JP2004361721A

JP2004361721A - 能動型振動騒音制御装置

Info

Publication number: JP2004361721A
Application number: JP2003160699A
Authority: JP
Inventors: Toshiro Inoue; 敏郎井上; Akira Takahashi; 高橋　　彰; Yoshio Nakamura; 由男中村; Masahide Onishi; 将秀大西
Original assignee: Honda Motor Co Ltd; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-06-05
Filing date: 2003-06-05
Publication date: 2004-12-24
Anticipated expiration: 2023-06-05
Also published as: US7352869B2; US20040247137A1; JP3843082B2; CN1573918A; CN100345183C

Abstract

【課題】参照信号を得るための演算量を低減させ、かつ十分な振動騒音制御効果のある能動型振動騒音制御装置を提供する。
【解決手段】打消振動騒音を発生するスピーカ１７から誤差信号を出力するマイクロフォン１８までの信号伝達特性中の位相特性の余弦値に基づく余弦補正値Ｃ０と振動騒音周波数の基準余弦波信号とを乗算した信号から位相特性の正弦値に基づく正弦補正値Ｃ１と振動騒音周波数の基準正弦波信号とを乗算した信号を減算した第１参照信号と誤差信号とに基づき、誤差信号が最小となるように適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数を逐次更新し、基準正弦波信号と余弦補正値Ｃ１とを乗算した信号と基準余弦波信号と正弦補正値Ｃ０とを乗算した信号とを加算した第２参照信号と誤差信号とに基づき、誤差信号が最小となるように適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数を逐次更新する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両などに適応することができる、適応ノッチフィルタを用いて振動騒音を能動的に制御する能動型振動騒音制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、車室内の振動騒音に対する能動型振動騒音制御では、制御対象の信号伝達特性をＦＩＲフィルタでモデル化し、制御対象とする振動騒音と相関の高いエンジン回転数に基づくパルスやサスペンションの振動出力をＦＩＲフィルタに入力してＦＩＲフィルタからの出力を参照信号として用い、参照信号と誤差信号とから誤差信号を低減させるための打消振動騒音を発生させる信号を適応的に生成し、アクチュエータから２次振動騒音を発生させることにより低減を図るのが一般的である。
【０００３】
この技術の一例は、エンジン回転信号を受けて基準信号を基準信号発生器で発生させ、発生した基準信号を受けて適応型ＦＩＲフィルタはその出力でスピーカを駆動し、スピーカの出力によって生ずる車室内の振動騒音とエンジン回転などによる車室内の振動騒音との差を車室内に設けたマイクロフォンにて検出し、マイクロフォンからの出力を抑制するように適応型ＦＩＲフィルタを制御するものである（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、他の例として、図１４に示す如く、適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置が知られている。車両において車室内の振動騒音はエンジンの出力軸の回転に同期して発生することに注目して、エンジン出力軸の回転に基づく周波数の車室内振動騒音を、適応ノッチフィルタを利用して消音させるものである。
【０００５】
適応ノッチフィルタを用いた従来の能動型振動騒音制御装置では、エンジン出力軸の回転に同期したエンジンパルスを波形整形器７１で波形整形し、波形整形出力を受けて余弦波発生器７２および正弦波発生器７３で余弦波信号と正弦波信号とを生成し、生成余弦波信号は適応ノッチフィルタ７４を通し、生成正弦波信号は適応ノッチフィルタ７５を通し、適応ノッチフィルタ７４および７５の出力を加算器７６で加算して２次振動騒音発生器７７を駆動する。
【０００６】
一方、エンジン出力軸の回転に同期した周波数に対する車室の信号伝達特性（γ０）を有する伝達要素７８に余弦波信号を通し、エンジン出力軸の回転に同期した周波数に対する車室の信号伝達特性（γ１）を有する伝達要素７９に正弦波信号を通して両演算出力を加算器８０で加算することにより第１参照信号を得、信号伝達特性（γ０）を有する伝達要素８１に正弦波信号を通し、信号伝達特性（−γ１）を有する伝達要素８２に余弦波信号を通して、両演算出力を加算器８３で加算することにより第２参照信号を得て、誤差検出手段８６で検出した誤差信号が最小となるように、第１参照信号に基づく適応アルゴリズムにより適応ノッチフィルタ７４のフィルタ係数を更新させ、第２参照信号に基づく適応アルゴリズムにより適応ノッチフィルタ７５のフィルタ係数を更新させるものが知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
【特許文献１】
特表平１−５０１３４４号公報（第５頁、第１図）
【特許文献２】
特開２０００−９９０３７号公報（第２頁、第８図）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら参照信号を得るためにＦＩＲフィルタを使用した例（例えば、特許文献１）によるときは、ＦＩＲフィルタにおける畳み込み演算のために、例えば車室振動騒音の打ち消しの場合、車両の急加速に対応させようとすると、サンプリング周波数を高くする必要があるほか、ＦＩＲフィルタのタップ数を多くする必要があり、ＦＩＲフィルタの演算負荷が大きく、能動型振動騒音制御装置にデジタルシグナルプロセッサなど演算能力の大きなものが必要となって、能動型振動騒音制御装置が高価になるという問題点があった。
【０００９】
また、上記した適応ノッチフィルタを使用した例（例えば、特許文献２）によるときは、参照信号を得るための演算量は少なくて済むが、２次振動騒音発生器から誤差信号検出手段までの信号伝達特性が最適に十分にモデル化されておらず、適応ノッチフィルタのフィルタ係数を更新するための最適な参照信号が得られず、例えば車両の急加速に十分に追従することが困難な場合があり、十分な振動騒音制御効果が得られないという問題点があった。
【００１０】
本発明は、参照信号を得るための演算量を低減させ、かつ十分な振動騒音制御効果のある能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の能動型振動騒音制御装置は、振動騒音源から発生する振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準正弦波信号と基準余弦波信号を基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記振動騒音源からの振動騒音に基づき発生する発生振動騒音を相殺するために、前記基準余弦波信号に基づいて第１制御信号を出力する第１適応ノッチフィルタおよび前記基準正弦波信号に基づいて第２制御信号を出力する第２適応ノッチフィルタと、
前記第１制御信号と前記第２制御信号とを加算した加算信号を入力とし、かつ出力で前記発生振動騒音を打ち消す振動騒音打消手段と、
前記発生振動騒音と振動騒音打消手段から出力される打消振動騒音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
前記基準信号の周波数に対する、前記振動騒音打消手段から誤差信号検出手段までの信号伝達特性に対応させた補正値に基づいて前記基準余弦波信号と基準正弦波信号をそれぞれ補正して第１および第２参照信号として出力する補正手段と、
