WO2006117915A1 - 能動騒音抑制装置 - Google Patents

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Shinsuke Mitsuhata
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Asahi Breweries, Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to an active noise suppression device that suppresses noise by installing a control sound source in the vicinity of a device that generates periodic noise, and more particularly to control of followability to noise frequency fluctuations.
  • ANC Active Noise Control
  • ANC technology generates a signal (control sound) with the same amplitude and opposite phase as noise, and reduces noise by sound wave interference.It is used for reducing vehicle interior noise and environmental noise of headphones used outdoors. It has been.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an active noise suppression device using an adaptive notch filter.
  • the active noise suppression device includes an adaptive notch filter 100, a cosine wave generator 121 and a sine wave generator 122 constituting a basic sound source, and a transfer function C0 of the system measured in advance with respect to the output frequency of the basic sound source. It consists of transfer elements 101 and 102 to which C1 is applied, an adder 103 that adds the outputs of the transfer elements 101 and 102 and outputs the result as a reference signal r, and an adaptive control algorithm calculator (filter coefficient calculator) 110.
  • the active noise suppression device includes an adaptive notch filter 100, a cosine wave generator 121 and a sine wave generator 122 constituting a basic sound source, and a transfer function C0 of the system measured in advance with respect to the output frequency of the basic sound source. It consists of transfer elements 101 and 102 to which C1 is applied, an adder 103 that adds the outputs of the transfer elements 101 and 102 and outputs the result as a reference signal r, and an adaptive control algorithm calculator (filter coefficient calculator) 110.
  • the cosine wave generator 121 and the sine wave generator 122 output a cosine wave and a sine wave signal having a frequency equal to the peak frequency f of noise measured in advance and having a predetermined amplitude.
  • These basic signals are provided to the transfer elements 101 and 102 that apply the transfer functions C0 and C1 measured in advance for the signal of the frequency f, and also to the adaptive notch filter 100.
  • the adaptive notch filter 100 multiplies the cosine wave and sine wave signals by the filter coefficients W0 and W1 given from the adaptive control algorithm computing unit 100 and outputs the result.
  • Adaptive notch The output signal of the filter 100 is added by the adder 130 and output as a control sound from, for example, a speaker (not shown).
  • Adaptive algorithm computing unit 110 receives error signal e (difference between control sound and target noise) acquired by microphone 140 and reference signal!: Output from adder 103, for example, LMS ( The coefficients WO and W1 of the notch filter 100 are calculated and updated so that the error signal e is reduced by an adaptive algorithm, which is the Least analog square) algorithm.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 11 325168
  • Patent Document 1 instead of the adaptive algorithm computing unit 110, a ROM for storing filter coefficients obtained in advance for each engine speed is prepared, and an address power coefficient corresponding to the engine speed is prepared.
  • a ROM for storing filter coefficients obtained in advance for each engine speed is prepared, and an address power coefficient corresponding to the engine speed is prepared.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and one of its purposes is to provide an active noise suppression device that is excellent in followability to peak frequency fluctuations of periodic noise. There is. Another object of the present invention is to provide an active noise suppression device with excellent versatility.
  • the above-described object is to generate a basic sound source that generates a basic waveform having a predetermined frequency, and a signal force control sound that is obtained by multiplying the basic waveform by an adaptive filter coefficient, and a frequency component corresponding to the predetermined frequency in the noise.
  • a noise suppression device that suppresses the phase of the control sound using an adaptive filter coefficient, a change amount detection unit that detects a change amount of the phase of the control sound, and a phase of the control sound
  • the active noise suppression device is characterized by comprising frequency adjusting means for increasing or decreasing the frequency of the basic waveform output from the basic sound source by a predetermined amount.
  • an active noise suppression device that is excellent in followability to peak frequency fluctuations of periodic noise can be realized with a simple configuration.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a conventional active noise suppression device.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of an active noise suppression device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a frequency fine adjustment circuit 210.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a frequency control circuit 220.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating an initial setting process of the active noise suppression apparatus according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating noise suppression processing of the active noise suppression device according to the embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram showing a sound pressure waveform of an error signal in the active noise suppression apparatus according to the embodiment when the frequency fine adjustment processing is performed and when it is not performed.
  • FIG. 7B is a diagram showing a sound pressure waveform of an error signal when the frequency fine adjustment process is performed and when it is not performed in the active noise suppression device according to the embodiment.
  • FIG. 8A Noise at the same time during control noise generation and noise suppression processing, It is a figure which shows the result of having analyzed the frequency of the error signal at the time of noise suppression with fine frequency adjustment, and the error signal at the time of noise suppression without frequency fine adjustment, respectively.
  • FIG. 8B Noise at the same time during control noise generation and noise suppression processing, error signal during noise suppression with fine frequency adjustment, no frequency fine adjustment! / When noise suppression It is a figure which shows the result of having analyzed the frequency of each error signal.
  • FIG. 8C Noise at the same time during control noise generation and noise suppression processing, error signal during noise suppression with fine frequency adjustment, no frequency fine adjustment! It is a figure which shows the result of having analyzed the frequency of each error signal.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the active noise suppression device according to the embodiment of the present invention.
  • the same components as those described in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the main feature of the active noise suppression device of the present embodiment is that a frequency fine adjustment circuit 210 and a frequency control circuit 220 are added to the conventional active noise suppression device. It is in the added point. Therefore, the present embodiment will be described focusing on the configuration and operation of these circuits.
  • the coefficient calculation circuit 270 is a circuit for calculating a coefficient representing a transfer function of a system to be registered at the time of initial setting, and is not necessarily provided as a configuration of the active noise suppression device of the present embodiment.
  • the generation principle of the control sound is as described in FIG. That is, a cosine wave and a sine wave as a fundamental waveform having a frequency to be suppressed are output from a basic sound source including a cosine wave generator 121 and a sine wave generator 122 whose output frequencies can be controlled from the outside.
  • the cosine wave and sine wave are multiplied by the filter coefficients WO and W1 by the adaptive notch filter 100 and added by the adder 130, and the result is output from the speaker 150 disposed near the noise source as the control sound y.
