WO1999048078A1 - Transistor circuit, display panel and electronic apparatus - Google Patents

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WO1999048078A1
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transistor
gate
voltage
tft
input signal
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PCT/JP1999/001342
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Mutsumi Kimura
Yojiro Matsueda
Tokuroh Ozawa
Michael Quinn
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Seiko Epson Corporation
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Definitions

  • the present invention belongs to a technical field of a transistor circuit including a plurality of transistors such as a thin film transistor (hereinafter, referred to as a TFT), a field effect transistor, and a bipolar transistor.
  • a current control type current drive type
  • a transistor has various voltage-current characteristics and thresholds depending on various conditions such as the film quality of a semiconductor film, film thickness, impurity concentration and diffusion region, film quality of a gate insulating film, film thickness, and operating temperature. Large or small variations occur. In the case of a bipolar transistor using crystal silicon, such a variation in threshold value is relatively small, but in the case of TFT, such a variation is usually large. In particular, in the case of a large number of TFTs formed over a wide area on a TFT array substrate in a display panel such as a liquid crystal panel, an EL panel, etc., such variations in current-voltage characteristics and threshold values become extremely large. Often. For example, even if this type of TFT is manufactured to have a threshold value of about 2 V (volts) (+2 V for N-channel and ⁇ 2 V for P-channel), the variation is about several volts. Or become.
  • the voltage-current characteristics of a driving TFT provided in each pixel portion are determined. Threshold variations are relatively rare. That is, in this case, even if there is some variation in the current-voltage characteristic and the threshold value of the TFT, if a sufficient switching time is given, the voltage supplied to each pixel unit from the outside via the TFT is provided. By increasing the accuracy, the table in each pixel This is because the display density and brightness can be accurately controlled. Therefore, even in display TFT liquid crystal panels, etc., in which display density and brightness unevenness in each pixel area are important, high-quality TFTs with relatively large variations in current-voltage characteristics and thresholds are used. It can display images.
  • a display panel having a current-control-type light-emitting element such as an organic EL, which emits light in such a manner that its brightness changes in accordance with the amount of current supplied, has been developed in a pixel portion. It has attracted attention as a display panel that can display images without using it, consumes low power, has little dependence on the viewing angle, and sometimes realizes flexibility.
  • a driving TFT is used in each pixel portion in order to perform active matrix driving. For example, the drain of the driving TFT is connected to the EL element via the hole injection electrode, and is supplied to the EL element from the power supply wiring connected to the source according to the voltage of the data signal applied to the gate.
  • the driving TFT is configured to control (change) the drive current.
  • the drive current flowing through the EL element is controlled by controlling the conductance between the source and the drain according to the voltage change of the input signal, and the brightness (luminance) in each pixel portion is controlled. Can be changed, and image display and the like can be performed.
  • a current control type element such as the above-described EL panel or the like
  • the voltage-current characteristics and threshold value variations in the driving TFT provided in each pixel portion pose a problem.
  • the variation in the voltage-current characteristics and the threshold value of the driving TFT causes the driving current of the data signal to vary. Since it appears as a variation as it is, the accuracy of the drive current is reduced. As a result, the brightness in each pixel portion also varies according to the variation in the threshold value of the driving TFT. In particular, in current low-temperature polysilicon TFT manufacturing technology, such variations in voltage-current characteristics and threshold values occur to a large extent, so this problem is extremely large in practical use.
  • each TFT is manufactured to reduce the variation in the voltage-current characteristics and the threshold value, the yield will be reduced, and in particular, the TFT is configured using a large number of TFTs such as a display panel. In the case of equipment, the yield is extremely reduced. Contradicts the general demand for lower costs. Alternatively, it is almost impossible to manufacture a TFT that reduces such variations. In addition, even if an attempt is made to separately provide a circuit for compensating the variation of the current-voltage characteristics and the threshold value of each TFT, the device becomes complicated and large, and the power consumption also increases. It is expected that the yield of the arranged display panels will be reduced again, or it will be difficult to respond to recent demands for lower power consumption and smaller and lighter devices. Disclosure of the invention
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and is a transistor circuit that performs conductance control in a driving transistor in accordance with the voltage of an input signal.
  • the conductance control can be performed by a relatively low-voltage input signal.
  • a transistor circuit capable of compensating for variations in current-voltage characteristics and threshold characteristics of a driving transistor with a relatively small number of transistors and a relatively small power consumption. It is an object to provide a display panel and an electronic device which are used.
  • a first transistor circuit according to the present invention has a first gate, a first source, and a first drain, and the first source circuit according to a voltage of an input signal supplied to the first gate. And a driving transistor whose conductance is controlled between the first drain and a second gate, a second source, and a second drain. The second gate is connected to one of the second source and the second drain. A direction that allows the input signal to be supplied to the first gate via the second source and the second drain, and enables the first gate to move the charge in a direction to reduce the conductance. And a compensating transistor connected to the first gate.
  • one of the second source and the second drain of the compensating transistor is connected to the first gate of the driving transistor, and the driving source is connected via the second source and the second drain.
  • An input signal is supplied to the first gate of the transistor.
  • this first gate The conductance between the first source and the first drain is controlled according to the voltage of the supplied input signal.
  • the compensating transistor has a second gate connected to the second drain or the second source, and performs a charge transfer in the direction of reducing the conductance between the first source and the first drain with respect to the first gate. It is connected to the first gate in a possible orientation. That is, the compensating transistor has diode characteristics. For example, if the driving transistor is an N-channel type, current can be supplied only from the first gate to the input signal source. Alternatively, if the driving transistor is a P-channel type, current can flow from the input signal source to the first gate.
  • the gate voltage of the first gate is lower than the voltage of the input signal at the time when the signal is input to the compensation transistor.
  • the voltage is boosted to the side where the conductance of the driving transistor is increased by the threshold value. Therefore, in order to obtain a desired conductance in the driving transistor, the input signal having a voltage lower than the gate voltage corresponding to the conductance by the threshold value (voltage) of the compensating transistor is used. It suffices to supply the voltage via a transistor. In this way, the gate voltage for the input signal can be boosted by the threshold value (voltage) of the compensating transistor. Compared to the case without the compensating transistor, the same conductance control can be performed with a lower input signal voltage. It is possible to do.
  • this input signal often has a higher frequency than other signals, and if a lower input signal is sufficient, considerable reduction in power consumption can be expected.
  • the voltage of the input signal is boosted by the compensating transistor to become the gate voltage in the first gate.
  • the source and the drain of the driving transistor whose conductance is controlled are controlled.
  • the threshold value of the input signal with respect to the driving current flowing through the transistor is lower than the threshold voltage of the driving transistor by the threshold voltage of the compensating transistor which is a boosted voltage from the input voltage to the gate voltage. That is, in the threshold value of the input voltage with respect to the drive current, the threshold value of the compensation transistor and the threshold value of the drive transistor are offset. Therefore, the threshold value of the input signal with respect to the drive current can be made closer to zero by making the threshold characteristics and the voltage-current characteristics closer to each other. It works.
  • the threshold value of the input signal of the entire transistor circuit can approach a certain value (zero). That is, when a plurality of transistor circuits are formed using a plurality of driving transistors having different threshold values, the threshold values of the driving transistor and the compensation transistor in each transistor circuit portion are brought closer to each other. In this case (ideally, when the two are matched), the difference in threshold between the transistors is smaller than the difference in threshold between the driving transistors (ideally, Is almost gone). Therefore, even when a plurality of driving transistors having different threshold values are used when a plurality of the transistor circuits are formed, a plurality of transistor circuits with little or no variation in the threshold value can be obtained. Becomes
  • the second transistor circuit of the present invention in the above-mentioned first transistor circuit, is a value of conductance higher than a maximum value of the conductance controlled in accordance with the input signal with respect to the first gate.
  • a reset unit that supplies a reset signal having a voltage corresponding to the input signal before the input signal is supplied.
  • the reset signal is supplied to the first gate by the reset means, the reset signal having a voltage corresponding to a value of the conductance higher than the maximum value of the conductance of the driving transistor controlled according to the input signal.
  • the gate voltage of the driving transistor can be kept constant by the reset means regardless of the magnitude of the voltage value of the input signal, and the charge can be moved in the direction of decreasing the conductance after reset.
  • the input signal can be supplied to the first gate via the compensation transistor connected to the first gate.
  • the reset signal is set to a voltage higher than a maximum voltage of the input signal by a threshold voltage of the compensation transistor. It is characterized by having.
  • the reset means supplies a reset signal having a voltage higher than the input signal to the first gate of the driving transistor. Furthermore, since the voltage of the reset signal is set to be higher than the maximum voltage of the input signal by the threshold voltage of the compensation transistor, if the input signal is input after reset, the voltage of the input signal becomes higher. Voltage that is higher than the input signal voltage by the threshold voltage of the driving transistor through the compensation transistor It can be supplied to the first gate of the transistor.
  • the reset means has a third gate, a third source, and a third drain, and the third source and the third One of the drains is connected to the first gate, and when a reset timing signal is supplied to the third gate before the supply of the input signal, the reset signal is supplied through the third source and the third drain. And a reset transistor for supplying the first gate to the first gate.
  • the reset signal when the reset timing signal is supplied to the third gate of the reset transistor, the reset signal drives the reset signal via the third source and the third drain. It is supplied to the first gate of the transistor. As a result, the gate voltage of the driving transistor can be reset to a constant value by the supply timing of the reset timing signal. Therefore, the operation described for the second or third transistor circuit can be performed.
  • the driving transistor and the compensation transistor are transistors of the same conductivity type. I do.
  • the driving transistor and the compensating transistor are transistors of the same conductivity type.
  • “the same conductivity type” means that the conductivity type of the transistor is the same.
  • the compensation transistor is also an N-channel type.
  • the compensation transistor is also a P-channel type. Therefore, the threshold value of the compensation transistor and the threshold value of the driving transistor are different. Since these are almost equal to each other, these threshold values cancel each other out in the transistor circuit. As a result, it is possible to perform the conductance control by setting the threshold value of the input signal with respect to the drive current to substantially zero. Further, even when a plurality of transistor circuits are formed using a plurality of driving transistors having different threshold values, it is possible to compensate for variations in the threshold values.
  • a sixth transistor circuit according to the present invention in any one of the first to fifth transistor circuits described above, further includes a fourth gate, a fourth source, and a fourth drain, and the fourth gate includes a switching timing signal. And a switching transistor connected to supply the input signal to the compensation transistor via the fourth source and the fourth drain when is supplied.
  • the input signal when the switching timing signal is supplied to the fourth gate of the switching transistor, the input signal is compensated through the fourth source and the fourth drain of the switching transistor. Is supplied to the transistor for use. As a result, the input signal can be supplied to the drive transistor at the supply timing of the switching timing signal.
  • a storage capacitor connected to the first gate is further provided.
  • the seventh transistor circuit when an input signal is supplied to the first gate, the voltage is held by the storage capacitor connected to the one gate. Therefore, even when the input signal is supplied for a certain period, the voltage applied to the first gate can be maintained for a longer period.
  • the eighth transistor circuit according to the present invention provides any one of the first to seventh transistors described above.
  • the transistor circuit is characterized in that the transistor circuit is constituted by a thin film transistor formed on the same substrate.
  • the effect of the current-voltage characteristic and the threshold characteristic on the driving current in the driving thin-film transistor formed on the same substrate can be compensated by the compensation thin-film transistor.
  • both thin film transistors are formed on the same substrate by the same thin film forming process, the characteristics between the two transistors are more similar, so that a plurality of transistor circuits with little variation in current-voltage characteristics and threshold characteristics are connected to the same substrate.
  • a ninth transistor circuit according to the present invention is the transistor circuit according to any one of the first to seventh transistors, wherein each of the transistors corresponds to a base, a collector, and a drain, respectively. It consists of a bipolar transistor.
  • the influence of the current-voltage characteristics and the threshold characteristics of the driving bipolar transistor on the driving current can be compensated for by the compensating bipolar transistor.
  • the degree of similarity in characteristics between the two transistors generally increases, so that it is possible to obtain a plurality of transistor circuits with small variations in current-voltage characteristics and threshold characteristics. .
  • the input signal is a voltage signal whose voltage is controlled by an input signal source;
  • the transistor is characterized in that one of the first source and the first drain is connected to a current control type element, and controls the current flowing through the current control type element by controlling the conductance.
  • the driving transistor when a voltage signal whose voltage is controlled by the input signal source is supplied as an input signal through the compensating transistor, the driving transistor causes a change in the voltage of the voltage signal. Accordingly, the conductance between the first source and the first drain is controlled. Thereby, the current control type element connected to one of the first source and the first drain is controlled in current. Therefore, it is possible to drive the current control type device with a relatively low voltage input signal. It is also possible to accurately control the current of a plurality of current-driven elements in accordance with the voltage of the voltage signal, regardless of the variation in the current-voltage characteristics, the threshold, and the value characteristics among the number of driving transistors.
  • a plurality of pixel units each including the above-described 10th transistor circuit and arranged in a matrix are provided, and the current control type element is provided in each of the plurality of pixel units.
  • a display panel is provided.
  • the current control type light emitting element is current-controlled by the driving transistor in accordance with the voltage of the input signal.
  • the brightness of the current-controlled light-emitting element is not affected by variations in the current-voltage characteristics and threshold characteristics between the driving transistors.