前記誤差信号と前記第１および第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数をそれぞれ逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
を備えた能動型振動騒音制御装置において、
前記補正手段は、前記信号伝達特性中の位相特性の余弦値に基づく余弦補正値と前記基準余弦波信号との積から、前記位相特性の正弦値に基づく正弦補正値と前記基準正弦波信号との積を減算した信号を第１参照信号として出力すると共に、前記正弦補正値と前記基準余弦波信号との積と、前記余弦補正値と前記基準正弦波信号との積とを加算した信号を第２参照信号として出力し、
前記フィルタ係数更新手段は、前記第１参照信号と前記誤差信号とに基づいて第１適応ノッチフィルタのフィルタ係数を順次更新すると共に、前記第２参照信号と前記誤差信号とに基づいて第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数を順次更新する
ことを特徴とする。
【００１２】
上記のように、本発明の能動型振動騒音制御装置によれば、振動騒音源から発生する振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準正弦波信号と基準余弦波信号とが基準信号として基準信号生成手段から出力され、前記振動騒音源からの振動騒音に基づいて発生する発生振動騒音を相殺するために、基準余弦波信号に基づいて第１制御信号が第１適応ノッチフィルタから出力され、基準正弦波信号に基づいて第２制御信号が第２適応ノッチフィルタから出力され、前記第１制御信号と第２制御信号とを加算した加算信号が振動騒音打消手段に入力され、振動騒音打消手段により打消振動騒音が発生させられて、発生振動騒音の打ち消しが図られる。
【００１３】
この発生振動騒音の打ち消しに際して、前記発生振動騒音と振動騒音打消手段による打消振動騒音との差に基づく誤差信号が誤差信号検出手段によって検出され、前記振動騒音打消手段から誤差信号検出手段までの前記基準信号周波数についての信号伝達特性中における位相特性の余弦値に基づく余弦補正値と前記基準余弦波信号との積から、前記位相特性の正弦値に基づく正弦補正値と前記基準正弦波信号との積を減算した信号が第１参照信号として補正手段から出力され、前記正弦補正値と前記基準余弦波信号との積と、前記余弦補正値と前記基準正弦波信号との積とを加算した信号が第２参照信号として補正手段から出力されて、前記誤差信号と前記第１および第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数がフィルタ係数更新手段によってそれぞれ逐次更新されるために、前記発生振動騒音が振動騒音打消手段からの出力である打消振動騒音によって打ち消される。
【００１４】
上記のように、本発明にかかる能動型振動騒音制御装置によれば、参照信号を得るためにＦＩＲフィルタを用いることなく、振動騒音打消手段と誤差信号検出手段との間における信号伝達特性中の位相特性の余弦値に基づく余弦補正値と前記基準余弦波信号との積から、前記位相特性の正弦値に基づく正弦補正値と前記基準正弦波信号との積を減算した信号が第１参照信号とされ、前記正弦補正値と前記基準余弦波信号との積と、前記余弦補正値と前記基準正弦波信号との積とを加算した信号が第２参照信号とされるために、第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数更新のための参照信号が最適に補正された状態となって、例えば車両の急加速時のように基準信号の周波数が過渡的に変化した場合にも第１および第２適応ノッチフィルタの出力によって精度よく前記発生振動騒音の打ち消しが行われる。
【００１５】
このように基準信号から参照信号が最適に補正された信号として得られるために、一定２乗誤差曲面のコンタ（ｃｏｎｔｏｕｒｓ）が同心状の正円となって、発生振動騒音の打ち消しが高速な収束性によって行われる。
【００１６】
また、本発明の能動型振動騒音制御装置によれば、振動騒音打ち消しのための参照信号を作成するのに必要とする演算量は、第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数の更新ごとに、４回の乗算と２回の加算で済み、参照信号を得るための演算量はＦＩＲフィルタを用いた場合に比較して大幅に少なくて済み、能動型振動騒音制御装置を安価に構成することができる。
【００１７】
さらにまた、本発明にかかる能動型振動騒音制御装置において、余弦補正値および正弦補正値は基準信号の周波数に対応して予め記憶装置に格納されていて、基準信号の周波数に対応して読み出される。読み出された余弦補正値および正弦補正値と基準余弦波信号および基準正弦波信号とが乗算され、乗算結果が加算されて参照信号を得ることができるため、参照信号を得るための演算も簡単で済む。
【００１８】
また、本発明にかかる能動型振動騒音制御装置において、記憶手段に格納される同一周波数の基準信号に対する余弦補正値および正弦補正値は、信号伝達特性中の予め定めた周波数の測定ゲインを予め定めた所定値に補正し、補正したゲインと測定位相特性とに基づいて求めた値とする。
【００１９】
測定した信号伝達特性から求められた測定ゲインと測定位相特性とに基づいて求められた余弦補正値および正弦補正値には、ゲインのばらつき幅と位相特性（φ）に基づく余弦値および正弦値のばらつき幅とが含まれることになり、演算過程において有効桁数の関係で桁落ちが発生し、第１および第２参照信号または第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数の演算精度が悪くなり、よって、消音精度も悪くなる。また、フィルタ係数の収束速度も遅くなり、応答性が悪くなる。
【００２０】
しかるに、演算過程における桁落ちが発生しないように測定ゲインを補正したゲインを用いると共に、余弦補正値および正弦補正値は測定位相特性に基づいて基本的に定めることにより、第１および第２参照信号または第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数の演算精度がよくなり、よって、消音精度が向上する。さらに、第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数更新のためのステップサイズパラメータが的確に調整されることにもなり、フィルタ係数の収束速度が早くなり、応答性も向上する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる能動型振動騒音制御装置を実施の一形態によって説明する。
【００２２】
図１は本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。
【００２３】
本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置１０では、車室内の主振動騒音であるエンジンのこもり音を打消制御する場合を例に説明する。
【００２４】
図１に示されるように、本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置１０の主要部は、マイクロコンピュータ１で構成されている。能動型振動騒音制御装置１０では、エンジン出力軸の回転をホール素子などにより、例えば、上死点パルスなどのエンジンパルスとして検出し、検出したエンジンパルスを周波数検出回路１１に供給して、エンジンパルスからエンジンパルスの周波数を検出し、検出周波数に基づく信号を発生させる。
【００２５】
周波数検出回路１１は、エンジンパルスの周波数よりも非常に高いサンプリング周波数でエンジンパルスを監視し、エンジンパルスの極性が変化するタイミングを検出し、極性変化点の時間的間隔を計測してエンジンパルスの周波数をエンジン出力軸の回転数として検出し、該検出周波数に基づきエンジン出力軸の回転に同期した制御周波数を出力する。
