CN1603999A - 自适应占空比限制器 - Google Patents

Abstract

一种用于限制输入源和输出调节器的已调输出间能量传送的占空比限制器。所述输出调节器具有调节器特性和计算占空比，其用于控制在所述输入源和已调输出间能量的传送。所述的占空比限制器包括数字控制器，其产生参考水平且比较所述输出调节器的所述调节器特性和所述参考水平以确定最大占空比。所述数字控制器以至少等于所述输出调节器的开关频率的频率控制所述参考水平。所述数字控制器限制所述计算占空比不超过所述最大占空比。

Description

自适应占空比限制器

交叉引用相关申请

本申请是2003年7月10日提交的国际申请号PCT/US2003/021542的中国国家阶段的国家申请号为03805465.5、名称为“输出调节器”的发明申请的分案申请，所述国际申请要求了2002年7月10日提交的美国临时申请号60/395115、2002年7月12日提交的美国临时申请号60/395697以及2003年6月12日提交的美国专利申请号10/460825的权利，其全部内容通过引用合并于此。

技术领域

本发明涉及输出调节器，特别是涉及用于输出调节器的自适应占空比限制器。

背景技术

输出调节器被用于多种机器和设备，实际上包括所有的电子设备。输出调节器通常将未调节的输入功率转换为一个或多个已调输出，用于向机器或设备内的电路提供电力。已调输出最常见的是已调电压，但是也可生成已调电流和已调功率。输出调节器可集成到机器或设备中，或输出调节器可以是装配到机器或设备上的独立部件。输出调节器的几个特性可用于判断具体设计的质量，包括诸如功率密度、效率、输出调节和瞬态响应之类的工作特性。有必要改进输出调节器的工作特性以改进使用了输出调节器的机器和设备，例如使其做得更小、需要更少的电力、具有改进的精度和可靠性或者具有改进的瞬态工作特性。

发明内容

一种用于限制输入源和输出调节器的已调输出间能量传送的占空比限制器。所述输出调节器具有调节器特性和计算占空比，其用于控制在所述输入源和已调输出间能量的传送。所述的占空比限制器包括数字控制器，其产生参考水平且比较所述输出调节器的所述调节器特性和所述参考水平以确定最大占空比。所述数字控制器以至少等于所述输出调节器的开关频率的频率控制所述参考水平。所述数字控制器将所述计算占空比限制于所述最大占空比。

在其他特征中，所述数字控制器以近似在所述开关频率和取样频率之间范围的频率控制参考水平。

在其他特征中，占空比估计器确定标称占空比。所述计算占空比基于所述标称占空比确定。所述占空比估计器包括模式估计器，其确定所述标称占空比作为前面占空比中的至少一个和累积误差的函数。所述的调节器特性从包括输入功率和输出功率的组中选择。所述的输入功率包括输入电流、输入电压、输入纹波电压和输入能量。所述的计算占空比信号包括多位数字信号。所述的计算占空比信号包括变脉宽信号。所述的占空比估计器进一步包括模式二估计器，以确定所述标称占空比作为累积误差的函数。模式选择器基于模式选择标准，选择所述至少两个模式中的一个以产生所述标称占空比。调整确定器确定调整值以和标称占空比信号组合，从而产生所述的计算占空比。

本领域的技术人员能够从前面的描述中意识到，本发明的宽广的所讲授的内容可以多种不同的形式实现。因而，尽管是联系本发明的具体实施例对其进行介绍的，但是并不应该以此来限制本发明的真正范围，因为专业技术人员研究了附图、说明书和所附权利要求书之后其他的修改都将是显而易见的。

附图说明

图1是输出调节器的一个方案的方框图。

图2是用于输出调节器的数字控制器的一个方案的方框图。

图3是用于输出调节器的数字控制器的操作的一个方案的流程图。

图4是用于输出调节器的组件的两维视图。

图5是自适应多模式控制系统的一个方案的状态图。

图6是导通期间的输出电压图。

图7是自适应多模式控制系统操作的一个方案的流程图。

图8是具有输出限幅器的输出调节器一个方案的方框图。

图9是电压范围间的关系的一个方案的方框图。

图10是输出限幅器的一个方案方框图。

图11是输出限幅器操作的一个方案的流程图。

图12A是功率阵列的一个方案的方框图。

图13是和功率阵列中检测电流的一个方案相关的波形的时序图。

图14是用于控制功率调节器中的能量流的功率开关阵列操作的一个方案的流程图。

图15是电流检测技术的操作的一个方案的流程图。

图16是二极管模拟系统一个方案的方框图，其用于模拟输出调节器的自由轮转二极管，该输出调节器作为开关调节器工作。

图17是和二极管模拟系统一个方案相关的波形的时序图。

图18是二极管模拟系统的操作的一个方案的流程图。

图19是用二极管模拟系统实现的空载控制技术的操作的一个方案的流程图。

图20是用于功率阵列中控制损耗的一个方案的流程图。

图21是通过功率调节器的功率级抑制噪声产生的操作的一个方案的流程图。

图22是用于控制输出调节器的电路节点的电容的操作的一个方案的流程图。

图23是用于在脉冲信号中产生延迟的延迟线的一个方案的方框图。

图24是和延迟线的一个方案相关的波形的时序图。

图25是用于为输出调节器增加脉冲宽度分辨率的操作的一个方案的流程图。

图26是用于为开关调节器确定占空比的数字控制器的一个方案的方框图。

图27是用于开关调节器的数字控制器的一个方案的方框图。

图28是占空比估计器的一个方案的状态图。

图29是和电压限幅器一个方案相关的电压水平的视图。

图30是用于为开关调节器产生占空比的数字控制器一个方案相关的波形的时序图。

图31A是用于为开关调节器确定占空比的占空比估计器的一个方案的方框图。

图31B是另一个用于为开关调节器确定占空比的占空比估计器的一个方案的方框图。

图32是用于为开关调节器产生占空比的操作的一个方案的流程图。

图33是包括节能间歇模式(ESDM)的数字控制器的一个方案的方框图。

图34A是用于在恒定电流模式和间歇电流模式之间控制切换的数字控制器的一个方案的方框图。

图34B是和数字控制器一个方案相关的波形的时序图。

图35是用于在恒定电流模式和间歇电流模式之间控制切换的操作的一个方案的流程图。

图36是用于数字控制器的状态信息存储系统的一个方案的方框图。

不同图中的相同参考标记表示相同的元件。

具体实施方式

图1表示用于向负载12提供已调功率的功率调节器10。该功率调节器10可包括数字控制器14，其接收反馈信号16并生成一个或多个驱动功率级20的控制信号18。功率级20将未调电压如Vin 22转换为斩波波形，其由输出滤波器24过滤以产生已调输出26。该已调输出26优选为直流(DC)输出，并可以是包括电压、电流和功率在内的任何输出特性。未调电压可以是任何形式的输入功率，例如交流(AC)电压和DC电压。对于交流输入电压，可包括整流级(未示出)以将AC电压转换为DC输入电压Vin 22。输出传感器28检测已调输出26，并将反馈信号发送至数字控制器14。功率调节器10可采用任何拓扑结构，如buck、boost、flyback、sepic、Cuk和Zeta。

图2表示电压转换器100的一部分，该电压转换器100用于将未调节的输入电压Vin转换为用于向负载(未示出)提供功率的已调输出。数字控制器102产生一对驱动信号以控制从Vin到斩波波形的转换。可以任何方式实现数字控制器102，例如执行软件或固件的可编程装置、数字电路、逻辑电路、数字信号处理器以及它们的组合。数字控制器102响应对应于已调输出的数字误差信号104生成驱动信号。

输出传感器106可检测已调输出，生成数字误差信号104。输出传感器106可将已调输出和参考信号108比较以生成数字误差信号。参考信号108可以是如模拟信号和数字信号的任何类型的信号，且可以任何方式产生。