  • an electronic device including the above-described display panel.
  • FIG. 1 is a circuit diagram in one embodiment of a transistor circuit of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart of various signals in the transistor circuit (FIG. 2 (A)), and a timing chart of various signals in the transistor circuit of FIG. 1 (FIG. 2 (B)).
  • FIG. 3 is a characteristic diagram (FIG. 3 (A)) showing threshold characteristics in a comparative example having a driving TFT, and the present embodiment having a compensation TFT and a driving TFT.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram (FIG. 3 (B)) showing a threshold characteristic.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram showing a change in the drive current Id with respect to a threshold variation ⁇ V th in various cases.
  • FIG. 5 is a timing chart showing the step-down operation of the compensation TFT when the reset signal V rsig is set to 5 V in the present embodiment (FIG. 5A), and the reset signal V rsig is set to 0 V.
  • Fig. 5 (B)) is a evening chart showing the step-down effect of the compensation TFT when it is set to the above condition.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of another embodiment of the transistor circuit.
  • FIG. 7 is a plan view showing the overall configuration of the embodiment of the display panel.
  • FIG. 8 is a plan view of one pixel portion of the display panel of FIG.
  • Fig. 9 is a sectional view taken along line A-A of Fig. 8 (Fig. 9 (A)), a sectional view of BB '(Fig. 9 (B)) and a sectional view of C-C' (Fig. 9 (c)). ).
  • FIG. 10 is a circuit diagram of four adjacent pixel units in the display panel of FIG.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of an embodiment of an electronic device according to the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic diagram showing a personal computer as an example of an electronic device.
  • FIG. 13 is a perspective view showing a liquid crystal device using TCP as another example of the electronic apparatus.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a transistor circuit according to the present embodiment.
  • FIGS. 2A and 2B are timing charts showing timings and voltages of various signals in the transistor circuit, respectively.
  • the transistor circuit 100 includes a driving TFT 110 (P-channel type), a compensation TFT 120 (P-channel type), a reset TFT 130 (N-channel type), and a switching TFT 140 ( N-channel type) ing.
  • driving TFT 110 P-channel type
  • compensation TFT 120 P-channel type
  • reset TFT 130 N-channel type
  • switching TFT 140 N-channel type
  • a driving TFT 110 constituting an example of a driving transistor is applied to a gate 111 based on an input signal supplied via a switching TFT 140 and a compensation TFT 120.
  • the configuration is such that the conductance between the source 112 and the drain 113 is controlled in accordance with the applied gate voltage Vg.
  • the gate 121 is connected to one of the source 122 and the drain 123 (the drain 123 in FIG. 1). That is, the compensating TFT 120 is so-called diode-connected.
  • the compensating transistor 120 is connected to the gate 112 via the source 122 and the drain 123 so that the input signal is supplied to the gate 111 and the conductance of the compensating transistor 120 is reduced with respect to the gate 111.
  • the gate is connected to the gate 11 1 in the direction that allows charge transfer (in FIG. 1, the side of the drain 1 23).
  • the reset TFT 130 which constitutes an example of the reset means, one of a source 13 2 and a drain 13 (in FIG. 1, the drain 13 33) is connected to the gate 11.
  • a reset scan signal of a voltage V rscan (hereinafter referred to as a reset scan signal V rscan) as an example of a reset evening signal is supplied to the gate 13 1 before the input signal V sig is supplied, the source 13 2
  • a reset signal of a voltage V rsig (hereinafter, referred to as a reset signal V rsig) is supplied to the gate 111 via the drain 133.
  • a scanning signal of a voltage Vscan as an example of a switching timing signal (hereinafter, referred to as a scanning signal Vscan) is supplied to the gate 141.
  • the input signal source and the compensation TFT 1 so that the input signal of the voltage V sig (hereinafter, referred to as the input signal V sig) is supplied to the compensation TFT 120 via the source 144 and the drain 144. Connected between 20.
  • a current control type (current drive type) element 500 such as an EL element is connected to the source 112 of the drive transistor 110.
  • the other end is connected to a negative power supply 1 Vc having a predetermined potential.
  • a positive power supply + Vc of a predetermined potential is connected to the drain 113 of the driving transistor 110.
  • a storage capacitor 160 is connected to the gate 111 of the driving transistor 110. Therefore, the gate voltage Vg once applied is held by the holding capacitor 160.
  • the reset scanning signal V rscan is applied to the reset TFT 130.
  • the reset TFT 130 is turned on, a reset signal V rsig is supplied to the gate 111 of the driving TFT 110, and the gate voltage Vg of the gate 111 is set to the reset signal V rsig Voltage
  • the level is almost equal to V rsig.
  • the gate voltage Vg of the driving TFT 110 can be reset to a constant voltage (ie, the voltage Vrsig) at the supply timing of the reset scanning signal Vrsig regardless of the magnitude of the voltage Vsig of the input signal Vsig. Then, when the reset period ends and the scanning signal V scan is supplied to the switching TFT 140, the switching TFT 140 is turned on, and the gate 111 of the driving TFT 110 is connected to the compensation TFT 120.
  • V sig is supplied.
  • the gate 121 is connected to the drain 123 in the compensating TFT 120 (that is, it is diode-connected)
  • a negative voltage is applied to the gate 111 to make it possible to pass through.
  • the gate voltage Vg of the driving TFT 110 which is a P-channel type TFT that is in the state, is lowered to the negative voltage side by the threshold voltage Vth2 of the compensation TFT 120 from the voltage Vsig of the data signal Vsig. Then, the gate voltage Vg thus reduced is applied to the scanning signal
  • the gate voltage Vg is equal to the reset signal V rsig voltage. It is enough to have only Vrsig time. Therefore, the driving period can be set to be much longer than the reset period. Even if the driving TFT 110 is turned on by the reset signal Vrsig during the reset period, the driving TFT T 110 can be set during this period. The influence of the current flowing through the source 112 and the drain 113 of 11 ° on the drive current I d can be made negligibly small.
  • the threshold voltage of compensation TFT 120 is
  • equivalent conductance control can be performed using the lower input signal V sig voltage V sig compared to the case without the compensation TFT 120. This can be performed in the TFT 110.
  • FIG. 2B is a timing chart when an N-channel TFT is used as both the driving TFT 110 and the compensating TFT 120. In this case, a positive voltage must be applied to the gate 111.
  • the gate voltage Vg of the driving TFT 110 which is an N-channel TFT that is turned on by the
  • the voltage After being set to the voltage V rsig of V rsig, the voltage is boosted to the positive voltage side by the threshold voltage Vth2 of the compensation TFT 120 from the voltage V sig of the input signal V sig.
  • V sig is directly input, that is, if the voltage V sig of the input signal V sig matches the gate voltage Vg, FIG. 3 (A) (this is because the driving TFT 110 is an N-channel TFT)
  • the driving current Id has a characteristic that rises from the threshold voltage V thl of the driving TFT 110 as shown in FIG. For example, this threshold voltage
  • the variation of the threshold value is about several volts. Then, the variation in the threshold voltage V thl in the driving TFT 110 appears directly as the variation in the driving current Id.
  • the input signal V sig is input to the driving TFT 110 via the compensation TFT 120, that is, the voltage V sig of the input signal V sig is set to the threshold of the compensation TFT 120.
  • the threshold of the compensation TFT 120 The value voltage Vth2 and the threshold voltage Vthl of the driving TFT 110 cancel each other, and the threshold voltage Vth of the input signal Vsig for the entire transistor circuit 100 approaches zero.
  • the threshold voltage Vth becomes substantially zero.
  • matching the threshold voltages Vthl and Vth2 can be achieved, for example, by configuring the driving TFT 110 and the compensation TFT 120 from the same conductivity type TFT at close positions on the same semiconductor substrate. You can do it relatively easily.
  • each of the TFTs a planar shape of each component such as a film thickness of a gate insulating film and a semiconductor film to be formed as a thin film, a channel length and the like, a channel forming region, a source region, and a drain region. Since the impurity concentration of the TFT and the temperature state during operation can be easily matched, the threshold voltages Vthl and Vth2 of both TFTs can be completely or almost completely matched. is there. In order to approximate the threshold value characteristics, the channel length should be the same, but the channel width does not need to be the same.
  • the drive current I d is obtained by making the threshold characteristics and the voltage-current characteristics of the drive TFT 110 and the compensation TFT 120 close (ideally, by matching). It is possible to make the threshold voltage Vth of the input signal V sig with respect to the value close to zero (ideally match it to zero).
  • the threshold voltages V thl of the driving TFTs 110 varied from one another.
  • the threshold voltage Vth of each transistor circuit 100 is set to a value close to zero by the operation of each compensation TFT 120. That is, a large number of transistor circuits 100 having a constant threshold voltage Vth can be manufactured. This is particularly useful for applications such as display panels in which variation in threshold voltage Vth among a large number of transistor circuits 100 becomes a problem as described later.
  • each transistor circuit 100 matching the threshold voltage V thl of the pair of driving TFTs 110 arranged close to each other with the threshold voltage V th2 of the compensation TFT 120 is separated by a distance. Before matching the threshold voltages V thl of the two driving TFTs 110 that are separately arranged As described above, since it is much easier, the configuration in which the threshold voltage V thl in each transistor circuit 100 is compensated by the compensation TFT 120 in this way is composed of a plurality of transistor circuits 100. It can be said that it is extremely effective in reducing the variation of the threshold voltage Vth between 0.
  • a plurality of driving TFTs 110 having different threshold voltages V thl that is, a threshold as a design reference value. Even if a plurality of driving TFTs 110 each having a threshold voltage V thl that greatly varies from the value voltage (for example, 2.5 V) are used, the variation of the threshold voltage V th is little or no. It is possible to obtain a plurality of transistor circuits 100 without any. For this reason, the conditions required for TFT in the current-voltage characteristics are relaxed, and the yield can be improved and the manufacturing cost can be reduced.
  • the conductance control in each driving TFT 110 can be controlled by the input signal V sig.
  • the first effect is that it can be performed using a gate voltage Vg higher than the voltage Vsi
  • the second effect is that the variation in the threshold voltage Vth among the plurality of transistor circuits 100 is reduced.
  • the threshold voltage V thl of the driving TFT 110 and the threshold voltage V th2 of the compensating TFT 120 need not be completely matched in each transistor circuit 100. Since the two threshold voltages cancel each other, the first and second effects can be obtained to an extent corresponding to the similarity between the two threshold voltages.
  • a reset signal V rsig having a voltage corresponding to a conductance value higher than the highest value of the conductance controlled according to the input signal V sig is supplied to the gate 11 1. It is configured. Therefore, after resetting regardless of the magnitude of the voltage value V sig of the input signal V sig, the compensation TFT 12 0 connected to the gate 11 1 in a direction that allows the charge to move in a direction to reduce the conductance is reset.
  • the input signal V sig can be supplied to the gate 111 through the gate.
  • the reset signal V rsig is set to a voltage higher than the maximum voltage of the input signal V sig by at least the threshold voltage V th2 of the compensation TFT 120.
  • the voltage V sig of the input signal V sig is Irrespective of the magnitude of the threshold voltage V th2 of the compensating TFT 120 or the magnitude of the threshold voltage V th2 of the compensating TFT 120, a voltage higher than the voltage V sig of the input signal V sig by the threshold voltage V th2 of the compensating TFT 120 is always obtained.
  • the reset signal described above is applied to all the input signals Vsig including the inverted input signal. It is desirable that the relationship of V sig be established.
  • FIG. 4 shows that the design reference value of the threshold value is -2.5 V, for example, and the variation of the drive current I d with respect to the variation of the threshold voltage ⁇ V th from the reference value is as follows.
  • the input signal V sig is directly supplied to the driving TFT 110 without the TFT 120 (characteristic curve C 1)
  • the reset signal V rsig is set to 5 V and the driving TFT 110 is supplied to the driving TFT 110 via the compensation TFT 120.
  • FIG. 5 (A) shows the variation range of the gate voltage Vg with respect to the characteristic curve C2
  • FIG. 5 (B) shows the variation range of the gate voltage Vg corresponding to the characteristic curve C3.
  • Vsig 7.5 V
  • + Vc 10 V
  • one Vc 5 V.
  • the variation in the threshold voltage AVth appears as the variation in the drive current Id as it is. .
  • the threshold voltage variation AVth is considerably compensated for on the positive side, but is compensated for on the negative side. It appears as a variation in the drive current Id.
  • the gate voltage Vg is reduced by the threshold voltage V th2 from the input signal V sig. This is because the voltage cannot be reduced (compensated) to the negative voltage side.
  • the compensation TFT 120 which is a diode, can move the gate voltage Vg from the reset signal V rsig to the input signal V sig but cannot move it away. Because.
  • the compensation TFT 120 regardless of the magnitude of the input voltage V sig and the magnitude of the threshold voltage V th2 of the compensation TFT 110, the compensation TFT 120 always exceeds the voltage of the input signal V sig.
  • a voltage Vg lower by the threshold voltage V th2 of the driving TFT 110 can be applied to the gate 111 of the driving TFT 110.
  • the gate voltage Vg is held by the holding capacitor 160 during the driving period.
  • the storage capacitor 160 can also reduce (compensate) variations in the storage characteristics of the gate voltage Vg between the plurality of transistor circuits 100.