【００２６】
ここで、エンジンこもり音はエンジン回転によって発生した加振力が車体に伝達されて発生する振動放射音であることから、エンジンの回転数に同期した顕著な周期性を有する振動騒音であり、例えば、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の１／２回転ごとに起こるガス燃焼によるトルク変動によりエンジンを基点とした加振振動が発生し、これが原因で車室内に振動騒音が発生する。
【００２７】
したがって、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の回転数の２倍の周波数を有する回転２次成分と称される振動騒音が多く発生するため、周波数検出回路１１は、検出周波数の２倍の周波数を制御周波数として出力する。
【００２８】
周波数検出回路１１からの出力信号は余弦波発生回路１２に供給されて、余弦波発生回路１２において周波数検出回路１１から出力された周波数を有する基準余弦波信号が生成され出力される。同様に、周波数検出回路１１からの信号は正弦波発生回路１３に供給されて、正弦波発生回路１３において周波数検出回路１１から出力された周波数を有する基準正弦波信号が生成され出力される。このようにして生成された基準余弦波信号および基準正弦波信号は、エンジン出力軸回転周波数の調波周波数の基準信号である。
【００２９】
基準余弦波信号は第１適応ノッチフィルタ１４に供給され、第１適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数は後記のＬＭＳアルゴリズムにより適応処理されて更新制御される。基準正弦波信号は第２適応ノッチフィルタ１５に供給され、第２適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数は後記のＬＭＳアルゴリズムにより適応処理されて更新制御される。第１適応ノッチフィルタ１４からの出力信号および第２適応ノッチフィルタ１５からの出力信号は加算回路１６に供給されて加算され、Ｄ／Ａ変換器１７ａによりＤ／Ａ変換のうえローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７ｂと増幅器（ＡＭＰ）１７ｃを介しスピーカ１７から出力される。
【００３０】
すなわち、加算回路１６による加算出力（振動騒音打消信号）は車室内に設けられて打消振動騒音を発生させるためのスピーカ１７に供給され、加算回路１６の出力によってスピーカ１７が駆動される。一方、車室内には車室内の残留振動騒音を検出し誤差信号として出力するマイクロフォン１８が設けられている。
【００３１】
マイクロフォン１８から出力される信号は、増幅器（ＡＭＰ）１８ａ、帯域フィルタ（ＢＦＰ）１８ｂを経てＡ／Ｄ変換器１８ｃに供給されて、デジタルデータに変換のうえ後記するＬＭＳアルゴリズム演算器３０、３１に入力される。
【００３２】
なお、前記周波数検出回路１１は、マイクロコンピュータ１の標本化周期を有するタイミング信号（サンプリングパルス）も発生し、マイクロコンピュータ１はタイミング信号に基づいて後述する演算処理を行う。
【００３３】
参照信号発生回路２０には、スピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性中の位相遅れの余弦値に基づく余弦補正値Ｃ０を制御周波数に対応して格納したメモリ２２と、スピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性中の位相遅れの正弦値に基づく正弦補正値Ｃ１を制御周波数に対応して格納したメモリ２３とを備えた記憶装置２１を有し、周波数検出回路１１から出力されるタイミング信号によってアクセスされて、メモリ２２および２３から制御周波数に対応する余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を呼び出すように構成されている。
【００３４】
さらに、参照信号発生回路２０においては、記憶装置２１から読み出された余弦補正値Ｃ０と余弦波発生回路１２から出力された基準余弦波信号とが乗算回路２４において乗算され、記憶装置２１から読み出された正弦補正値Ｃ１と正弦波発生回路１３から出力された基準正弦波信号とが乗算回路２５において乗算され、乗算回路２４の出力信号から乗算回路２５の出力信号が加算回路２６において減算されて、この減算出力信号が第１参照信号として出力され、記憶装置２１から読み出された余弦補正値Ｃ０と正弦波発生回路１３から出力された基準正弦波信号とが乗算回路２７において乗算され、記憶装置２１から読み出された正弦補正値Ｃ１と余弦波発生回路１２から出力された基準余弦波信号とが乗算回路２８にて乗算され、乗算回路２７の出力信号と乗算回路２８の出力信号とが加算回路２９において加算されて、この加算出力信号が第２参照信号として出力される。
【００３５】
加算回路２６から出力される第１参照信号およびマイクロフォン１８からの出力信号はＬＭＳアルゴリズム演算器３０に供給されてＬＭＳアルゴリズム演算され、ＬＭＳアルゴリズム演算器３０からの出力に基づいてマイクロフォン１８からの出力信号、すなわち誤差信号が最小になるように第１適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数が更新制御され、加算回路２９から出力される第２参照信号およびマイクロフォン１８からの出力信号はＬＭＳアルゴリズム演算器３１に供給されてＬＭＳアルゴリズム演算され、ＬＭＳアルゴリズム演算器３１からの出力に基づいてマイクロフォン１８からの出力信号、すなわち誤差信号が最小になるように第２適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数が更新制御される。
【００３６】
次に、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１の生成および能動型振動騒音制御装置１０の作用について説明する。
【００３７】
車室のエンジンこもり音は、前記のようにガス燃焼に起因するためエンジン出力軸の回転に同期した狭帯域の周波数を有する振動騒音であり、全ての音（波）は、こもり音の周波数ｆの互いに直交する余弦波と正弦波との和で表すことができて、図２に示す如く複素平面上において実線で示すように表示することができる。すなわち（ｐｃｏｓ２πｆｔ＋ｉｑｓｉｎ２πｆｔ）と表せる。したがって、一点鎖線Ｕ、Ｖで示す直交した基準余弦波信号（Ｃｓ（＝ｃｏｓ２πｆｔ）、０）と基準正弦波信号（０、Ｓｎ（＝ｓｉｎ２πｆｔ））を作ることで、こもり音はｐ、ｑという２つの係数をもつベクトルとして表すことができる。
【００３８】
このように、直交した２つの基準信号を作ることで、こもり音は２つの係数ｐ、ｑで表され、振動騒音であるこもり音を打ち消すためには、図２において破線で示すように、ａ（＝−１×ｐ）、ｂ＝（−１×ｑ）で表される係数をもつ打消振動騒音を発生させればよいことがわかる。
【００３９】
一方、図１に示した構成は、模式的に図３に示す如く表すことができる。すなわち、周波数検出回路１１から出力される信号に基づく制御周波数の入力基準信号ｘは、スピーカ１７までに至る信号伝達特性ｋ１を有するコントローラ３４を経由してスピーカ１７に至り、スピーカ１７から出力される打消振動騒音は基準信号ｘの周波数における制御対象である信号伝達特性ｍ１の車室を介してマイクロフォン１８に到達すると共に、基準信号ｘは信号伝達特性ｎ１の車体などの未知システム３５を介してマイクロフォン１８に達し、マイクロフォン１８から誤差信号ｅが得られる。
【００４０】
ここで、打消振動騒音を得るためのコントローラ３４の信号伝達特性ｋ１は、
ｋ１＝−ｎ１／ｍ１
の如くであり、マイクロフォン１８から得られる誤差信号ｅは、
ｅ＝ｎ１・ｘ＋ｋ１・ｍ１・ｘ
と表せる。そこで、２乗平均誤差の傾きΔは（１）式に示す如くになる。
【００４１】
【数１】

