JP3419613B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関し、特にスイッチング電源の出力制御機能の改
良に関する。
装置に関し、特にスイッチング電源の出力制御機能の改
良に関する。
【０００２】
【従来の技術】いわゆるスイッチング電源と呼ばれるも
のは大別すると、チョッパ方式と呼ばれるものと、ＤＣ
−ＤＣコンバータ方式（インバータ方式）と呼ばれるも
のとがある。このうち、ＤＣ−ＤＣコンバータ方式は、
入力と出力間をトランスで電気的に絶縁することがで
き、しかもインバータのスイッチング周波数を高くする
ことによって、このトランスに高周波トランスを使用で
きるようにし、小形で大容量の電源を実現することがで
きるようになっている。
のは大別すると、チョッパ方式と呼ばれるものと、ＤＣ
−ＤＣコンバータ方式（インバータ方式）と呼ばれるも
のとがある。このうち、ＤＣ−ＤＣコンバータ方式は、
入力と出力間をトランスで電気的に絶縁することがで
き、しかもインバータのスイッチング周波数を高くする
ことによって、このトランスに高周波トランスを使用で
きるようにし、小形で大容量の電源を実現することがで
きるようになっている。
【０００３】ところで、このようなＤＣ−ＤＣコンバー
タ方式のスイッチング電源では、負荷を流れる電流や負
荷端子電圧を検出してそれを負帰還して、例えばスイッ
チングの開閉のデューティ比を変えて電流や電圧を規定
の値に制御するなどの方法が採られる。この場合、出力
範囲の全域で帰還量と制御量との関係が線形である場合
は制御が容易であるが、実際には帰還量と制御量との関
係は線形ではなく、そのため帰還の応答速度の面で問題
があったり、制御量にオーバーシュートが発生して安定
性が悪化する等の問題があった。
タ方式のスイッチング電源では、負荷を流れる電流や負
荷端子電圧を検出してそれを負帰還して、例えばスイッ
チングの開閉のデューティ比を変えて電流や電圧を規定
の値に制御するなどの方法が採られる。この場合、出力
範囲の全域で帰還量と制御量との関係が線形である場合
は制御が容易であるが、実際には帰還量と制御量との関
係は線形ではなく、そのため帰還の応答速度の面で問題
があったり、制御量にオーバーシュートが発生して安定
性が悪化する等の問題があった。
【０００４】これを解決するため、スイッチングの開閉
のデューティ比と出力電流・出力電圧の関係を出力範囲
の全域で極力線形（正比例）にするよう、昇圧トランス
の１次側スナバ回路の定数を工夫したり、トランスのリ
アクタンス成分を工夫するなどの方法が採られ、これが
スイッチング電源の開発の制約となっていた。このよう
な制約の結果、従来では昇圧トランスに必要以上の規格
のものを使用して価格や大きさの面で問題が生じたり、
スナバ回路での熱消費量が大きくなるなどの弊害があっ
た。
のデューティ比と出力電流・出力電圧の関係を出力範囲
の全域で極力線形（正比例）にするよう、昇圧トランス
の１次側スナバ回路の定数を工夫したり、トランスのリ
アクタンス成分を工夫するなどの方法が採られ、これが
スイッチング電源の開発の制約となっていた。このよう
な制約の結果、従来では昇圧トランスに必要以上の規格
のものを使用して価格や大きさの面で問題が生じたり、
スナバ回路での熱消費量が大きくなるなどの弊害があっ
た。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述のごとく、従来の
スイッチング電源では、帰還の応答速度と安定性を求め
るため、スイッチングの開閉のデューティ比と出力電流
・出力電圧の関係を出力範囲の全域で極力線形にしよう
とすると、昇圧トランスの価格や大きさの面で問題が生
じたり、スナバ回路での熱消費量が大きくなるなどの問
題があった。
スイッチング電源では、帰還の応答速度と安定性を求め
るため、スイッチングの開閉のデューティ比と出力電流