例如，输出选择器110可产生参考信号108以响应一个或多个输入Rx和Ry。该输入可以是连到参考电压如接地的电阻器。电阻器的值对应于输出的电压水平和公差的选择。输出选择器110可以是独立的模块或包括在数字控制器102内。

驱动器电路112a和112b可缓冲来自数字控制器102的驱动信号，并产生驱动上端和下端功率阵列114a和114b的信号。驱动电路112a和112b可具有较低的输出阻抗以减少功率阵列114a和114b在工作状态间转换时的过渡时间。驱动器电路112a和112b可采用任何类型的驱动器。

每个功率阵列114a和114b都包括一个或多个以切换模式工作的功率开关器件，其在导通和关断状态之间循环。可使用任何类型的功率开关器件，如MOSFET、BJT、IGBT和MCT。功率阵列114a和114b可按任何拓扑结构配置，如buck、boost、flyback、sepic、Cuk和Zeta。

此处，功率阵列114a和114b是以buck结构说明的。上端功率阵列114a连接在Vin和公共节点VL之间。下端功率阵列114b连接在VL和较低的电压如地之间。随着功率阵列114a和114b在导通和关断状态间切换，Vin和地被施加到VL上。当Vin施加到VL上时，能量从Vin通过VL流到输出滤波器(参看图1)。

电流传感器116a和116b可测量流过功率阵列114a和114b的电流。电流传感器可采用诸如变流器、串联电阻器、赫尔效应器件的检测电流的以及基于导通状态下跨MOSFET所形成的电压确定电流的任何方法。每个电流传感器116a和116b可产生指示电流特性的数字输出，如峰值电流、平均电流和实际电流。电流的数字输出可以是一个或多个位。

电压传感器118可检测VL处的电压。电压传感器118可基于所检测的电压产生数字输出。VL的数字输出可以是两位或更多位。VL信息可用于控制和保护如通过下端功率阵列114b非直接检测电流。

延迟线120可通过数字控制器102微调估计占空比。延迟线120可产生延迟信号来延长估计占空比。例如，估计占空比可计算为时钟脉冲宽度的整数倍，并且延迟线120可通过小于时钟脉冲宽度的增量来改变估计占空比。延迟线120可以接收一个或多个位的数字信号，例如多位数字信号，并产生具有控制的脉冲宽度的脉冲。可采用任何类型的脉冲延伸技术。而且，延迟线120可包括产生微小增量的抖动。在示例性系统中，延迟线120可产生最小增量分辨率，其等于“t1”，并通过施加抖动，产生的脉冲的均值可以“t1”的任何微小部分脉冲延伸。在一种抖动方法中，在连续脉冲系列中选定数目的脉冲可以整数“N”个增量延伸，该系列脉冲中余下的脉冲可以整数“N-1”或“N+1”个增量延伸以产生微小延伸的脉冲。

振荡器122可为电压转换器100产生时钟信号。振荡器122可接收外部同步信号来同步时钟信号。可使用任何类型的振荡器，例如锁相环振荡器和晶体振荡器。

软启动电路124可产生软启动信号，在接通电源期间限制能量传送到输出。软启动信号可以是5位信号，其控制驱动信号的脉冲宽度以限制能量传输至输出。例如，在接通期间，软启动信号可在限制最大脉冲宽度的值上斜坡上升。可采用任何类型的软启动技术，如限制占空比、控制驱动信号的工作频率以及可控地增加参考电压，用输出反馈信号与其比较以逐渐增加输出电压至稳态水平。软启动电路124可基于逐个周期限制能量传输。

自适应占空比限制器126可产生数字信号以限制能量传输至输出，作为输入功率的电气特性的函数，输入功率的电气特性例如Vin、输入电流Iin、输入纹波电压VINripple、输入功率Pin、输入源阻抗Rs和输入能量Qin。例如自适应占空比限制器126可监控Iin并产生数字信号以限制占空比以使Iin的振幅或大小(amplitude)不超过阈值。自适应占空比限制器126可基于逐个周期工作控制阈值。每个周期，自适应占空比限制器126可改变阈值，并为下一个周期限制占空比。下一个周期的占空比可基于前面周期的输入功率电气特性和阈值的比较确定。

图3表示电压转换器100的操作模式的一个方案。在模块150，检测已调输出并将其和参考比较。所检测的已调输出可以是任何电气特性，如电压和电流。在模块152，产生数字反馈信号作为所检测的已调输出的函数。数字反馈信号可以是多位信号。数字反馈信号的每个值可与所检测的已调输出的模拟值相对应。在模块154，基于数字反馈信号确定估计占空比。估计占空比可表示为应用到计数器上的计数器界限。计数器可以产生一个脉冲作为时钟信号和计数器界限的函数。在模块156，产生软启动信号以限制能量在接通期间传输到已调输出。软启动信号限制占空比，在该占空比上功率阵列被过渡驱动。在模块158，产生输入限制信号以限制能量作为输入功率的函数传输到已调输出。例如，在输入电压小于预定电压或输入电流大于预定电流时，功率传输被限制。在模块160，可生成计时占空比。在模块162，以小于时钟信号的时钟脉冲的持续时间来调整计时占空比。例如，计时占空比的分辨率由时钟频率限制，以使计时占空比不等于估计占空比，而是大于或小于估计占空比。然后计时占空比可被增加或减小以更近似等于估计占空比。在模块164，可控制一个或多个功率阵列作为计算占空比的函数以传输能量至已调输出。

图4表示电压转换器100的组件(package)结构的一个方案。组件结构有利地减少了对噪声的灵敏度，该噪声由电压转换器100的工作产生。组件200包括数字控制器和功率开关器件，用于控制电压转换器100中的能量流。组件200的管脚结构为与电压转换器100相关的改进的迹线通路而提供。返回管脚202可沿组件200的第一侧边设置。返回管脚202为流到Vout的电流提供回流路径。Vin管脚204和中间抽头管脚CT 206可沿组件200的第二侧边设置。用于控制输入/输出(I/O)的管脚208-212可沿组件200的第三侧边设置。控制I/O可包括如频率补偿Cf和输出电压选择R1和R2的功能。

多模式控制系统

图5表示用于控制输出调节器的自适应多模式控制系统300的一个方案。多模式控制系统300可作为已调输出的函数自动地在三个或更多个操作模式之间切换。输出调节器可以是包括切换和线性的任何类型的调节器，并可调节诸如电压和电流的任何输出特性。多模式控制器300可被配置为包括任何操作模式的组合，如滞后模式、自适应滞后模式、脉宽调制模式、恒定接通时间模式、恒定关断时间模式、谐振模式、固定频率软切换模式、电压模式、电流模式，固定频率和包括操作模式组合的可变频率。多模式控制器300实现于数字控制系统中并和时钟信号一起工作。自适应多模式控制系统300可基于时钟信号的逐个周期在操作模式间切换。每个时钟周期，可检测输出调节器的一个或多个特性，然后基于所检测的特性选择操作模式。可采用任何的输出调节器特性，例如输出电压、输出电流、偏置电流、切换电流和温度，其中每个特性可以是任何数学形式，例如峰值、平均值、加权平均值、变化率和瞬时值。

在开关调节器的示例性结构中，当开关调节器接通时，自适应多模式控制系统300可以电压模式滞后控制302接通。图6表示几个工作状态下开关调节器的已调输出电压320。

在电压模式滞后控制302 S1期间，已调输出电压320向稳态值快速地斜坡上升。在电压模式滞后控制302 S1中，当电压小于参考电压如V0时，能量被传输到已调输出电压320。当已调输出电压320增加至大于V0时，多模式控制系统300中断驱动信号，并在短时延迟后能量传输中止。

当已调输出电压320在如VH3和VL3的值范围内时，自适应多模式控制系统300可切换到电压模式自适应滞后控制304 S2。在电压模式自适应滞后控制304 S2中，限制滞后控制下的最大接通时间和最大关断时间以减小能量传输到已调输出的速率，减小了稳态值附近的阻尼振荡的振幅。