【００４２】
したがって、適応制御によって得られる誤差信号ｅの２乗平均誤差の傾きΔは図４に示すようになり、２乗誤差（ｅ^２）が最小となる信号伝達特性Ｋ１の最適値を求めるために（２）式を繰り返して演算する。ここで、ｎは０以上の整数であって、基準余弦波Ａ／Ｄ変換時の標本化および基準正弦波Ａ／Ｄ変換時の標本化のためのサンプリングパルス計数値（タイミング信号計数値）に対応し、フィルタ係数の更新ごとにインクリメントされる適応演算の回数であり、μはステップサイズパラメータである。この（２）式がＬＭＳアルゴリズム演算を用いた適応更新式であって、適応処理によって振動騒音の打ち消しがなされる。
【００４３】
【数２】

【００４４】
具体的には、能動型振動騒音制御装置１０では、前記信号伝達特性Ｋ１は、直交する信号ａ（＝係数ａ）と信号ｂ（＝係数ｂ）として表される。
【００４５】
次に、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１の生成について、図５に基づいて説明する。
【００４６】
図５においては、基準信号である基準余弦波信号（以下、基準波ｃｏｓとも記す）と基準正弦波信号（以下、基準波ｓｉｎとも記す）のある瞬間の値が前記各信号Ｃｓおよび信号Ｓｎとして、直接、スピーカ１７から出力されるとき、基準波ｃｏｓおよび基準波ｓｉｎがスピーカ１７から評価点であるマイクロフォン１８までの信号伝達特性にしたがいマイクロフォン１８に到達したとき、どのような信号になるかについて順次説明する。
【００４７】
スピーカ１７からマイクロフォン１８までの車室の信号伝達特性は、ゲイン（振幅変化量）と位相特性（位相遅れ）とに分けられる。
【００４８】
したがって、スピーカ１７からマイクロフォン１８までの信号伝達特性は、各基準信号がマイクロフォン１８に到達すると、振幅がゲインα倍され、位相がφ度遅れた信号となる。ここで、マイクロフォン１８に到達した各信号をＮｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎとする。
【００４９】
ここで、まず、ある制御周波数の基準信号に対する位相遅れ（φ）についてのみを考慮して説明すれば、位相遅れ（φ）は、複素平面上の基準信号（ベクトル）をφだけ原点回りに回転することに相当する。したがって、位相遅れ（φ）のみを考慮して、ベクトルを位相遅れ（φ）だけ回転する１次変換マトリックスＰ′_ｌｍ（φ）は（３）式で表される。
【００５０】
【数３】

【００５１】
Ｐ′_ｌｍ（φ）は、位相遅れ（φ）のみを考慮したときの信号伝達特性の変換式であり、ｌはスピーカ数（振動騒音打消信号の出力数）、ｍはマイクロフォン数を示し、スピーカ数＝２、マイクロフォン数＝２とすると、信号伝達経路ごとにＰ′_１１、Ｐ′_１２、Ｐ′_２１、Ｐ′_２２の変換マトリックスが存在することになる。
【００５２】
ゲインαも考慮した場合の信号伝達特性の変換マトリックスＰ_ｌｍ（φ）を（４）式に示す。
【００５３】
【数４】

【００５４】
上記からＰ_ｌｍ（φ）の場合も容易に理解されよう。
【００５５】
ここで、信号伝達特性中のゲインαも考慮に入れて、基準余弦波信号および基準正弦波信号のある瞬間の値が、図５（ａ）の実線で示す信号Ｃｓおよび信号Ｓｎであるとき、図５（ａ）の破線は、この信号がスピーカ１７からマイクロフォン１８までのゲインα、位相遅れ（φ）を有する信号伝達特性の車室を通過してマイクロフォン１８に到達したときどのような信号（Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎ）になるかを表すものである。
【００５６】
すなわち、基準余弦波信号Ｃｓおよび基準正弦波信号Ｓｎをゲインα倍、位相遅れ（φ）回転させることによって信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎとなって、マイクロフォン１８に到達することになる。
【００５７】
信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎは、それぞれ（５）式および（６）式に示すようになる。
【００５８】
【数５】

【００５９】
【数６】

【００６０】
信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎをベクトル表示すれば、（７）式に示す如くになり、これは図５（ａ）に示した通りである。
【００６１】
【数７】

【００６２】
能動型振動騒音制御装置１０では、こもり音が余弦波信号と正弦波信号との合成で表されることに基づいて、図２に示したように複素平面の実数軸上の係数ａと虚数軸上の係数ｂを、前記ＬＭＳアルゴリズム演算を用いて、マイクロフォン１８の位置における誤差信号ｅが最小となるように、係数ａおよび係数ｂを逐次的に更新することにより求めてこもり音を打ち消すものであり、実数軸上の係数ａ（図２参照）はマイクロフォン１８の位置における実数軸上の信号に基づいて逐次更新され、虚数軸上の係数ｂ（図２参照）はマイクロフォン１８の位置における虚数軸上の信号に基づいて逐次更新されて、振動騒音が抑制される。したがって、信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎから実数軸上の信号と虚数軸上の信号とを求める必要がある。
【００６３】
信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎから実数軸上の係数ａと虚数軸上の係数ｂとを求めることについて説明する。
【００６４】
信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎに含まれる実数成分の大きさはそれぞれの信号を実数軸に射影することで得られ、その値は、図５（ｂ）に示す如く、Ｒｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（Ｒｅａｌ＿Ｃｓとも記す）およびＲｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（Ｒｅａｌ＿Ｓｎとも記す）である。信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎに含まれる虚数成分の大きさを得るためにそれぞれの信号を虚数軸に射影することで得られ、その値は、図５（ｃ）に示す如く、Ｉｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（Ｉｍａｇｅ＿Ｃｓとも記す）およびＩｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（Ｉｍａｇｅ＿Ｓｎとも記す）である。
【００６５】
図５（ｂ）および図５（ｃ）から基準余弦波信号および基準正弦波信号（ＣｓおよびＳｎ）をスピーカ１７からマイクロフォン１８までの車室の信号伝達特性にしたがいゲインα倍、位相遅れ（φ）回転させ、その信号の実数成分と虚数成分は図５（ｄ）の破線に示す如くになり、それぞれを合成することで図５（ｄ）の実線で示す如く、Ｒｅａｌ＿Ｃｓ、Ｉｍａｇｅ＿Ｓｎになる。
【００６６】
これをさらに、計算により求めると次の如くである。
【００６７】
信号Ｎｅｗ＿Ｃｓを実数軸上、虚数軸上に射影した信号をＲｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（ベクトルＲＮＣｓ）、Ｉｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（ベクトルＩＮＣｓ）、信号Ｎｅｗ＿Ｓｎを実数軸上、虚数軸上に射影した信号をＲｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（ベクトルＲＮＳｎ）、Ｉｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（ベクトルＩＮＳｎ）とし、実数軸上のＲｅａｌ＿Ｃｓを（ベクトルＲＣｓ）、虚数軸上のＩｍａｇｅ＿Ｓｎを（ベクトルＩＳｎ）、Ｎｅｗ＿Ｃｓを（ベクトルＮＳｎ）、Ｃｓを（ベクトルＣｓ）、Ｓｎを（ベクトルＳｎ）とベクトル表示する。なお、式においてベクトルはハットとして矢印を付して示してある。
【００６８】
ベクトルＲＣｓはベクトルＲＮＣｓとベクトルＲＮＳｎとの和であり、ベクトルＲＮＣｓとベクトルＲＮＳｎは、ベクトルＮＣｓまたはベクトルＮＳｎをベクトルＣｓに射影したベクトルになるため、ベクトルＲＮＣｓおよびベクトルＲＮＳｎは（８）式の如くになる。
【００６９】
【数８】