・出力電圧の関係を出力範囲の全域で極力線形にしよう
とすると、昇圧トランスの価格や大きさの面で問題が生
じたり、スナバ回路での熱消費量が大きくなるなどの問
題があった。
【０００６】本発明は、比較的簡単な方法でこの点を解
決して、応答性・安定性に優れた制御が可能なスイッチ
ング電源を提供することを課題とする。
決して、応答性・安定性に優れた制御が可能なスイッチ
ング電源を提供することを課題とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、昇圧トランス手段と、前記昇圧トランス
手段の１次巻線に接続され該１次巻線に電流を供給する
直流電源手段と、デューティ比が可変な一定の周期の連
続パルスをスイッチングパルスとして発生するパルス発
振手段と、前記パルス発振手段の発生する前記スイッチ
ングパルスに応じて前記直流電源手段が前記昇圧トラン
ス手段の１次巻線に供給する電流を断続するスイッチ手
段と、前記昇圧トランス手段の２次巻線に接続され該２
次巻線に誘起される交番電流を整流し平滑する整流平滑
手段と、前記整流平滑手段の出力電流または出力電圧を
検出する検出手段と、前記検出手段の電流検出値または
電圧検出値をあらかじめ設定された目標値と比較し、該
電流検出値または電圧検出値を該目標値と一致させるよ
うに前記パルス発振手段が発振する前記スイッチングパ
ルスのデューティ比を変える制御を行う制御手段を有す
るスイッチング電源装置において、前記制御手段は前記
パルス発振手段の発生する前記スイッチングパルスのデ
ューティ比と前記整流平滑手段の出力電流または出力電
圧間の特性に基づいて前記スイッチングパルスのデュー
ティ比の制御量を演算する演算手段を有し、前記演算手
段の演算する制御量に基づいて制御を行うことを特徴と
する。
め、本発明は、昇圧トランス手段と、前記昇圧トランス
手段の１次巻線に接続され該１次巻線に電流を供給する
直流電源手段と、デューティ比が可変な一定の周期の連
続パルスをスイッチングパルスとして発生するパルス発
振手段と、前記パルス発振手段の発生する前記スイッチ
ングパルスに応じて前記直流電源手段が前記昇圧トラン
ス手段の１次巻線に供給する電流を断続するスイッチ手
段と、前記昇圧トランス手段の２次巻線に接続され該２
次巻線に誘起される交番電流を整流し平滑する整流平滑
手段と、前記整流平滑手段の出力電流または出力電圧を
検出する検出手段と、前記検出手段の電流検出値または
電圧検出値をあらかじめ設定された目標値と比較し、該
電流検出値または電圧検出値を該目標値と一致させるよ
うに前記パルス発振手段が発振する前記スイッチングパ
ルスのデューティ比を変える制御を行う制御手段を有す
るスイッチング電源装置において、前記制御手段は前記
パルス発振手段の発生する前記スイッチングパルスのデ
ューティ比と前記整流平滑手段の出力電流または出力電
圧間の特性に基づいて前記スイッチングパルスのデュー
ティ比の制御量を演算する演算手段を有し、前記演算手
段の演算する制御量に基づいて制御を行うことを特徴と
する。
【０００８】ここで、前記演算手段の前記スイッチング
パルスのデューティ比の制御量の演算は比例制御におけ
る比例定数を変化させる演算であることを特徴とする。
パルスのデューティ比の制御量の演算は比例制御におけ
る比例定数を変化させる演算であることを特徴とする。
【０００９】また、前記演算手段の前記スイッチングパ
ルスのデューティ比の制御量の演算が比例制御における
比例定数を複数の領域ごとに変化させる演算であること
を特徴とする。
ルスのデューティ比の制御量の演算が比例制御における
比例定数を複数の領域ごとに変化させる演算であること
を特徴とする。
【００１０】これにより、デューティ比と出力電流また
は出力電圧の特性が比例的でないような場合でも、応答
性に優れ制御性能の安定したスイッチング電源を提供す
ることができる。
は出力電圧の特性が比例的でないような場合でも、応答
