JPH08339191A

JPH08339191A - 振動騒音制御装置

Info

Publication number: JPH08339191A
Application number: JP7168072A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Kobayashi; 利彰小林; Hidetaka Ozawa; 英隆小沢
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1995-06-09
Filing date: 1995-06-09
Publication date: 1996-12-24

Abstract

(57)【要約】【目的】過渡時等回転体の回転数が急激に変動した場
合においても制御性が低下するのを回避し、あらゆる運
転条件下において所望の振動騒音制御を行うことが可能
な振動騒音制御装置を提供する。【構成】振動騒音周期Ｔｒに対するサンプリング周期
Ｔｓの比率Ｍを、Ｍ＝１／２^m、例えばＭ＝１／６４
（ｍ＝６）に設定し、サンプリングパルスＰｓが入力さ
れる毎に、対応する正弦波信号Ｕ₁₀及び遅延正弦波信号
Ｕ₁₁をＷフィルタ及びＣフィルタに入力してＬＭＳによ
り適応制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は振動騒音制御装置、より
詳しくは回転体等から発する周期性又は擬似周期性を有
する振動騒音を能動的に制御し、これら振動騒音の低減
化を図ることができる振動騒音制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、適応型デジタルフィルタ(Adaptiv
e Digital Filter: 以下、「ＡＤＦ」という）を使用し
て振動騒音源から発生する振動騒音を減衰させ、該振動
騒音の低減化を図る能動的振動騒音制御装置の開発が各
方面で盛んに行なわれている。

【０００３】これら各種の能動的振動騒音制御装置のう
ち、自動車のエンジン等から発生する周期性又は擬似周
期性を有する振動騒音の低減に好適した振動騒音制御装
置として、振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒音周
期Ｔｒに対して単一周期の正弦波を生成すると共に該正
弦波に対し所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成
し、これら正弦波及び遅延正弦波をＡＤＦに入力して適
応制御を実行するようにした振動騒音制御装置が本願出
願人によって既に提案されている（特開平６−２７４１
８５号）。

【０００４】該振動騒音制御装置は、ＡＤＦとして有限
長インパルス応答（Finite ImpulseResponse:ＦＩＲ）
形のタップ数が「２」のウィーナフィルタ（以下、「Ｗ
フィルタ」という）を使用し、前記正弦波と該正弦波に
対して所定遅延周期Ｋ（例えば、Ｋ＝１／４）を有する
遅延正弦波を前記Ｗフィルタに入力して該Ｗフィルタの
フィルタ係数を更新し適応制御を行っている。そして、
これにより振動騒音伝達系に起因する位相遅れφが生じ
てもフィルタ係数を発散させることなく短時間で収束さ
せることができ、収束性の優れた振動騒音制御を実現し
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の振動騒音制御装置においては、エンジン回転数が略
一定の定常運転時においては良好な形で短時間にフィル
タ係数を収束させることができるものの、過渡時等のエ
ンジン回転数が急激に変動する場合にフィルタ係数の毎
回の更新補正量を規制する制御ゲイン、すなわちステッ
プサイズパラメータμを大きく設定して制御性を向上さ
せようとしたとき、振動騒音の制御対象となる制御周波
数の近傍の特定周波数で共振成長による発振現象（以
下、この発振現象を「サイドバンド発振」という）が生
じ、このためエンジン急変時においては制御性が低下す
るという問題点が新たに生じてきた。

【０００６】すなわち、制御性を向上させるためにはス
テップサイズパラメータμを可能な限り大きく設定する
のが望ましい。そして、定常運転時はエンジン回転数が
略一定回転であるため前記ステップサイズパラメータμ
を最適値に設定することが可能であり、したがってフィ
ルタ係数の収束は極短時間でなされ理想に近い形で振動
騒音の制御がなされるが、過渡時等においては回転数が
変動すると該変動に伴い制御対象周波数も変動するため
最適なステップサイズパラメータμを一義的に決定する
ことができず、ステップサイズパラメータμの設定値が
前記制御対象周波数に応じた最適値から偏移すると該制
御対象周波数の近傍の特定周波数でサイドバンド発振が
生じることが判明した。

【０００７】図１６は上記サイドバンド発振が発生する
様子を模式的に示した概念図であって、Ｘ軸が時間（se
c)、Ｙ軸が周波数（Ｈｚ）、Ｚ軸が振幅（−）を示して
いる。

【０００８】制御性を向上させるべくステップサイズパ
ラメータμを大きく設定した場合、この図１６に示すよ
うに、制御対象周波数Ａ（例えば、２００Ｈｚ）に対し
て、該制御対象周波数Ａの近傍の特定周波数Ｂ（例え
ば、１９５Ｈｚ）でサイドバンド発振が生じることが明
らかとなった。

【０００９】一方、かかるサイドバンド発振の発生を抑
制するためにステップサイズパラメータμを小さく設定
すると系全体の制御性が低下することとなり、特に過渡
時において所望の振動騒音制御を行うことができなくな
る。