  • Coefficients WO and W1 of adaptive notch filter 100 are calculated by adaptive algorithm computing unit 110 based on adaptive control algorithm computation from reference signal r and error signal e.
  • the reference signal r is applied to the cosine and sine wave signals of frequency f [Hz], which also generated the basic sound source force, by applying the transfer functions CO and C1 of the system measured in advance by the transfer elements 101 and 102. Add at 103 As a result.
  • WO (n + 1) WO (n) + 2 ⁇ e ( ⁇ ) r ( ⁇ )
  • Wl ( ⁇ + 1) Wl ( ⁇ ) + 2 ⁇ e ( ⁇ ) r ( ⁇ )
  • the frequency fine adjustment circuit 210 detects a relatively small variation in the frequency component to be suppressed, and converts the output frequency of the basic sound source composed of the cosine wave generator 121 and the sine wave generator 122 to the periodic noise. Outputs a fine frequency adjustment signal to follow the frequency fluctuation.
  • the frequency control circuit 220 outputs a frequency control signal for newly setting the frequency output by the basic sound source when the apparatus is installed or when the noise source changes.
  • FIG. 2 shows a configuration for suppressing one frequency component among a plurality of frequency components constituting noise. Therefore, when suppressing a plurality of frequency components, a number equal to the frequency component for suppressing the configuration excluding the speaker 150 and the microphone 140 is provided in parallel, and the output of the adder 130 is further added and output from the speaker 150. .
  • configurations related to virtual noise generation (pre-processing block 220 ⁇ ) described later and configurations that detect peak frequencies by performing frequency analysis (control block 220 ⁇ ) are not necessarily suppressed. It is not necessary to provide as many frequency components as possible.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the frequency fine adjustment circuit 210.
  • the frequency fine adjustment circuit 210 includes a phase calculation circuit 212 and a phase shift determination circuit 214 as frequency fine adjustment signal generation means.
  • the phase calculation circuit 212 includes an adaptive algorithm calculator 110.
  • the filter coefficients W0 and W1 to be output are obtained, and the phase ⁇ of the control sound is calculated from these filter coefficients WO and W1.
  • the phase shift determination circuit 214 has the phase ⁇ (n-1) for which the previous filter coefficients WO (n-1) and Wl (n-1) forces are also obtained, and the phase ⁇ ( n), the amount of change in the phase of the control sound is detected, and whether or not the amount of change exceeds a predetermined threshold 7?
  • a fine frequency adjustment signal is output to the cosine wave generator 121 and the sine wave generator 122.
  • the frequency fine adjustment processing in the present embodiment can be performed at high speed, for example, several thousand times Z seconds, because the calculation is simple and can be performed at high speed.
  • the frequency control circuit 220 is provided in order to set a frequency when a larger frequency fluctuation or device is installed.
  • the frequency control circuit 220 sets the output frequency itself while increasing or decreasing the adjustment width ⁇ with reference to the frequency at the time when the frequency fine adjustment circuit 210 is present.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the frequency control circuit 220 in the present embodiment.
  • the frequency control circuit 220 can be broadly divided into a pre-processing block 220 ⁇ ⁇ that generates virtual noise and a control block 220 ⁇ ⁇ that detects peak frequency components to be suppressed and sets the frequency of the basic sound source. it can.
  • the pre-processing block 220 Is a block for generating noise when the active noise suppression device operates!
  • the signal obtained from the microphone 140 during the operation of the active noise suppression device is the error signal e, and the frequency spectrum is different from the original noise. Therefore, in order to detect the peak frequency component of noise while operating the active noise suppression device, the active noise suppression device needs to operate and generate a signal (virtual noise) corresponding to the noise in the case. is there.
  • Preprocessing block 220A adds ⁇ ⁇ 2 delay circuit 222 that delays the phase of the signal, ⁇ ⁇ 2 delay circuit 222, transfer elements 224 and 226 equivalent to transfer elements 101 and 102, and the outputs of transfer elements 224 and 226 And a subtracter 230 for subtracting the error signal obtained from the microphone 140 from the output signal of the adder 228.
  • the transfer elements 101, 102, 224, and 226 are specifically composed of a coefficient for multiplying a plurality of discrete frequencies and a multiplier for multiplying the input signal by a coefficient corresponding to the frequency of the basic sound source. be able to.
  • a coefficient obtained by coefficient force interpolation corresponding to another frequency can be obtained by outputting a signal of white noise or individual frequency from the speaker 150 in advance and Fourier transforming the impulse response of the signal acquired by the microphone 140. If actual measurement at the installation site is difficult, it may be obtained by simulation.
  • the virtual noise obtained in this way is input to the frequency analysis circuit 240 of the control block 220B.
  • the frequency analysis circuit 240 performs frequency analysis by applying FFT to the virtual noise.
  • the peak detection circuit 250 detects the number of peak frequencies (for example, 1 to 3) from the frequency components included in the noise.
  • the peak frequency to be detected here may be detected in order from the largest, or any condition is applied, such as selecting the frequencies having a peak of a predetermined magnitude or higher in order from the lowest. Can be detected.
  • Determination circuit 260 compares the detected peak frequency with the previously detected peak frequency, and determines whether or not the difference is greater than a predetermined threshold fr. This determination is performed for each peak frequency when there are multiple peak frequencies to be suppressed. If the difference is larger than the threshold value, the newly detected peak frequency is determined as the frequency to be suppressed, and the cosine wave generator 121 and the sine wave constituting the basic sound source are output so as to output a signal of this frequency. The output frequency of the generator 122 is set and changed by the frequency control signal.
  • the frequency resetting process by the frequency control circuit 220 described here does not need to be performed as frequently as the fine adjustment by the frequency fine adjustment circuit 210. Yes. Rather, since frequency analysis processing is required, it is desirable to execute the processing at an appropriate interval in order to reduce the processing load. For example, if the fine adjustment process is 3000 times Z seconds, the resetting process can be performed once every Z seconds.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation at the time of initial setting of the active noise suppression apparatus of the present embodiment.
  • This process is performed before the start of operation, for example, when the apparatus is installed.