  • the current control element 500 such as the EL element It is possible to drive the current with the sig, and furthermore, regardless of the variation of the current-voltage characteristics and the threshold characteristics among the plurality of driving TFTs 110, the plurality of current control elements 500 can be driven by the voltage of the input signal V sig. The current can be accurately controlled according to the current.
  • both the P-channel TFT and the N-channel TFT are used, but all TFTs may be composed of the N-channel TFT, Alternatively, all TFTs may be composed of P-channel TFTs.
  • the driving TFT 110 and the compensating TFT 120 are formed of the same conductivity type by the same process. It is more advantageous to configure it as TFT.
  • both TFTs are If formed in the film forming step, the degree of similarity in characteristics between the two TFTs generally increases, so that the transistor circuit 100 having no or almost no variation in the current-voltage characteristics and the threshold characteristics is used.
  • the reset TFT 130 and the switching TFT 140 may be a P-channel type or an N-channel type regardless of whether the driving TFT 110 is a P-channel type or an N-channel type. However, it is often advantageous in manufacturing that all TFTs have the same conductivity type TFT.
  • the various TFTs 110 to 140 in the present embodiment may be constituted by any type of field effect transistor (FET) such as a junction type, a parallel type, a serial type and the like.
  • FET field effect transistor
  • the transistor circuit as described above may be constituted by a bipolar transistor.
  • the above-mentioned gate, source and drain correspond to the base, the emitter and the collector, respectively, and the driving transistor 110 'is formed from the bipolar transistor, and the compensation transistor 120' is formed from the bipolar transistor.
  • the transistor circuit 100 may be used.
  • the threshold voltage is around 0.7 V, for example, and its variation is smaller than that of a TFT.
  • the current in the driving transistor 110 ' is small. The effect of variations in voltage characteristics and threshold characteristics on the drive current Id can be compensated for by the compensation transistor 120 '.
  • the driving by the driving transistor 110 can be performed at a relatively low voltage.
  • the degree of similarity between these two transistors generally increases, so that there is almost no variation in current-voltage characteristics and threshold characteristics.
  • Examples of the current control element 500 in the above embodiments include various elements such as a current control light emitting element such as an organic EL element and an inorganic EL element, and a current control type thermal transfer element.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the overall configuration of the display panel
  • FIG. 8 is a plan view of one pixel portion of the display panel, which is shown in FIGS. 9 (A), 9 (B) and 9 (B).
  • Figures 9 (C) and 9 (C) are AA, sectional view, B_B, sectional view and C-C, sectional view, respectively
  • Fig. 10 is a circuit diagram of four adjacent pixel sections.
  • the display panel in this embodiment includes a plurality of pixel portions each including the above-described transistor circuit of the present invention and arranged in a matrix.
  • the plurality of pixel portions includes an example of a current-controlled light-emitting element.
  • EL elements 50 are provided respectively.
  • the display panel 200 has a TFT array substrate 1, and a plurality of pixel units 2 are arranged in a matrix on the TFT array substrate 1. And a plurality of data lines 11 extending in the X direction, a plurality of scanning lines 12 extending in the X direction and arranged in the Y direction, and a plurality of data lines 11 extending in the Y direction. And a plurality of common power supply lines 13.
  • the display panel 1 further includes a data line driving circuit 21 for supplying a data signal to each data line 11 around the screen display area, a pair of scanning line driving circuits 22 for supplying a scanning signal to each scanning line 12, and It is provided with an inspection circuit 23 for inspecting a path failure, insulation failure, element defect, etc.
  • each drive circuit is formed on the TFT array substrate 1 in the same process as the pixel portion 2, but may be a circuit not on the TFT array substrate 1, or It may be formed in a step different from that of the pixel portion 2.
  • each pixel section 2 has a driving TFT 110, a compensation TFT 120, a reset TFT 130, a switching TFT 140, and a holding TFT described with reference to FIGS. 1 to 6.
  • a capacity 160 is provided.
  • the former scanning line 12b becomes the wiring for the reset scanning signal Vrscan in FIG. 1
  • the latter scanning line 12a becomes the wiring for the scanning signal Vscan and the wiring for the reset signal Vrsig in FIG.
  • the data line 11a at this stage is a wiring for the input signal V sig (data signal) in FIG.
  • the common power supply line 13 is connected to the positive power supply + V
  • the EL element 50 is connected between the driving TFT 110 and a counter electrode described later
  • the counter electrode is connected to the negative power supply 1 V.
  • the switching TFT 140, the compensation TFT 120, and the storage capacitor 160 are provided on the TFT array substrate 1 along the AA ′ cross section of FIG. Polysilicon film) 4, Gate insulating film 5 consisting of silicon oxide film and silicon nitride film, Ta (tantalum) film 6, First interlayer insulating film 7 consisting of silicon oxide film and silicon nitride film, and A1 film 8 I have. Note that a low-resistance polysilicon film may be formed instead of the Ta film 6 for forming the gate electrode.
  • the switching TFT 140 is a top-gate type TFT having a gate 141 made of a polysilicon film 6, and a semiconductor layer 4 portion opposed to the gate 141 via the gate insulating film 5. It is configured as an N-channel TFT with a source 142 and a drain 143 which are heavily doped with n-type on both sides as a channel forming region.
  • the source 142 is connected to a data line 11a made of the A1 film 8 via a contact hole formed in the gate insulating film 5 and the first interlayer insulating film 7.
  • the drain 143 is connected to the compensation TFT 120 via a contact hole opened in the gate insulating film 5 and the first interlayer insulating film and the A1 film 8.
  • the compensation TFT 120 is a top-gate TFT having a gate 121 formed of a Ta film 6, and a portion of the semiconductor film opposed to the gate 121 via the gate insulating film 5 is formed as a channel forming region. It is configured as a P-channel type TFT having a source 122 and a drain 123 heavily doped with p-type on both sides thereof. Then, the switching TFT 140, the holding capacitor 160, and the gate of the driving TFT 110 are relayed through the contact hole and the A1 film 8 opened in the gate insulating film 5 and the first interlayer insulating film 7. It is connected to the.
  • the storage capacitor 160 is arranged such that the semiconductor film 4, the Ta film 6, and the A1 film 8 are opposed to each other via the gate insulating film 5 and the first interlayer insulating film so as to have a double capacitor configuration. It is configured to be placed.
  • the portion of the semiconductor film 4 that forms the storage capacitor is connected to the A 1 film 8 via a contact hole opened in the gate insulating film 5 and the first interlayer insulating film 7, and the Ta that forms the storage capacitor is formed.
  • the film 6 is connected to the Al film 8 via a contact hole formed in the first interlayer insulating film 7.
  • the resetting TFT 130 is BB, Along the surface, on a TFT array substrate 1, a semiconductor film 4, a gate insulating film 5, a Ta film 6, a first interlayer insulating film 7, and an A1 film 8 are formed.
  • the reset TFT 130 is a top-gate TFT having a gate 131 made of a Ta film 6, and forms a channel in a portion of the semiconductor layer 4 facing the gate 131 through a gate insulating layer 5. It is configured as an N-channel TFT having a source 132 and a drain 133 which are heavily doped with n-type on both sides as the application region. Then, the source 132 and the drain 133 are relayed through the contact hole formed in the gate insulating film 5 and the first interlayer insulating film 7 and the A1 film 8 to form the scanning line 12a and the Each is connected to the gate 111 of the driving TFT 110.
  • the driving TFT 110 has a semiconductor film 4, a gate insulating film 5, and a Ta film 1 on the TFT array substrate 1 along the C—C ′ section of FIG. It is composed of a film 6, a first interlayer insulating film 7, and an A1 film 8. Then, on the second interlayer insulating film 9, an ITO film 51 connected to the drain 113 of the driving TFT 110 via the contact hole and the A1 film 8 is formed, and the EL element 50 is formed thereon. It is formed. On the other hand, the source 112 of the driving TFT 110 is connected to the common power supply line 13 made of the A1 film 8 via a contact hole.
  • the EL elements 50 in the pixel units 2 adjacent to each other are separated by an electrically insulating bank 52.
  • the bank 52 has a light shielding property.
  • the bank 52 may be made of, for example, a light-blocking resist, and the bank 52 may be provided in a peripheral parting area that covers the periphery of the screen display area of the display panel 200.
  • a counter electrode (upper electrode) 56 made of a low-resistance metal such as A1 or ITO is provided on the EL element 50.
  • the display panel 200 has a configuration in which the positive power supply + V is supplied to both the pixel units 2 adjacent to each other in the X direction by the common power supply line 13.
  • the number of power supply wires is reduced to about half compared to the case where power supply wires for V supply are simply provided for each column of the pixel unit 2.
  • the reset scanning signal Vrscan input to the gate 131 of the reset TFT 130 is supplied by the preceding scanning line 12b, and the reset signal Vrsig input to the reset TFT 130 is scanned by this scanning.
  • the number of signal lines is reduced as compared with the case where a line dedicated to the reset scan signal Vrscan or a line dedicated to the reset signal Vrsig is provided.
  • a common power supply line is provided for each pixel to make the pattern the same for each pixel, a wiring dedicated to the reset scanning signal Vrscan, a wiring dedicated to the reset signal Vrsig, and the like. The technical idea of the present invention can be applied to a device provided with wiring.
  • the space occupied by the wiring may be saved to secure a space for forming various TFTs in the pixel portion 2, and the size of each EL element 50 may be reduced. Thereby, a space for forming various TFTs in the pixel portion 2 may be secured.
  • the scanning signal Vscan is supplied from the scanning line drive circuit 22 to the preceding scanning line 12b, this is input to the gate 131 of the resetting TFT 130 of this stage as the reset scanning signal Vrscan of this stage.
  • a reset signal V rsig is supplied from the scanning line drive circuit 22 to the corresponding scanning line 12 a, and the gate voltage Vg of the driving TFT 110 at this stage is set to the potential of the reset signal V rsig. (See Fig. 2 (A)).
  • the reset signal V rsig may be the same as the off potential of the scan signal V scan.
  • a scanning signal Vscan is supplied from the scanning line drive circuit 22 to the scanning line 12a of the stage, this is input to the gate 141 of the switching TFT 140 of the stage.
  • the input signal V sig data overnight signal
  • the data signal V sig is supplied via the switching TFT 140 and the compensation TFT 120.
  • This voltage V sig is reduced by the threshold voltage V th2 of the compensating TFT 120, and the gate V 111 is connected to the gate 111 of the driving TFT 110 of this stage. It is supplied as voltage V g (see Fig. 2 (A)).
  • the conductance between the source 112 and the drain 113 of the driving TFT 110 is controlled in accordance with the stepped-down gate voltage V g, and the positive power supply + V and the negative power supply-V During this period, the drive current Id flowing through the EL element 50 is controlled.
  • the variation of the threshold voltage V thl in the driving TFT 110 provided in each pixel unit 2 is compensated by the threshold V th2 of the compensation TFT 120, and the variation between the plurality of pixel units 2
  • the variation of the threshold value of the overnight signal V sig with respect to the drive current I d hardly fluctuates, and an even image can be displayed with uniform brightness over the entire screen display area of the display panel 200.
  • the driving current Id can be controlled using the data signal V sig of a relatively small voltage by the step-down action of the compensation TFT F 120.
  • the gate voltage V g is reset by the reset TFT 130 before the supply of the input signal V sig. For example, during a still image display period, the gate voltage V g is reset by the same input signal V sig. Since the drive current Id may be controlled over a plurality of frames, it is not necessary to perform such a reset operation for each scan. In addition, the gate voltage V g is reset by light irradiation instead of the electrical reset signal V rsig as described above.
  • the reset signal V rsig may be supplied via the switching TFT 140 or the compensation TFT 120 instead of the reset TFT 130.
  • switching is not performed, such as active matrix driving, it is needless to say that the switching operation is not required for the TFT140 switching operation.
  • FIG. 11 An embodiment of an electronic device including the display panel 200 described in detail above will be described with reference to FIGS. 11 to 13.
  • FIG. 11 An embodiment of an electronic device including the display panel 200 described in detail above will be described with reference to FIGS. 11 to 13.
  • FIG. 11 shows a schematic configuration of an electronic device including the display panel 200 as described above.
  • the electronic device includes a display information output source 1000, a display information processing circuit 1002, a drive circuit 1004, a display panel 1006, a clock generation circuit 1108, and It is configured to include a power supply circuit 110.
  • the display panel 200 in the embodiment described above corresponds to the display panel 106 and the driver circuit 104 in the present embodiment. Therefore, the driver circuit 104 may be mounted on the TFT array substrate constituting the display panel 106, and the display information processing circuit 1002 may be mounted thereon. Alternatively, the driving circuit 1004 may be externally attached to a TFT array substrate on which the display panel 1006 is mounted.
  • the display information output source 100 00 includes a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a memory such as an optical disk device, a tuning circuit for tuning and outputting a TV signal, and the like.
  • display information such as an image signal in a predetermined format is output to the display information processing circuit 102.
  • the display information processing circuit 1002 includes various known processing circuits such as an amplification / polarity inversion circuit, a phase expansion circuit, a rotation circuit, a gamma correction circuit, and a clamp circuit, and is configured based on a clock signal. Digital signals are sequentially generated from the input display information and output to the drive circuit 104 together with the clock signal CL.
  • the driving circuit 100 4 drives the display panel 200.