【００１０】本発明はこのような事情に鑑みなされたも
のであって、過渡時等回転体の回転数が急激に変動した
場合においても制御性が低下するのを回避し、あらゆる
運転条件下において所望の振動騒音制御を行うことが可
能な振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、周期性又は擬似周期性を有する振動騒音源
の各構成部位に特有の振動騒音周期Ｔｒに対して単一周
期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正
弦波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波を生成
し出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記
遅延正弦波を入力して前記振動騒音源を制御する制御信
号の出力を行うタップ数が２タップの適応型デジタルフ
ィルタを備えた第１のフィルタ手段と、前記制御信号を
駆動信号に変換する駆動信号生成手段と、該駆動信号生
成手段により発生する駆動信号と前記振動騒音源からの
振動騒音信号とに基づいて生成される誤差信号を検出す
る誤差信号検出手段と、前記駆動信号生成手段と前記誤
差信号検出手段との間に形成される振動騒音伝達経路の
伝達特性を表現する第２のフィルタ手段と、前記誤差信
号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ手段から出
力される参照信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ
係数とに基づいて前記誤差信号が最小値となるように所
定制御ゲインを介して前記第１のフィルタ手段のフィル
タ係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音
制御装置において、前記正弦波及び前記遅延正弦波の出
力タイミング更には前記第１のフィルタ手段のフィルタ
係数の更新及び出力を含む一連の動作を支配するサンプ
リング周期Ｔｓを作成するサンプリング周期作成手段を
有し、該サンプリング周期作成手段は、前記振動騒音周
期Ｔｒに対する前記サンプリング周期Ｔｓの比率Ｍを、
Ｍ＝１／２^m（但し、ｍは２以上の整数）に設定するこ
とを特徴としている。

【００１２】前記ｍは、好ましくは、「５」又は「６」
であることを特徴としている。

【００１３】また、前記サンプリング周期作成手段は、
前記振動騒音周期Ｔｒを分周して前記サンプリング周期
Ｔｓを作成することを特徴としている。

【００１４】さらに、前記所定遅延周期Ｋは、「１／
４」に設定されていることを特徴としている。

【００１５】

【作用】本願出願人は、上記従来技術に係る発明（特開
平６−２７４１８５号）の特許出願後、サンプリング周
期Ｔｓと制御対象となる振動騒音周期Ｔｒとの関係をシ
ミュレーションして実験を繰り返した結果、振動騒音周
期Ｔｒに対する前記サンプリング周期Ｔｓの比率Ｍを、
１／２^m（但し、ｍは２以上の整数）に設定したときに
サイドバンド発振の発生を抑制することができ、それ以
外のサンプリング周期Ｔｓではサイドバンド発振の発生
を抑制することができないということが判明した。特
に、前記比率Ｍを「３２」（ｍ＝５）及び「６４」（ｍ
＝６）に設定したときはサイドバンド発振を回避して良
好な収束結果が得られることが判明した。

【００１６】本発明は、上記シミュレーション結果を基
に、正弦波及び遅延正弦波の出力タイミング更には前記
第１のフィルタ手段のフィルタ係数の更新及び出力を含
む一連の動作を支配するサンプリング周期Ｔｓを作成す
るサンプリング周期作成手段を有し、該サンプリング周
期作成手段は、前記振動騒音周期Ｔｒに対する前記サン
プリング周期Ｔｓの比率Ｍが、Ｍ＝１／２^m倍（但し、
ｍは２以上の整数、好ましくは、５又は６）となるよう
に、振動騒音周期Ｔｒを分周してサンプリング周期Ｔｓ
を作成し、斯かるサンプリング周期Ｔｓに基づいて適応
制御が実行されるので、サイドバンド発振の発生が抑制
される。

【００１７】また、上記構成においては、単一周期の正
弦波と該正弦波に対し所定遅延周期Ｋ（＝１／４）を有
する遅延正弦波とを第１のフィルタ手段に入力している
ので、２タップからなる適応型デジタルフィルタのうち
の一方のタップが正弦波に基づいて係数更新され、他の
タップが遅延正弦波に基づいて係数更新され、したがっ
て位相遅れφが生じても短時間でフィルタ係数を収束さ
せることができる。

【００１８】

【実施例】以下、本発明に係る振動騒音制御装置を自動
車等の車輌に適用した場合について、その実施例を図面
に基づき詳説する。

【００１９】図１は、周期性または擬似周期性を有する
振動騒音を発する振動騒音源としてのエンジンの車体へ
の取付状態を示した図である。

【００２０】図中１は、例えば直列４気筒を有する車輌
駆動用パワープラントの４サイクルエンジン（以下、単
に「エンジン」という）であって、該エンジン１は、エ
ンジンマウント２と、前輪（駆動輪）４の懸架装置５
と、排気管６の支持体７とで車体８に支持されている。

【００２１】また、エンジンマウント２は、振動伝達特
性を変化させ得る電気機械変換手段としての適数個の自
己伸縮型エンジンマウント２ａと、前記振動伝達特性を
変化させ得ない適数個の通常のエンジンマウント２ｂと
から構成されている。