随着已调输出电压的阻尼振荡的减小，自适应多模式控制系统300可切换到电压模式或电流模式的脉宽调制(PWM)控制306 S3。在电压模式PWM控制306 S3过程中，输出调节器工作在恒定频率上，并通过控制占空比调节输出电压，能量在该占空比传输到输出。可基于输出调节器的输出电流、输出电压和输出电压在其中变化的电压范围切换至电压模式PWM控制306 S3。

当输出电流减小到一个轻负载限之下时，可切换到恒定接通时间电流模式控制308 SY以节约能量。在恒定接通电流模式控制308 SY期间，可控制开关调节器的关断时间以维持已调输出。随着输出电流减小，开关调节器的开关频率可减小或完全停止，减小了开关调节器的开关损耗。在没有负载或负载很小时，开关调节器可进入时钟停止的休眠模式。

图7表示自适应多模式控制系统的一个方案。在模块330，提供三个或更多个操作模式用于控制输出调节器。可在任何时钟驱动介质如固件、软件和硬件中配置操作模式。在模块332，产生时钟信号用于操作多模式控制系统300。在模块334，可检测一个或多个输出调节器的特性。输出调节器特性可作为时钟周期如相应于输出调节器的最小接通时间或占空比的多个时钟周期的函数被检测。在模块336，检测到的输出调节器特性可被评估以确定使用哪个操作模式。在模块338，可基于该评估选择一个操作模式。输出调节器特性的评估和操作模式的选择可在采样频率上基于逐个周期作出，如每个时钟周期和每个预定数目的时钟周期。在模块340，所选的操作模式被用于计算接通时间，将为下一个导电周期设定该接通时间。在模块342，输出调节器将输入电压转换为输出调节器的输出作为计算的接通时间的函数。

输出限幅器

图8表示用于产生已调输出的输出调节器400的一个方案。输出调节器400可包括数字控制器402，其接收反馈信号404并产生一个或多个驱动信号406以驱动功率级408。功率级408将未调电压如Vin转换为斩波波形，其由输出滤波器412过滤以产生已调输出414。已调输出Vout优选为DC输出，且可基于包括电压、电流和功率在内的任何输出特性调节。

输出限幅器416可产生反馈信号404以响应对输出电压的检测。输出限幅器416可确定输出电压包含于其中的电压范围。输出限幅器416可确定两个或更多个电压范围以描述组合的电压范围，并随后确定输出电压包含于哪个电压范围内。例如，从0伏特延伸至10伏特的组合的电压范围可由从0伏特到8伏特的第一电压范围，从8伏特到9伏特的第二电压范围和从9伏特到10伏特的第三电压范围和10伏特到更高伏特的第四电压范围描述。如果输出电压是8.5伏特，那么输出电压落在第二范围内。可选择电压范围交叠，也可连续。图9表示电压范围交叠结构的例子。第一电压范围从0伏特延伸到VL3伏特。第二电压范围从VL3伏特延伸到VH3伏特。第三电压范围从VL2伏特延伸到VH2伏特。第四电压范围从VL1伏特延伸到VH1伏特。第二、第三和第四电压范围可描述关于标称电压VA0的电压调节范围。在另一个替换实施例中，可选择电压范围连续延伸，如从0到VL3、VL3到VL2、VL2到VL1、VL1到VH1、VH1到VH2、和VH2到VH3。

输出限幅器416可以取样频率基于逐个周期动态地设定电压范围。例如，每个周期可改变一个或多个参考水平如VL3，以便每一电压范围所涵盖的电压可改变每个周期。在另一方案中，参考水平可作为已调输出的纹波电压的函数进行控制。例如，可调整已调输出的标称水平最近处的参考水平以确保纹波电压是参考水平所涵盖的电压范围的预定百分比。另一方案，在电压瞬态期间电压范围可设定为相对较广的范围，而在稳态期间，电压范围可设定为窄范围。此外，基于逐个周期，可改变电压范围的配置，如从连续到交叠。虽然，输出限幅器416是作为具有电压参考描述的，电流参考也用于定义电流范围，电流可与该电流范围比较。

输出限幅器416可比较输出电压和预定的电压范围，并选择数字值以表示输出电压所处的电压范围。反馈信号404是数字信号，其具有两个或更多位以表示相应于输出电压的电压范围，如携带编码信号的数字总线和表示每个电压范围的独立的数字线。

图10表示用于产生表示电压范围的数字值的电压限幅器450的一个方案，所检测的电压包括在该电压范围内。参考产生器452可产生几个用于为每个电压范围设定电压限的电压参考454。可有电压参考的任何安排，如为每个电压限分配独立的电压参考454和从单个电压参考中获得多个电压限。

控制信号455可动态地控制电压参考，以便可以取样频率基于逐个周期控制电压限。控制信号455可控制一个或多个电压参考，并在两个或更多个电压水平之间切换电压参考。控制信号455可为模拟的、数字的、混合信号的、并行的、串行的、一线或多线式的及其组合。

一个或多个比较器456可比较输出电压和电压限454。当使用多个比较器456时，比较器可并行地将输出电压和定义电压范围的每个电压限进行比较。在一个替换实施例中，可用单个比较器456来比较输出电压和可控的电压参考，该电压参考是按照相应于电压限的值的时钟变迁的顺序来排序的。

编码器458可将比较器450的输出编码为具有两个或多个位的数字信号。数字信号可以是任何形式，如并行和串行的。

图11表示电压限幅器的操作。在模块470，产生三个或更多个参考水平以定义电压范围。参考水平可以是静态的或动态的。静态参考水平可以保持在恒定水平。动态参考水平可基于逐个周期控制，以便电压范围动态地改变。例如，在功率调节器接通期间，当调节器输出增加时，电压范围可设定为功率调节器输出的稳态水平的10％。然后，当功率调节器输出开始趋稳态水平稳定时，电压范围可减小到稳态水平的5％。在步骤472，检测器件特性的水平。可检测任何器件特性，如输出电压、输出电流、开关电压、电感器电流和输入电压。在步骤474，器件特性可与至少一个参考水平比较。在步骤476，器件特性水平所落入的电压范围可基于步骤474确定。在步骤478，生成数字信号以指示出器件特性水平所落入的范围。

功率阵列

图12A表示功率阵列500的一个方案，该功率阵列从输入电压中产生斩波电压。功率阵列500可包括在功率调节器，如在本说明书中所描述的功率调节器10中。功率阵列500可包括功率开关器件Q1-Q8的一个或多个开关阵列502a和502b，以控制两个节点之间的能量流。功率开关器件Q1-Q8可每个独立操作于两个状态，即导通状态和关断状态。在导通状态时，功率开关器件具有低阻抗且在两个节点之间传导能量。在关断状态时，功率开关器件有高阻抗，且阻挡两个节点之间的能量流。任何数量和任何类型的开关器件可用于功率开关器件，如MOSFET、BJT、MCT、IGBT和射频(RF)FET。功率开关器件Q1-Q8可包括多种尺寸的任意混合，例如对于MOSFET，一个器件可具有0.1欧姆的Rds(导通)，而其它器件可分别具有0.2欧姆和0.4欧姆的Rds(导通)。

开关阵列502a和502b可连接为任何拓扑结构，如buck、boost、flyback、Cuk、sepic和Zeta。此处，开关阵列502a和502b连接为buck拓扑结构，其中上端开关阵列502a在导通周期内传导能量，而下端开关阵列502b在自由轮转周期内传导能量。开关阵列502a和502b可包括任何功率开关器件的组合，如MOSFET、BJT、MCT、IGBT和RF FET。

驱动器阵列505缓冲从开关控制器504到功率开关器件Q1-Q8的驱动信号。驱动器阵列505可包括若干个驱动器506。每个驱动器506优选驱动单个功率开关器件，然而每个驱动器506可驱动多于一个的功率开关器件Q1-Q8。驱动器506提高功率开关器件Q1-Q8的切换速率以减少功率开关器件在导通状态和关断状态间切换的开关损耗。任何类型的电路和器件可用于驱动器506以提高功率开关器件Q1-Q8的切换速率。