性に優れ制御性能の安定したスイッチング電源を提供す
ることができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるスイッチン
グ電源を添付図面を参照にして詳細に説明する。図１お
よび図２に、本発明が用いられる電源装置のブロック図
を示す。このうち、図１は定電流電源装置で、図２は定
電圧電源装置である。図１中、１はマイクロコンピュー
タであり、汎用の１６ビットまたは３２ビットのＣＰＵ
とＲＯＭとＲＡＭを基本構成とし、スイッチング電源装
置全体を統括的に制御する。このマイクロコンピュータ
１はスイッチング電源装置の制御専用のものであっても
いいし、あるいは、このスイッチング電源装置が用いら
れる画像形成装置を制御するマイクロコンピュータを共
用するものであっても良い。
グ電源を添付図面を参照にして詳細に説明する。図１お
よび図２に、本発明が用いられる電源装置のブロック図
を示す。このうち、図１は定電流電源装置で、図２は定
電圧電源装置である。図１中、１はマイクロコンピュー
タであり、汎用の１６ビットまたは３２ビットのＣＰＵ
とＲＯＭとＲＡＭを基本構成とし、スイッチング電源装
置全体を統括的に制御する。このマイクロコンピュータ
１はスイッチング電源装置の制御専用のものであっても
いいし、あるいは、このスイッチング電源装置が用いら
れる画像形成装置を制御するマイクロコンピュータを共
用するものであっても良い。
【００１２】２はパルス発振器で、発振周波数は２０ｋ
Ｈｚであり、発振パルスのデュ−ティ比はマイクロコン
ピュータ１からの１０ビットのディジタル信号によって
０〜１００％の範囲に亙って制御可能である。例えば、
１０ビットのディジタル信号が０のときはデュ−ティ比
は０％、１０２３のときはデュ−ティ比は１００％とい
った制御がなされる。３はアナログ信号をディジタル信
号に変換し、そのディジタル信号がマイクロコンピュー
タ１に入力されるＡＤ変換器で、５Ｖ／８ビットの分解
能を有している。このマイクロコンピュータ１、パルス
発振器２、ＡＤ変換器３で制御部４を構成している。
Ｈｚであり、発振パルスのデュ−ティ比はマイクロコン
ピュータ１からの１０ビットのディジタル信号によって
０〜１００％の範囲に亙って制御可能である。例えば、
１０ビットのディジタル信号が０のときはデュ−ティ比
は０％、１０２３のときはデュ−ティ比は１００％とい
った制御がなされる。３はアナログ信号をディジタル信
号に変換し、そのディジタル信号がマイクロコンピュー
タ１に入力されるＡＤ変換器で、５Ｖ／８ビットの分解
能を有している。このマイクロコンピュータ１、パルス
発振器２、ＡＤ変換器３で制御部４を構成している。
【００１３】また５は直流電源、６は昇圧トランス、７
はスイッチング素子で、スイッチング素子７は昇圧トラ
ンス６の１次側巻線に接続された直流電源５からの電流
をパルス発振器２の出力にしたがってＯＮ・ＯＦＦす
る。昇圧トランス６の２次側巻線には１次側巻線側で電
流をスイッチングすることによって２次側に誘起される
交番電圧を整流平滑する整流平滑回路８が設けられてい
る。直流電源５、昇圧トランス６、スイッチング素子
７、整流平滑回路８で電源部９を構成している。
はスイッチング素子で、スイッチング素子７は昇圧トラ
ンス６の１次側巻線に接続された直流電源５からの電流
をパルス発振器２の出力にしたがってＯＮ・ＯＦＦす
る。昇圧トランス６の２次側巻線には１次側巻線側で電
流をスイッチングすることによって２次側に誘起される
交番電圧を整流平滑する整流平滑回路８が設けられてい
る。直流電源５、昇圧トランス６、スイッチング素子
７、整流平滑回路８で電源部９を構成している。
【００１４】さらに、整流平滑回路８の出力に電源部９
の出力電流を検出する電流検出回路１０が設けられてい
る。この検出回路１０は電源部９の最大出力時の検出電
圧が５Ｖ以下になるようにその抵抗値が選択されてい