  • white noise is generated from a basic sound source or a separately prepared sound source, output from the speaker 150, and an impulse response of white noise is acquired from the microphone 140 (step S101).
  • This noise is input as an error signal e to the frequency control unit 220 and input to the frequency analysis circuit 240 via the subtractor 230. At this time, virtual noise is not generated or subtracted.
  • the frequency analysis circuit 240 applies FFT and decomposes the information for each frequency (step S103). Then, coefficients for the cosine wave component and sine wave component are calculated by the coefficient calculation circuit 270 from the transfer characteristics for each frequency component (step S105). The calculated coefficient is registered in the transfer elements 101, 102, 224, and 226 (step S107).
  • the above is the transfer function registration process. If actual measurement is difficult, such as when it is difficult to stop the noise source, the coefficient may be registered from the impulse response obtained in advance by simulation. Further, this transfer function registration process may be performed using an analysis device different from the active noise suppression device. Alternatively, the coefficient calculation circuit 270 may be realized by an external device.
  • frequency setting processing is performed. It is performed with the noise source operating and without generating control sound.
  • noise is acquired from the microphone 140 (step S109). This noise is input to the frequency analysis circuit 240 without subtraction of virtual noise, as in the transfer function registration process. Then, the frequency analysis circuit 240 applies FFT and decomposes it into information for each frequency (step S 111).
  • the peak frequency is detected by the peak detection circuit 250 (step S113). Then, using the determination circuit 260, a predetermined number of peak frequencies (a number of peak frequencies equal to the number of basic sound sources) are set for each basic sound source (step S115). With the above process, the initial setting process is completed.
  • the noise suppression process can be executed.
  • the noise suppression processing in the active noise suppression apparatus of the present embodiment will be described using the flowchart of FIG.
  • the basic operation is the repetition of the generation of the control sound and the reference signal (step S201) and the coefficient update of the adaptive notch filter 100 based on the error signal and the reference signal (step S203).
  • frequency fine adjustment processing by the frequency fine adjustment circuit 210 and frequency resetting processing by the frequency control circuit 220 are executed.
  • the fine frequency adjustment processing includes the filter coefficients WO (n) and Wl (n) updated in step S203 in the basic operation, and the previous filter coefficients WO (n— 1) and Wl (n— 1). To do.
  • phase calculation circuit 212 causes the phase of the control sound ⁇ based on WO (n) and Wl (n)
  • step S301 the phase shift determination circuit 214 obtains the filter coefficients W 0 (n ⁇ 1) and Wl (n ⁇ 1) and compares them with the stored phase ⁇ (n ⁇ 1) to determine the phase shift amount. Perform (step S303). If the absolute value of the difference between ⁇ (n) and 0 (n ⁇ 1) is less than or equal to the predetermined threshold (Step S305, N), it is regarded as an error and the frequency is not finely adjusted and the process returns to Step S301. . On the other hand, when the phase shift amount is larger than the threshold (step S 305, Y), the frequency is adjusted in the direction according to the magnitude relationship between 0 (n) and 0 (n ⁇ l) as described above. Increase or decrease by the amount (step S307).
  • the frequency resetting process is performed using the control sound generated in step S201 of the basic operation.
  • the frequency resetting process is executed less frequently than the frequency fine adjustment process.
  • virtual noise is generated in the preprocessing block 220A of the frequency control circuit 220 (step S401).
  • the virtual noise is input to the frequency analysis circuit 240 of the control block 220B, and frequency analysis processing is performed (step S403).
  • Peak detection circuit 250 force The analysis result force also detects the peak frequency (step S405).
  • the determination circuit 260 calculates the amount of deviation from the detected peak frequency for each current peak frequency, and determines whether the amount of deviation is greater than a predetermined threshold (step S407).
  • step S407, N If the frequency deviation is less than or equal to a predetermined threshold value (step S407, N), an error will occur. Regarded as a difference, the process returns to step S401 without resetting the frequency. On the other hand, when the amount of frequency deviation is larger than the threshold (step S407, Y), the peak frequency detected in step S405 is reset as the output frequency of the corresponding basic sound source (step S409).
  • an active noise suppression apparatus that suppresses noise by placing a control sound source in the vicinity of a noise source! Based on this, finely adjust the output frequency. As a result, it is possible to accurately follow noise peak frequency fluctuations with a simple calculation, and as a result, it is possible to achieve a good noise suppression effect.
  • the setting at the initial operation is easy. It can easily cope with the environment and new noise sources.
  • a new output frequency can be set even during noise suppression processing.
  • An active noise suppression device having the configuration shown in Fig. 2 was constructed. However, the transfer function is registered using a coefficient calculated using a device different from the active noise suppression device.
  • Two speakers were installed in the room at a height of 1.5m from the floor with a horizontal distance of 0.6m.
  • the microphone 140 was placed 0.45m vertically from the center of the two speakers and placed at a height of 1.5m from the floor.
  • FIG. 7A and FIG. 7B are diagrams showing sound pressure waveforms of error signals with and without frequency fine adjustment processing. Processing start time (Start) force Frequency setting processing is performed, and control sound is not generated until the frequency is set. Therefore, noise suppression effect is not obtained for V and deviation. When the frequency setting process is finished and the generation of the control sound is started, the suppression effect starts to appear in both cases. However, it can be seen that the noise suppression effect is clearly superior in FIG. 7A with fine frequency adjustment compared to FIG. 7B without fine frequency adjustment. This is because the fluctuation of noise is followed by the fine frequency adjustment process, and it is possible to effectively suppress components other than random high-frequency components.
  • FIG. 8A to FIG. 8C show the control signal generated, the noise at the same time during the noise suppression processing, the error signal at the time of noise suppression with fine frequency adjustment, and the frequency fine adjustment. It is a figure which shows the result of having frequency-analyzed each error signal at the time of the noise suppression which is not accompanied.
  • the active noise suppression device of the present embodiment that follows the frequency fluctuation of noise by the frequency fine adjustment processing is compared with the case where the frequency fine adjustment is not performed. As a result, the peak frequency component can be effectively suppressed.