开关控制器504产生用于控制功率开关器件的Q1-Q8驱动信号。开关控制器504数字化操作，且可由任何形式的数字实体如数字电路和执行软件或固件的可编程器件实现。开关控制器504可接收占空比信号508，并基于该占空比信号508产生驱动信号。开关控制器504可以取样频率基于逐个周期工作以确定驱动信号。取样频率可以是输出调节器开关频率的20倍或更高。例如，在固定频率工作期间，输出调节器可在50kHz到1MHz间工作，而取样频率的范围在1MHz和100MHz之间。相应于取样频率每个时钟周期开关控制器504可确定驱动信号。

每个功率开关器件Q1-Q8可基于逐个周期独立地使能或者禁能。可以控制使能的开关阵列内的功率开关器件的数量。使能/禁能的功率开关器件Q1-Q8的数量可基于任何工作特性确定，工作特性如输出电流、环境温度、工作温度、输出电压和电感器电流。例如，当输出电流约等于最大输出电流一半时，在每个开关阵列的四个功率开关器件中只有两个被使能，以使功率开关器件的开关损耗最小化。在另一方案中，在导通周期期间随着开关器件中电流的斜坡上升，额外的功率开关器件可被使能以减少传导损耗。相似地，在瞬时负载改变期间，功率开关器件的数量可增加或减少，因此，例如减少开关损耗和传导损耗。

开关控制器504可通过驱动信号独立地控制功率开关器件Q1-Q8中的每一个，以便在开通和关断状态间的切换期间每个功率开关器件间的时间关系可逐个周期地控制。在每个开关阵列502a和502b中功率开关器件Q1-Q4和Q5-Q8的开通和关断切换的时间顺序可独立控制。例如，参考图13，其示出了和功率阵列500相关的波形，可控制功率开关器件Q1-Q4的关断状态到导通状态的切换520，以使首先Q4关断，接着Q2和Q3一起关断，最后是Q1关断。

时间顺序可以任何方式控制，如基于流过功率开关器件的电流、使用切换间的预定的延迟时间、在另一个功率开关器件切换完成之后触发一个功率开关器件的切换以及基于开关阵列公共的节点处的电压瞬变。

电流传感器510和512可检测流过功率开关器件Q1-Q8的电流。流过功率开关器件Q1-Q8的电流可在输出调节器的任何位置检测，例如和输出电感器串联、和上端开关阵列502a串联以及和下端开关阵列502b串联。可使用任何类型的电流传感器，如变压器—电阻器传感器、电感器—电阻器传感器、赫尔效应传感器、DC电流传感器、AC电流传感器，电感器三级(inductor-tertiary)绕组传感器和串联电阻器。

图14表示用于功率阵列的功率开关阵列的操作，其用于控制功率调节器中的能量流。在步骤550，提供两个或更多个并联的开关器件用于控制功率调节器中的能量流。优选地，每个功率开关器件接收独立的驱动信号。然而，开关器件可被安排成两组或更多组功率开关器件，每组接收独立的驱动信号。在步骤552，确定要使能的功率开关器件的数量。功率开关器件数量可被调整以减少功率开关器件中的功率损耗，包括开关损耗和传导损耗。例如，可检测输出电流或开关电流，要被使能的功率开关器件的数量可基于检测到的电流而控制。当较低的工作电流流过功率开关器件时，通过减少被使能的功率开关器件的数量，可以减少开关损耗。在步骤554，确定功率开关器件接通切换的时间顺序。接通切换的时间顺序可基于任何技术，例如选择开关切换之间的固定时间的延迟、基于电压调节器的工作特性如电压水平，电流水平和工作温度选择时间延迟。在步骤556，产生驱动信号以控制功率开关器件的接通切换。在步骤558，确定关断切换的时间顺序。关断切换的时间顺序并不受所确定的接通切换的时间顺序限制。优选地，关断切换的时间顺序和接通时间顺序是独立确定的。然而，关断切换时间顺序可基于接通时间顺序确定，如通过镜像接通切换时间顺序而确定。在步骤560，产生用于关断切换的驱动信号。

电流检测

图13表示功率阵列500电流检测操作的一个方案。取样波形SMPL524表示示例性取样速率。波形526-540表示功率开关器件Q1-Q8导通周期的一部分。波形542表示流过输出电感器的电流。在功率阵列500的导通周期的自由轮转部分期间，电感器中的电流以线形速率减少。波形544表示检测电压。检测电压可以等于检测阻抗乘以检测电流，该电流相应于流过输出电感器的电流。检测电压的分辨率可以取样频率基于逐个周期调节。检测电压波形544被圈住的部分546表示检测电压的分辨率随着电感器电流大小的减小而增加。在一个方案中，功率阵列500放大以增加检测电流的分辨率。可以取样频率基于逐个周期控制该分辨率。在一个方案中，基于分辨率触发器如检测电流大小、被使能的功率开关器件的数量和导通周期中预定的时间，可通过放大检测电流信号控制该分辨率。在另一个方案中，分辨率可通过控制电流传感器件的阻抗而控制，例如通过：1)检测功率开关器件的跨ON阻抗的电流，和2)控制功率开关器件的数量，该功率开关器件在导通周期时并联工作。其它检测电路如变压器-电阻器传感器、电感器-电阻器和赫尔效应器件，传感器件如电阻器的阻抗可被控制。在每种情形下，可以取样频率控制整个导通周期的分辨率，以致随着检测电流大小的减小，在导通周期期间功率阵列500可放大以减小分辨率。

图15表示电流检测操作技术的一个方案。在步骤580，为检测电流，电流传感器被设定为初始分辨率。在步骤582，检测流过一个或多个功率开关器件Q1-Q8的电流。电流可间接也可直接检测。例如，可检测并联的MOSFET的漏极-源极电压Vds，而根据Vds和已知的MOSFET的ON阻抗可计算出电流。在步骤584，基于逐个周期，以取样频率为电流传感器确定下一个分辨率。通过最大化检测电路限制内的检测信号的大小，可选择下一个分辨率以使噪声误差最小化。在步骤586，将电流传感器设为下一个分辨率，然后在下一个周期再次检测流过开关器件的电流。

自由轮转二极管模拟

图16表示二极管模拟系统600的一个方案，用于模拟用作开关调节器的输出调节器的自由轮转二极管。输出调节器包括输出滤波器605。虽然二极管模拟系统600是以具有接地参考输出的buck拓扑表示的，但其可采用任何拓扑，如boost、buck-boost、cuk、sepic和zeta，且输出可参考到任何电路节点，如高端参考和低端参考。二极管模拟系统600有利地利用自由轮转开关阵列602以模拟输出调节器的自由轮转二极管。自由轮转开关阵列602可包括若干个并联且独立控制的功率开关器件。可选择功率开关器件使其比同等的自由轮转二极管具有较低的组合传导损耗，以减少在输出调节器的自由轮转阶段的传导和开关损耗。自由轮转开关阵列602也可提供可控阻抗以减少噪声产生以及轻负载条件下如间歇模式工作时的负电流的电流路径。自由轮转开关阵列602的功率开关器件和第一功率开关器件604中每个都工作在导通状态或关断状态，以控制从输入电源Vin到已调输出606的能量流。每个功率开关器件可配置为任何组的功率开关器件，如单功率开关器件和功率开关阵列。功率开关器件可以是任何类型的开关器件如MOSFET、BJT、MCT和IGBT。驱动器608和610可缓冲输送到开关阵列602和功率开关器件604的驱动信号。驱动器608和610可通过增加功率开关器件的开关速率减少功率开关器件的开关损耗和传导损耗。任何类型的驱动器可用于驱动功率开关器件。