て、この検出出力はＡＤ変換器３でディジタル信号に変
換され、マイクロコンピュータ１に入力される。
の出力電流を検出する電流検出回路１０が設けられてい
る。この検出回路１０は電源部９の最大出力時の検出電
圧が５Ｖ以下になるようにその抵抗値が選択されてい
て、この検出出力はＡＤ変換器３でディジタル信号に変
換され、マイクロコンピュータ１に入力される。
【００１５】図２の定電流電源装置でも基本的な回路は
図１と同様である。ただ図１の検出回路が電流検出回路
１０であるのに対し、図２の検出回路は電圧検出回路１
１である点が異なっている。検出回路１１も電源部９の
最大出力時の検出電圧が５Ｖ以下になるようにその抵抗
値が選択されていて、この検出出力はＡＤ変換器３でデ
ィジタル信号に変換され、マイクロコンピュータ１に入
力される。
図１と同様である。ただ図１の検出回路が電流検出回路
１０であるのに対し、図２の検出回路は電圧検出回路１
１である点が異なっている。検出回路１１も電源部９の
最大出力時の検出電圧が５Ｖ以下になるようにその抵抗
値が選択されていて、この検出出力はＡＤ変換器３でデ
ィジタル信号に変換され、マイクロコンピュータ１に入
力される。
【００１６】図１および図２に示した電源回路では、５
ｍｓ周期で、検出回路１０または１１で検出した電流ま
たは電圧の検出値がマイクロコンピュータ１で認識さ
れ、電源部９の出力電流または出力電圧が予めマイクロ
コンピュータ１のメモリに記憶されていた所定の値と比
較され、所定の電流値または電圧値から離れていた場合
は、マイクロコンピュータ１で最適なパルス幅を求める
演算を行い、演算結果によってパルス発振器２を制御し
て出力パルスのパルス幅を変えて、定電流、定電圧制御
を行う。
ｍｓ周期で、検出回路１０または１１で検出した電流ま
たは電圧の検出値がマイクロコンピュータ１で認識さ
れ、電源部９の出力電流または出力電圧が予めマイクロ
コンピュータ１のメモリに記憶されていた所定の値と比
較され、所定の電流値または電圧値から離れていた場合
は、マイクロコンピュータ１で最適なパルス幅を求める
演算を行い、演算結果によってパルス発振器２を制御し
て出力パルスのパルス幅を変えて、定電流、定電圧制御
を行う。
【００１７】ところで、電源装置の出力の負荷Ｌが抵抗
負荷である場合でも、特定の環境下で出力パルスのパル
ス幅すなわちデューティー比と出力電流あるいは出力電
圧との関係は必ずしも直線的ではない。デューティー比
に対する出力電流の関係の例を図３に示した。また図４
には、定電流制御の場合の制御フローチャートを示し
た。
負荷である場合でも、特定の環境下で出力パルスのパル
ス幅すなわちデューティー比と出力電流あるいは出力電
圧との関係は必ずしも直線的ではない。デューティー比
に対する出力電流の関係の例を図３に示した。また図４
には、定電流制御の場合の制御フローチャートを示し
た。
【００１８】図３の例で、デューティー比と出力電流の
関係が直線Ａで示される場合は、デューティー比と出力
電流の関係が直線的な正比例の関係であるので、デュー
ティー比を変化させる場合の演算式は、 Ｄnew ＝Ｄold ＋Ｇ（Ｉtarget−Ｉout ） （１） ただし、Ｄnew は新しいデューティー比 Ｄold は以前のデューティー比 Ｉtargetは電流目標値 Ｉout は出力電流値 Ｇはゲイン となる。
関係が直線Ａで示される場合は、デューティー比と出力
電流の関係が直線的な正比例の関係であるので、デュー
ティー比を変化させる場合の演算式は、 Ｄnew ＝Ｄold ＋Ｇ（Ｉtarget−Ｉout ） （１） ただし、Ｄnew は新しいデューティー比 Ｄold は以前のデューティー比 Ｉtargetは電流目標値 Ｉout は出力電流値 Ｇはゲイン となる。
【００１９】この場合のゲインＧにはデューティー比と
出力電流の傾きと制御周波数分の制御の遅れを吸収する