  • the power supply circuit 110 supplies a predetermined power to each of the circuits described above.
  • FIGS. 12 to 13 show specific examples of the electronic device configured as described above.
  • a laptop personal computer (PC) 1200 compatible with multimedia which is another example of electronic equipment, has the above-described display panel 200 provided in a top cover case 126. And a main body 124 containing a CPU, a memory, a modem, and the like, and having a keyboard 122 built therein.
  • IC 132 including the circuit 1002 is mounted on a tape carrier package (TCP) 132 mounted on polyimide tape 1322, and anisotropically mounted on the periphery of the TFT array substrate 1. It is also possible to physically, electrically connect via a conductive film to produce, sell, use, etc. as a display panel.
  • TCP tape carrier package
  • the brightness is increased over the entire surface of the display panel.
  • Various electronic devices can be realized which have less unevenness and can be driven at a relatively low voltage.
  • the gate voltage can be reduced or boosted with respect to the voltage of the input signal by the threshold voltage of the compensating transistor. Therefore, the conductance in the driving transistor can be reduced by the low input signal voltage. Control can be performed. Further, by making the threshold characteristics and the voltage-current characteristics of the compensation transistor and the driving transistor close to each other, it becomes possible to make the threshold voltage of the input signal with respect to the driving current close to zero. Furthermore, when a plurality of transistor circuits are formed using a plurality of driving transistors having different threshold characteristics, a plurality of driving transistors having different threshold voltages, that is, a large variation from the design reference value. Even if a plurality of driving transistors each having the threshold voltage are used, it is possible to obtain a plurality of transistor circuits with little or no variation in the threshold voltage among the plurality of transistor circuits.
  • image display with reduced brightness unevenness can be realized using a low-voltage input signal.
  • a display panel capable of displaying an image with reduced brightness unevenness using the transistor circuit of the present invention can be obtained.
  • a display panel is a laptop personal computer (PC), a television, a viewfinder type or a monitor direct-view type video tape recorder, a power navigation device, an electronic organizer, etc., which require high-quality image display. It can be suitably used for electronic devices such as calculators, word processors, engineering workstations (EWS), mobile phones, videophones, point-of-sale terminals, pagers, and devices with a touch panel.
  • PC personal computer
  • EWS engineering workstations
  • mobile phones videophones, point-of-sale terminals, pagers, and devices with a touch panel.

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Description

明 細 書 トランジスタ回路、 表示パネル及び電子機器 技術分野
本発明は、 薄膜トランジスタ （以下 T F Tと称す）、 電界効果型トランジスタ、 バイポーラトランジスタなどのトランジスタを複数備えて構成されるトランジス 夕回路の技術分野に属し、 特にゲートに供給される電圧に応じてソース及びドレ ィン間のコンダクタンスを制御することにより、 該ソース及びドレインを介して 電流制御型 （電流駆動型） 素子等の被駆動素子に供給される駆動電流を制御する 駆動用トランジスタを備えて構成されるトランジスタ回路の技術分野に属する。 景技
一般に、 トランジスタには、 半導体膜の膜質、 膜厚、 不純物濃度や拡散領域、 ゲート絶縁膜等の膜質、 膜厚、 動作温度などの各種条件に応じて、 その電圧電流 特性やしきい値には大なり小なりばらつきが生じる。 クリスタルシリコンを用い たバイポーラトランジスタの場合には、 このようなしきい値のばらつきは比較的 小さいが、 T F Tの場合には、 このようなばらつきは大きいのが通常である。 特 に、 液晶パネル、 E Lパネル等の表示パネルなどにおいて T F Tアレイ基板上で 広範囲に亘つて多数形成される T F Tの場合には、 このような電流電圧特性やし きい値のばらつきが非常に大きくなることが多い。 例えば、 この種の T F Tのし きい値を 2 V (ボルト） 程度 （Nチャネルで + 2 V、 Pチャネルで— 2 V) とな るように製造しても、 そのばらつきは士数 V程度になったりする。
ここで、 所謂 T F T液晶パネル等の場合のように液晶等からなる画素部を電圧 制御する電圧制御 （電圧駆動） 方式の場合には、 各画素部に設けられた駆動用 T F Tにおける電圧電流特性やしきい値のばらつきが問題となることは比較的少な い。 即ちこの場合には、 たとえ T F Tの電流電圧特性やしきい値に多少のばらつ きがあったとしても、 十分なスイッチング時間さえ与えれば、 外部から T F Tを 介して各画素部に供給する電圧の精度を高めることにより、 各画素部における表 示濃度や明るさを精度良く制御できるからである。 従って、 各画素部での表示濃 度や明るさのむらが重要視される表示用の T F T液晶パネル等においても、 電流 電圧特性やしきい値のばらつきが比較的大きい T F Tを用いて、 高品位の画像表 示等を行える。
他方で近年、 電流供給量に応じて明るさが変化するように自発光する有機 E L 等の電流制御型発光素子を画素部に備えた表示パネルが開発されており、 バック ライ トや反射光を利用せずに画像表示が可能であり、 消費電力が低く、 しかも視 野角依存性が少なく、 また時には可曲性を実現する表示パネルとして注目されて いる。 この E Lパネルの場合にも、 アクティブマトリクス駆動を行うためには、 各画素部において駆動用 T F Tが用いられる。 例えば、 駆動用 T F Tのドレイン が正孔注入用電極を介して E L素子に接続され、 ゲートに印加されるデ一夕信号 の電圧に応じて、 ソースに接続された電源配線から E L素子に供給される駆動電 流を制御する （変化させる） ように構成されている。 このように駆動用 T F Tを 用いれば、 入力信号の電圧変化に応じてソース及びドレイン間のコンダクタンス を制御することにより E L素子を流れる駆動電流を制御して、 各画素部での明る さ （輝度） を変化させることが可能となり、 画像表示等を行うことが可能となる。 しかしながら、特に上述した E Lパネル等のように電流制御型素子の場合には、 各画素部に設けられた駆動用 T F Tにおける電圧電流特性やしきい値のばらつき が問題となる。 即ち、 この場合には、 外部から駆動用 T F Tに供給されるデ一夕 信号の電圧精度を幾ら高めたとしても、 駆動用 T F Tにおける電圧電流特性やし きい値のばらつきがデータ信号に対する駆動電流のばらつきとしてそのまま現わ れるため、 駆動電流の精度が低下してしまう。 この結果、 各画素部における明る さも駆動用 T F Tのしきい値のばらつきに従ってばらついてしまうのである。 そ して、 特に現在の低温ポリシリコン T F Tの製造技術ではこのような電圧電流特 性やしきい値のばらつきは、 かなりの度合いで発生するため、 この問題は実用上 非常に大きい。
この問題に対して、 電圧電流特性やしきい値のばらつきを低減するように各 T F Tを製造しょうとすれば、 歩留まりの低下を招き、 特に表示パネルのように多 数の T F Tを用いて構成する装置においては極端な歩留まりの低下を招いてしま い、 低コスト化という一般的要請に反する。 或いは、 そのようなばらつきを低減 するような T F Tを製造することは不可能に近い。 また、 各 T F Tにおける電流 電圧特性やしきい値のばらつきを補償する回路を別途設けようとしても、 やはり 装置の複雑化や大型化更には消費電力の増加を招き、 特に多数の T F Tが高密度 で配列された表示パネルにおいては、 再び歩留まりの低下を招き、 或いは近時の 低消費電力化や装置の小型軽量化という要請に答えることが困難になることが予 想される。 発明の開示
本発明は上述した問題点に鑑みなされたものであり、 入力信号の電圧に応じて 駆動用トランジスタにおけるコンダクタンス制御を行うトランジスタ回路であつ て、 比較的低電圧の入力信号により当該コンダクタンス制御が可能であり、 しか も駆動用トランジスタの電流電圧特性やしきい値特性のばらっきを、 比較的少な い数のトランジスタを用いて比較的小さな電力消費により補償することが可能な トランジスタ回路、 並びにこれを用いた表示パネル及び電子機器を提供すること を課題とする。
本発明によれば、 下記の第 1乃至第 1 0のトランジスタ回路が提供される。 まず、 本発明の第 1のトランジスタ回路は、 第 1ゲート、 第 1ソース及び第 1 ドレインを有し、 該第 1ゲ一トに供給される入力信号の電圧に応じて該第 1ソ一 ス及び第 1 ドレイン間のコンダクタンスが制御される駆動用トランジスタと、 第 2ゲート、 第 2ソース及び第 2 ドレインを有し、 該第 2ゲートが該第 2ソース及 び第 2 ドレインの一方に接続されており、 該第 2ソース及び第 2 ドレインを介し て前記入力信号が前記第 1ゲ一トに供給されるように且つ前記第 1ゲートに対し 前記コンダクタンスを低める方向の電荷移動を可能とする向きで前記第 1ゲート に接続された補償用トランジスタとを備えたことを特徴とする。
上記のトランジスタ回路によれば、 補償用トランジスタの第 2ソース及び第 2 ドレインの一方が駆動用トランジスタの第 1ゲートに接続されており、 これらの 第 2ソース及び第 2 ドレインを介して、 駆動用トランジスタの第 1ゲートには入 力信号が供給される。 そして、 駆動用トランジスタにおいて、 この第 1ゲートに 供給される入力信号の電圧に応じて、 第 1ソース及び第 1 ドレイン間のコンダク タンスが制御される。 ここで、 補償用トランジスタは、 第 2ゲートが第 2 ドレイ ン又は第 2ソースに接続されており、 第 1ゲートに対し第 1ソース及び第 1 ドレ ィン間のコンダクタンスを低める方向の電荷移動を可能とする向きで第 1ゲート に接続されている。即ち、補償用トランジスタは、 ダイオード特性を有しており、 例えば、 駆動用トランジスタが Nチャネル型であれば、 その第 1ゲートから入力 信号源への向きにのみ通電可能である。 或いは、 駆動用トランジスタが Pチヤネ ル型であれば、 入力信号源から第 1ゲートへの向きに通電可能である。