上端电流检测电路和下端电流检测电路可检测流过开关阵列602和第一功率开关器件604的电流。可使用任何类型的电流检测电路，例如分流电阻器、电阻器-变压器、跨已知阻抗的电压检测和赫尔效应。下端电流检测电路可包括电压参考V_ILIM和跨接开关阵列602的比较器614。比较器614可产生自由轮转开关电流信号以响应对流过开关阵列604的电流和电压参考V_ILIM的比较。电压参考V_ILIM可基于导通电流时跨第一功率开关器件形成的压降设定一个值。电压参考可基于逐个周期程序化，以便例如，可调整下端电流检测电路阈值以解释自由轮转开关阵列602的阻抗变化，例如在并联功率开关器件的数量和温度影响中的变化。

上端电流检测电路可包括电流检测电路616以检测流过第一功率开关器件604、参考I_TH和比较器618的电流。比较器618可比较流过第一功率开关器件602的电流的大小和参考I_TH。比较器可产生导通开关电流信号。参考Ith可基于逐个周期程序化。

控制器620可产生用于控制功率开关器件602和604的驱动信号。控制器620可确定驱动信号作为脉宽信号622的函数。来自比较器614和618的输出也可用于确定驱动信号。例如，控制器620可以响应检测流过自由轮转阵列602的电流趋近0安培，禁能自由轮转开关阵列602内的一个或多个功率开关器件，以引起跨开关阵列602的电压增加而促进比较器618的分辨率。控制器620也可保持或偏移比较器618的阈值电压V_ILIM的水平，以准备随着自由轮转开关阵列602中的电流继续降低而禁能另一个功率开关器件。以这种方式，控制器620可随着流过自由轮转开关阵列602的电流减少而放大。通过随着电流减少而禁能开关阵列602中的单个功率开关器件，在第一功率开关器件604和开关阵列602之间的公共节点“A”处的阻抗逐渐增加，消除和抑制在公共节点上的噪声。

在另一个例子中，在轻负载情形时，控制器620可将自由轮转功率开关器件602用作双向开关器件以使电流可在正方向和负方向上流动。控制器620可在很轻的负载下以连续输出电流模式工作，包括零输出电流。

图17表示和二极管模拟系统600一个方案相关的波形。第一波形640表示流过输出滤波器605中感应器的电流。第二波形表示公共节点的电压Vx，第三波形644表示用于第一功率开关器件604的驱动信号。第四波形646表示加权的驱动信号，其用于自由轮转开关阵列602的功率开关器件。第四波形的每个水平指示出被使能的功率开关器件的不同数量。例如，在较高电流水平，可使能四个功率开关器件。随后随着电流小，功率开关器件中的一个被禁能。随着电流继续减小，两个以上的额外的功率开关器件被禁能。最后，开关阵列602中余下的功率开关器件被禁能。

图18表示二极管模拟系统600操作的一个方案。在步骤650，第一功率开关器件604从导通状态切换到关断状态。在步骤652，监控流过第一功率开关器件的电流。在步骤654，将流过第一功率开关器件604的电流和参考水平比较。在步骤658，自由轮转开关阵列602的工作状态可从关断状态改变为导通状态。自由轮转开关阵列602可作为脉宽信号和流过第一功率开关器件或自由轮转开关阵列602的电流的函数控制。例如，随着第一功率开关器件604基于脉宽信号切换到关断状态，自由轮转开关阵列602的功率开关器件可切换到导通状态。在另一方案，如果流过第一功率开关器件604的电流超过预定限，自由轮转开关阵列602被阻止改变工作状态为导通状态。在步骤660，自由轮转开关阵列602的工作状态可从导通状态改变为关断状态。在一个方案中，作为脉宽信号的函数，将自由轮转开关阵列602的功率开关器件切换到关断状态。

在另一个方案中，基于流过自由轮转开关阵列602的电流，自由轮转开关阵列602的功率开关器件按顺序切换到关断状态。在步骤662，监控流过自由轮转开关阵列602的电流。在步骤664，比较监控电流和参考水平。在步骤666，基于流过开关阵列602的电流的大小，控制开关阵列602中的独立的功率开关器件。例如，如果流过自由轮转开关阵列602的电流超过参考水平，就禁能开关阵列602中的一个或多个功率开关器件。随着电流趋向零安培减少或从零安培附近增加，按顺序控制功率开关器件，以有利地增加了节点“A”的阻抗，从而消除了节点“A”处的噪声产生。在步骤668，可改变参考水平，且可返回操作到步骤662以继续。

空载控制

图19表示用二极管模拟系统600实现的空载控制技术操作的一个方案。在步骤700，提供至少两个有公共节点的功率开关器件，其中一个功率开关器件是导通功率开关器件，而另一个功率开关器件是自由轮转功率开关器件。导通功率开关器件在导通阶段期间传送能量至输出调节器的输出。自由轮转功率开关阵列在自由轮转阶段期间导通能量。每个功率开关器件可以是一个功率开关阵列也可以是单个开关器件。在步骤702，将两个功率开关器件中的一个从导通状态切换到关断状态。在步骤704，在关断切换期间，监控流过已被关断的功率开关器件的电流。在步骤706，将流过第一功率开关器件的电流和参考水平比较。在步骤708，当流过功率开关器件的电流减小到小于参考水平时开始的具有预定时间周期的延迟发生。在步骤710，其它功率开关器件的工作状态从关断状态改变到导通状态。

可控的功率开关器件损耗

图20表示用于控制功率调节器中功率阵列500的损耗的操作的一个方案。功率阵列500可包括一个或多个开关阵列502。在步骤730，提供至少一个具有控制从输入源到输出的电流的功率开关器件的开关阵列502。在步骤732，可接收输出和输入信息，如输入电压、输出电压和输出电流。在步骤734，可确定流过开关阵列502的期望电流。使用任何信息如输出和输入信息、占空比信息和操作模式信息可确定期望电流。在步骤736，可确定开关阵列502的期望功率损耗。该期望功率损耗可包括使能的功率开关器件的传导损耗和开关损耗。开关阵列502可包括两个或多个相同或不同尺寸的功率开关器件如MOSFET，每个都具有不同的Rds(导通)。可使能不同组的功率开关器件以减小在特定工作条件下开关阵列的功率损耗。例如，在稳态或瞬态轻负载工作条件下，只有一个具有最高Rds(导通)的功率开关器件可被使能以使和开关阵列502相关的开关损耗被最小化。相似地，在稳态或瞬态最大负载操作条件时，所有功率开关器件可被使能以最小化开关阵列502的传导损耗。

可使用功率开关器件的工作条件如Vds、Ids和Rds(导通)计算出期望功率损耗来确定出功率开关器件的期望功率损耗。也可使用查询机理如查询表估计出期望功率损耗来确定出期望功率损耗。查询机理可遍及工作条件的参考范围来估计功率损耗。查询机理也可对具体的工作条件指示出优选要使能的功率开关器件组。可基于逐个周期确定期望功率损耗以获得期望损耗，如估计损耗和计算损耗。

在步骤738，可确定要被使能的功率开关器件数量和类型。可选择最小化期望功率损耗的功率开关器件的组合。对用于几个功率开关器件组合的开关阵列，功率开关器件组合可通过计算出期望功率损耗而确定。功率开关器件组合也可通过使用查询机理而确定。在步骤740，可使能所选的功率开关器件的组合。可基于逐个周期控制功率开关器件，以便在功率调节器的工作阶段期间，如导通阶段和自由轮转阶段，可改变功率开关器件的数量。例如，在功率调节器的切换周期期间，随着功率开关器件中电流减少，可改变功率开关器件的数量。