【００２２】前記自己伸縮型エンジンマウント２ａには
ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）や圧電素子或いは磁歪素
子等のアクチュエータが内有され、エンジンの振動に応
じて電子マウントコントロールユニット（ＥＭＣＵ）
（図示せず）からの信号によりエンジンの振動を制御す
る。すなわち、自己伸縮型エンジンマウント２ａは、液
体が充填された液室を有し、振動源（エンジン１）側に
固定された弾性ゴムを介して振動源の振動が前記アクチ
ュエータにより車体８に伝達されるのを制御する。

【００２３】また、エンジン２ｂ近傍には振動エラーセ
ンサ９が配設されている。さらに、エンジン１の図示し
ないクランク軸に固着されたフライホイール近傍には、
磁気センサ等の回転検出センサが配設されている。

【００２４】図２は、本発明に係る振動騒音制御装置の
一実施例を示すシステム構成図である。

【００２５】すなわち、該振動騒音制御装置は、フライ
ホイールの回転信号Ｘを検出する上記回転検出センサ１
０と、該回転検出センサ１０からの出力信号を波形整形
し、エンジン１の各構成部位に応じた振動騒音周期Ｔｒ
を示すタイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂を生成すると共に
該タイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂の発生間隔を分周して
サンプリングパルスＰｓを生成する電子コントロールユ
ニット（以下、「ＥＣＵ」という）１１と、該ＥＣＵ１
１から出力されるタイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂をトリ
ガ信号として適応制御を行う高速演算可能なＤＳＰ（Di
gital SignalProcessor) １２と、該ＤＳＰ１２から出
力される制御信号Ｗ（デジタル信号）が通過する振動騒
音伝達系１３と、該振動騒音伝達系１３を通過した制御
信号Ｗが駆動信号Ｚとして入力される前記振動エラーセ
ンサ９と、該振動エラーセンサ９から出力されたアナロ
グ誤差信号εをデジタル誤差信号ε′に変換して前記Ｄ
ＳＰ１２にフィードバックするＡ／Ｄコンバータ１４と
を主要部として構成されている。

【００２６】前記振動騒音伝達系１３は、ＤＳＰ１２か
ら出力される制御信号Ｗをアナログ信号に変換するＤ／
Ａコンバータ１５と、該Ｄ／Ａコンバータ１５の出力信
号（矩形信号）を平滑化するためのローパスフィルタ１
６と、該ローパスフィルタ１６からの出力信号を増幅す
る増幅器１７と、上記した自己伸縮型エンジンマウント
２ａとが配設されている。そして、これら振動騒音伝達
系１３、振動エラーセンサ９及びＡ／Ｄコンバータ１４
更にはＤＳＰ１２等の各構成要素は、前記サンプリング
パルスＰｓにより、その動作が制御される。

【００２７】しかして、ＤＳＰ１２は、エンジンの各構
成部位に特有の振動騒音周期Ｔｒに応じた適応制御が可
能となるように２個の適応制御回路１８₁、１８₂と、該
適応制御回路１８₁、１８₂から出力される夫々の制御信
号Ｗ₁、Ｗ₂を加算する加算器１９とが内蔵されている。
さらに該適応制御回路１８₁、１８₂は、前記タイミング
パルス信号Ｙ₁、Ｙ₂の発生間隔に基づいて基準信号
Ｕ₁、Ｕ₂を生成する基準信号生成回路１９₁、１９₂と、
前記基準信号Ｕ₁、Ｕ₂をフィルタリングするタップ数が
「２」のＦＩＲ形ＡＤＦとしてのＷフィルタ２０₁、２
０₂（第１のフィルタ手段）と、Ｗフィルタ２０₁、２０
₂のフィルタ係数を更新するための演算処理を行う適応
アルゴリズムとしてのＬＭＳ（Least Mean Square)処理
部２１₁、２１₂（制御信号更新手段）と、前記振動騒音
伝達系１３に起因して生じる伝達特性の位相振幅変化を
補正する伝達特性補正手段（以下、「Ｃフィルタ」とい
う）２２₁、２２₂（第２のフィルタ手段）とを備えてい
る。

【００２８】さらに、上記タイミングパルス信号Ｙ₁、
Ｙ₂の内、タイミングパルス信号Ｙ₁は、エンジンの回転
に同期して規則的に発生するピストン系等クランク軸周
囲の振動騒音周期Ｔｒに対してその一周期毎に発生し、
タイミングパルス信号Ｙ₂は、燃焼状態に応じて不規則
に発生する爆発圧（加振力）等の振動騒音周期Ｔｒに対
してその一周期毎に発生する。すなわち、タイミングパ
ルス信号Ｙ₁はクランク軸の振動騒音周期Ｔｒであるク
ランク軸が１回転する毎に１回発生し（１次振動成
分）、またクランク軸が２回転する間に４回の爆発行程
があるため、タイミングパルス信号Ｙ₂はクランク軸が
０．５回転する毎に１回発生する（２次振動成分）。そ
して、斯かる２次振動次数成分と１次振動次数成分とを
区分して適応制御を行うことにより、振動騒音をより効
果的に低減することができる。すなわち、このように振
動騒音源であるエンジン１の各構成部位に関して複数の
振動成分毎に区分し、各振動成分毎に適応制御を行うこ
とにより、より効果的な振動騒音の低減化を図ることが
できる。