  • the cosine wave generator and the sine wave generator are used as the basic sound source.
  • only one of the waveform generators is used by using a ⁇ 2 delay circuit.
  • the ⁇ 2 delay circuit may be arranged before or after the adaptive notch filter.

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Abstract

　所定周波数を有する基本波形を生成する基本音源１２１、１２２と、基本波形に対して適応フィルタ係数Ｗ０、Ｗ１を乗じた信号から制御音を生成し、騒音中の所定周波数に対応する周波数成分を抑制する騒音抑制装置である。適応フィルタ係数を用いて検出した制御音の位相変化量が所定の閾値よりも大きい場合、基本音源の出力する基本波形の周波数を、所定量増加又は減少させる周波数調整回路２１０を有する。周期性騒音のピーク周波数変動に対する追従性に優れる。

Description

明 細 書
能動騒音抑制装置
技術分野
[0001] 本発明は、周期性騒音を発生する機器の近傍に制御音源を設置することにより、 騒音を抑制する能動騒音抑制装置に関し、特に騒音の周波数変動への追従性制御 に関する。
背景技術
[0002] 従来、モータやエンジンの動作音を代表とする周期性騒音を抑制する技術として、 能動騒音制御 (Active Noise Control:ANC)従来が知られている。 ANC技術は、騒音 と同振幅、逆位相の信号 (制御音)を生成し、音波干渉により騒音を低減させるもの で、自動車の車内騒音低減や屋外で使用するヘッドホンの環境雑音低減などに用 いられている。
[0003] 制御音を生成する方法として、基本音源が出力する正弦波及び余弦波に対して適 用ノッチフィルタを適用し、適応後の信号を合成する方法が知られている。図 1は、適 応ノッチフィルタを用いた能動騒音抑制装置の構成例を示す図である。
[0004] 能動騒音抑制装置は、適応ノッチフィルタ 100と、基本音源を構成する余弦波発生 器 121及び正弦波発生器 122と、基本音源の出力周波数に対して予め測定した系 の伝達関数 C0、 C1を適用する伝達要素 101、 102と、伝達要素 101及び 102の出 力を加算し、参照信号 rとして出力する加算器 103と、適応制御アルゴリズム演算器（ フィルタ係数演算器） 110とから構成される。
[0005] 余弦波発生器 121及び正弦波発生器 122は、予め測定した騒音のピーク周波数 f に等しい周波数を有し、所定振幅を有する余弦波及び正弦波信号を出力する。これ らの基本信号は、周波数 fの信号について予め測定した伝達関数 C0、 C1を適用す る伝達要素 101及び 102に与えられるとともに、適応ノッチフィルタ 100へも与えられ る。
[0006] 適応ノッチフィルタ 100は、適応制御アルゴリズム演算器 100から与えられるフィル タ係数 W0、 W1を余弦波及び正弦波信号にそれぞれ乗じて出力する。適応ノッチフ ィルタ 100の出力信号は加算器 130により加算され、制御音として例えば図示しない スピーカーから出力される。
[0007] 適応アルゴリズム演算器 110は、マイク 140で取得した誤差信号 e (制御音と対象騒 音との差分)と、加算器 103から出力される参照信号!:とを入力とし、例えば LMS(Lea st Mean Square)アルゴリズムである適応アルゴリズムにより、誤差信号 eが少なくなる ようにノッチフィルタ 100の係数 WO、 W1を算出、更新する。
[0008] 特許文献 1 :特開平 11 325168号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0009] 良好な騒音抑制効果を得るためには、騒音のピーク周波数成分を効果的に抑制 することが必要となる。そのため、例えば自動車のエンジンのように、回転数に応じて ピーク周波数成分が変化する騒音源に対応するには、エンジンの回転数毎に適切 なフィルタ係数 WO、 W1を算出する必要がある。し力しながら、回転数は常に変化す るため、実時間で適切なフィルタ係数を得るためには、高速で演算可能なプロセッサ が必要となり、能動騒音抑制装置の高価格化を招!、て 、た。
[0010] そのため、例えば特許文献 1では、適応アルゴリズム演算器 110の代わりに、予め エンジンの回転数毎に求めたフィルタ係数を記憶する ROMを用意し、エンジンの回 転数に対応するアドレス力 係数を読み出して用いる構成を提案して 、る。
[0011] この構成により、高速且つ低価格な能動騒音抑制装置が実現可能である反面、予 めフィルタ係数 WO、 W1を算出する必要がある。し力も、騒音の周波数成分は環境 により異なるため、同じフィルタ係数をそのまま他の環境に適応しても、十分な効果が 得られない。そのため、自動車の例であればエンジンの種類と車種の組み合わせ毎 に、回転数に対応したフィルタ係数 WO、 W1を算出しておく必要があり、その手間は 膨大なものとなる。また、新しい環境に対して即座に対応することが出来ないため、柔 軟性に欠けるという問題もある。
[0012] 本発明は、このような従来技術の問題点に鑑みなされたものであり、その目的の 1 つは、周期性騒音のピーク周波数変動に対する追従性に優れた能動騒音抑制装置 を提供することにある。 また、本発明の別の目的は、汎用性に優れた能動騒音抑制装置を提供することに ある。
課題を解決するための手段
[0013] 上述の目的は、所定周波数を有する基本波形を生成する基本音源と、基本波形に 対して適応フィルタ係数を乗じた信号力 制御音を生成し、騒音中の所定周波数に 対応する周波数成分を抑制する騒音抑制装置であって、適応フィルタ係数を用いて 、制御音の位相を検出する位相検出手段と、制御音の位相の変化量を検出する変 化量検出手段と、制御音の位相の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、基本音源 の出力する基本波形の周波数を、所定量増加又は減少させる周波数調整手段とを 有することを特徴とする能動騒音抑制装置によって達成される。