ための定数の両方が含まれている。したがって、この出
力範囲では全ての出力に対して電流目標値と出力電流値
の差に比例して新規デューティー比を可変制御できるの
で安定した制御を実施できる。
出力電流の傾きと制御周波数分の制御の遅れを吸収する
ための定数の両方が含まれている。したがって、この出
力範囲では全ての出力に対して電流目標値と出力電流値
の差に比例して新規デューティー比を可変制御できるの
で安定した制御を実施できる。
【００２０】しかし、デューティー比と出力電流の関係
が曲線Ｂで示されるような場合ではかなり異なった制御
が必要となる。Ｂの場合、出力の範囲がａ〜ｂの範囲で
は、Ａでの場合とほぼ同じであるので、制御は容易であ
るが、出力範囲がｂ〜ｄの範囲ではデューティー比と出
力電流の関係を示す傾斜が変化しているので問題が生じ
る。出力範囲がｂ〜ｃの範囲で式（１）に示した演算式
のままで制御を実施すると、電流目標値と出力電流値の
差に対して与えられる新規デューティー比では出力電流
の変化が小さいため所望の電流値に達するまでの時間が
長くなってしまう。
が曲線Ｂで示されるような場合ではかなり異なった制御
が必要となる。Ｂの場合、出力の範囲がａ〜ｂの範囲で
は、Ａでの場合とほぼ同じであるので、制御は容易であ
るが、出力範囲がｂ〜ｄの範囲ではデューティー比と出
力電流の関係を示す傾斜が変化しているので問題が生じ
る。出力範囲がｂ〜ｃの範囲で式（１）に示した演算式
のままで制御を実施すると、電流目標値と出力電流値の
差に対して与えられる新規デューティー比では出力電流
の変化が小さいため所望の電流値に達するまでの時間が
長くなってしまう。
【００２１】逆に、出力範囲がｃ〜ｄの範囲で式（１）
に示した演算式のままで制御を実施すると、電流目標値
と出力電流値の差に対して与えられる新規デューティー
比では出力電流の変化が大きくなってしまうため、オー
バシュートが発生することになる。そこで、本発明で
は、デューティー比と出力電流の関係の特性にしたがっ
て、式（１）におけるゲインＧを変更することによって
この問題を解決する。
に示した演算式のままで制御を実施すると、電流目標値
と出力電流値の差に対して与えられる新規デューティー
比では出力電流の変化が大きくなってしまうため、オー
バシュートが発生することになる。そこで、本発明で
は、デューティー比と出力電流の関係の特性にしたがっ
て、式（１）におけるゲインＧを変更することによって
この問題を解決する。
【００２２】図３のＢの曲線で示されるような特性に対
しては、以下に示すように演算式のゲインＧを変更す
る。これによって全ての出力範囲で同じ制御能力が達成
できる。 （Ｉ）新規デューティー比Ｄnew が０〜２０の時 Ｄnew1＝Ｄnew ＝Ｄold ＋Ｇ1 （Ｉtarget−Ｉout ） （２） ただし、Ｇ1 ＝Ｇ (II) 新規デューティー比Ｄnew が２０〜４０の時 Ｄnew2＝Ｇ2 （Ｄnew −２０）＋２０ （３） ただしＧ2 ＝（Ｉｂ−Ｉａ）／（２０−０）×（Ｉｃ−
Ｉｂ）／（４０−２０） (III) 新規デューティー比Ｄnew が４０〜５０の時 Ｄnew3＝Ｇ3 （Ｄnew −４０）＋２５ （４） ただしＧ3 ＝（Ｉｂ−Ｉａ）／（２０−０）×（Ｉｄ−
Ｉｃ）／（５０−４０）
しては、以下に示すように演算式のゲインＧを変更す
る。これによって全ての出力範囲で同じ制御能力が達成
できる。 （Ｉ）新規デューティー比Ｄnew が０〜２０の時 Ｄnew1＝Ｄnew ＝Ｄold ＋Ｇ1 （Ｉtarget−Ｉout ） （２） ただし、Ｇ1 ＝Ｇ (II) 新規デューティー比Ｄnew が２０〜４０の時 Ｄnew2＝Ｇ2 （Ｄnew −２０）＋２０ （３） ただしＧ2 ＝（Ｉｂ−Ｉａ）／（２０−０）×（Ｉｃ−
Ｉｂ）／（４０−２０） (III) 新規デューティー比Ｄnew が４０〜５０の時 Ｄnew3＝Ｇ3 （Ｄnew −４０）＋２５ （４） ただしＧ3 ＝（Ｉｂ−Ｉａ）／（２０−０）×（Ｉｄ−