【００２９】以下、一次振動成分に関するタイミングパ
ルス信号Ｙ₁の発生間隔に応じて振動制御する場合につ
いて詳述するが、二次振動成分に関するタイミングパル
スＹ₂についても同様である。

【００３０】図３はタイミングパルス信号Ｙ₁の入力タ
イミングに応じて適応制御を行う場合の詳細を示すブロ
ック構成図である。

【００３１】基準信号生成回路１９₁は、タイミングパ
ルス信号Ｙ₁の発生間隔に応じた単一周期の正弦波信号
Ｕ₁₀を生成する正弦波生成回路１９₁₀と、前記正弦波に
対してπ／２（１／４周期）の位相遅れを有する遅延正
弦波信号Ｕ₁₁を生成する遅延正弦波生成回路１９₁₁とを
備えている。尚、図３において、正弦波生成回路１９₁₀
で余弦波信号を生成し、遅延正弦波生成回路１９₁₁で正
弦波信号を生成するように図示されているが、これは実
際上、正弦波の方が余弦波に比しπ／２の遅延周期を有
しているためであり、換言すれば余弦波の方は正弦波に
比しπ／２周期だけ進んでいるためであり、以下に述べ
る説明の都合を考慮し、便宜上の理由から上述の如く図
示したものである。すなわち、遅延正弦波生成回路１９
₁₁からの出力信号が正弦波生成回路１９₁₀からの出力信
号に比し、π／２の位相遅れを有していることを明確に
示すために、図面上、正弦波生成回路１９₁₀で余弦波信
号が生成され、遅延正弦波生成回路１９₁₁で正弦波信号
が生成されているように示している。

【００３２】Ｃフィルタ２２₁は、正弦波生成回路１９
₁₀から出力された正弦波信号Ｕ₁₀に対する振動騒音伝達
系１３の位相情報が第１の位相情報Ｃ₀として格納され
た正弦波補正テーブル２２₁₀と、遅延正弦波生成回路１
９₁₁から出力された遅延正弦波信号Ｕ₁₁に対する振動騒
音伝達系１３の位相情報が第２の位相情報Ｃ₁として格
納された遅延正弦波補正テーブル２２₁₁と、正弦波補正
テーブル２２₁₀及び遅延正弦波補正テーブル２２₁₁の出
力結果を加算して参照信号ｒ₁を出力する加算器２２₁₃
と、参照信号ｒ₁の内、遅延正弦波信号Ｕ₁₁に対応する
第２の参照信号ｒ₁₁を正弦波信号Ｕ₁₀に対応する第１の
参照信号ｒ₁₀に比しπ／２だけ遅延させる遅延手段３０
とを有している。

【００３３】さらに、Ｗフィルタ２０は、所定の積和演
算が施されてＷフィルタの第１及び第２のフィルタ係数
Ｗ₁₀、Ｗ₁₁を更新する係数更新部２３と、該係数更新部
２３により更新された制御信号Ｗ₁を振動騒音伝達系１
３に送出する加算部２４とを有している。

【００３４】しかして、このように構成された振動騒音
制御装置においては、前記可変サンプリングパルスＰｓ
の入力に同期して正弦波生成回路１９₁₀及び遅延正弦波
生成回路１９₁₁から基準信号としての正弦波信号Ｕ₁₀及
び遅延正弦波信号Ｕ₁₁がＷフィルタ２０₁及びＣフィル
タ２２₁に入力される。そして、Ｃフィルタ２２₁におい
ては、正弦波補正テーブル２２₁₀で第１の位相情報Ｃ₀
が読み出され、また遅延正弦波補正テーブル２２₁₁で第
２の位相情報Ｃ₁が読み出され、その出力信号が加算器
２２₁₃で加算されて参照信号ｒ₁として出力される。そ
して参照信号ｒ₁の内、第１の参照信号ｒ₁₀はそのまま
ＬＭＳ処理部２１₁に入力されると共に、第１の参照信
号ｒ₁₀に比しπ／２の位相遅れを有する第２の参照信号
ｒ₁₁が遅延手段３０を介してＬＭＳ処理部２１₁に入力
される。すなわち、Ｃフィルタ２２₁では正弦波信号Ｕ
₁₀及び遅延正弦波信号Ｕ₁₁に夫々対応する第１及び第２
の参照信号ｒ₁₀、ｒ₁₁が作成されてこれら第１及び第２
の参照信号ｒ₁₀、ｒ₁₁がＬＭＳ処理部２１₁に入力され
る。

【００３５】次いで、ＬＭＳ処理部２１₁では、数式
（１）及び数式（２）に基づいてＷフィルタ２０₁の第
１及び第２のフィルタ係数Ｗ₁₀、Ｗ₁₁についてその係数
更新を行う。