このため、 当該トランジスタ回路に入力信号を供給した際には、 補償用トラン ジス夕に入力される時点における入力信号の電圧と比較して、 第 1ゲートのゲー ト電圧は、 補償用トランジスタのしきい値の分だけ駆動用トランジスタのコンダ クタンスが高められる側に昇圧されることになる。 従って、 駆動用トランジスタ において所望のコンダク夕ンスを得るためには、 当該コンダク夕ンスに対応する ゲート電圧よりも補償用トランジスタのしきい値 （電圧） の分だけ低い電圧の入 力信号を補償用トランジスタを介して供給すればよいことになる。 このように、 補償用トランジスタのしきい値 （電圧） の分だけ入力信号に対するゲート電圧を 昇圧できるので、 補償用トランジスタがない場合と比較して、 より低い入力信号 の電圧により同等のコンダクタンス制御を行うことが可能となる。
一般に、 この入力信号は他の信号に比較して高周波数であることが多く、 より 低い入力信号でよいとなれば、 かなりの低消費電力化が期待できる。
更に、 このように補償用トランジスタにより入力信号の電圧を昇圧して第 1ゲ ートにおけるゲート電圧とすることは、 トランジスタ回路全体として見た場合、 駆動用トランジスタにおいてコンダクタンス制御されるソース及びドレインを介 して流れる駆動電流に対する入力信号のしきい値は、 駆動用トランジスタのしき い値電圧から、 入力電圧からゲート電圧への昇圧分である補償用トランジスタの しきい値電圧だけ低くなつている。 即ち、 駆動電流に対する入力電圧のしきい値 中では、 補償用トランジスタのしきい値と駆動用トランジスタのしきい値とは、 相殺された形となっている。 従って、 両者のしきい値特性や電圧電流特性を近付 けることにより、 駆動電流に対する入力信号のしきい値を零に近付けることが可 能となる。
更にまた、 このように駆動用トランジスタのしきい値と補償用トランジスタの しきい値とを当該トランジスタ回路全体の中で相殺させることにより、 駆動用ト ランジス夕のしきい値の大小によらずにトランジスタ回路全体としての入力信号 のしきい値を一定の値 （ゼロ） に近付けることができる。 即ち、 複数のしきい値 の相異なる駆動用トランジスタを用いて当該トランジスタ回路を複数作成した場 合に、 各トランジスタ回路部分における駆動用トランジスタと補償用トランジス 夕のしきい値を夫々相互に近付ければ （理想的には両者を一致させれば） 、 各ト ランジス夕回路間におけるしきい値の差は、 各駆動用トランジスタのしきい値の 差よりも小さくなつている （理想的には差が殆どなくなつている） 。 従って、 当 該トランジスタ回路を複数作成する際に、 複数のしきい値の異なる複数の駆動用 トランジスタを用いたとしても、 しきい値のばらつきが殆ど又は全くない複数の トランジスタ回路を得ることが可能となる。
本発明の第 2のトランジスタ回路は、 上述した第 1のトランジスタ回路におい て、 前記第 1ゲ一トに対し前記入力信号に応じて制御される前記コンダク夕ンス の最高値よりも高いコンダクタンスの値に対応する電圧を有するリセット信号を 前記入力信号の供給前に供給するリセット手段を備えたことを特徴とする。 上記第 2のトランジスタ回路によれば、 駆動用トランジスタの第 1ゲートに入 力信号が供給される以前に （或いは、 一の入力信号が供給された後に、 次の入力 信号が供給される以前に） 、 リセット手段によりこの第 1ゲートに、 入力信号に 応じて制御される駆動用トランジス夕のコンダク夕ンスの最高値よりも高いコン ダク夕ンスの値に対応する電圧を有するリセット信号が供給される。 この結果、 入力信号の電圧値の大小によらずに駆動用トランジス夕のゲート電圧をリセット 手段により一定値とすることができ、 しかも、 リセット後に、 コンダクタンスを 低める方向の電荷移動を可能とする向きで第 1ゲートに接続された補償用トラン ジス夕を介して入力信号を第 1ゲートに供給することが可能となる。
本発明の第 3のトランジスタ回路は、 上述した第 2のトランジスタ回路におい て、 前記リセット信号が、 前記入力信号の最大電圧よりも前記補償用トランジス 夕のしきい値電圧分以上大きい電圧に設定されていることを特徴とする。 上記第 3のトランジスタ回路によれば、 リセット手段により駆動用トランジス 夕の第 1ゲートに、 入力信号よりも大きい電圧のリセット信号が供給される。 し かも、 このリセット信号の電圧は、 入力信号の最大電圧よりも補償用トランジス 夕のしきい値電圧分以上大きく設定されているので、 リセット後に入力信号が入 力されると、 入力信号の電圧の大小や駆動用トランジスタのしきい値の大小によ らずに常に、 その入力信号の電圧よりも駆動用トランジスタのしきい値電圧分だ け高い電圧を、 補償用トランジス夕を介して駆動用トランジスタの第 1ゲ一トに 供給することが出来る。
本発明の第 4のトランジスタ回路は、 上述した第 2又は第 3のトランジスタ回 路において、 前記リセット手段は、 第 3ゲート、 第 3ソース及び第 3 ドレインを 有し、該第 3ソース及び第 3 ドレインの一方が前記第 1ゲートに接続されており、 該第 3ゲートにリセットタイミング信号が前記入力信号の供給前に供給された時 に、 該第 3ソース及び第 3 ドレインを介して前記リセット信号を前記第 1ゲート に供給するリセット用トランジスタを備えたことを特徴とする。
上記第 4のトランジスタ回路によれば、 リセット用トランジスタの第 3ゲート にリセットタイミング信号が供給されると、 該リセット用トランジスタにより、 その第 3ソース及び第 3 ドレインを介して、 リセヅト信号が駆動用トランジスタ の第 1ゲートに供給される。 この結果、 駆動用トランジスタのゲート電圧をリセ ットタイミング信号の供給夕ィミングで一定値にリセットすることができる。 従 つて、 第 2又は第 3のトランジスタ回路に対して説明した動作が可能となる。 本発明の第 5のトランジスタ回路は、 上述した第 1乃至第 4のいずれかのトラ ンジス夕回路において、前記駆動用トランジスタと前記補償用トランジスタとは、 同一導電型のトランジスタであることを特徴とする。
上記第 5のトランジスタ回路では、 駆動用トランジスタと補償用トランジスタ とは、 同一導電型のトランジスタであるが、 ここで 「同一導電型」 とは、 トラン ジス夕の導電の型が同一であり、 例えば駆動用トランジスタが Nチャネル型であ れば、 補償用トランジスタも Nチャネル型であり、 駆動用トランジスタが Pチヤ ネル型であれば、補償用トランジスタも Pチャネル型であるといつた場合である。 従って、 補償用トランジスタのしきい値と駆動用トランジスタのしきい値とは相 互にほぼ等しくなるため、 当該トランジスタ回路内において、 これえらのしきい 値は相殺しあい、 この結果、 駆動電流に対する入力信号のしきい値をほぼ零とし てコンダクタンス制御を行うことも可能となる。 更に、 複数のトランジスタ回路 を、しきい値のばらついた複数の駆動用トランジスタを用いて形成した場合にも、 しきい値のばらつきを補償することも可能となる。
また、 トランジスタのチャネル幅、 チャネル長を始めとする設計値、 デバイス 構造、 プロセス条件等も、 駆動用トランジスタと補償用トランジスタとで等しく することにより、 より完全な補償が可能となる。
本発明の第 6のトランジスタ回路は、 上述した第 1乃至第 5のいずれかのトラ ンジス夕回路において、 第 4ゲート、 第 4ソース及び第 4 ドレインを有し、 該第 4ゲートにスイッチングタイミング信号が供給された時に前記入力信号を該第 4 ソース及び第 4 ドレインを介して前記補償用トランジスタに供給するように接続 されたスィツチング用トランジスタを更に備えたことを特徴とする。
上記第 6のトランジスタ回路によれば、 スィツチングタイミング信号がスィッ チング用トランジスタの第 4ゲートに供給されると、 入力信号が、 該スィッチン グ用トランジスタの第 4ソース及び第 4 ドレインを介して補償用トランジスタに 供給される。 この結果、 スイッチングタイミング信号の供給タイミングで入力信 号を駆動用トランジスタに供給することができる。
本発明の第 7のトランジスタ回路によれば、 上述した第 1乃至第 6のいずれか のトランジスタ回路において、 前記第 1ゲートに接続された保持容量を更に備え たことを特徴とする。
上記第 7のトランジスタ回路によれば、 第 1ゲートに入力信号が供給されると その電圧は、 該 1ゲートに接続された保持容量により保持される。 従って、 入力 信号を一定期間だけ供給した場合にも、 それよりも長い期間に亘つて第 1ゲート にかかる電圧を保持することが可能となる。
また、 補償用トランジスタを通じて、 スイッチング用トランジスタにリーク電 流がある場合でも、 第 1ゲートに印加される電位の変化を低減することが可能と なる。
本発明の第 8のトランジスタ回路は、 上述した第 1乃至第 7のいずれかのトラ ンジス夕回路において、 当該トランジスタ回路が、 同一基板上に形成された薄膜 トランジスタから構成されていることを特徴とする。
上記第 8のトランジス夕回路によれば、 同一基板上に形成された駆動用薄膜ト ランジス夕における電流電圧特性やしきい値特性が駆動電流に及ぼす影響を補償 用薄膜トランジスタにより補償することが出来る。 特に、 両薄膜トランジスタを 同一基板上に同一薄膜形成工程で形成すれば、 両トランジスタ間の特性はより類 似するため、 電流電圧特性やしきい値特性のばらつきが少ない複数のトランジス 夕回路を同一基板上で得ることが可能となる。
本発明の第 9のトランジスタ回路は、 上述した第 1乃至第 7のいずれかのトラ ンジス夕回路において、 前記トランジスタは夫々、 前記ゲート、 ソース及びドレ インが、 ベース、 コレクタ及びエミッ夕に夫々対応するバイポーラトランジスタ から構成されている。
上記第 9のトランジスタ回路によれば、 駆動用バイポーラトランジスタにおけ る電流電圧特性やしきい値特性が駆動電流に及ぼす影響を補償用バイポーラトラ ンジス夕により補償することが出来る。 特に、 両バイポーラトランジスタを同一 製造工程で製造すれば、両トランジスタ間の特性類似の度合いは一般に増すため、 電流電圧特性やしきい値特性のばらつきが少ない複数のトランジスタ回路を得る ことが可能となる。
本発明の第 1 0のトランジスタ回路は、 上述した第 1乃至第 9のいずれかのト ランジス夕回路において、 前記入力信号は、 入力信号源により電圧が制御される 電圧信号であり、 前記駆動用トランジスタは、 前記第 1ソース及び第 1 ドレイン の一方が電流制御型素子に接続されており、 前記コンダク夕ンスを制御すること により該電流制御型素子に流れる電流を制御することを特徴とする。
上記第 1 0のトランジスタ回路によれば、 入力信号源により電圧が制御される 電圧信号が、 入力信号として補償用トランジスタを介して供給されると、 駆動用 トランジスタにおいて、 この電圧信号の電圧変化に応じて第 1ソース及び第 1 ド レイン間のコンダクタンスが制御される。 これにより、 第 1ソース及び第 1 ドレ インの一方に接続された電流制御型素子は、 電流制御される。 従って、 電流制御 型素子を比較的低電圧の入力信号で電流駆動することが可能となり、 しかも、 複 数の駆動用トランジスタ間における電流電圧特性やしきレ、値特性のばらつきによ らずに、 複数の電流駆動型素子を電圧信号の電圧に応じて精度良く電流制御する ことも可能となる。
本発明によれば、 上述した第 1 0のトランジスタ回路を夫々含むと共にマトリ クス状に配置された複数の画素部を備え、 前記電流制御型素子が該複数の画素部 に夫々設けられたことを特徴とする表示パネルが提供される。
かかる表示パネルによれば、 各画素部において、 入力信号が補償用トランジス 夕を介して供給されると、 駆動用トランジスタによりこの入力信号の電圧に応じ て電流制御型発光素子は電流制御されるので、 駆動用トランジスタ間における電 流電圧特性やしきい値特性のばらつきによらずに、 電流制御型発光素子の明るさ
(輝度） を精度良く制御することが出来、 表示パネルの画面表示領域の全面に亘 つて明るさのむらを低減できる。 更に、 駆動用トランジスタのゲート電圧を補償 用トランジスタにより昇圧することにより比較的低電圧の入力信号により電流制 御型発光素子の制御を行うことも可能となる。
本発明によれば、 上述した表示パネルを備えた電子機器が提供される。
かかる電子機器によれば、 上述した表示パネルを備えるので、 表示パネルの全 面に亘つて明るさのむらが少なく且つ比較的低電圧で駆動することも可能な電子 機器を実現できる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明のトランジスタ回路の一実施の形態における回路図である。 第 2図は、 トランジスタ回路における各種信号のタイミングチャート （第 2図 (A) ) 、 及び第 1図のトランジスタ回路における各種信号のタイミングチヤ一 ト （第 2図 （B ) ) である。
第 3図は、駆動用 T F Tを備えた比較例におけるしきい値特性を示す特性図 (第 3図 （A) ) 、 及び補償用 T F Tと駆動用 T F Tとを備えた本実施の形態におけ るしきい値特性を示す特性図 （第 3図 （B ) ) である。
第 4図は、 しきい値のばらつき△ V thに対する駆動電流 I dの変化を各種の 場合について示す特性図である。 第 5図は、 本実施の形態においてリセット信号 V rsigを 5 Vにした場合の補償 用 TFTによる降圧作用を示すタイミングチャート （第 5図 （A) )、 及びリセ ット信号 V rsigを 0 Vにした場合の補償用 T F Tによる降圧作用を示す夕ィミン グチャート （第 5図 （B) ) である。
第 6図は、 トランジスタ回路の他の実施の形態における回路図である。
第 7図は、 表示パネルの実施の形態の全体構成を示す平面図である。
第 8図は、 第 7図の表示パネルの一画素部の平面図である。
第 9図は、 第 8図の A— A， 断面図 （第 9図 （A) )、 B-B' 断面図 （第 9 図 （B) )及び C— C' 断面図 （第 9図 （c) ) である。
第 10図は、 第 7図の表示パネルにおける相隣接する 4つの画素部の回路図で ある。
第 11図は、 本発明による電子機器の実施の形態の概略構成を示すブロック図 である。