発明の効果
[0014] このような構成により、本発明によれば、周期性騒音のピーク周波数変動に対する 追従性に優れた能動騒音抑制装置を、簡便な構成により実現できる。
図面の簡単な説明
[0015] [図 1]従来の能動騒音抑制装置の構成例を示すブロック図である。
[図 2]本発明の実施形態に係る能動騒音抑制装置の構成例を示すブロック図である
[図 3]周波数微調整回路 210の構成例を示すブロック図である。
[図 4]周波数制御回路 220の構成例を示すブロック図である。
[図 5]実施形態に係る能動騒音抑制装置の初期設定処理を説明するフローチャート である。
[図 6]実施形態に係る能動騒音抑制装置の騒音抑制処理を説明するフローチャート である。
[図 7A]実施形態に係る能動騒音抑制装置において、周波数微調整処理を行った場 合と行わな!/、場合の誤差信号の音圧波形を示す図である。
[図 7B]実施形態に係る能動騒音抑制装置において、周波数微調整処理を行った場 合と行わな!/、場合の誤差信号の音圧波形を示す図である。
[図 8A]制御音を生成し、騒音抑制処理を実施している最中の同時刻における騒音、 周波数微調整を伴う騒音抑制時の誤差信号、周波数微調整を伴わな!ヽ騒音抑制時 の誤差信号をそれぞれ周波数解析した結果を示す図である。
[図 8B]制御音を生成し、騒音抑制処理を実施している最中の同時刻における騒音、 周波数微調整を伴う騒音抑制時の誤差信号、周波数微調整を伴わな!/ヽ騒音抑制時 の誤差信号をそれぞれ周波数解析した結果を示す図である。
[図 8C]制御音を生成し、騒音抑制処理を実施している最中の同時刻における騒音、 周波数微調整を伴う騒音抑制時の誤差信号、周波数微調整を伴わな!/ヽ騒音抑制時 の誤差信号をそれぞれ周波数解析した結果を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
[0016] 以下、図面を参照して本発明をその好適な実施形態に基づいて詳細に説明する。
図 2は、本発明の実施形態に係る能動騒音抑制装置の構成例を示すブロック図で ある。図 2において、図 1で説明した構成と同様の構成には同様の参照数字を付し、 重複する説明は省略する。図 2と図 1との比較から明らかなように、本実施形態の能 動騒音抑制装置の主な特徴は、従来の能動騒音抑制装置に対し、周波数微調整回 路 210及び周波数制御回路 220を付加した点にある。従って、これら回路の構成及 び動作を中心に本実施形態を説明する。また、係数算出回路 270は、初期設定時に 登録すべき系の伝達関数を表す係数を算出するための回路であり、必ずしも本実施 形態の能動騒音抑制装置の構成として設ける必要はない。
[0017] 本実施形態の能動騒音抑制装置においても、制御音の発生原理は図 1で説明し たとおりである。すなわち、出力周波数を外部から制御可能な余弦波発生器 121及 び正弦波発生器 122からなる基本音源から、抑制対象となる周波数を有する基本波 形としての余弦波及び正弦波を出力させる。この余弦波及び正弦波に、適応ノッチフ ィルタ 100でフィルタ係数 WO, W1を乗じ、加算器 130で加算した結果を制御音 yと して騒音源の近傍に配置したスピーカ 150から出力する。
[0018] 適応ノッチフィルタ 100の係数 WO, W1は、適応アルゴリズム演算器 110が参照信 号 rと誤差信号 eとから適応制御アルゴリズム演算に基づいて算出する。参照信号 rは 、基本音源力も発生させた、周波数 f [Hz]の余弦波及び正弦波信号に対し、予め測 定した系の伝達関数 CO及び C1を伝達要素 101, 102で適用し、加算器 103で加算 した結果として取得する。
[0019] 一方、マイク 140から集音し、対象周波数成分を誤差信号 eとして取得する。そして 、参照信号 rと誤差信号 eとから適応制御アルゴリズムに基づ 、てフィルタ係数 W0, W1を求める。適応制御アルゴリズムとして、 LMSアルゴリズムを用いた場合、
[0020] ある時点 nに対し、所定単位時間経過した時点 (n+ 1)における適応ノッチフィルタ 係数 WO (n+ 1)及び Wl (n+ 1)は、
WO (n+ 1) = WO (n) + 2 ^ e (η) r (η)
Wl (η+ 1) = Wl (η) + 2 ^ e (η) r (η)
(r (n)は ηにおける参照信号、 e (n)は ηにおける誤差信号、 μはステップサイズであ る）
として算出される。
[0021] 周波数微調整回路 210は、抑制対象の周波数成分の比較的小さな変動を検出し 、余弦波発生器 121及び正弦波発生器 122から構成される基本音源の出力周波数 を、周期性騒音の周波数変動に追従させるための周波数微調整信号を出力する。
[0022] 周波数制御回路 220は、装置の設置時や騒音源が変わった場合などにおいて、 基本音源の出力する周波数を新規に設定する周波数制御信号を出力する。
[0023] なお、図 2には、説明及び理解を簡単にするため、騒音を構成する複数の周波数 成分のうち、ある 1つの周波数成分を抑制するための構成を示している。従って、複 数の周波数成分を抑制する場合には、スピーカ 150、マイク 140を除く構成を抑制す る周波数成分に等しい数並列に設け、加算器 130の出力をさらに加算してスピーカ 150から出力する。なお、スピーカ 150、マイク 140以外の構成のうち、後述する仮想 騒音生成に係る構成 (前処理ブロック 220Α)や、周波数解析を行ってピーク周波数 を検出する構成 (制御ブロック 220Β)などは必ずしも抑制する周波数成分の数だけ 設ける必要はない。
[0024] (周波数微調整回路 210)
図 3は、周波数微調整回路 210の構成例を示すブロック図である。周波数微調整 回路 210は、位相算出回路 212と、周波数微調整信号生成手段としての位相ずれ 判定回路 214とを有している。位相算出回路 212は、適応アルゴリズム演算器 110が 出力するフィルタ係数 W0、 W1を取得し、これらフィルタ係数 WO、 W1から制御音の 位相 Θを算出する。