噪声抑制

图21表示通过功率调节器的功率级抑制噪声产生的操作的一个方案。步骤750，功率级可包括至少两个具有公共节点的开关阵列。开关阵列可以任何拓扑形式安排，如buck、boost、sepic和zeta。每个开关阵列可包括一个或多个并联的且独立控制的功率开关器件，以便可基于逐个周期对每个开关阵列内的开关器件的数量进行控制。功率开关器件优选为MOSFET，但可使用具有可变输出电容的任何类型的功率开关器件，例如BJT、IGBT和MCT。对每个开关阵列内导通的功率开关器件的控制使得公共节点的阻抗被控制。示例性操作可包括上端开关阵列和下端开关阵列，其以降压结构连接，其中上端开关阵列在导通阶段工作，而下端开关阵列在自由轮转阶段工作。在步骤752，可监控公共节点的噪声特性，如电压和电流。在步骤754，可将噪声特性与一个或多个参考水平比较以产生阻抗控制信号。在步骤756，开关阵列响应阻抗控制信号而被控制。例如，可操作具有四个并联的功率开关器件的上端开关阵列，以便四个功率开关器件按序逐个关断，以致在整个控制的时间周期上公共节点的阻抗可从低阻抗变到高阻抗，从而在开关切换中消除了噪声尖峰的产生。

控制电容

图22表示用于控制输出调节器电路节点的电容的操作的一个方案。输出调节器可包括具有至少一个开关阵列的功率级，该开关阵列连到第一开关器件以将输入源转换为已调输出。在步骤770，开关阵列可通过公共节点连到第一开关器件。开关阵列可包括并联的且独立控制的两个或多个的共射共基连接的功率开关器件对，以便可基于逐个周期对开关阵列内的导通的功率开关器件的数量进行控制。第一开关器件对可以是单个共射共基连接的功率开关器件对，也可以是共射共基连接的功率开关器件对的开关阵列。功率开关器件对可以是具有可变输出电容的任何类型的共射共基连接的功率开关器件，例如具有BJT的MOSFET、具有IGBT的MOSFET以及具有MCT的MOSFET。在谐振模式、软开关和类谐振模式开关调节器中，控制公共节点的电容具有特别的优势。例如，控制固定频率软开关调节器中公共节点的电容，可在增加的输入电压和输出负载范围上控制功率开关器件的谐振。在步骤772，监控流过开关阵列的电流。开关阵列电流可直接或间接监控，如通过监控输出调节器的输出电流。在步骤774，基于流过开关阵列的电流确定公共节点的期望电容。期望电容可选择为使开关阵列电流与跨开关阵列的Vds的预定电压相谐振的电容。例如，在软开关转换器中，接通时，流过功率开关器件的电流可使功率开关器件的电容与零伏特谐振，以减少开关损耗。在这个例子中，可控制电容以便流过开关阵列的电流足够谐振开关阵列的Vds至预定的电压水平，从而减少开关损耗。在步骤776，确定要使能的开关阵列中的功率开关器件的组合。每个功率开关器件具有相关的输出电容，其形成公共节点电容的一部分。通过使能在开关阵列中所选的功率开关器件，可控制公共节点的总电容。与每个相关的电容。为第一开关器件使用开关阵列可增加公共节点电容可被控制的范围。在步骤778，控制开关阵列中的功率开关器件以在公共节点处产生期望电容。在步骤780，所选的功率开关器件可在整个导通周期被使能/禁能，以便在公共节点处的电容在整个导通周期保持恒定。在步骤782，功率开关器件也可按顺序接通或关断以控制公共节点的电容。

延迟线

图23表示用于在脉冲信号中产生延迟的延迟线800的一个方案。延迟线800特别适合于延迟用于输出调节器的数字控制系统中所产生的脉冲信号的边沿以提高脉冲信号的分辨率。可使用任何类型的延迟线，例如插入器和延迟锁定环。图24表示数字控制系统中的示例性脉冲信号820。数字控制信号可包括时钟信号822，其用于产生诸如脉冲信号820的数字信号。脉冲信号820的脉宽为输出调节器设定导通时间。可通过改变脉冲信号的脉宽将输出调节器的已调输出维持在调节范围内。在调节该已调输出中的误差与脉冲信号的脉宽分辨率相关，该脉冲信号由时钟信号822的频率限制。最大脉宽分辨率受限于等于或大于时钟信号822脉宽的增量。受限的脉宽分辨率可引起误差的增大，该误差相应于最大脉宽分辨率与期望脉宽的周期时间的比率。

延迟线800通过提高脉宽分辨率可有利地减少脉宽误差。延迟线800可包括若干个延迟电路802以产生若干个延迟的脉冲信号820的边沿。延迟电路802可以任何结构布置，例如串联结构、并联结构和串并联结构。可使用任何类型的延迟电路802的时间周期关系，如相等的、两个的、指数的。可使用任何数量的延迟电路802，虽然该数量优选在4到40的范围内。延迟电路的数量越大，脉宽分辨率的改进就越大。延迟电路802的输出可以输入到用于选择延迟的复用器804。组合器806可将所选延迟和脉冲信号进行组合以产生高分辨率的输出。尽管是DLL 800以延迟脉冲信号的上升沿示出并描述的。然而，延迟线800也可延迟脉冲信号的下降沿。

图25表示用于提高输出调节器的脉宽信号分辨率的操作的一个方案。在步骤850，为输出调节器接收脉宽信号。在步骤852，从脉宽信号产生两个或更多个延迟脉冲信号。在步骤854，选择一个延迟脉冲信号以获得期望的延迟时间。该选择基于代表脉宽误差的延迟脉冲信号的选择，以便将延迟脉冲信号和脉宽信号组合以减小脉宽信号误差。在步骤856，将所选的脉冲信号和脉宽信号组合。在步骤868，基于该组合产生高分辨率的脉冲信号。

自适应占空比限

图26表示用于产生占空比信号以操作输出调节器的数字控制器900的一个方案。占空比确定器902可接收数字误差信号ek，其是参考和输出调节器的输出之间的输出误差的函数。在一个方案中，误差信号ek可指示输出误差包含于其中的几个电压范围中的一个。例如，误差信号可指示输出误差落在从0.5伏特到0.8伏特的电压范围内。在另一个方案中，误差信号可指示出输出误差的大小。误差信号e_k可以是任何形式的信号，如数字信号和模拟信号。

占空比确定器902可产生标称占空比信号作为误差信号e_k的函数。占空比确定器902可接收额外的数字输入，如来自第二环的误差信号、输出调节器的电压和电流状态信息。标称占空比信号可以是任何类型的代表占空比的数字信号，例如具有可控脉宽的脉冲信号和一个或多个位的数字信号如多位数字信号。

占空比限制器904可限制能量传送到输出，该输出作为输入或输出功率的调节器特性的函数，调节器特性如Vin、输入纹波电压Vin_ripple、输入电流Iin、输入功率Pin、输入能量Qin、输入源阻抗Rs，输出功率Po、输出电压Vo和输出电流Io。占空比限制器904可控制占空比以限制能量传送到输出。占空比限制器904可工作于输出调节器的所有工作阶段，如稳态工作、接通、过流、过压。占空比限制器904可比较一个或多个输入/输出调节器特性和相应的阈值，然后作为该比较的函数限制占空比。占空比限制器904可以取样频率或更低的频率基于逐个周期工作以控制阈值。每个周期，占空比限制器904可为下一个周期改变阈值且限制占空比。下一个周期的占空比可基于比较前面周期的输入功率调节器特性和阈值而确定。例如，占空比限制器904可监控Iin并产生数字信号以限制占空比，以使Iin的大小不超过阈值。另一个实施例中，占空比限制器904可以确定输入源阻抗或者可以接收指示输入源阻抗的信号，且做出响应，占空比限制器904可产生数字信号以限制占空比。可采用任何方法测量输入源阻抗。

占空比估计

图27表示用于控制开关调节器的数字控制器950的一个方案。图28表示在数字控制器950中实现的状态图940的一个方案，该数字控制器950用于产生占空比信号以操作开关调节器。状态图940可包括三个或更多工作状态。在示例性数字控制器950中，状态S0 942可实现用于稳态控制的PWM控制。状态S2 944可为瞬态条件实现减缓误差梯度控制。状态S3 946可为最大误差条件实现滞后控制。