【００３６】Ｗ₁₀（ｉ＋１）＝Ｗ₁₀（ｉ）＋μ×ｒ₁₀×ε′ …（１）Ｗ₁₁（ｉ＋１）＝Ｗ₁₁（ｉ）＋μ×ｒ₁₁×ε′ …（２）ここで、Ｗ₁₀（ｉ＋１）及びＷ₁₁（ｉ＋１）は更新され
たＷフィルタ２０₁のフィルタ係数値、Ｗ₁₀（ｉ）及び
Ｗ₁₁（ｉ）は更新直前のＷフィルタ２０₁のフィルタ係
数値である。また、μは毎回の係数更新補正量を規制す
るステップサイズパラメータであって、制御対象周波数
に応じて最適制御が可能となるような所定値に設定され
る。

【００３７】次いで、Ｗフィルタ２０₁の係数更新部２
３でＷフィルタのフィルタ係数更新を実行し、加算器２
４で斯く決定された今回の第１のフィルタ係数Ｗ₁₀（ｉ
＋１）と正弦波信号Ｕ₁₀、及び第２のフィルタ係数Ｗ₁₁
（ｉ＋１）と遅延正弦波信号Ｕ₁₁とを積和演算し、制御
信号Ｗを出力する。

【００３８】そして、制御信号Ｗは、振動騒音制御系１
３を介して駆動信号Ｚに変換され、振動エラーセンサ９
に入力される。一方、振動騒音源であるエンジン１から
の振動騒音信号Ｄが前記振動エラーセンサ９に入力さ
れ、該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｚと前記振動
騒音信号Ｄが相殺され、アナログ誤差信号εが該振動エ
ラーセンサ９から出力される。そして、前記アナログ誤
差信号εは前記可変サンプリングパルスＰｓをトリガと
してＡ／Ｄコンバータ１４でサンプリングされてデジタ
ル誤差信号ε′に変換され、ＬＭＳ処理部２１₁に入力
されて再びＷフィルタ３７のフィルタ係数更新が実行さ
れる。

【００３９】しかして、本振動騒音制御装置において
は、振動騒音周期Ｔｒに対するサンプリング周期Ｔｓの
比率Ｍを１／２^m倍（但し、ｍは２以上の整数）に設定
することにより、〔発明が解決しようとする課題〕の項
で述べたサイドバンド発振の発生を回避している。

【００４０】以下、サンプリング周期Ｔｓを振動騒音周
期Ｔｒの２^m倍（但し、ｍは２以上の整数）に設定した
理由について詳述する。

【００４１】まず、本願出願人は、サイドバンド発振に
関し、サンプリング周期Ｔｓと振動騒音周期Ｔｒとの関
係をシミュレーションするに際しての糸口を探るため
に、これらサンプリング周期Ｔｓと振動騒音周期Ｔｒと
の間にどのような因果関係があるかを数式の上から解析
することを試みた。

【００４２】図４は図３の解析モデルを示すブロック図
である。

【００４３】この図４において、フィードバックループ
回路を点ａでオープンとし、振動エラーセンサ９への入
力前の点ａからＬＭＳ処理部２１₁への入力前の点ｂま
でのインパルス応答ｙ（ｎ）を離散形式で表現すると数
式（３）のようになる。

【００４４】ｙ（ｎ）＝−μＡ²ｕ（ｎ−１）（Ｃ₁cos(ωn)−Ｃ₀sin(ωn)) …（３）ここで、Ａは振幅、ωは振動騒音信号Ｄの角周波数であ
る。また、ｕ（ｎ）は、離散ユニットステップ関数であ
って、数式（４）で定義される。

【００４５】

【数１】次いで、数式（３）をｚ変換すると、数式（５）に示す
ように、点ｂから点ｃまでの伝達関数Ｇ（ｚ）が得られ
る。

【００４６】

【数２】一方、点ｃから点ａまでフィードバックループ回路を閉
じた場合、入力信号である振動騒音信号Ｄのインパルス
応答をｚ変換した関数をＤ（ｚ）、出力信号である誤差
信号εのインパルス応答をｚ変換した関数をＥ（ｚ）と
すると、数式（６）が成立する。

【００４７】Ｅ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）・Ｄ（ｚ） ……（６）ここで、Ｈ（ｚ）は点ｄから点ｂまでの等価伝達関数を
示す。

【００４８】そして、数式（６）より、前記等価伝達関
数Ｈ（ｚ）は数式（７）のように表現される。

【００４９】

【数３】ここで、数値的取扱いを簡単にするために、振幅Ａを
「１」とし、振動騒音周期Ｔｒに対するサンプリング周
期Ｔｓの比率Ｍを「１／４」（周波数基準でサンプリン
グ周波数Ｆｓを制御対象周波数である振動騒音周波数Ｆ
ｒの「４」倍）、すなわち角周波数ωをπ／２に設定す
ると、cos ω＝０及びsin ω＝１となるため、数式
（７）は数式（８）の如く比較的簡単な式となる。