[0025] ある周波数の制御音 yを y=Acos (X+ Θ )と表現すると、直交変換の原理により、 y=Acos (X+ Θ ) =WOcos (x) +Wlsin (x) …ひ）
と表現することができる。
ここで、 A=^ (W02+W12)、 Θ =tan— ^Wl/WO)である。
この原理に基づき、位相算出回路 212は、ある時刻 nにおける制御音の位相 Θを、 Θ (n) =tan_1 (Wl (n) /WO (n) )
として求め、位相ずれ判定回路 214に出力する。
[0026] 位相ずれ判定回路 214は、一つ前のフィルタ係数 WO (n- 1)、 Wl (n— 1)力も求 められた位相 θ (n— 1)と、今回求められた位相 θ (n)とから、制御音の位相の変化 量を検出し、変化量が予め定めた閾値 7?を超えるかどうか、すなわち、
I θ (n)— Θ (n- 1) I > η - {2)
であるかどうかを判定する。
[0027] そして、式（2)が満たされなければ、位相ずれは誤差の範囲であると判定し、周波 数微調整信号は出力しない。従って、基本音源に対する周波数微調整は行わない。 一方、式（2)が満たされた場合には、 0 (η)と 0 (η— 1)との大小関係、具体的には 位相の変化方向に応じて基本音源の出力周波数を予め定めた調整幅 σ [Hz]だけ 増減させる。
[0028] すなわち、
• θ (n)— Θ (n- 1) >0の場合 (位相が進んでいる場合）
f (n+ l) =f (n) + σ
• θ (η) - θ (η— 1) < 0の場合 (位相が戻っている場合）
f (n+ l) =f (n)— σ
となるよう、余弦波発生器 121及び正弦波発生器 122に対して周波数微調整信号を 出力する。
[0029] このような、周波数微調整回路 210による周波数微調整処理により、抑制対象周波 数の変動、特に時間当たりの変動量が比較的少ない定常的な周波数変動に対して 高精度に追従することが可能となる。なお、上述のように本実施形態における周波数 微調整処理はその演算が簡便であるため高速な処理が可能であり、例えば数 1000 回 Z秒と 、う頻度で行うことができる。
[0030] (周波数制御回路 220)
一方、周波数制御回路 220は、より大きな周波数変動や、装置の設置時などにお ける周波数設定を行うために設けられている。周波数制御回路 220は、周波数微調 整回路 210がある時点での周波数を基準にして調整幅 σを増減させるのに対し、出 力周波数そのものを設定する。
[0031] 図 4は、本実施形態における周波数制御回路 220の構成例を示すブロック図であ る。周波数制御回路 220は、仮想騒音を生成する前処理ブロック 220Αと、仮想騒音 カゝら抑制対象とするピーク周波数成分を検出し、基本音源に周波数を設定する制御 ブロック 220Βとに大別することができる。
[0032] 前処理ブロック 220Αは、能動騒音抑制装置が動作して!/、な 、場合の騒音を生成 するためのブロックである。能動騒音抑制装置の動作中にマイク 140から得られる信 号は誤差信号 eであり、もともとの騒音とは周波数スペクトルが異なる。従って、能動 騒音抑制装置を動作させながら騒音のピーク周波数成分を検出するために、能動騒 音抑制装置が動作して 、な 、場合の騒音に相当する信号 (仮想騒音)を生成する必 要がある。
[0033] 前処理ブロック 220Aは、信号の位相を π Ζ2遅延させる π Ζ2遅延回路 222と、 伝達要素 101、 102と同等の伝達要素 224、 226と、伝達要素 224、 226の出力を 加算する加算器 228と、加算器 228の出力信号をマイク 140から得られる誤差信号 力も差し引く減算器 230とを有する。
[0034] 加算器 228の出力信号は、制御音 y ( =Acos (x+ 0 ) )の成分である WOcos (x)と Wlsin (x)とが、系を通じてマイク 140に到達した制御音 yを表す。すなわち、制御音 yの WOcos (X)成分を系の伝達関数 COを適用する伝達要素 224に、 Wlsin (x)成 分を系の伝達関数 C1を適用する伝達要素 226にそれぞれ入力する。そして、伝達 要素 224、 226の出力を加算器 228で加算することで、制御音 yが系を伝達してマイ ク 140に達した状態の信号を生成する。 [0035] なお、伝達要素 101、 102、 224、 226は具体的には離散的な複数の周波数に対 する係数と、基本音源の周波数に応じた係数を入力信号に乗じる乗算器から構成す ることができる。なお、基本音源の周波数に合致する周波数の係数が存在しない場 合、他の周波数に対応する係数力 補間により求めた係数を用いることが可能である 。この係数は予め白色雑音や個別周波数の信号をスピーカ 150から出力し、マイク 1 40で取得した信号のインパルス応答をフーリエ変換することによって求めることがで きる。なお、装置設置場所での実測が困難な場合には、シミュレーションにより求めて も良い。
[0036] 加算器 228の出力信号は減算器 230で、マイク 140からの誤差信号力も減算され る。その結果、減算器 230からは仮想騒音が得られる。これは、
誤差信号 =騒音 +制御音、すなわち、騒音 =誤差信号 制御音
との関係が成り立つことを利用したものである。
[0037] このようにして得られた仮想騒音は、制御ブロック 220Bの周波数解析回路 240に 入力される。周波数解析回路 240は、仮想騒音に対して FFTなどを適用して周波数 解析を行う。そして、ピーク検出回路 250が、騒音に含まれる周波数成分からいくつ 力 (例えば 1〜3個）のピーク周波数を検出する。ここで検出するピーク周波数は、大 きなものから順に検出しても良いし、所定の大きさ以上のピークを有する周波数のう ち、低周波のものから順に選択するなど、任意の条件を適用して検出することができ る。