第 12図は、 電子機器の一例としてのパーソナルコンピュータを示す模式図で ある。
第 13図は、 電子機器の他の例としての TCPを用いた液晶装置を示す斜視図 である。 発明を実施するための最良の形態
本発明の作用及び他の利得は次に説明する実施の形態から明らかにされよう。 以下、 本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
(トランジスタ回路）
先ず、 本発明のトランジス夕回路の実施の形態について第 1図及び第 2図を参 照して説明する。 第 1図は、 本実施の形態におけるトランジスタ回路の回路図で あり、 第 2図 （A)及び （B) は夫々、 該トランジスタ回路における各種信号の タイミング及び電圧を示したタイミングチャートである。
第 1図において、 トランジスタ回路 100は、 駆動用 TFT 110 (Pチヤネ ル型） 、 補償用 T FT 120 (Pチャネル型） 、 リセット用 T FT 130 (Nチ ャネル型） 及びスイッチング用 T FT 140 (Nチャネル型） を備えて構成され ている。 以下各トランジスタの構成について順に説明する。
先ず、 駆動用トランジスタの一例を構成する駆動用 T F T 1 1 0は、 スィッチ ング用 T F T 1 4 0及び補償用 T F T 1 2 0を介して供給される入力信号に基づ いてゲート 1 1 1に印加されるゲート電圧 V gに応じて、 ソース 1 1 2及びドレ イン 1 1 3間のコンダクタンスが制御されるように構成されている。
補償用トランジスタの一例を構成する補償用 T F T 1 2 0は、 ゲート 1 2 1が ソース 1 2 2及びドレイン 1 2 3の一方 （第 1図では、 ドレイン 1 2 3 ) に接続 されている。 即ち、 補償用 T F T 1 2 0は所謂ダイオード接続されている。 そし て、 補償用トランジスタ 1 2 0は、 ソース 1 2 2及びドレイン 1 2 3を介して、 入力信号がゲート 1 1 1に供給されるように且つゲート 1 1 1に対しコンダクタ ンスを低める方向の電荷移動を可能とする向きで （第 1図では、 ドレイン 1 2 3 の側が） ゲート 1 1 1に接続されている。
リセット手段の一例を構成するリセット用 T F T 1 3 0は、 ソース 1 3 2及び ドレイン 1 3 3の一方 （第 1図では、 ドレイン 1 3 3 ) がゲ一ト 1 1 1に接続さ れており、 ゲート 1 3 1にリセット夕イミング信号の一例としての電圧 V rscan のリセット走査信号 （以下、 リセット走査信号 V rscanと称す） が入力信号 V sig の供給前に供給された時に、 ソース 1 3 2及びドレイン 1 3 3を介して電圧 V rsigのリセット信号 （以下、 リセヅト信号 V rsigと称す） をゲート 1 1 1に供 給するように構成されている。
また、 スィツチングトランジスタの一例を構成するスィツチング用 T F T 1 4 0は、ゲート 1 4 1にスイッチングタイミング信号の一例としての電圧 V scanの 走査信号 （以下、 走査信号 V scanと称す） が供給された時に、 電圧 V sigの入力 信号 （以下、 入力信号 V sig と称す） をソース 1 4 2及びドレイン 1 4 3を介し て補償用 T F T 1 2 0に供給するように入力信号源及び補償用 T F T 1 2 0の間 に接続されている。
そして、 駆動用トランジスタ 1 1 0のソース 1 1 2には、 E L素子等の電流制 御型 （電流駆動型） 素子 5 0 0の一端が接続されており、 この電流制御型素子 5 0 0の他端には、 所定電位の負電源一 V cが接続されている。 また、 駆動用トラ ンジス夕 1 1 0のドレイン 1 1 3には、 所定電位の正電源 + V cが接続されてい る。 従って、 駆動用トランジスタ 110においてソース 112及びドレイン 11 3間のコンダクタンス制御が行われると、 電流制御型素子 500を流れる駆動電 流 Idが制御される （即ち、 コンダクタンス変化に応じて駆動電流 I dが変化す る） 。
更に、 駆動用トランジスタ 110のゲート 111には、 保持容量 160が接続 されている。 このため、 一旦印加されたゲート電圧 Vgは、 保持容量 160によ り保持される。
次に、 以上のように構成されたトランジスタ回路 100の動作について第 1図 と共に第 2図及び第 3図を参照して説明する。
第 2図 （A) に示すように （同図は駆動用 T FT 110及び補償用 TFT 12 0として共に Pチャネル型 TFTを用いた場合を示す） 、 リセット走査信号 V rscanがリセット用 T F T 130に入力されると、 リセット用 T F T 130が導通 状態とされて、 駆動用 T F T 110のゲ一ト 111には、 リセット信号 V rsigが 供給されて、 ゲート 111のゲート電圧 Vgは、 このリセット信号 V rsigの電圧
V rsigにほぼ等しいレベルとされる。 この結果、 入力信号 Vsigの電圧 Vsigの大 小によらずに駆動用 T FT 110のゲート電圧 Vgをリセット走査信号 V rsigの 供給タイミングで一定電圧 （即ち、 電圧 Vrsig) にリセットすることができる。 そして、 このリセット期間が終わり、 走査信号 V scanがスイッチング用 T FT 140に供給されると、 スイッチング用 TFT 140が導通状態とされて、 駆動 用 TFT 110のゲート 111には、 補償用 TFT 120を介してデ一夕信号
V sigが供給される。 ここで、 本実施の形態では特に補償用 T FT 120におい てゲート 121がドレイン 123に接続されているため （即ち、 ダイオード接続 されているため）、 負電圧をゲート 111に印加することで道通状態とされる P チャネル型 TFTである駆動用 TFT 110におけるゲート電圧 Vgは、 データ 信号 Vsigの電圧 Vsigよりも補償用 T FT 120のしきい値電圧 Vth2だけ負電 圧側に降圧される。 そして、 このように降圧されたゲート電圧 Vgは、 走査信号
V scanや入力信号 V sigの供給停止後も、 保持容量 160により駆動期間中保持 される。
尚、 リセット期間としては、 ゲート電圧 Vgがリセット信号 V rsigの電圧 Vrsigとなる時間だけとれば十分である。 このため、 駆動期間をリセット期間よ りも遥かに長く設定することができ、 これにより、 リセット期間中に駆動用 TF T 110がリセット信号 Vrsigにより導通状態とされても、 この間に駆動用 TF T 11◦のソース 112及びドレイン 113を介して流れる電流の駆動電流 I d に対する影響を、 無視できる程度に小さくできる。
以上のように本実施の形態によれば、 補償用 T FT 120のしきい値電圧
V th2の分だけ入力信号 V sigに対するゲート電圧 Vgを降圧できるので、補償用 TFT 120がない場合と比較して、 より低い入力信号 V sigの電圧 V sigを用い て同等のコンダクタンス制御を駆動用 T FT 110において行うことが可能とな る。
尚、 第 2図 （B) は、 駆動用 TFT 110及び補償用 TFT 120として共に Nチャネル型 T FTを用いた場合のタイミングチャートであり、 この場合には、 正電圧をゲート 111に印加することで導通状態とされる Nチャネル型 TFTで ある駆動用 T FT 110におけるゲート電圧 Vgは、 リセット時にリセット信号
V rsigの電圧 V rsigとされた後、 入力信号 V sigの電圧 V sigよりも補償用 T F T 120のしきい値電圧 Vth2だけ正電圧側に昇圧される。
ここで、 補償用 T FT 120を介することなく駆動用 TFT 110に入力信号
V sigを直接入力したとすると、 即ち入力信号 V sigの電圧 V sigとゲート電圧 Vgとが一致する場合には、 第 3図 （A) (これは駆動用 TFT 110が Nチヤ ネル型 T FTの場合である） に示すように、 駆動電流 Idは、 駆動用 TFT 11 0のしきい値電圧 V thlから立ち上がる特性を持つ。 例えば、 このしきい値電圧
V thlの設計基準値を 2 Vとすればしきい値のばらつきは士数 V程度となる。 そ して、 駆動用 TFT 110におけるしきい値電圧 V thlのばらつきがそのまま駆 動電流 I dのばらつきとして現われる。
これに対し、 本実施の形態では、 補償用 T FT 120を介して駆動用 TFT 1 10に入力信号 V sigを入力するため、 即ち入力信号 V sigの電圧 V sigを補償用 TFT 120のしきい値電圧 V th2の分だけ昇圧してゲート電圧 Vgとする場合 には、 第 3図 （B) (これは駆動用 T FT 110及び補償用 TFT 120が共に Nチャネル型 T FTの場合である） に示すように、 補償用 T FT 120のしきい 値電圧 Vth2と駆動用 TFT 110のしきい値電圧 Vthlとが相殺されて、トラン ジス夕回路 100全体に対する入力信号 V sigのしきい値電圧 V thは零に近付く のである。そして、特に両しきい値電圧 Vthlと Vth2とがほぼ一致する場合には、 このしきい値電圧 Vthは、 ほぼ零となる。 このように、 しきい値電圧 Vthlと V th2とを一致させることは、 例えば同一半導体基板上の近接位置に駆動用 TF T 110と補償用 TFT 120とを同じ導電型 TFTから構成することにより比 較的簡単にできる。
このように構成すれば、両方の TFTにおける、薄膜形成されるゲート絶縁膜、 半導体膜等の膜厚や、 チャネル長等の各構成要素の平面形状や、 チャネル形成用 領域、 ソース領域、 ドレイン領域における不純物濃度や、 動作時の温度状態など を容易に一致させることができるので、結局、両方の T FTのしきい値電圧 Vthl と V th2とを完全に又はほぼ完全に一致させることが出来るのである。 尚、 しき い値特性を近似させる上では、 チャネル長さは同じにする方が良いが、 チャネル 幅は同じでなくても良い。
このように本実施の形態によれば、 駆動用 T FT 110と補償用 TFT 120 のしきい値特性や電圧電流特性を近付けることにより （理想的には一致させるこ とにより） 、 駆動電流 I dに対する入力信号 V sigのしきい値電圧 Vthを零に近 付ける （理想的には零に一致させる） ことが可能となる。
更に、 第 3図 （A)及び第 3図 （B) から判るように、 複数のトランジスタ回 路 100を製造する場合に、 各駆動用 T FT 110におけるしきい値電圧 V thl が相互にばらついたとしても、 このしきい値電圧 V thlの大小によらずに、 各補 償用 TFT 120の作用により各トランジスタ回路 100のしきい値電圧 Vthは、 零に近い値とされる。即ち、 しきい値電圧 Vthが一定の多数のトランジスタ回路 100を製造できることになる。 これは、 後述のように多数のトランジスタ回路 100間におけるしきい値電圧 Vthのばらつきが問題となるような表示パネル用 等の用途には特に役立つ。 そして、 各トランジスタ回路 100において、 相互に 近接配置される一対の駆動用 TFT 110のしきい値電圧 V thlと補償用 TFT 120のしきい値電圧 V th2とを一致させることは、 距離を隔てて別個に配置さ れる二つの駆動用 T FT 110のしきい値電圧 V thlを一致させることよりも前 述のように遥かに容易であるため、 このように補償用 T F T 1 2 0により各トラ ンジス夕回路 1 0 0におけるしきい値電圧 V thl を補償する構成は、 複数のトラ ンジス夕回路 1 0 0相互間のしきい値電圧 V thのばらつきを低減させるためには 極めて効果的であると言える。
以上のように本実施の形態によれば、 トランジスタ回路 1 0 0を複数作成する 際に、 しきい値電圧 V thlの相異なる複数の駆動用 T F T 1 1 0、 即ち設計基準 値としてのしきい値電圧 （例えば、 2 . 5 V) から大きくばらついたしきぃ値電 圧 V thl を夫々持つ複数の駆動用 T F T 1 1 0を用いたとしても、 しきい値電圧 V thのばらつきが殆ど又は全くない複数のトランジスタ回路 1 0 0を得ることが 可能となる。 このため、 電流電圧特性について T F Tに要求される条件が緩くな り、 歩留まりの向上及び製造コス卜の低減を図ることができる。
尚、 第 3図 （A) 及び第 3図 （B ) から判るように、 しきい値電圧 V thl及び V th2を一致させることにより、 各駆動用 T F T 1 1 0におけるコンダクタンス 制御を入力信号 V sigの電圧 V si よりも高いゲ一ト電圧 V gを用いて行えるとい う第 1の効果、 及び複数のトランジスタ回路 1 0 0間におけるしきい値電圧 V th のばらつきを低減するという第 2の効果は顕著に発現するが、 各トランジスタ回 路 1 0 0において駆動用 T F T 1 1 0のしきい値電圧 V thl と補償用 T F T 1 2 0のしきい値電圧 V th2 とを完全に一致させなくとも、 両しきい値電圧は相殺し あう性質をもつので、 両しきい値電圧の類似性に応じた程度でこれらの第 1及び 第 2の効果が得られる。
本実施の形態では、 特にゲート 1 1 1に対し入力信号 V sig に応じて制御され るコンダクタンスの最高値よりも高いコンダクタンスの値に対応する電圧を有す るリセット信号 V rsigを供給するように構成されている。 従って、 入力信号 V sigの電圧値 V sigの大小によらずにリセット後に、 このコンダクタンスを低め る方向の電荷移動を可能とする向きでゲート 1 1 1に接続された補償用 T F T 1 2 0を介して入力信号 V sig をゲート 1 1 1に供給することが可能となる。 しか も本実施の形態では、 リセット信号 V rsigは、 入力信号 V sigの最大電圧よりも 補償用 T F T 1 2 0のしきい値電圧 V th2分以上大きい電圧に設定されている。 従って、 リセヅト後に入力信号 V sigが入力されると、入力信号 V sigの電圧 V sig の大小や補償用 TFT 120のしきい値電圧 V th2の大小によらずに常に、 その 入力信号 V sigの電圧 V sigよりも補償用 T FT 120のしきい値電圧 Vth2分だ け高い電圧を、 ゲート 111に供給することが出来るのである。