【００７０】
したがって、ベクトルＲＣｓは（９）式の如くになる。
【００７１】
【数９】

【００７２】
ベクトルＩＳｎはベクトルＩＮＣｓとベクトルＩＮＳｎとの和であり、ベクトルＩＮＣｓとベクトルＩＮＳｎは、ベクトルＮＣｓまたはベクトルＮＳｎをベクトルＳｎに射影したベクトルになるため、ベクトルＩＮＣｓおよびベクトルＩＮＳｎは（１０）式の如くになる。
【００７３】
【数１０】

【００７４】
したがって、ベクトルＩＳｎは（１１）式の如くになる。
【００７５】
【数１１】

【００７６】
一方、信号伝達特性はスピーカ１７から出力される出力音の周波数の関数であるため、複素数を用いて表され、
Ｐ_ｌｍ（ｆ）＝Ｐ_ｌｍＸ（ｆ）＋ｉＰ_ｌｍｙ（ｆ）
Ｐ_ｌｍＸ（ｆ）＝α（ｆ）・ｃｏｓφ（ｆ）
ｐ_ｌｍｙ（ｆ）＝α（ｆ）・ｓｉｎφ（ｆ）
となる。そして、基準信号の制御周波数全域を考慮すると、ベクトルＲＣｓ、ベクトルＩＳｎは（１２）式の如くになる（図５（ｄ）参照）。これらは最終的な合成信号の実数成分および虚数成分を示している。
【００７７】
【数１２】

【００７８】
これらから、適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数（図２の係数ａに対応）を更新するために用いられる値である第１参照信号ｒ_ｘ（ｆ）は、
ｒ_ｘ（ｆ）＝Ｃｓ・Ｐ_ｌｍＸ（ｆ）−Ｓｎ・Ｐ_ｌｍｙ（ｆ）
となる。
【００７９】
適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数（図２の係数ｂに対応）を更新するために用いられる値である第２参照信号ｒ_ｙ（ｆ）は、
ｒ_ｙ（ｆ）＝Ｃｓ・Ｐ_ｌｍｙ（ｆ）＋Ｓｎ・Ｐ_ｌｍＸ（ｆ）
となる。
【００８０】
ここで、信号Ｃｓは基準余弦波信号のある瞬間の値とし、信号Ｓｎは基準正弦波信号のある瞬間の値としたので、各参照信号は（１３）式の如くになり、能動型振動騒音制御装置１０は、図１に示す構成となる。
【００８１】
【数１３】

【００８２】
（１３）式で示される各参照信号ｒ_ｘ（ｆ）、ｒ_ｙ（ｆ）を、前記ｎを用いて表すと、参照信号ｒ_ｘ（ｆ，ｎ）と、参照信号ｒ_ｙ（ｆ，ｎ）は、Ｐ_ｌｍ（ｆ）＝α（ｆ）・ｃｏｓφ（ｆ）と、ｐ_ｌｍ（ｆ）＝α（ｆ）・ｓｉｎφ（ｆ）とから、（１４）式に示す如くになる。
【００８３】
【数１４】

【００８４】
ここで、α（ｆ）はゲインであり、ｃｏｓ（φ（ｆ））、ｓｉｎ（φ（ｆ））に係る係数とすることができる。したがって、余弦補正値Ｃ０はα（ｆ）・ｃｏｓ（φ（ｆ））であり、正弦補正値Ｃ１はα（ｆ）・ｓｉｎ（φ（ｆ））であって、それぞれ位相遅れの余弦値に基づく余弦補正値、位相遅れの正弦値に基づく正弦補正値として制御周波数ごとに予め測定して求め、メモリ２２および２３に、基準信号の制御周波数ｆに対応させて予め格納しておくことができる。
【００８５】
次に、図４から、フィルタ係数の更新式は、（２）式のｋ１ｎをａ_ｌ（ｎ）とｂ_ｌ（ｎ）に置換し、ｋ１をａとｂに置換し、ｍ１・ｘをｒ（ｆ，ｎ）に置換すると、ａ_ｌ（ｎ＋１）＝ａ_ｌ（ｎ）−μ・ｅ_ｍ（ｎ）・ｒ_ｘ（ｆ，ｎ）およびｂ_ｌ（ｎ＋１）＝ｂ_ｌ（ｎ）−μ・ｅ_ｍ（ｎ）・ｒ_ｙ（ｆ，ｎ）となり、参照信号ｒ_ｘ（ｆ，ｎ）に基づき（１５−１）式の如くになり、また、参照信号ｒ_ｙ（ｆ，ｎ）に基づき（１５−２）式の如くになる。
【００８６】
【数１５】