Ｉｃ）／（５０−４０）
【００２３】一方、負荷が変化した場合のデューティー
比と出力電流の関係の変化を図５に示す。この図から明
らかなように、デューティー比と出力電流の関係を示す
曲線の傾斜の変化点は特定のデューティー比の場所で発
生している。従って、特定の負荷に対してデューティー
比と出力電流の関係が明らかであれば、負荷が変わって
も容易に変化点のある場所を類推してデューティー比と
出力電流の関係を求めることは容易である。
比と出力電流の関係の変化を図５に示す。この図から明
らかなように、デューティー比と出力電流の関係を示す
曲線の傾斜の変化点は特定のデューティー比の場所で発
生している。従って、特定の負荷に対してデューティー
比と出力電流の関係が明らかであれば、負荷が変わって
も容易に変化点のある場所を類推してデューティー比と
出力電流の関係を求めることは容易である。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、パルス
発振手段が発振するスイッチングパルスのデューティ比
を変えて制御を行う制御手段を有するスイッチング電源
装置において、制御手段はパルス発振手段の発生するス
イッチングパルスのデューティ比と出力電流または出力
電圧との間のあらかじめ計測した特性に基づいてスイッ
チングパルスのデューティ比の制御量を演算する演算手
段をもち、この演算手段の演算する制御量に基づいて制
御を行うようにした。この演算手段の制御量の演算は比
例制御における比例定数を変化させる演算であり、比例
制御における比例定数を複数の領域ごとに変化させる演
算である。これにより、デューティ比と出力電流または
出力電圧の特性が比例的でないような場合でも応答性に
優れ制御性能の安定したスイッチング電源を提供するこ
とができる。
発振手段が発振するスイッチングパルスのデューティ比
を変えて制御を行う制御手段を有するスイッチング電源
装置において、制御手段はパルス発振手段の発生するス
イッチングパルスのデューティ比と出力電流または出力
電圧との間のあらかじめ計測した特性に基づいてスイッ
チングパルスのデューティ比の制御量を演算する演算手
段をもち、この演算手段の演算する制御量に基づいて制
御を行うようにした。この演算手段の制御量の演算は比
例制御における比例定数を変化させる演算であり、比例
制御における比例定数を複数の領域ごとに変化させる演
算である。これにより、デューティ比と出力電流または
出力電圧の特性が比例的でないような場合でも応答性に
優れ制御性能の安定したスイッチング電源を提供するこ
とができる。
【図１】本発明の一実施形態の電源装置のブロック図。
【図２】本発明の他の実施形態の電源装置のブロック
図。
図。
【図３】図１の実施形態でのデューティー比に対する出
力電流の関係の例を示す説明図。
力電流の関係の例を示す説明図。
【図４】図１の実施形態での定電流制御の制御フローチ
ャート。
ャート。
【図５】図１の実施形態で負荷が変化した場合のデュー
ティー比と出力電流の関係の変化を示す説明図。
ティー比と出力電流の関係の変化を示す説明図。
１ マイクロコンピュータ
２ パルス発振器
３ ＡＤ変換器
４ 制御部
５ 直流電源
６ 昇圧トランス
７ スイッチング素子
８ 整流平滑回路
９ 電源部
１０ 電流検出回路
１１ 電圧検出回路
Claims (2)
- 【請求項１】 昇圧トランス手段と、 前記昇圧トランス手段の１次巻線に接続され該１次巻線
に電流を供給する直流電源手段と、 デューティ比が可変な一定の周期の連続パルスをスイッ
チングパルスとして発生するパルス発振手段と、 前記パルス発振手段の発生する前記スイッチングパルス
に応じて前記直流電源手段が前記昇圧トランス手段の１
次巻線に供給する電流を断続するスイッチ手段と、 前記昇圧トランス手段の２次巻線に接続され該２次巻線
に誘起される交番電流を整流し平滑する整流平滑手段