[0038] 判定回路 260は、検出されたピーク周波数と、前回検出されたピーク周波数とを比 較し、その差が予め定めた閾値 frよりも大きいかどうか判定する。この判定は、抑制対 象のピーク周波数が複数ある場合、ピーク周波数毎に行う。そして、差が閾値 より 大きい場合には、新たに検出されたピーク周波数を抑制対象の周波数と決定し、こ の周波数の信号を出力するよう、基本音源を構成する余弦波生成器 121及び正弦 波生成器 122の出力周波数を周波数制御信号により設定、変更する。
[0039] このようにして、たとえ騒音のピーク周波数が大きく変動した場合であっても、自動 的に追従することが可能である。なお、ここで説明した周波数制御回路 220による周 波数再設定処理は、周波数微調整回路 210による微調整ほど頻繁に行う必要はな い。むしろ、周波数解析処理が必要となるため、処理負荷を低減するためには、適度 な間隔を持って実行することが望ましい。例えば、微調整処理が 3000回 Z秒である 場合に、再設定処理は 1回 Z秒程度の頻度で行うことができる。
[0040] (初期設定処理）
図 5は、本実施形態の能動騒音抑制装置の初期設定時の動作を説明するフロー チャートである。
この処理は、例えば装置の設置時など、稼働開始前に行う。まず、騒音源が動作し ていない状態で、基本音源又は別途用意した音源から白色雑音を生成、スピーカ 1 50から出力し、マイク 140から白色雑音のインパルス応答を取得する (ステップ S 101 )。この雑音は、誤差信号 eとして周波数制御部 220に入力され、減算器 230を介し て周波数解析回路 240に入力される。この際、仮想雑音の生成及び減算は行わな い。
[0041] 次に、周波数解析回路 240において FFTを適用し、周波数毎の情報に分解する（ ステップ S103)。そして、周波数成分毎の伝達特性から、係数算出回路 270により余 弦波成分及び正弦波成分に対する係数を算出する (ステップ S105)。算出した係数 は伝達要素 101、 102、 224、 226に登録する (ステップ S 107)。以上が、伝達関数 の登録処理である。なお、騒音源を停止することが困難な場合など実測が困難な場 合には、シミュレーションにより予め求めたインパルス応答から係数を登録しても良い 。また、この伝達関数登録処理は、能動騒音抑制装置とは別の解析装置を用いて行 つても良い。あるいは、係数算出回路 270を外部装置により実現しても良い。
[0042] 次に、周波数設定処理を行う。騒音源が稼働した状態で、かつ制御音を生成しな い状態で行う。まず、マイク 140から騒音を取得する (ステップ S109)。この騒音は、 伝達関数の登録処理時と同様、仮想雑音を減算されることなく周波数解析回路 240 に入力される。そして、周波数解析回路 240において FFTを適用し、周波数毎の情 報に分解する (ステップ S 111)。
[0043] この解析結果から、ピーク検出回路 250でピーク周波数を検出する (ステップ S113 )。そして、判定回路 260を用いて、予め定めた数のピーク周波数 (基本音源と等しい 数のピーク周波数)を、個々の基本音源に設定する (ステップ S 115)。 以上の処理により、初期設定処理が終了する。
[0044] (騒音抑制動作）
初期設定処理が終了すると、騒音抑制処理の実行が可能になる。以下、図 6のフロ 一チャートを用いて、本実施形態の能動騒音抑制装置における騒音抑制処理につ いて説明する。
[0045] 基本動作は、上述した、制御音及び参照信号の生成 (ステップ S 201)と、誤差信号 と参照信号に基づく適応ノッチフィルタ 100の係数更新 (ステップ S203)の繰り返し である。そして、この基本動作と並行して、周波数微調整回路 210による周波数微調 整処理と、周波数制御回路 220による周波数再設定処理を実行する。
[0046] 周波数微調整処理は、基本動作におけるステップ S203で更新されたフィルタ係数 WO (n)、 Wl (n)と、その前のフィルタ係数 WO (n— 1)、 Wl (n— 1)とを用いて行う。
[0047] すなわち、位相算出回路 212により、 WO (n) , Wl (n)に基づいて制御音の位相 Θ
(n)を算出する (ステップ S301)。そして、位相ずれ判定回路 214で、フィルタ係数 W 0 (n— 1)、 Wl (n— 1)から求め、記憶された位相 θ (n— 1)と比較することで、位相 ずれ量の判定を行う（ステップ S303)。 θ (n)と 0 (n—1)差の絶対値が予め定めた 閾値以下である場合 (ステップ S305, N)には、誤差と見なして周波数の微調整は行 わずにステップ S301へ戻る。一方、閾値よりも位相ずれ量が大きい場合 (ステップ S 305、 Y)には、上述したように 0 (n)と 0 (n—l)との大小関係に応じた方向に、周波 数を調整量だけ増加又は減少させる (ステップ S307)。
[0048] 周波数再設定処理は、基本動作のステップ S201で生成する制御音を用いて行う。
上述したように、周波数再設定処理の実行頻度は周波数微調整処理の実行頻度よ りもずつと低い。まず、周波数制御回路 220の前処理ブロック 220Aで、仮想騒音を 生成する（ステップ S401)。そして、この仮想騒音を制御ブロック 220Bの周波数解 析回路 240に入力し、周波数解析処理を行う（ステップ S403)。ピーク検出回路 250 力 解析結果力もピーク周波数を検出する (ステップ S405)。判定回路 260が、現在 のピーク周波数毎に、検出されたピーク周波数とのずれ量を算出し、ずれ量の大きさ が予め定めた閾値より大きいかどうか判定する (ステップ S407)。
[0049] 周波数のずれ量が予め定めた閾値以下である場合 (ステップ S407, N)には、誤 差と見なして周波数の再設定は行わずにステップ S401へ戻る。一方、閾値よりも周 波数ずれ量が大きい場合 (ステップ S407、 Y)には、ステップ S405で検出したピーク 周波数を対応する基本音源の出力周波数として再設定する (ステップ S409)。
[0050] 以上説明したように、本実施形態によれば、騒音源の近傍に制御音源を配置して 騒音を抑制する能動騒音抑制装置にお!、て、制御音の位相変動の大きさに基づ 、 て出力周波数を微調整する。これにより、簡便な演算により、騒音のピーク周波数変 動に精度良く追従することが可能となり、結果として良好な騒音抑圧効果を実現する ことが可能となる。