【００５０】

【数４】そこで、本願出願人は比較的簡単な数式で表現される上
記伝達関数Ｈ（ｚ）（数式（８））に着目し、その周波
数応答を計測し、サイドバンド発振の発生状態を調査し
た。すなわち、前記比率Ｍが「１／４」となるように振
動騒音周期Ｔｒを分周してサンプリング周期Ｔｓを作成
し、数式（１５）に示す伝達関数Ｈ（ｚ）を周波数応答
関数として出力させた。図５はその計測結果を示した図
である。ここで、横軸は周波数（Ｈｚ）、縦軸は振幅
（−）を示している。

【００５１】すなわち、サンプリング周波数を８００Ｈ
ｚとして周波数が２００Ｈｚの正弦波を入力したとこ
ろ、この図５から明らかなように、制御対象周波数（２
００Ｈｚ）では振幅が略「０」となり、さらに制御対象
周波数の近傍の特定周波数域（図中、Ｓ部で示す）でも
振幅は「１．０」より若干大きくなるものの、発散が回
避され、したがってサイドバンド発振の発生が抑制され
ることが確認された。つまり、従来においては図中、Ｓ
部に相当する特定周波数域でサイドバンド発振が発生し
ていたのに対し、前記比率Ｍを「１／４」に設定するこ
とにより、サイドバンド発振の発生が抑制されたのであ
る。

【００５２】そこで、本願出願人はサンプリング周期Ｔ
ｓと制御対象となる振動騒音周期Ｔｒとの関係を更にシ
ミュレーションして実験を繰り返した結果、振動騒音周
期Ｔｒに対するサンプリング周期Ｔｓの比率Ｍを「１／
２^m」（但し、ｍは２以上の整数）に設定したときに、
サイドバンド発振の発生を抑制することができ、それ以
外のサンプリング周期Ｔｓではサイドバンド発振の発生
を抑制することができないということが確認された。

【００５３】図６〜図８は制御周波数（Ｈｚ）を２００
Ｈｚとして適応制御した場合の周波数応答を示してい
る。

【００５４】図６はサンプリング周波数ｆｓを６４００
Ｈｚにした場合であり、サンプリング周波数ｆｓを制御
周波数ｆｒの３２倍、すなわちサンプリング周期Ｔｓと
振動騒音周期Ｔｓとの比率Ｍを「１／３２」（ｍ＝５）
に設定した場合である。

【００５５】この図６から明らかなように、制御対象周
波数の近傍の特定周波数域において上記図５と同等レベ
ルにサイドバンド発振が抑制されているのが判る。

【００５６】また、図７はサンプリング周波数ｆｓを１
２８００Ｈｚにした場合であり、サンプリング周波数ｆ
ｓを制御周波数ｆｒの６４倍、すなわちサンプリング周
期Ｔｓと振動騒音周期Ｔｓとの比率Ｍを「１／６４」
（ｍ＝６）に設定した場合である。

【００５７】この場合サンプリング周期の間隔が短くな
るため、図５や図６に比べ特定周波数域の制御対象周波
数からの偏移は若干大きくなるが、上記図５及び図６と
同等レベルにサイドバンド発振が抑制されている。

【００５８】これに対して図８はサンプリング周期Ｔｓ
と振動騒音周期Ｔｒとの比率Ｍが１／２^mに設定されて
いない場合であって、制御周波数ｆｒが２００Ｈｚであ
るのに対してサンプリング周波数ｆｓが２０００Ｈｚ、
すなわちサンプリング周期Ｔｓと振動騒音周期Ｔｒとの
比率Ｍが「１／１０」に設定されている。

【００５９】この場合は、制御周波数ｆｒの近傍の特定
周波数域での振幅がかなり激しく振れており、サイドバ
ンド発振を抑制することができなくなっているのが判
る。すなわち、比率Ｍが１／２^mに設定されていないた
め、サイドバンド発振の抑制に失敗しているのが判る。

【００６０】図９〜図１３はサンプリング周期Ｔｓと振
動騒音周期Ｔｒとの比率Ｍを代えて正弦波信号を入力
し、エンジン回転数ＮＥを６００〜６０００ｒｐｍの間
で回転数を変化させていった場合における適応制御の収
束性を示している。図９〜図１３において、（ａ）は時
間（sec)に対する振幅を示し、（ｂ）は（ａ）の入力波
形に対して高速フーリエ変換（Fast Fourier Transfor
m：ＦＦＴ) を施し、回転数を変化させていった場合の
系の収束性を調べたものである。

【００６１】図９は入力された正弦波信号に対して適応
制御が行われなかった場合であり、入力信号がそのまま
の形で出力されている状態を示している。

【００６２】図１０はサンプリング周期Ｔｓと振動騒音
周期Ｔｒとの比率Ｍが「１／１０」に設定されている場
合であり、これに対して図１１は前記比率Ｍを「１／
４」、図１２は前記比率Ｍを「１／３２」、図１３前記
比率Ｍを「１／６４」に夫々設定した場合である。