と、 前記整流平滑手段の出力電流を検出する電流検出手段
と、 前記電流検出手段の電流検出値とあらかじめ設定された
電流目標値とを比較し、該電流検出値を該電流目標値と
一致させるように前記パルス発振手段が発振する前記ス
イッチングパルスのデューティ比を変える制御を行う制
御手段とを有し、 前記制御手段は、前記パルス発振手段の発生する前記ス
イッチングパルスのデューティ比と前記整流平滑手段の
出力電流間の特性に基づいて、比例制御における比例定
数を複数の領域ごとに変化させることで前記スイッチン
グパルスのデューティ比の制御量を演算する演算手段を
有し、前記演算手段の演算する制御量に基づいて制御を
行うことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 昇圧トランス手段と、 前記昇圧トランス手段の１次巻線に接続され該１次巻線
に電流を供給する直流電源手段と、デューティ比が可変
な一定の周期の連続パルスをスイッチングパルスとして
発生するパルス発振手段と、 前記パルス発振手段の発生する前記スイッチングパルス
に応じて前記直流電源手段が前記昇圧トランス手段の１
次巻線に供給する電流を断続するスイッチ手段と、 前記昇圧トランス手段の２次巻線に接続され該２次巻線
に誘起される交番電流 を整流し平滑する整流平滑手段
と、 前記整流平滑手段の出力電圧を検出する電圧検出手段
と、 前記電圧検出手段の電圧検出値とあらかじめ設定された
電圧目標値とを比較し、該電圧検出値を該電圧目標値と
一致させるように前記パルス発振手段が発振する前記ス
イッチングパルスのデューティ比を変える制御を行う制
御手段とを有し、 前記制御手段は、前記パルス発振手段の発生する前記ス
イッチングパルスのデューティ比と前記整流平滑手段の
出力電圧間の特性に基づいて、比例制御における比例定
数を複数の領域ごとに変化させることで前記スイッチン
グパルスのデューティ比の制御量を演算する演算手段を
有し、前記演算手段の演算する制御量に基づいて制御を
行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32649695A JP3419613B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32649695A JP3419613B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
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| JPH09149637A JPH09149637A (ja) | 1997-06-06 |
| JP3419613B2 true JP3419613B2 (ja) | 2003-06-23 |
Family
ID=18188482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32649695A Expired - Lifetime JP3419613B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
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| JP (1) | JP3419613B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1995
- 1995-11-20 JP JP32649695A patent/JP3419613B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09149637A (ja) | 1997-06-06 |
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