【００８７】
上記（１４）式から、参照信号ｒ_ｘ（ｆ，ｎ）および参照信号ｒ_ｙ（ｆ，ｎ）における信号伝達特性のゲインを反映したα（ｆ）は、周波数ごとの係数とすることができ、（１５−１）式および（１５−２）式で示されるように一定値のステップサイズパラメータμから制御周波数ごとのステップサイズパラメータであるμ′へ変更することと同義となる。また、このことは参照信号ｒ_ｘ（ｆ，ｎ）および参照信号ｒ_ｙ（ｆ，ｎ）は、信号伝達特性のうち位相遅れ（φ）のみを正確に反映すればよいことを意味し、また、信号伝達特性のうちゲインを反映したα（ｆ）は、制御周波数ごとの調整要素として置き代えられることを意味している。
【００８８】
このように、能動型振動騒音制御装置１０では、基準余弦波信号の周波数、基準正弦波信号の周波数、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１はエンジン出力軸の回転数に基づいて変化し、これにより適応ノッチフィルタ１４および１５のノッチ周波数はエンジン出力軸の回転数に基づいて実質的に変化したのと同様に作用し、こもり音が打ち消される。
【００８９】
また、能動型振動騒音制御装置１０では、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を用いて信号伝達特性が最適にモデル化され、適応ノッチフィルタを用いてこもり音が打ち消されるために、一定２乗誤差曲面のコンタ（ｃｏｎｔｏｕｒｓ）が同心状の正円となって、振動騒音の打ち消しが高速に収束することになる。
【００９０】
次に、能動型振動騒音制御装置１０を車両に適用した場合を例に具体的に説明する。
【００９１】
図６は１スピーカ、１マイクロフォン構成の能動型振動騒音制御装置１０を車両に適用して、車両の車室内のこもり音を打ち消すときの構成例を模式的に示している。
【００９２】
図６において能動型振動騒音制御装置１０は、その主要部を安価なマイクロコンピュータで構成し、図１に対し、その主要部である周波数検出回路１１、余弦波発生回路１２および正弦波発生回路１３は基準信号生成手段４４として、第１適応ノッチフィルタ１４、第２適応ノッチフィルタ１５、参照信号発生回路２０およびＬＭＳアルゴリズム演算器３０、３１は適応ノッチフィルタ４５として代表して簡略化し、また、Ｄ／Ａ変換器、ローパスフィルタ、増幅器、帯域フィルタ、Ａ／Ｄ変換器は図示を省略している。なお、これは後述する図１２および図１３も同様である。
【００９３】
スピーカ１７は車両４１の後部座席背後の所定位置に設け、マイクロフォン１８は車両４１の車室中央の車室天井部に設けてある。なお、車室天井部に代わってインパネ内部に設けてもよい。
【００９４】
車両４１のエンジン４２を制御するエンジン制御器４３から出力されるエンジンパルスを、スピーカ１７およびマイクロフォン１８と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、マイクロフォン１８からの出力が最小になるように適応制御された適応ノッチフィルタ４５の出力でスピーカ１７を駆動し、車両４１の車室内の振動騒音を打ち消す。振動騒音の打ち消し作用については能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。
【００９５】
この車両４１に設けたスピーカ１７とマイクロフォン１８との間における車室の周波数に対する信号伝達特性におけるゲインおよび位相遅れの測定値は、図７（ａ）および図７（ｂ）に示す如くであり、図７（ｃ）においてゲインと位相遅れ（φ）を制御周波数ごとのテーブルの形で示している。図７（ｃ）においてゲインはｄＢで示し、位相遅れ（φ）は角度（０°≦φ≦３６０°）で示してある。
【００９６】
なお、ここまでの説明では、車室におけるスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性としているが、実際の信号伝達特性の測定は、例えば、図８に示すようにフーリエ変換装置からなる信号伝達特性測定装置１００を能動型振動騒音制御装置１０に接続して、信号伝達特性測定装置１００により、信号伝達特性は、マイクロコンピュータ１がスピーカ１７へ出力する信号とマイクロフォン１８からマイクロコンピュータ１へ入力される信号とに基づいて測定される。
【００９７】
故に、信号伝達特性の測定方法によって、車室におけるスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性には、マイクロコンピュータ１の前記出力と前記入力との間に挿入されたアナログ回路、例えば、スピーカ１７、マイクロフォン１８、Ｄ／Ａ変換器１７ａ、ローパスフィルタ１７ｂ、増幅器１７ｃ、増幅器１８ａ、帯域フィルタ１８ｂ、Ａ／Ｄ変換器１８ｃによるものも含まれることになる。
【００９８】
言い換えれば、信号伝達特性の測定方法によっては、車室におけるスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性は、適応ノッチフィルタの出力からＬＭＳアルゴリズム演算器３０、３１（＝フィルタ係数更新手段）の入力までの信号伝達特性となる。
【００９９】
ゲインおよび位相遅れ（φ）の測定値に基づき制御周波数ごとにそれぞれαｃｏｓφおよびαｓｉｎφを演算した余弦補正値Ｃ０（Ｐ_ｌｍｘ＝Ｐ_１１ｘ＝αｃｏｓφ）および正弦補正値Ｃ１（Ｐ_ｌｍｙ＝Ｐ_１１ｙ＝αｓｉｎφ）が図７（ｄ）に周波数に対応して示してある。図７（ｄ）に示す余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１が基準信号の周波数に対応してメモリ２２および２３に格納してある。
【０１００】
また、本発明の実施の一形態では、４サイクル４気筒エンジンを搭載した車両４１におけるエンジンこもり音の消音を行うものであるため、その制御周波数範囲は、エンジン回転数が１２００ｒｐｍから６０００ｒｐｍに相当する回転２次成分である４０Ｈｚから２００Ｈｚであるが、能動型振動騒音制御装置１０を構成するマイクロコンピュータ（振動騒音制御用マイクロコンピュータとも記す）が誤作動する場合も想定して余裕をみて３０Ｈｚから２３０Ｈｚの周波数範囲で測定し、図７（ｄ）に示すように３０Ｈｚから２３０Ｈｚの周波数範囲にわたって余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を記憶させてある。
【０１０１】
このように周波数範囲を広げて補正値を記憶させているのは、仮に、基準信号の周波数演算結果で、制御周波数範囲外の値が求められた場合、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１の値が読み込めず、振動騒音制御のためのマイクロコンピュータが暴走してしまうので、このようなことを防止するためである。
【０１０２】
なお、本発明の実施の一形態では、図７（ｃ）に示した値から図７（ｄ）に示した値を演算する過程において、マイクロコンピュータ１に８ビットのマイクロコンピュータを用いるので、測定ゲイン０（ｄｂ）のとき、演算で用いるゲインαの値をα＝１２７とした。
【０１０３】
したがって、増幅度をＡとするとき、ゲイン＝２０ｌｏｇＡから、Ａ＝１０の（ゲイン／２０）乗となり、例えば、ゲイン＝−６のときは、ゲインα＝１２７×Ａ＝１２７×１０の（−６／２０）乗＝６３．６５１となる。
【０１０４】
上記のように構成した能動型振動騒音制御装置１０を車両４１に適用し、図７（ｄ）に示す余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を用いて参照信号を生成し、適応ノッチフィルタを介して生成した打消振動騒音（振動騒音打消信号）によってこもり音を打ち消した場合の結果を、エンジン出力軸の回転数に対して示せば、図９（ａ）に実線で示す如くであった。図９（ａ）に破線で示すこもり音の打ち消しを行わない場合と比較して十分にこもり音が打ち消されている。
【０１０５】
なお、図９（ｂ）の実線は従来例の特表平１−５０１３４４号公報（特許文献１）に記載されるようなＦＩＲフィルタにて信号伝達特性をモデル化し、適応ＦＩＲフィルタを用いた１スピーカ、１マイクロフォン構成の能動型振動騒音制御装置を用いてこもり音打消信号を生成させた場合の打ち消し結果であり、図９（ｂ）の破線は打ち消しを行わなかった場合を示している。
【０１０６】
上記からも、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を用いて信号伝達特性をモデル化し、適応ノッチフィルタを用いてこもり音を打ち消した場合、良好な打ち消し結果が得られることがわかる。
【０１０７】
さらにまた、能動型振動騒音制御装置１０では、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を用いて信号伝達特性をモデル化し、適応ノッチフィルタを用いてこもり音を打ち消した場合の演算量についてみた場合、１回の適応処理ごとに、（１４）式で示した如く参照信号を求めるために、４回の乗算と２回の加算を行えばよく、（１５−１）式および（１５−２）式で示した如くＬＭＳアルゴリズム演算を用いた適応処理のために乗算８回、加算４回で済み、演算回数もきわめて少なくて済むことになる。
【０１０８】
一方、従来例の特表平１−５０１３４４号公報（特許文献１）に記載されるような能動型振動騒音制御装置では、畳み込み演算を行うため、例えば、信号伝達特性をモデル化したＦＩＲフィルタのタップ数をｊ＝１２８、適応ＦＩＲフィルタのタップ数をｉ＝６４とすると、参照信号を求めるために１２８回の乗算と１２７回の加算を行い、同様の適応処理のために乗算を１９３回、加算を１９２回行い、さらに出力のために乗算を６４回、加算を６３回行う必要があるため、安価なマイクロコンピュータでは対応できずＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）が必要となり、能動型振動騒音制御装置が高価となる。
【０１０９】
ここで、上記図７（ｃ）において示したように、基準信号の周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲における測定信号伝達特性中のゲインは−３０ｄＢから−２０ｄＢと、他の周波数範囲４２Ｈｚから２３０Ｈｚにおけるゲインの値に比較して小さいため、図７（ｃ）のゲインαの値のばらつき幅が大きい。演算結果のビット数が８ビットのマイクロコンピュータによって、図７（ｃ）の値を用いて余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を求めると、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１には、ゲインのばらつき幅と位相遅れ（φ）に基づく余弦値および正弦値のばらつき幅とが含まれることになる。一方、安価な８ビットのマイクロコンピュータでは、一般的に値を指数表記して演算処理を行わないため、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１のばらつき幅が大きいと、第１および第２参照信号を求める演算過程またはＬＭＳ演算過程において有効桁数の関係で桁落ちが発生し、第１および第２参照信号または第１および第２適応ノッチフィルタ（１４、１５）のフィルタ係数の演算精度が悪くなり、よって、消音精度も悪くなる。
【０１１０】
また、前記（１５−１）式、（１５−２）式に関連して説明したように、ゲインαは制御周波数ごとのステップサイズパラメータμ′と置き代わるから、ゲインαの値が小さいということは、ステップサイズパラメータμ′が小さいことに等しく、よって、フィルタ係数の収束速度が遅くなり、応答性が悪くなる。