数字控制器950可包括占空比估计器952以产生标称占空比信号Up^*和Down^*，其相应于标称稳态值，从该标称稳态值为开关调节器产生电流稳态值。占空比估计器952可用于产生标称负载信号于所有工作状态，如PWM和减缓误差控制。然而，占空比估计器952优选不用于滞后控制工作状态。在滞后控制中，占空比可直接与误差信号关联，以致当误差信号在一种状态时，占空比设定在ON状态(up)，而当误差信号在其它状态时，占空比设定在OFF状态(down)。占空比估计器952可产生标称占空比信号作为输入信号的函数，输入信号如误差信号、UD脉冲和延迟控制。开关调节器中的功率开关器件可工作于当前占空比以控制从输入源到输出负载的能量转换。例如，具有duck拓扑的开关调节器和固定频率操作，标称占空比信号Up^*可近似等于相应于输出电压与输入电压的比率的值。在固定频率操作中，标称稳态值的组合可相应于开关调节器总的开关周期，如对1MHz的开关频率为1微秒。

调整确定器954可确定调整值ADJ，以和标称占空比信号组合，从而产生已调整占空比信号Up和Down。调整确定器954可产生调整值作为误差信号及来自开关调节器的其它信号的函数。调整确定器954一般可用于除滞后控制以外的所有工作状态。因为在滞后控制工作状态中，占空比或是100％ON或是100％OFF，不需要调整值。在一个方案中，用于PWM状态942和减缓误差控制状态944的调整值可计算如下：

      ADJ_k＝g(e_k)+h(trend_k)

      Up_k＝Up^*-ADJ_k*FAC_on

      Down_k＝Down^*+ADJ_k*FAC^off

其中FAC可基于标称占空比确定，

${\mathrm{trend}}_k=F_{\mathrm{slope}}\·\stackrel{\‾}{e_k-e_{k-n}}$

其中F_slope是常数， 是来自前面“n”个周期的误差的平均值，其中“n”是在一个开关周期内的取样数目，且

A1、A2和A3在图29中定义，其表示用于产生误差信号的电压限幅器的电压水平。

Δ₁和Δ₂是环路增益(loop gains)，其以取样速率选择且具有基于误差信号的值。选择环路增益的值Δ₁和Δ₂相关，如Δ₂约等于Δ₁的两倍。数字控制器的环路增益可以最大为取样速率且包括取样速率的任何速率自适应改变。每个环路增益可动态地改变作为输出调节器的任何参数的函数，所述参数包括误差信号的电压范围、已调输出的电压范围和占空比。

数字控制器的环路补偿可包括g(e_k)与h(trend_k)的比率。环路补偿可以最大为取样速率且包括取样速率的任何速率自适应地改变。在一个方案中，常数F_slope可自适应改变，以改变环路补偿。环路补偿可动态地改变作为输出调节器的任何参数的函数，所述参数例如误差信号的电压范围、已调输出的电压范围和占空比。

组合器956可组合标称占空比信号和调整值，以产生已调整占空比信号。在一个方案中，已调整占空比信号可用作计数器界限以产生UD脉冲。

在该情形下，计数器958可产生UD脉冲作为时钟信号CLOCK和已调整占空比信号的函数。UD脉冲具有“on”水平和“off”水平，且具有变化的脉宽以表示用于驱动开关调节器功率开关器件的接通时间。计数器958可计数时钟周期的数量，该时钟周期是计数器界限设定的以产生UD信号的“开通时间”和“关断时间”。例如，已调整占空比信号的Up部分可设定用于接通时间的计数器界限，而已调整占空比信号的Down部分可设定用于关断时间的计数器界限。优选地，信号计数器可产生UD信号以响应包括Up和Down信息的信号计数器界限信号。UD脉冲可包括和脉冲分辨率相关的量化误差，该脉冲分辨率是由时钟信号的频率限制的。图30表示量化误差的例子，其中UD脉冲970是从时钟信号972产生的，且已调整占空比信号974可具有与时钟信号的频率相关的量化误差976。

延迟线960可微调UD脉冲，其由计数器958产生以减少量化误差。延迟线960响应接收UD脉冲和延迟控制信号，可产生微调脉冲信号，该微调脉冲信号的占空比约等于相应于已调整占空比信号的脉宽。延迟线960可延迟UD脉冲的任一边沿以产生微调的脉冲信号。例如，在一方案中，可产生脉宽短于相应已调整占空比的UD脉冲，然后延迟线960可延迟下降沿以产生微调的脉冲信号。在另一方案中，可产生脉宽长于相应已调整占空比UD脉冲，然后延迟线960可延迟上升沿以产生微调的脉冲信号。

控制模块962可产生延迟控制信号作为UD脉冲和已调整占空比信号的函数。延迟控制信号可优选为多位信号。

占空比限制器964可限制传送到输出的能量作为开关调节器的电气特性的函数，所述电气特性如Vin、输入电流Iin、输入功率Pin、输入能量Qin和电感器电流I_L。占空比限制器964可控制占空比以限制输送到输出的能量。占空比限制器964可包含于数字控制器950中的任何地方。在一个方案中，占空比限制器964可操作多位信号如已调整占空比信号。在另一方案中，占空比限制器964可操作脉冲信号如微调的脉冲信号。

图31A表示用于产生标称占空比信号Up^*和Down^*的占空比限制器970的一个方案，用于操作开关调节器的当前占空比可从该标称占空比信号产生。占空比估计器970可包括一个或多个用于确定标称占空比的模式。

模式1估计器972可确定标称占空比信号作为当前占空比和前面的占空比值的接通时间(上升时间)的函数。模式1估计器972可对当前占空比和前面的占空比值应用任何估计技术，如最小均方技术或三次插值技术，以确定标称占空比。在一个方案中，模式1估计器可估计延迟控制和UD脉冲以确定接通时间。预定的当前和前面的占空比值可用于估计标称占空比。

模式2估计器972可确定标称占空比信号作为误差信号的函数。模式2估计器974可在若干个周期上确定误差的数学函数，如比开关调节器的开关周期大的任何数量。可采用任何类型的数学函数，例如运动平均值、平均值和加权平均值。误差的数学函数可与一个或多个参考比较。然后基于比较，Up^*可被增加、减小或保持恒定。

图31B表示示例性模式2估计器1000。累积器1002可在约等于开关调节器的转换时间周期1000倍的整个时间周期上计算误差的运行平均值。一个或多个比较器1004可比较累积器1002的输出和两个参考X1和X2，参考可由参考产生器1006产生。计数控制器1008可基于比较器1004的输出控制标称占空比的计数。例如，如果运行平均值大于X1，计数控制器1008可减小Up^*计数一步。如果运行平均值小于X2，计数控制器1008可增大Up^*计数一步。如果运行平均值小于X1且大于X2，那么计数控制器1008可保持Up^*计数不变。

在长时间周期上计算误差的数学函数可提供缓慢和准确的标称占空比估计。而且，用于控制开关调节器已调输出的控制环的传递函数可减小到单零(single zero)，从而减小了与数字控制器相关的相移。减小的相移可用于增加控制环的相位裕度、增加环的交界频率以及增加相位裕度和增加交界频率的组合。在模式2估计器974产生恒定Up^*值的时间周期，控制环减小到单零。

模式选择器976可基于模式选择标准在占空比估计器970的模式之间选择。在一个方案中，模式选择器976可基于Up^* ₁和Up^* _prior之间的差在Up^* ₁和Up^* ₂之间选择，如下：

其中Up^* ₁是由模式1估计器972产生的上值(up value)，Up^* ₂是由模式2估计器972产生的上值，而Up^* _prior是前面周期的Up^*值，对于1MHz的开关频率T1可近似等于5纳秒。

可采用任何模式选择标准，如比较Up^* ₁和Up^* _prior的运行平均值，和比较Up^* ₁的运行平均值和Up^* _prior。而且可为T1选择任何值。

图32表示为开关调节器确定占空比工作的一个方案。在步骤980，在第一模式中确定标称占空比作为前面占空比的函数。在步骤982，在第二模式确定标称占空比作为累积的误差的函数。在步骤984，在两个模式之间选择以计算标称占空比。在步骤986，基于模式选择标准如计算占空比改变的速率，作出选择。