[0051] また、制御音と誤差信号とから生成た仮想騒音の周波数解析に基づいて騒音中の ピーク周波数を検出し、出力周波数を設定することにより、初期動作時の設定が容易 であり、新しい環境や新しい騒音源に対しても容易に対応可能である。また、騒音抑 制処理中であっても新しい出力周波数を設定することが可能である。
実施例
[0052] 以下、本発明の具体的な実施例について説明するが、本発明はここに記載する実 施例に限定されるものではない。
図 2の構成を有する能動騒音抑制装置を構成した。ただし、伝達関数の登録は能 動騒音抑制装置とは別の装置を用いて算出した係数を用いて行い、係数算出回路
270は設けない構成とした。
[0053] 室内にスピーカーを 2つ、床から高さ 1. 5mの位置に、水平距離 0. 6m離間して設 置した。また、マイク 140を、 2つのスピーカの中心から垂直方向に 0. 45m離間し、 床から高さ 1. 5mの位置に配置した。
[0054] 一方のスピーカから、予め録音した、モータを用いたポンプの動作音を騒音として 再生した。上述した初期設定処理 (周波数設定処理のみ)を実行した結果、最大ピ ークが検出された周波数（145Hz近辺の周波数)が基本音源の初期出力周波数とし て自動設定された。
[0055] 引き続き騒音抑制処理を行い、マイク 140から得られる誤差信号を記録した。また、 同様にして、周波数微調整処理を行わない場合の誤差信号も記録した。録音済みの 騒音と、これら誤差信号とを用い、騒音抑制効果を評価した。 [0056] 図 7A及び図 7Bは、周波数微調整処理を行った場合と行わない場合の誤差信号 の音圧波形を示す図である。処理開始時刻 (Start)力 周波数設定処理が実施され、 周波数が設定されるまでは制御音が生成されな 、ので、 V、ずれも騒音抑制効果が得 られていない。周波数設定処理が終了し、制御音の生成が開始されると、いずれも 抑圧効果が現れ始める。しかし、周波数微調整を行わない図 7Bに比べ、周波数微 調整を行った図 7Aでは、明らかに騒音抑制効果が優れていることが分かる。これは 、周波数微調整処理により騒音の変動に追従しているためであり、ランダムな高周波 成分以外を効果的に抑制できていることが分力る。
[0057] また、図 8A〜図 8Cは、制御音を生成し、騒音抑制処理を実施している最中の同 時刻における騒音、周波数微調整を伴う騒音抑制時の誤差信号、周波数微調整を 伴わない騒音抑制時の誤差信号をそれぞれ周波数解析した結果を示す図である。
[0058] 図 8Bと図 8Cとの比較からも明らかなように、周波数微調整処理により騒音の周波 数変動に追従する本実施形態の能動騒音抑制装置では、周波数微調整を行わない 場合と比較してピーク周波数成分を効果的に抑制できていることが分力る。
[0059] (他の実施形態）
上述の実施形態においては、基本音源として余弦波発生器と正弦波発生器とを用 いたが、 π Ζ2遅延回路とを用いることにより、いずれか一方の波形発生器のみを用 いた構成とすることも可能である。この場合、 π Ζ2遅延回路は、適応ノッチフィルタ の前段に配置しても、後段に配置しても良い。

Claims

請求の範囲
[1] 所定周波数を有する基本波形を生成する基本音源と、
前記基本波形に対して適応フィルタ係数を乗じた信号から制御音を生成し、騒音 中の前記所定周波数に対応する周波数成分を抑制する騒音抑制装置であって、 前記適応フィルタ係数を用いて、前記制御音の位相を検出する位相検出手段と、 前記制御音の位相の変化量を検出する変化量検出手段と、
前記制御音の位相の変化量が所定の閾値よりも大きい場合、前記基本音源の出 力する前記基本波形の周波数を、所定量増加又は減少させる周波数調整手段とを 有することを特徴とする能動騒音抑制装置。
[2] 前記フィルタ係数が第 1及び第 2のフィルタ係数力 構成され、前記制御音が前記 第 1のフィルタ係数を乗じた余弦波と、前記第 2のフィルタ係数を乗じた正弦波の合 成波形として表されることを特徴とする請求項 1記載の能動騒音抑制装置。
[3] 前記変化量検出手段が、さらに前記制御音の位相の変化方向を検出し、
前記周波数調整手段が、前記変化方向により前記基本波形の周波数を増加させ る力減少させるかを決定することを特徴とする請求項 1又は請求項 2記載の能動騒音 抑制装置。
[4] 前記制御音を適用した後の前記騒音の前記周波数成分を誤差信号として取得す る誤差信号取得手段と、
前記基本波形と予め測定した系の伝達関数とから参照信号を生成する参照新合 成性手段と、
前記誤差信号及び前記参照信号とを用い、適応アルゴリズムに基づ!/、て前記適応 フィルタ係数を算出、更新するフィルタ係数算出手段とをさらに有することを特徴とす る請求項 1乃至請求項 3のいずれ力 1項に記載の能動騒音抑制装置。
[5] 前記騒音中のピーク周波数を検出するピーク周波数検出手段と、
前記検出されたピーク周波数のうち、大きいものから所定数を前記基本音源の出 力周波数として設定する周波数設定手段とをさらに有することを特徴とする請求項 4 記載の能動騒音抑制装置。
[6] 前記制御音と前記伝達関数と前記誤差信号とから生成される仮想騒音を生成する 仮想騒音生成手段と、
現在設定されているピーク周波数と、前記ピーク周波数検出手段が検出したピーク 周波数とのずれ量を検出する周波数ずれ検出手段と、
前記ずれ量が所定値を超える場合、前記現在設定されて ヽるピーク周波数に対応 する基本波形を生成する基本音源の出力周波数を、前記ピーク周波数検出手段が 検出したピーク周波数に変更する周波数再設定手段を更に有することを特徴とする 請求項 5記載の能動騒音抑制装置。
前記仮想騒音生成手段が、前記前記制御音と前記系の伝達関数から前記制御音 が前記誤差信号取得手段に到達した際の信号を生成し、当該信号を前記誤差信号 から減じた信号を前記仮想騒音として生成することを特徴とする請求項 6記載の能動 騒音抑制装置。
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