【０１１１】
そこで、前記（１４）式および（１５−１）式、（１５−２）式に関連して説明したように、「余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１は、基準信号の位相遅れ（φ）の余弦値および正弦値に基づく値であり、ゲインαは制御周波数ごとの調整要素である」という考え方に基づいて、３０Ｈｚから４１Ｈｚの低周波数範囲における測定位相遅れ（φ）は変えないで、ゲインのみを変更することにより、低周波数帯の演算精度および収束速度を向上させる手法を次に説明する。
【０１１２】
ゲインを図７（ａ）、および図７（ｃ）に代わって図１０（ａ）および図１０（ｃ）に示すように基準信号の周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲における測定信号伝達特性中のゲインを基準信号の周波数４２Ｈｚにおけるときのゲインに近い値である例えば−１０ｄＢにかさあげして余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を求める。この演算において使用される位相遅れ（φ）は図１０（ｂ）および図１０（ｃ）に示す如く補正されておらず、図７（ｂ）および図７（ｃ）に示した場合と同じ図１０（ｂ）および図１０（ｃ）に示す測定した位相遅れ（φ）である。故に、ゲインαの値のばらつき幅が小さくなり、周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲において８ビットのマイクロコンピュータの余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１の演算精度は、周波数４２Ｈｚから２３０Ｈｚの間における余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１の演算精度と同程度の精度で求められると共に、基準信号の周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲における収束速度も向上させることができる。
【０１１３】
この演算結果による余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１は図１０（ｄ）に示す如くである。なお、図１０（ａ）は測定し補正したゲインを示し（破線は測定ゲインを示す）、図１０（ｂ）は測定位相遅れ（φ）を示している。しかるに位相遅れ（φ）には測定位相遅れ（φ）を使用しているために、こもり音打ち消しに影響を与えることはない。
【０１１４】
また、余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を求める演算において、上記のゲインαを補正した場合を拡張して、ゲインαの値を周波数範囲全域において、演算に使用するマイクロコンピュータのビット数に基づく上限値とすることにより演算精度を向上させることもできる。
【０１１５】
具体的には、ゲインを０ｄＢとすることによりゲインαをα＝１２７として各周波数ごとの余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１を求めると、周波数ごとの余弦補正値Ｃ０および正弦補正値Ｃ１は図１１（ｄ）に示す如くになる。図１１（ａ）は補正したゲインを示し（破線は測定ゲインを示す）、図１１（ｂ）は測定位相遅れ（φ）を示し、図１１（ｃ）は補正したゲインαと測定位相遅れ（φ）のテーブルを示す。この例では、周波数範囲の全域でゲインを一定とすることでゲインαの値のばらつきの影響による演算精度のばらつきを防止すると共に、演算に使用するマイクロコンピュータのビットにより定まる上限値とすることで、演算精度自体も向上させることができると共に、収束速度も一段と向上させることができる。
【０１１６】
次に能動型振動騒音制御装置１０を車両５１に適用した場合の第１変形例について図１２を参照して説明する。
【０１１７】
図１２はエンジンマウントを利用して、エンジンによる発生振動騒音を打ち消す場合の構成例を模式的に示している。
【０１１８】
本第１変形例では、スピーカ１７に代わって車両５１のエンジン５２を車体にて支持する自己伸縮型のエンジンマウント５３を用い、マイクロフォン１８に代わってエンジンマウント５３近傍に設けられた振動検出センサ５４を用いる。
【０１１９】
図１２において能動型振動騒音制御装置１０は、例えば８ビットのマイクロコンピュータで構成し、前記と同様に基準信号生成手段５５と適応ノッチフィルタ５６−１および５６−２で代表して、簡略化して示してある。
【０１２０】
車両５１のエンジン５２を制御するエンジン制御器５７から出力されるエンジンパルスを、エンジンマウント５３および振動検出センサ５４と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、振動検出センサ５４からの出力、すなわち誤差信号が最小となるように、フィルタ係数が適応制御された適応ノッチフィルタ５６−１および５６−２の出力でエンジンマウント５３を各別に駆動制御して、エンジン５２の振動騒音を打ち消して、車体振動および車室内のこもり音を抑制する。振動およびこもり音の打ち消し作用については能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。
【０１２１】
次に能動型振動騒音制御装置１０を車両６１に適用した場合の第２変形例について図１３を参照して説明する。
【０１２２】
図１３は２スピーカ、２マイクロフォン構成の能動型振動騒音制御装置１０によって車両６１の車室内のこもり音を打ち消すときの構成例を模式的に示している。
【０１２３】
図１３において能動型振動騒音制御装置１０は、例えば８ビットのマイクロコンピュータで構成し、前記と同様に基準信号生成手段６４と適応ノッチフィルタ６５−１および６５−２で代表して、簡略化して示してある。
【０１２４】
スピーカ１７−２は車両６１の後部座席背後のトレイの所定位置に設け、スピーカ１７−１は車両６１の前部座席のドアの下部所定位置に設けてある。マイクロフォン１８−２は車両６１の後部座席背もたれ位置に対向する車室天井部に設け、マイクロフォン１８−１は車両６１の前部座席位置に対向する車室天井部に設けてある。
【０１２５】
車両６１のエンジン６２を制御するエンジン制御器６３から出力されるエンジンパルスを、スピーカ１７−１、１７−２およびマイクロフォン１８−１、１８−２と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、マイクロフォン１８−１および１８−２からの出力が最小になるように適応制御された適応ノッチフィルタ６５−１、６５−２の出力でスピーカ１７−１、１７−２を駆動し、車両６１の車室内の振動騒音を打ち消す。振動騒音の打ち消し作用については能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。
【０１２６】
この場合に、スピーカ１７−１とマイクロフォン１８−１との間の信号伝達特性の位相遅れおよびスピーカ１７−１とマイクロフォン１８−２との間の信号伝達特性の位相遅れに基づく余弦補正値と正弦補正値とに基づいて適応ノッチフィルタ６５−１のフィルタ係数更新のための第１および第２参照信号を生成し、マイクロフォン１８−１および１８−２からの誤差信号と前記参照信号を受けてマイクロフォン１８−１および１８−２からの誤差信号が最小となるように適応制御された適応ノッチフィルタ６５−１からの出力によってスピーカ１７−１を駆動し、スピーカ１７−２とマイクロフォン１８−１との間の信号伝達特性の位相遅れおよびスピーカ１７−２とマイクロフォン１８−２との間の信号伝達特性の位相遅れに基づく余弦補正値と正弦補正値とに基づいて適応ノッチフィルタ６５−２のフィルタ係数更新のため第１および第２参照信号を生成し、マイクロフォン１８−１、１８−２からの誤差信号と前記参照信号とを受けてマイクロフォン１８−１、１８−２からの誤差信号が最小となるように適応制御された適応ノッチフィルタ６５−２からの出力によってスピーカ１７−２を駆動して、車室のこもり音を打ち消す。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明にかかる能動型振動騒音制御装置によれば、振動騒音打消手段から誤差信号検出手段までの信号伝達特性を、ＦＩＲフィルタを用いることなく、信号伝達特性中の位相特性の余弦値に基づく余弦補正値と基準余弦波信号との積から、位相特性の正弦値に基づく正弦補正値と基準正弦波信号との積を減算した信号を第１参照信号とし、正弦補正値と基準余弦波信号との積と、余弦補正値と基準正弦波信号との積とを加算した信号を第２参照信号としたために、信号伝達特性が最適にモデル化することができて、少ない演算回数で、かつ十分な収束性で発生振動騒音を打ち消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打ち消しのための説明図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打ち消しのための模式簡易ブロック図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打ち消しのための信号伝達特性と誤差信号との関係を示す説明図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打消音生成のための説明図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の一例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合における余弦補正値演算および正弦補正値演算の説明図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置における信号伝達特性測定の説明図である。
【図９】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるこもり音打ち消し結果を示す説明図である。
【図１０】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合における余弦補正値演算および正弦補正値演算の説明図である。
【図１１】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合における余弦補正値演算および正弦補正値演算の説明図である。
【図１２】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の第１変形例を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の第２変形例を示すブロック図である。
【図１４】従来の適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０…能動型振動騒音制御装置１１…周波数検出回路
１２…余弦波発生回路１３…正弦波発生回路
１４、１５、４５、５６−１、５６−２、６５−１、６５−２、７４、７５…適応ノッチフィルタ
１６、２６、２９…加算回路１７、１７−１、１７−２…スピーカ
１８、１８−１、１８−２…マイクロフォン
２０…参照信号発生回路２１…記憶装置
２２、２３…メモリ２４、２５、２７、２８…乗算回路
３０、３１…ＬＭＳアルゴリズム演算器
４１、５１、６１…車両