节能间歇模式控制

图33表示数字控制器1050的一个方案，该数字控制器1050包括节能间歇模式以控制数字控制器1050的功率消耗。数字控制器1050可包括本说明书描述的部分或所有功能。

节能间歇模式(ESDM)控制器1152可监控检测点，如输出电压、电感器电流或输出电压以确定何时切换到节能间歇模式。在检测点监控的参数可反映输出调节器的功率状态，如低输出功率或电感器中间歇电流。例如，当输出电流小于预定大小时或者当流过输出电感器的电流变成间歇时，ESDM控制器可以切换到节能间歇模式。ESDM控制器1152可有利地控制输送到数字控制器1150控制功能部分的功率流。数字控制器1050如PWM控制器1154、延迟线1156和电压检测比较器1158内的控制功能可在节能模式时关闭，以减少功率消耗。

图34A表示用于控制输出调节器的切换模式间切换的数字控制器1100的一个方案。特别地，数字控制器1100可控制连续电流模式(CCM)操作和间歇电流模式(DCM)操作之间的切换。图34B表示和DCM操作相关的波形。第一波形Vout 1110表示输出调节器的已调输出电压。第二波形表示输出调节器的电感器电流IL 1112。在DCM期间，已调输出电压1110和电感器电流1112工作于三个阶段中；导通阶段、自由轮转阶段和间歇阶段。在导通阶段时，将来自输入源的能量传输到输出滤波器，引起电感器电流1112使输送的能量斜坡上升到已调输出(负载)，导致已调输出电压1110的增加。在自由轮转阶段，存储在电感器中的能量被输送到已调输出，引起电感器电流1112已调输出电压1110斜坡下降。在间歇阶段，电感器中所有能量被输送到已调输出，因此电感器电流可近似保持为零，且能量从输出电容器转移以供应能量至已调负载。

数字控制器1100可包括一个或多个比较器1102以确定何时在CCM和DCM之间切换。在一个方案中，比较器1102可将已调输出电压1110和电感器电流1112与参考水平比较，以产生用于控制CCM和DCM之间切换的控制信号。

一个或多个参考产生器1104可产生参考水平。可采用任何类型的参考产生器1104。参考产生器1104可产生参考水平V1用于偏移所检测的已调输出电压。参考水平V2可用于和偏移的已调输出电压1110比较，以控制DCM到CCM的切换。可产生参考水平I1以反映预定的电流，如最小负载电流。电感器电流1112可与I1比较以确定电感器电流小于I1的时间的百分数。

模式控制器1106可控制切换模式作为比较器输出的函数。在一个方案中，基于电感器电流小于I1的时间的百分数，模式控制器1106可控制CCM到DCM的切换。在另一个方案中，基于所检测的输出电压升高到大于V1的水平，模式控制器1106可控制CCM到DCM的切换。在DCM中，模式控制器可将接通时间设定为常数，且通过改变输出调节器的开关频率而调节已调输出。

为了控制DCM到CCM的切换，当切换到DCM时，数字控制器1100可将所检测的已调输出电压偏移到参考水平V1以上。然后，随着输出负载电流增加，所检测的已调输出电压的波形改变形状，波形的一部分向参考水平V2移动。比较器1102可将偏移的已调输出电压与参考水平V2比较，并指示出当偏移的已调输出电压近似小于或等于参考水平V2。模式控制器1106可响应比较器1102的输出，将切换模式从DCM切换到CCM。

图35表示切换模式控制操作的一个方案。在步骤1120，监控以连续电流模式操作的开关调节器的电感器电流。在步骤1122，比较电感器电流和参考电流水平，如Imin，其中Imin是在间歇电流操作开始前的最小输出电流。继续步骤1124，确定切换周期的百分数，在该切换周期期间，电感器电流近似小于或等于最小输出电流。在步骤1126，比较切换周期百分数和参考百分数如近似等于40％。在步骤1128，如果占空比百分数超过参考百分数，切换到DCM。在步骤1130，检测已调输出电压。在步骤1132，将所检测的已调输出电压偏移到第一电压参考V1之上。在步骤1134，比较偏移的已调输出电压和第二电压参考V2。继续步骤1136，如果偏移的已调电压一部分小于或等于V2，那么模式控制器切换到CCM模式。

捕获状态信息

图36表示用于为输出调节器1200捕获数字控制器1201状态信息的存储系统1200。输出调节器1200可以是包括开关调节器、线形调节器、电流调节器、电压调节器和功率调节器在内的任何类型的调节器。输出调节器1200可包括功率级1204和输出滤波器1206，以将来自输入源的能量转换成已调输出，该能量用于供应能量至负载1208。输出传感器1210可检测已调输出并向数字控制器1201提供输入。

存储系统1200可包括信息控制器1203以恢复状态信息。信息控制器1203可有利地捕获任何状态信息，如输出电压、输出电流、标称占空比、已调整占空比、功率开关器件接通时间、功率开关器件关断时间、输入电流、误差电压、延迟控制值、调整值和所有其它由数字控制器1201或输出调节器1200接收或处理的数字值。

存储器1212可存储状态信息。可采用任何类型的存储器，如静态RAM、动态RAM、快闪RAM和内容可寻址RAM。状态信息可临时性以任何方式组织，这些方式包括使用时间戳、按序存储信息和基于触发事件存储状态信息的子集。触发事件可以是任何类型的事件，如状态值超过预定阈值、预定时间间隔已用完以及多个触发事件的组合。状态信息可在任何时间间隔上存储，例如切换周期一部分的短间隔和延伸到数月和数年的长间隔。

状态信息分析器1214可分析存储的状态信息。状态信息分析器1214可评估存储的信息以确定系统和元件工作条件，例如对标称工作范围的偏离、元件可靠性估计和元件保养的必要性。可在预定的时间周期评估所存储的状态信息。状态信息分析器1214可永远与存储系统1202连接通信或间歇地与独立的系统连接，该系统用于评估一个或多个输出调节器的状态。

已经说明了本发明的多个实施例。尽管如此，应该明白的是，在不偏离本发明的精神和范畴下，可对本发明做出不同的修改。因此，其它的实施例包括在权利要求的范畴内。

Claims (9)

1.一种用于限制输入源和输出调节器的已调输出间能量传送的占空比限制器，其中所述输出调节器具有调节器特性和计算占空比，其用于控制在所述输入源和已调输出间能量的传送，所述的占空比限制器包括：

数字控制器，其产生参考水平且比较所述输出调节器的所述调节器特性和所述参考水平以确定最大占空比，所述数字控制器以至少等于所述输出调节器的开关频率的频率控制所述参考水平；以及

所述数字控制器限制所述计算占空比不超过所述最大占空比。

2.根据权利要求1所述的占空比限制器，其中所述数字控制器以近似在所述开关频率和取样频率之间范围的频率控制参考水平。

3.根据权利要求1所述的占空比限制器，进一步包括用于确定标称占空比的占空比估计器，所述计算占空比是基于所述标称占空比确定的，所述占空比估计器包括：

模式估计器，其确定所述标称占空比作为前面占空比中的至少一个和累积误差的函数。

4.根据权利要求1所述的占空比限制器，其中所述的调节器特性从包括输入功率和输出功率的组中选择。

5.根据权利要求4所述的占空比限制器，其中所述的输入功率包括输入电流、输入电压、输入纹波电压和输入能量。

6.根据权利要求1所述的占空比限制器，其中所述的计算占空比信号包括多位数字信号。

7.根据权利要求1所述的占空比限制器，其中所述的计算占空比信号包括变脉宽信号。

8.根据权利要求3所述的占空比限制器，其中所述的占空比估计器进一步包括模式二估计器，其确定所述标称占空比作为累积误差的函数；以及

模式选择器，其基于模式选择标准，选择所述至少两个模式中的一个以产生所述标称占空比。

9.根据权利要求3所述的占空比限制器，进一步包括调整确定器，其确定调整值以和标称占空比信号组合，从而产生所述的计算占空比。

Images