尚、 従来の液晶表示素子で良く用いられている、 入力信号 V sigの反転が行わ れる場合には、 反転した入力信号も含めた全ての入力信号 V sigに対しても、 上 記のリセット信号 V sigの関係が成り立つことが望ましい。
このリセット信号 V rsigの電圧設定による効果について第 4図及び第 5図を参 照して検討を加える。 ここで、 第 4図は、 しきい値の設計基準値を例えば -2. 5Vとしてその基準値からのしきい値電圧のばらつき△ V thに対する駆動 電流 I dの変化を、 （1)補償用 T FT 120無しで駆動用 TFT 110に直接 入力信号 V sigを供給した場合 （特性曲線 C 1 ) 、 （ 2 ) リセット信号 V rsigを 5 Vとして補償用 T FT 120を介して駆動用 TFT 110に入力信号 V sigを 供給した場合 （特性曲線 C2)、 及び （3) リセット信号 Vrsigを 0Vとして補 償用 TFT 120を介して駆動用 T FT 110に入力信号 V sigを供給した場合 (特性曲線 C 3) について夫々示したものである。 また、 第 5図 （A) は、 特性 曲線 C 2に対するゲート電圧 Vgの変動範囲を示し、 第 5図 （B) は、 特性曲線 C 3に対応するゲート電圧 Vgの変動範囲を示す。 なお、 ここで、 Vsig=7. 5 V、 +Vc=10V、 一 Vc = 5Vとしている。
第 4図において、 特性曲線 C 1で示したように、 補償用 TFT 120無しの場 合には、 しきい値電圧のばらつき AVthが、 そのまま駆動電流 I dのばらつきと して顕著に現われている。
特性曲線 C 2で示したように、 リセット信号 V rsigを 5 Vとして補償用 T F T を用いた場合には、 しきい値電圧のばらつき AVthが、 プラス側ではかなり補償 されているが、 マイナス側では、 駆動電流 I dのばらつきとして現われている。 これは、 第 5図 （A)に示すようにマイナス側では、 リセット後に入力信号 V sig が入力されたとき、 ゲート電圧 Vgを、 入力信号 V sigよりも、 しきい値電圧 V th2の分だけ負電圧側に降圧する （補償する） ことができないためである。 何 故なら、 ダイオードである補償用 TFT 120は、 ゲート電圧 Vgをリセット信 号 V rsigから入力信号 V sigへ近付けることは出来ても遠ざけることは出来ない からである。
また、 特性曲線 C 3で示したように、 リセット信号 Vrsigを 0Vとして補償用 TFTを用いた場合には、 しきい値電圧のばらつき AVthが、 駆動電流 Idのば らつきとして殆ど現われていない。 これは、 第 5図 （B) に示すように、 リセッ ト後に入力信号 V sigが入力されたとき、 ゲート電圧 Vgを、 入力信号 V sigより も、 しきい値電圧 Vthの分だけ負電圧側に降圧する （補償する） ことができるた めである。 なお、 ここで与えた Vsig=7. 5Vは、 入力信号 V sigの最小電位だ と考えれば、 全ての V sigに対して補償できるかということに対して、 上記考察 が成り立つ。
以上のように本実施の形態では、 入力電圧 V sigの大小や補償用 TFT 110 のしきい値電圧 V th2の大小によらずに常に、その入力信号 V sigの電圧よりも補 償用 TFT 120のしきい値電圧 V th2分だけ低い電圧 Vgを、 駆動用 T FT 1 10のゲート 111に印加することが出来るのである。
尚、 第 2図 （A)及び第 2図 （B) において、 ゲート電圧 Vgは駆動期間中、 保持容量 160により保持される。 このため、 保持容量 160により、 複数のト ランジス夕回路 100間におけるゲート電圧 V gの保持特性のばらっきをも低減 (補償） することができる。
以上、 第 1図から第 5図を参照して説明したように、 本実施の形態のトランジ ス夕回路 100によれば、 E L素子等の電流制御型素子 500を比較的低電圧の 入力信号 V sigで電流駆動することが可能となり、 しかも、 複数の駆動用 TFT 110間における電流電圧特性やしきい値特性のばらつきによらずに、 複数の電 流制御型素子 500を入力信号 V sigの電圧に応じて精度良く電流制御するがで ぎる。
尚、 第 1図に示した例では、 Pチャネル型 T FTと Nチャネル型 T FTとの両 方を用いているが、 全ての T FTを Nチャネル型 T FTから構成してもよいし、 或いは、 全ての TFTを Pチャネル型 TFTから構成してもよい。 但し、 駆動用 TFT 110の電流電圧特性やしきい値特性を補償用 TFT 120で補償する観 点からは、 これらの駆動用 T FT 110及び補償用 TFT 120を同一工程によ り同一導電型の T FTとして構成した方が有利である。 特に、 両 TFTを同一薄 膜形成工程で形成すれば、 両 T FT間の特性類似の度合いは一般に増すため、 電 流電圧特性やしきい値特性のばらつきが全く又は殆どないトランジスタ回路 10 0を同
一基板上で得ることが可能となる。 他方、 リセット用 TFT 130やスイッチン グ用 TFT 140は、 駆動用 T FT 110が Pチャネル型であるか Nチャネル型 であるかによらず、 Pチャネル型でも Nチャネル型でも構わない。 但し、 全ての T F Tを同じ導電型の T F Tとした方が製造上有利であることも多い。
また、 本実施の形態における各種の T F T 110〜 140を、 接合型、 並列 · 直列接続等のいずれの種類の電界効果トランジスタ （FET) から構成してもよ い。
更に、 第 6図に示すように、 上述の如きトランジスタ回路をバイポ一ラトラン ジス夕から構成してもよい。 この場合、 上述のゲート、 ソース及びドレインをべ ース、 エミッ夕及びコレクタに夫々対応させて、 バイポーラトランジスタから駆 動用トランジスタ 110' を構成すると共にバイポーラトランジスタから補償用 トランジスタ 120' を構成して、 トランジスタ回路 100， とすればよい。 一 般にバイポーラトランジスタの場合には、 しきい値電圧は、 例えば 0. 7Vを中 心として、そのばらつきは TFTと比較すると小さいが、 このように構成しても、 駆動用トランジスタ 110' における電流電圧特性やしきい値特性のばらつきが 駆動電流 I dに及ぼす影響を補償用トランジスタ 120' により補償することが 出来る。 更に、 比較的低電圧で駆動用トランジスタ 110， による駆動を行うこ とが出来る。 特に、 駆動用トランジスタ 110' と補償用トランジスタ 120' とを同一製造工程で製造すれば、 これら両トランジスタ間の特性類似の度合いは 一般に増すため、 電流電圧特性やしきい値特性のばらつきが殆ど無い又は低減さ れた多数のトランジスタ回路 100， を得ることが可能となる。
以上の実施の形態における電流制御型素子 500としては、 有機 EL素子、 無 機 E L素子等の電流制御型発光素子、 電流制御型の熱転写素子など各種の素子が 挙げられる。
(表示パネル）
本発明の表示パネルの実施の形態について第 7図から第 10図を参照して説明 する。 第 7図は、 表示パネルの全体構成を示すブロック図であり、 第 8図は、 表 示パネルにおける一つの画素部の平面図であり、 第 9図 （A)、 第 9図 （B) 及 び第 9図 （C) は夫々、 その A— A， 断面図、 B_B， 断面図及び C一 C， 断面 図であり、 第 10図は、 相隣接する 4つの画素部の回路図である。
本実施の形態における表示パネルは、 上述した本発明のトランジスタ回路を 夫々含むと共にマトリクス状に配置された複数の画素部を備えており、 該複数の 画素部には、 電流制御型発光素子の一例として EL素子 50が夫々設けられて構 成されている。
第 7図に示すように、 表示パネル 200は、 TFTアレイ基板 1を有し、 該 T FTアレイ基板 1上において複数の画素部 2がマトリクス状に配置された画面表 示領域には、 Y方向に夫々伸びており X方向に配列された複数のデ一夕線 11と、 X方向に夫々伸びており Y方向に配列された複数の走査線 12と、 複数のデータ 線 11と平行に並べられた複数の共通給電線 13とを備えている。 表示パネル 1 は更に、 画面表示領域の周囲に、 各データ線 11にデータ信号を供給するデータ 線駆動回路 21と、 各走査線 12に走査信号を供給する一対の走査線駆動回路 2 2と、 各画素部 2における道通不良、 絶縁不良、 素子の欠陥等を検査するための 検査回路 23とを備えて構成されている。 なお、 本実施の形態では、 各駆動回路 は、 T FTアレイ基板 1上に画素部 2と共通の工程で形成されているが、 TFT アレイ基板 1上にない回路とされてもよいし、 又は画素部 2と別の工程で形成さ てもよい。
第 8図に示すように、 各画素部 2には、 第 1図から第 6図を用いて説明した駆 動用 T F T 110、 補償用 TFT 120、 リセット用 TFT 130、 スイッチン グ用 TFT 140及び保持容量 160が設けられている。 そして、 前段の走査線 12bが第 1図におけるリセット走査信号 V rscan用の配線となり、 当段の走査 線 12 aが図 1における走査信号 V scan用の配線及びリセット信号 V rsig用の配 線となり、 当段のデータ線 11 aが第 1図における入力信号 V sig (デ一夕信号） 用の配線となっている。 更に、 共通給電線 13が正電源 + Vに接続されており、 EL素子 50が駆動用 T FT 110と後述の対向電極との間に接続されており、 該対向電極が負電源一 Vに接続されている。 第 9図 （A) に示すように、 スィツチング用 TFT 140、 補償用 TFT 12 0及び保持容量 160は、 第 8図の A— A' 断面に沿って、 T FTアレイ基板上 1に半導体膜 （ポリシリコン膜） 4、 酸化シリコン膜ゃ窒化シリコン膜からなる ゲート絶縁膜 5、 Ta (タンタル） 膜 6、 酸化シリコン膜ゃ窒化シリコン膜から なる第 1層間絶縁膜 7及び A1膜 8から構成されている。 尚、 ゲート電極形成用 の T a膜 6の代わりに、 低抵抗ポリシリコン膜を成膜してもよい。
より具体的には、 スイッチング用 TFT 140は、 ポリシリコン膜 6からなる ゲート 141を持つトップゲート型の T FTであり、 ゲート絶縁膜 5を介してゲ ート 141に対向する半導体層 4部分をチャネル形成用領域として、 その両側に n型に高濃度ドープされたソース 142及びドレイン 143を備えた Nチャネル 型の TFTとして構成されている。 そして、 ソース 142は、 ゲート絶縁膜 5及 び第 1層間絶縁膜 7に開孔されたコンタクトホールを介して A 1膜 8からなるデ —夕線 1 1 aに接続されている。 また、 ドレイン 143は、 ゲート絶縁膜 5及び 第 1層間絶縁膜 Ίに開孔されたコンタクトホール及び A 1膜 8を中継して、 補償 用 TFT 120に接続されている。
補償用 T FT 120は、 T a膜 6からなるゲート 12 1を持つトップゲート型 の T FTであり、 ゲート絶縁膜 5を介してゲート 12 1に対向する半導体膜 4部 分をチャネル形成用領域として、 その両側に p型に高濃度ドープされたソース 1 22及びドレイン 123を備えた Pチャネル型の TFTとして構成されている。 そして、 ゲ一ト絶縁膜 5及び第 1層間絶縁膜 7に開孔されたコンタクトホール及 び A1膜 8を中継してスィツチング用 TFT 140及び保持容量 160並びに駆 動用 TFT 1 10のゲート 1 1 1に接続されている。
また、保持容量 160は、 2重のコンデンサ構成を有するように、 半導体膜 4、 T a膜 6及び A 1膜 8が、 ゲ一ト絶縁膜 5及び第 1層間絶縁膜 Ίを介して対向配 置されて構成されている。 そして保持容量を構成する半導体膜 4部分は、 ゲート 絶縁膜 5及び第 1層間絶縁膜 7に開孔されたコンタクトホールを介して A 1膜 8 に接続されており、 保持容量を構成する T a膜 6部分は、 第 1層間絶縁膜 7に閧 孔されたコンタクトホールを介して A 1膜 8に接続されている。
第 9図 （B) に示すように、 リセット用 TFT 130は、 第 8図の B— B， 断 面に沿って、 T FTアレイ基板上 1に半導体膜 4、 ゲート絶縁膜 5、 Ta膜 6、 第 1層間絶縁膜 7及び A 1膜 8から構成されている。
より具体的には、 リセット用 TFT 130は、 T a膜 6からなるゲート 131 を持つトップゲート型の T FTであり、 ゲート絶縁莫 5を介してゲート 131に 対向する半導体層 4部分をチャネル形成用領域として、 その両側に n型に高濃度 ドープされたソース 132及びドレイン 133を備えた Nチャネル型の TFTと して構成されている。 そしてソース 132及びドレイン 133は、 ゲート絶縁膜 5及び第 1層間絶縁膜 7に開孔されたコンタクトホール及び A 1膜 8を中継して、 T a膜 6からなる当段の走査線 12 a及び駆動用 T F T 110のゲート 111に 夫々接続されている。
また、 第 9図 （C) に示すように、 駆動用 T FT 110は、 第 8図の C— C' 断面に沿って、 T FTアレイ基板上 1に半導体膜 4、 ゲート絶縁膜 5、 Ta膜 6、 第 1層間絶縁膜 7及び A1膜 8から構成されている。 そして、 第 2層間絶縁膜 9 上には、 駆動用 T FT 110のドレイン 113にコンタクトホール及び A 1膜 8 を中継して接続された I TO膜 51が形成され、 その上に EL素子 50が形成さ れている。 他方、 駆動用 T FT 110のソース 112は、 コンタクトホールを介 して A 1膜 8からなる共通給電線 13に接続されている。 また、 相隣接する画素 部 2における EL素子 50は、電気絶縁性のバンク 52により相隔てられている。 好ましくは、 バンク 52は遮光性を持つものがよい。 バンク 52は、 例えば、 遮 光性のレジス卜からなり、 当該表示パネル 200の画面表示領域の周囲を覆う周 辺見切り領域にもバンク 52を設けるようにしてもよい。 そして、 EL素子 50 上には、 A 1等の低抵抗金属或いは I TO等からなる対向電極 （上電極） 56が 設けられている。
