し、放電制御は、目標時間内に目標電圧に達するように放電すれば足りるから、時刻“ｔ１”において目標電圧を下回る端子電圧“Ｖｔ”に達している放電回路５は充分に実用に足りるということができる。

ここで、負荷特性“Ａ２”及び“Ｂ２”に着目すると、本発明に係る放電回路５の負荷特性“Ａ２”がほぼ一定値で安定しているのに対し、比較例の放電回路５Ｂの負荷特性“Ｂ２”は時間の経過に伴って値が大きく変化している。上述したように、放電制御の開始時には、負荷はそれぞれ９［Ｗ］と２８［Ｗ］であり、比較例の放電回路５Ｂは、本発明に係る放電回路５の約３倍の負荷となっている。比較例の放電回路５Ｂの負荷は時間の経過に伴って低下し、本発明に係る放電回路５の負荷よりも遙かに小さくなるが、放電回路５Ｂの回路素子（放電抵抗５１Ｂ）は、最大負荷に対応する定格電力を備えている必要がある。一方、本発明に係る放電回路５の放電抵抗５１は、比較例の放電回路５Ｂの放電抵抗５１Ｂと比べて、小さい定格電力で足り、部品の小型化やコストダウンに繋がる。

尚、本発明によれば、放電回路５の放電制御スイッチ５３は、放電制御の実行時にのみ導通状態に制御されるから、非放電制御時の電力のロスを考慮することなく、放電抵抗５１の抵抗値をより低く設定することができる。つまり、放電制御時の消費電力を可能な限り高く設定することができるから、平滑コンデンサ４の放電時間をより短縮することも可能となる。また、放電制御時の消費電力の増大は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８３の駆動周波数（ＦＥＴ８７のスイッチング周波数）を高くすることによって容易に対応できる。従って、平滑コンデンサ４の放電時間をより短縮することが可能となる。一方、非放電制御時には当該駆動周波数が低く抑えられている。従って、非放電制御時（通常動作時）には、相対的に低い駆動周波数により、ノイズの発生を抑制することができる。例えばラジオ等の車載のオーディオ装置に可聴ノイズを生じさせるＲＦＩノイズを抑制することができる。

以上説明したように、本発明に係る放電回路５を適用した放電制御装置は、放電制御を行わない通常動作時の電力消費を小さくすると共に、放電制御を行う際には平滑コンデンサ４に蓄積された電荷を速やかに放電させることが可能であり、放電に関わる回路素子の耐圧や定格電力を低く抑えることが可能である。

〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）ＤＣ−ＤＣコンバータ８３は、図３を参照して上述したようなトランス８３Ａによって構成される絶縁型コンバータには限定されない。例えば、図７に例示するようにインダクタ８３Ｂを用いたチョーク型コンバータであってもよい。

（２）上記においては、２００〜４００［Ｖ］の直流電力から変換される交流電力によって動作する回転電機ＭＧ（交流機器）及び当該回転電機ＭＧを駆動するインバータ１０を構成するスイッチング素子を駆動するドライバ回路２３（対象装置）を用いて説明した。しかし、上述したようなドライバ回路２３を用いるケースは、車両の駆動力源となる交流の回転電機ＭＧに限定されるものではない。数１０［Ｖ］程度の直流電力から変換される交流電力によって動作する回転電機であっても、ドライバ回路が用いられる場合がある。そのような回転電機及び当該回転電機を駆動する駆動装置も本発明を適用可能である。

（３）上記においては、車両ＥＣＵ９０からの制御によってコンタクタ９が開放され、当該制御を実施した車両ＥＣＵ９０からの制御によって放電制御の実行が指示されると説明した。しかし、コンタクタ９が、車両ＥＣＵ９０からの制御やその他の要因（故障等を含む）によって開放されたことを検出し、当該検出結果に基づいて放電制御部２５が自発的に放電制御を開始する形態も好適である。例えば、上述したようなコンタクタ９を備えない構成の駆動装置において、端子抜けや断線などによって高圧バッテリ１１とインバータ１０側との電気的接続が解消された場合にも本発明を適用することができる。

（４）上記においては、高圧バッテリ１１とインバータ１０との間に平滑コンデンサ４が介在される形態を例示したが、高圧バッテリ１１とインバータ１０との間に直流電圧を変換するコンバータが備えられていてもよい。この場合、例えば、平滑コンデンサ４は、当該コンバータとインバータ１０との間に配設され、コンタクタ９は、高圧バッテリ１１とコンバータとの間に配設される。コンタクタ９とコンバータとの電気的接続が解消されると、平滑コンデンサ４に電荷が残存することは同様であるから、コンバータを備えた装置に対しても本発明を適用することができる。

本発明は、平滑コンデンサに蓄積された電荷を放電させる放電制御装置に利用することができる。

３：ＩＧＢＴ（インバータを構成するスイッチング素子）
４：平滑コンデンサ
５：放電回路
８：電源回路（低圧直流電源）
１０：インバータ
１１：高圧バッテリ（高圧直流電源）
２０：インバータ制御装置
２１：インバータ制御部
２３：ドライバ回路（対象装置）
２５：放電制御部
５１：放電抵抗
５３：放電制御スイッチ
８１：電源制御部
８３：ＤＣ−ＤＣコンバータ（低圧直流電源）
１００：回転電機駆動装置（放電制御装置）
ＭＧ：回転電機（交流機器）
Ｖｄｃ：システム電圧

Claims

高圧直流電源と交流機器との間に介在されて、直流と交流との間で電力変換を行うインバータと、
前記高圧直流電源と前記インバータとの間に介在されて、前記インバータの直流側の正負両極間電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサに並列接続されて、前記高圧直流電源よりも低電圧の直流電力を生成し、前記インバータとは異なる対象装置に当該低電圧の直流電力を供給する低圧直流電源と、
前記対象装置と前記低圧直流電源との間において、前記低圧直流電源の正負両極間に接続される放電回路と、
前記放電回路を制御して、前記平滑コンデンサの電荷を放電させる放電制御を実行する放電制御部と、を備え、
前記放電回路は、放電抵抗と放電制御スイッチとの直列回路によって構成され、
前記放電制御部は、前記放電制御を実行しない非放電制御中には前記放電制御スイッチを非導通状態に制御し、前記放電制御の実行中には前記放電制御スイッチを導通状態に制御する放電制御装置。
前記低圧直流電源は、前記放電制御の実行中には、前記非放電制御中に比べて供給電力を増加させる請求項１に記載の放電制御装置。
前記低圧直流電源は、スイッチング素子を用いたＤＣ−ＤＣコンバータであり、前記放電制御の実行中には、前記非放電制御中に比べて高いスイッチング周波数で駆動される請求項１又は２に記載の放電制御装置。
前記交流機器は、交流の回転電機であり、前記対象装置は前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動するドライバ回路である請求項１から３の何れか一項に記載の放電制御装置。
前記放電制御部は、前記高圧直流電源と前記平滑コンデンサとの間の電気的接続が遮断された場合に、前記放電制御を開始する請求項１から４の何れか一項に記載の放電制御装置。