Claims

振動騒音源から発生する振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準正弦波信号と基準余弦波信号を基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記振動騒音源からの振動騒音に基づき発生する発生振動騒音を相殺するために、前記基準余弦波信号に基づいて第１制御信号を出力する第１適応ノッチフィルタおよび前記基準正弦波信号に基づいて第２制御信号を出力する第２適応ノッチフィルタと、
前記第１制御信号と前記第２制御信号とを加算した加算信号を入力とし、かつ出力により前記発生振動騒音を打ち消す振動騒音打消手段と、
前記発生振動騒音と振動騒音打消手段から出力される打消振動騒音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
前記基準信号の周波数に対する、前記振動騒音打消手段から誤差信号検出手段までの信号伝達特性に対応させた補正値に基づいて前記基準余弦波信号と基準正弦波信号をそれぞれ補正して第１および第２参照信号として出力する補正手段と、
前記誤差信号と前記第１および第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数をそれぞれ逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
を備えた能動型振動騒音制御装置において、
前記補正手段は、前記信号伝達特性中の位相特性の余弦値に基づく余弦補正値と前記基準余弦波信号との積から、前記位相特性の正弦値に基づく正弦補正値と前記基準正弦波信号との積を減算した信号を第１参照信号として出力すると共に、前記正弦補正値と前記基準余弦波信号との積と、前記余弦補正値と前記基準正弦波信号との積とを加算した信号を第２参照信号として出力し、
前記フィルタ係数更新手段は、前記第１参照信号と前記誤差信号とに基づいて第１適応ノッチフィルタのフィルタ係数を順次更新すると共に、前記第２参照信号と前記誤差信号とに基づいて第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数を順次更新する
ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
請求項１記載の能動型振動騒音制御装置において、余弦補正値および正弦補正値は基準信号の周波数に対応して予め記憶装置に格納されており、基準信号の周波数に対応して読み出されることを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
請求項２記載の能動型振動騒音制御装置において、記憶手段に格納される同一周波数の基準信号に対する余弦補正値および正弦補正値は、信号伝達特性中の予め定めた周波数の測定ゲインを予め定めた所定値に補正し、補正したゲインと測定位相特性とに基づいて求めた値としたことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。