【００６３】図１０は本発明の設定範囲外の比率Ｍ（＝
１／１０）とされているため、系自体を収束させること
が困難となっているのに対し、図１１〜図１３は比率Ｍ
が本発明の設定範囲内にあり、系を収束させることがで
きる。特に比率Ｍが「１／３２」の場合（図１２）、及
び比率Ｍが「１／６４」（図１３）の場合は分割数も大
きく極細かな制御が行なわれるため、極めて良好な収束
性が得られることが判る。すなわち、比率Ｍが「１／
４」の場合は定常騒音系に対しては適用可能であるが、
回転数の変動に対して追従性が要求される自動車等のエ
ンジンに適用する場合は比率Ｍは「１／３２」或いは
「１／６４」に設定するのが望ましく、更にＤＳＰ１２
の演算処理能力が許容範囲内で比率Ｍをより小さく設定
するのが望ましい。

【００６４】すなわち、サイドバンド発振を回避するた
めには比率Ｍを「１／２^m」（ｍは２以上の整数）に設
定することが必要不可欠であり、自動車等の現実の系に
適用するにはｍを５以上に設定するのが好ましいことが
判る。

【００６５】図１４はｍ＝６、つまり、サンプリング周
期Ｔｓと振動騒音周期Ｔｒとの比率Ｍを「１／６４」に
した場合のサンプリングパルスＰｓと正弦波信号Ｕ₁₀及
び遅延正弦波信号Ｕ₁₁との関係を示した図である。

【００６６】すなわち、タイミングパルスＹ₁の発生間
隔となる一周期の振動騒音周期Ｔｒを６４個に分周して
生成されたサンプリングパルス信号Ｐｓが基準信号生成
回路１９₁に入力される。具体的には、例えば、エンジ
ンの１次振動成分を制御対象とする場合は１次振動成分
の１周期に相当するフライホイールが１回転する間に０
番地、１番地、……、６３番地の順で等間隔で６４個の
サンプリングパルス信号Ｐｓが入力され、該サンプリン
グパルス信号Ｐｓの入力タイミングを読み出しポインタ
とし、サンプリングパルス信号Ｐｓが入力される毎に対
応する正弦値、及び遅延正弦値が順次デジタル出力され
る。

【００６７】図１５はｍ＝６に設定したときの制御状態
を示す概念図であって、従来例として説明した図１６と
対比すると判るように、本実施例では従来例と異なりサ
イドバンド発振を抑制できることが容易に理解される。

【００６８】尚、本発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく、要旨を逸脱しない範囲で変更可能なことはい
うまでもない。

【００６９】上記実施例では加算器２２₁₃、及び遅延手
段３０を介して第１及び第２の参照信号ｒ₁₀、ｒ₁₁を作
成しているが、これらの構成要素を設ける代わりに、第
１の位相情報Ｃ₀及び第２の位相情報Ｃ₁と入力信号であ
る正弦波信号Ｕ₁₀及び遅延正弦波信号Ｕ₁₁とに基づいて
第１及び第２の参照信号ｒ₁₀、ｒ₁₁を直接作成するよう
にしてもよい。すなわち、一般に第１及び第２の参照信
号ｒ₁₀、ｒ₁₁は、位相をφとして離散形式で表現すると
数式（９）及び数式（１０）により表される。ｒ₁₀（ｎ）＝Ｃ₀Ａｃｏｓ（ωｎ＋φ）＋Ｃ₁Ａｓｉｎ（ωｎ＋φ）…（９）ｒ₁₁（ｎ）＝Ｃ₀Ａｓｉｎ（ωｎ＋φ）−Ｃ₁Ａｃｏｓ（ωｎ＋φ）…（１０）したがって、遅延手段３０等を有することなく、これら
数式（９）及び数式（１０）に基づいて第１及び第２の
参照信号ｒ₁₀、ｒ₁₁を直接作成することもできる。

【００７０】また、上記実施例においては、１次振動次
数及び２次振動次数の２個の振動次数を制御対象として
適応制御しているが、３個以上の振動次数を制御対象と
しても同様に過渡時を含むあらゆる運転条件に対応した
収束性の良好な適応制御を実行することができるのはい
うまでもない。

【００７１】

【発明の効果】以上詳述した本発明は、周期性又は擬似
周期性を有する振動騒音源の各構成部位に特有の振動騒
音周期Ｔｒに対して単一周期の正弦波を生成し出力する
正弦波出力手段と、前記正弦波に対して所定遅延周期Ｋ
を有する遅延正弦波を生成し出力する遅延正弦波出力手
段と、前記正弦波及び前記遅延正弦波を入力して前記振
動騒音源を制御する制御信号の出力を行うタップ数が２
タップの適応型デジタルフィルタを備えた第１のフィル
タ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換する駆動信号
生成手段と、該駆動信号生成手段により発生する駆動信
号と前記振動騒音源からの振動騒音信号とに基づいて生
成される誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記
駆動信号生成手段と前記誤差信号検出手段との間に形成
される振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２のフ
ィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記
第２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１
のフィルタ手段のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信
号が最小値となるように所定制御ゲインを介して前記第
１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更
新手段とを備えた振動騒音制御装置において、前記正弦
波及び前記遅延正弦波の出力タイミング更には前記第１
のフィルタ手段のフィルタ係数の更新及び出力を含む一
連の動作を支配するサンプリング周期Ｔｓを作成するサ
ンプリング周期作成手段を有し、該サンプリング周期作
成手段は、前記振動騒音周期Ｔｒに対する前記サンプリ
ング周期Ｔｓの比率Ｍを、Ｍ＝１／２^m（但し、ｍは２
以上の整数）に設定しているので、共振発振に基づくサ
イドバンド発振の発生を抑制することができる。