第 10図に示すように、 表示パネル 200においては特に、 共通給電線 13に より X方向に相隣接した画素部 2の双方に対して正電源 +Vが供給される構成を 採り、 正電源 + V供給用の電源配線を単純に画素部 2の列毎に設ける場合と比較 して、 電源配線の数を約 1/2にしている。 また、 リセット用 TFT 130のゲ —ト 131に入力されるリセット走査信号 V rscanを前段の走査線 12 bにより 供給し、 リセット用 TFT 130に入力されるリセット信号 Vrsigを当段の走査 線 12bにより供給する構成を採ることにより、 リセット走査信号 V rscan専用 の配線やリセット信号 V rsig専用の配線を設ける場合と比較して信号配線の数を 減らしている。 このように電源配線数や信号配線数を増やさないようにすること により、 従来の表示パネルには設けられていない補償用 T FT 120やリセット 用 TFT 130を設けるスペースを確保することができる。 勿論、 本実施の形態 と違って、 各画素毎に共通給電線を設けて、 各画素毎にパターンを同じにしたも のや、 リセット走査信号 V rscan専用の配線や、 リセット信号 V rsig専用の配線を 設けたものに対しても、 本発明の技術思想は適用できる。
尚、 本実施の形態のように電流駆動型発光素子である EL素子 50を用いた表 示パネル 200の場合には、 例えば、 液晶パネルのように画素の開口領域を増や さなくても、 発光素子に供給する電流量を増加させればこれに応じて自発光する が故に、 画像表示に必要な明るさを得ることができる。 従って、 本実施の形態の ように、 配線の占める領域を節約して各種の T FTを画素部 2に形成するスぺー スを確保してもよいし、 各 EL素子 50の大きさを小さくすることにより各種の TFTを画素部 2に形成するスペースを確保してもよい。
次に、 本実施の形態の表示パネル 200の動作について第 7図及び第 10図を 参照して説明する。
走査線駆動回路 22から前段の走査線 12 bに走査信号 V scanが供給されると、 これが当段のリセット走査信号 V rscanとして、 当段のリセット用 TFT 130 のゲート 131に入力される。 これと並行して、 走査線駆動回路 22から当段の 走査線 12 aにリセット信号 V rsigが供給されて、 当段の駆動用 T F T 110の ゲート電圧 Vgは、 リセット信号 V rsigの電位とされる （第 2図 （A)参照） 。 このとき、 リセット信号 V rsigは、 走査信号 V scanのオフ電位と同一でもかまわ ない。続いて、 走査線駆動回路 22から当段の走査線 12 aに走査信号 V scanが 供給されると、 これが当段のスィツチング用 TFT 140のゲート 141に入力 される。 これと並行して、 データ線駆動回路 21から当段のデ一夕線 1 laに入 力信号 V sig (デ一夕信号） が供給されて、 スィツチング用 TFT 140及び補償 用 TFT 120を介して、 この電圧 V sigが補償用 TFT 120のしきい値電圧 V th2分だけ降圧されて、 当段の駆動用 TFT 110のゲート 111に、 ゲート 電圧 V gとして供給される （第 2図 （A) 参照） 。 この結果、 この降圧されたゲ —ト電圧 V gに応じて、 駆動用 T F T 1 1 0のソース 1 1 2及びドレイン 1 1 3 間のコンダクタンスが制御されて、 正電源 + V及び負電源— Vの間で、 E L素子 5 0を流れる駆動電流 I dが制御される。
従って、 各画素部 2に設けられた駆動用 T F T 1 1 0におけるしきい値電圧 V thlのばらつきが補償用 T F T 1 2 0のしきい値 V th2により補償されて、複数 の画素部 2間における駆動電流 I dに対するデ一夕信号 V sigのしきい値のばら つきが殆どなくなり、 表示パネル 2 0 0の画面表示領域全体にわたって均一の明 るさでむらのない画像表示が可能とされる。 また、 補償用 T F T 1 2 0による降 圧作用により比較的小さい電圧のデータ信号 V sig を用いて駆動電流 I dを制御 することも可能とされる。
以上の実施の形態では、 リセット用 T F T 1 3 0によりゲート電圧 V gを入力 信号 V sigの供給前にリセットしているが、 例えば、 静止画を表示する期間には、 同じ入力信号 V sig により複数フレームに亘つて駆動電流 I dの制御を行えばよ いので、 係るリセット動作を各走査毎に行う必要はない。 また、 このように電気 的なリセット信号 V rsigの代わりに光照射によりゲート電圧 V gをリセットする
(所定のリセット電圧にする） ように構成してもよい。 更にまた、 リセット用 T F T 1 3 0の代わりにスィツチング用 T F T 1 4 0や補償用 T F T 1 2 0を介し てリセット信号 V rsigを供給するように構成してもよい。 他方、 アクティブマト リクス駆動の如くスィツチングを行わない用途であれば、 スイッチング用 T F T 1 4 0ゃスィツチング動作が不要なことは言うまでもない。
(電子機器）
次に、 以上詳細に説明した表示パネル 2 0 0を備えた電子機器の実施の形態に ついて第 1 1図から第 1 3図を参照して説明する。
先ず第 1 1図に、 このように表示パネル 2 0 0を備えた電子機器の概略構成を 示す。
第 1 1図において、 電子機器は、 表示情報出力源 1 0 0 0、 表示情報処理回路 1 0 0 2、 駆動回路 1 0 0 4、 表示パネル 1 0 0 6、 クロック発生回路 1 0 0 8 並びに電源回路 1 0 1 0を備えて構成されている。 前述した実施の形態における表示パネル 2 0 0は、 本実施の形態における表示 パネル 1 0 0 6及び駆動回路 1 0 0 4に相当する。 従って、 表示パネル 1 0 0 6 を構成する T F Tアレイ基板の上に、 駆動回路 1 0 0 4を搭載してもよく、 更に 表示情報処理回路 1 0 0 2等を搭載してもよい。 或いは、 表示パネル 1 0 0 6を 搭載する T F Tアレイ基板に対し駆動回路 1 0 0 4を外付けして構成してもよい。 表示情報出力源 1 0 0 0は、 R O M (Read Only Memory) 、 R AM (Random Access Memory)、 光ディスク装置などのメモリ、 テレビ信号を同調して出力する 同調回路等を含み、 クロック発生回路 1 0 0 8からのクロック信号に基づいて、 所定フォーマツ卜の画像信号などの表示情報を表示情報処理回路 1 0 0 2に出力 する。 表示情報処理回路 1 0 0 2は、 増幅 '極性反転回路、 相展開回路、 ローテ —シヨン回路、 ガンマ補正回路、 クランプ回路等の周知の各種処理回路を含んで 構成されており、 クロック信号に基づいて入力された表示情報からデジタル信号 を順次生成し、 クロック信号 C L と共に駆動回路 1 0 0 4に出力する。 駆動回 路 1 0 0 4は、 表示パネル 2 0 0を駆動する。 電源回路 1 0 1 0は、 上述の各回 路に所定電源を供給する。
次に第 1 2図から第 1 3図に、 このように構成された電子機器の具体例を夫々 示す。
第 1 2図において、 電子機器の他の例たるマルチメディァ対応のラップトヅプ 型のパーソナルコンピュータ （P C ) 1 2 0 0は、 上述した表示パネル 2 0 0が トップカバ一ケース 1 2 0 6内に備えられており、 更に C P U、 メモリ、 モデム 等を収容すると共にキーボード 1 2 0 2が組み込まれた本体 1 2 0 4を備えてい る。
また第 1 3図に示すように、 駆動回路 1 0 0 4や表示情報処理回路 1 0 0 2を 搭載しない表示パネル 1 3 0 4の場合には、 駆動回路 1 0◦ 4や表示情報処理回 路 1 0 0 2を含む I C 1 3 2 4がポリイミ ドテープ 1 3 2 2上に実装された T C P (Tape Carrier Package) 1 3 2 0に、 T F Tアレイ基板 1の周辺部に設けら れた異方性導電フィルムを介して物理的且つ電気的に接続して、 表示パネルと して、 生産、 販売、 使用等することも可能である。
以上説明したように、 本実施の形態によれば、 表示パネルの全面に渡って明る さのむらが少なく且つ比較的低電圧で駆動することも可能な各種の電子機器を実 現できる。
本発明のトランジスタ回路によれば、 補償用トランジスタのしきい値電圧の分 だけ入力信号の電圧に対してゲ一ト電圧を降圧もしくは昇圧できるので、 低い入 力信号の電圧により駆動用トランジスタにおけるコンダクタンス制御を行うこと ができる。 更に、 補償用トランジスタと駆動用トランジスタとのしきい値特性や 電圧電流特性を近付けることにより、 駆動電流に対する入力信号のしきい値電圧 を零に近付けることも可能となる。 更にまた、 複数のしきい値特性の相異なる駆 動用トランジスタを用いて当該トランジスタ回路を複数作成した場合に、 複数の しきい値電圧の異なる複数の駆動用トランジスタ、 即ち設計基準値から大きくば らついたしきい値電圧を夫々持つ複数の駆動用トランジスタを用いたとしても、 複数のトランジスタ回路におけるしきい値電圧のばらつきが殆ど又は全くない複 数のトランジスタ回路を得ることも可能となる。
本発明の表示パネルによれば、 明るさむらが低減された画像表示を低電圧の入 力信号を用いて実現できる。 産業上の利用可能性
本発明のトランジスタ回路を用いて明るさむらが低減された画像表示がなされ る表示パネルが得られる。 かかる表示パネルは、 高品位の画像表示が要求される ラップトップ型のパーソナルコンピュータ一 （P C ) 、 テレビ、 ビューファイン ダー型又はモニタ直視型のビデオテープレコーダ、 力一ナビゲ一シヨン装置、 電 子手帳、電卓、 ワードプロセッサ一、エンジニアリング 'ワークステーション（E W S ) 、 携帯電話、 テレビ電話、 P O S端末、 ページャ、 夕ツチパネルを備えた 装置等の電子機器に好適に利用可能である。

Claims

請 求 の 範 囲
( 1 ) 第 1ゲート、 第 1ソース及び第 1 ドレインを有し、 該第 1ゲートに供給さ れる入力信号の電圧に応じて該第 1ソース及び第 1 ドレイン間のコンダク夕ンス ガ制御される駆動用トランジスタと、 第 2ゲート、 第 2ソース及び第 2 ドレイン を有し、該第 2ゲートが該第 2ソース及び第 2 ドレインの一方に接続されており、 該第 2ソース及び第 2 ドレインを介して前記入力信号が前記第 1ゲ一トに供給さ れるように且つ前記第 1ゲートに対し前記コンダク夕ンスを低める方向の電荷移 動を可能とする向きで前記第 1ゲートに接続された補償用トランジスタとを備え たことを特徴とするトランジスタ回路。
( 2 ) 前記第 1ゲ一トに対し前記入力信号に応じて制御される前記コンダク夕ン スの最高値よりも高いコンダクタンスの値に対応する電圧を有するリセット信号 を前記入力信号の供給前に供給するリセット手段を備えたことを特徴とする請求 の範囲第 1項に記載のトランジスタ回路。
( 3 ) 前記リセット信号は、 前記入力信号の最大電圧よりも前記補償用トランジ ス夕のしきい値電圧分以上大きい電圧に設定されていることを特徴とする請求の 範囲第 2項に記載のトランジスタ回路。
( 4 ) 前記リセット手段は、 第 3ゲート、 第 3ソース及び第 3 ドレインを有し、 該第 3ソース及び第 3 ドレインの一方が前記第 1ゲートに接続されており、 該第 3ゲートにリセットタイミング信号が前記入力信号の供給前に供給された時に、 該第 3ソース及び第 3 ドレインを介して前記リセット信号を前記第 1ゲ一トに供 給するリセット用トランジスタを備えたことを特徴とする請求の範囲第 2項又は 第 3項に記載のトランジスタ回路。
( 5 ) 前記駆動用トランジスタと前記補償用トランジスタとは、 同一導電型のト ランジス夕であることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 4項のいずれかに記 載のトランジスタ回路。
( 6 ) 第 4ゲート、 第 4ソース及び第 4 ドレインを有し、 該第 4ゲートにスイツ チングタイミング信号が供給された時に前記入力信号を該第 4ソース及び第 4 ド レインを介して前記補償用トランジスタに供給するように接続されたスィッチン グ用トランジスタを更に備えたことを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 5項の いずれかに記載のトランジスタ回路。
( 7 ) 前記第 1ゲ一トに接続された保持容量を更に備えたことを特徴とする請求 の範囲第 1項乃至第 6項のいずれかに記載のトランジスタ回路。
( 8 ) 同一基板上に形成された薄膜トランジスタから構成されていることを特徴 とする請求の範囲第 1項乃至第 7項のいずれかに記載のトランジスタ回路。
( 9 ) 前記トランジスタは夫々、 前記ゲート、 ソース及びドレインが、 ベース、 エミッ夕及びコレクタに夫々対応するバイポーラトランジスタから構成されてい ることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 7項のいずれかに記載のトランジス 夕回路。
( 1 0 ) 前記入力信号は、 入力信号源により電圧が制御される電圧信号であり、 前記駆動用トランジスタは、 前記第 1ソース及び第 1 ドレインの一方が電流制御 型素子に接続されており、 前記コンダク夕ンスを制御することにより該電流制御 型素子に流れる電流を制御することを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 9項の いずれかに記載のトランジスタ回路。
( 1 1 ) 請求の範囲第 1 0項に記載のトランジスタ回路を夫々含むと共にマトリ クス状に配置された複数の画素部を備え、 電流制御型発光素子が該複数の画素部 に夫々設けられたことを特徴とする表示パネル。
( 1 2 ) 請求の範囲第 1 1項に記載の表示パネルを備えたことを特徴とする電子
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