【００７２】特に上記比率Ｍにおいて、ｍを「５」又は
「６」に設定したときは過渡時等回転体の回転数が急変
したときにおいても収束性が極めて良好であり、これに
より、過渡時を含む全ての運転条件下において所望の振
動騒音制御を行うことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】エンジンの車体への取付状態を示した図であ
る。

【図２】本発明に係る振動騒音制御装置の一実施例を示
す全体構成図である。

【図３】図２の内部詳細を示すブロック構成図である。

【図４】図３の解析モデルを示すブロック図である。

【図５】サンプリング周波数を制御周波数の４倍に設定
したときに制御状態を示す図である。

【図６】サンプリング周波数を制御周波数の３２倍に設
定したときに制御状態を示す図である。

【図７】サンプリング周波数を制御周波数の６４倍に設
定したときに制御状態を示す図である。

【図８】サンプリング周波数を制御周波数の１０倍に設
定したときに制御状態を示す図である。

【図９】回転数を６００〜６０００ｒｐｍに変化させて
いったときの入力信号に対して適応制御を実行しなかっ
たときの様子を示す図である。

【図１０】回転数を６００〜６０００ｒｐｍに変化させ
ていった場合において、サンプリング周波数を制御周波
数の１０倍に設定したときの収束性を示す図である。

【図１１】回転数を６００〜６０００ｒｐｍに変化させ
ていった場合において、サンプリング周波数を制御周波
数の４倍に設定したときの収束性を示す図である。

【図１２】回転数を６００〜６０００ｒｐｍに変化させ
ていった場合において、サンプリング周波数を制御周波
数の３２倍に設定したときの収束性を示す図である。

【図１３】回転数を６００〜６０００ｒｐｍに変化させ
ていった場合において、サンプリング周波数を制御周波
数の６４倍に設定したときの収束性を示す図である。

【図１４】サンプリング周期と正弦波及び遅延正弦波の
関係を示す図である。

【図１５】本発明の制御状態の一例を模式的に示した概
念図である。

【図１６】従来の振動騒音制御装置におけるサイドバン
ド発振の発生状態を模式的に示した概念図である。

【符号の説明】

１内燃エンジン（振動騒音源）９振動エラーセンサ（誤差信号検出手段）１１ＥＣＵ（サンプリング周期作成手段）１９₁₀正弦波生成回路（正弦波作成手段）１９₁₁遅延正弦波生成回路（遅延正弦波作成手段）２０₁、２０₂Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段）２１₁、２１₂ＬＭＳ処理部（制御信号更新手段）２２₁、２２₂Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周期性又は擬似周期性を有する振動騒音
源の各構成部位に特有の振動騒音周期Ｔｒに対して単一
周期の正弦波を生成し出力する正弦波出力手段と、前記正弦波に対して所定遅延周期Ｋを有する遅延正弦波
を生成し出力する遅延正弦波出力手段と、前記正弦波及び前記遅延正弦波を入力して前記振動騒音
源を制御する制御信号の出力を行うタップ数が２タップ
の適応型デジタルフィルタを備えた第１のフィルタ手段
と、前記制御信号を駆動信号に変換する駆動信号生成手段
と、該駆動信号生成手段により発生する駆動信号と前記振動
騒音源からの振動騒音信号とに基づいて生成される誤差
信号を検出する誤差信号検出手段と、前記駆動信号生成手段と前記誤差信号検出手段との間に
形成される振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２
のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ
手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段
のフィルタ係数とに基づいて前記誤差信号が最小値とな
るように所定制御ゲインを介して前記第１のフィルタ手
段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備え
た振動騒音制御装置において、前記正弦波及び前記遅延正弦波の出力タイミング更には
前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数の更新及び出力
を含む一連の動作を支配するサンプリング周期Ｔｓを作
成するサンプリング周期作成手段を有し、該サンプリング周期作成手段は、前記振動騒音周期Ｔｒ
に対する前記サンプリング周期Ｔｓの比率Ｍを、Ｍ＝１／２^m（但し、ｍは２以上の整数）に設定することを特徴とする振動騒音制御装置。
【請求項２】前記ｍは「５」であることを特徴とする
請求項１記載の振動騒音制御装置。
【請求項３】前記ｍは「６」であることを特徴とする
請求項１記載の振動騒音制御装置。
【請求項４】前記サンプリング周期作成手段は、前記
振動騒音周期Ｔｒを分周して前記サンプリング周期Ｔｓ
を作成することを特徴とする請求項１乃至請求項３のい
ずれかに記載の振動騒音制御装置。
【請求項５】前記所定遅延周期Ｋが、「１／４」に設
定されることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいず
れかに記載の振動騒音制御装置。