JP2013114009A - 能動型振動騒音制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数特性が変化する振動騒音に対してその変化に追従した相殺制御を実行可能な能動型振動騒音制御装置を提供する。
【解決手段】振動騒音に対する相殺信号の生成に供される制御信号を出力する適応ノッチフィルタのフィルタ係数Ｗ（Ｒｗ、Ｉｗ）の複素平面上での位相角度θと、前回の更新の際に算出した前回位相角度θｏｌｄとの間の位相角度変化量ｄθを算出し、位相角度変化量ｄθに応じて基準信号の対象周波数Ｆｃを切り替える。
【選択図】図４

Description

この発明は、例えば、車両の走行の際に発生する車室内の振動騒音を、相殺振動騒音の出力によって相殺する能動型振動騒音制御装置に関する。

車両の走行の際、例えば、車輪の振動がサスペンションを介して車体側に伝達することで、ロードノイズ（振動、騒音を含む。以下、総称して「振動騒音」ともいう。）が車室内に発生する。そこで、この振動騒音と逆位相である相殺振動騒音をスピーカから出力し、前記振動騒音を相殺する能動型振動騒音制御装置が種々提案されている。

例えば、特許文献１では、車室内に設けられたマイクロフォンから得た誤差信号から、適応ノッチフィルタを用いて所定周波数の信号成分を抽出し、前記信号成分に基づき生成された制御信号の振幅及び位相を調整する能動型振動騒音制御装置が提案されている。これにより、振動騒音を相殺するための演算処理量を大幅に低減可能であり、当該装置の製造コストを抑制できる。

特開２００９−４５９５４号公報

本発明は上記した特許文献１に開示されている技術的思想に関連してなされたものであって、周波数特性が変化する振動騒音に対してその変化に追従した相殺制御を実行可能な能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

本発明に係る能動型振動騒音制御装置は、振動騒音に対する相殺信号に基づく相殺振動騒音を出力する振動騒音相殺手段と、前記振動騒音と前記相殺振動騒音との干渉による残留振動騒音を誤差信号として検出する誤差信号検出手段と、前記誤差信号が入力され、前記相殺信号を生成する能動型振動騒音制御手段とを有する装置であって、前記能動型振動騒音制御手段は、所定周波数の基準信号を生成する基準信号生成手段と、複素平面上で定義されたフィルタ係数を備えており、前記基準信号が入力され、前記相殺信号の生成に供される制御信号を出力する適応ノッチフィルタと、前記基準信号の周波数に応じた振幅又は位相の調整値を格納し、前記制御信号の振幅又は位相を調整することで前記相殺信号を生成する振幅位相調整手段と、前記誤差信号から前記制御信号を減算して補正誤差信号を生成する補正誤差信号生成手段と、前記基準信号と前記補正誤差信号とに基づいて、前記補正誤差信号が最小となるように前記フィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新手段と、前記フィルタ係数の前記複素平面上での位相角度と、前回の更新の際に算出した位相角度との間の位相角度変化量を算出し、前記位相角度変化量に応じて前記基準信号の周波数を切り替える周波数切替手段とを備えることを特徴とする。

このように、適応ノッチフィルタのフィルタ係数の複素平面上での位相角度と、前回の更新の際に算出した位相角度との間の位相角度変化量を算出し、前記位相角度変化量に応じて基準信号の周波数を切り替える周波数切替手段を設けたので、フィルタ係数の複素平面上での位相角度の変化量を遂次監視可能であり、この変化量から周波数特性の変化の動向を簡便に且つ精度良く把握できる。これにより、周波数特性が変化する振動騒音に対してその変化に追従した相殺制御を実行できる。

また、前記周波数切替手段は、前記誤差信号のサンプリング周期と、前記位相角度変化量とに基づいて周波数変化量を算出し、前記周波数変化量が下限闘値を下回った場合に前記基準信号の周波数を維持することが好ましい。これにより、周波数変化量が下限閾値を下回った場合、周波数の切り替えに伴う別異のノイズの発生を抑制できる。

さらに、前記周波数切替手段は、前記周波数変化量が、前記下限閾値よりも大きな上限闘値を上回った場合に前記基準信号の周波数を維持することが好ましい。これにより、周波数変化量が上限閾値を上回った場合、過剰な制御による別異のノイズの発生を抑制できる。

さらに、前記周波数切替手段が前記基準信号の周波数を切り替えたことに応じて、前記振幅位相調整手段が格納する前記調整値を切り替える振幅位相切替手段をさらに備えることが好ましい。これにより、基準信号の周波数を切り替えた状態を相殺信号に即時に反映でき、制御の追従性がさらに向上する。

本発明に係る能動型振動騒音制御装置によれば、適応ノッチフィルタのフィルタ係数の複素平面上での位相角度と、前回の更新の際に算出した位相角度との間の位相角度変化量を算出し、前記位相角度変化量に応じて基準信号の周波数を切り替える周波数切替手段を設けたので、フィルタ係数の複素平面上での位相角度の変化量を遂次監視可能であり、この変化量から周波数特性の変化の動向を簡便に且つ精度良く把握できる。これにより、周波数特性が変化する振動騒音に対してその変化に追従した相殺制御を実行できる。

本実施の形態に係る能動型振動騒音制御装置の概略ブロック図である。 図１に示すＡＮＣ装置の動作説明に供されるフローチャートである。 図１に示す能動型振動騒音制御部の詳細ブロック図である。 図２のステップＳ６における対象周波数の更新方法を説明するための詳細フローチャートである。 フィルタ係数の複素空間上での位相角度変化量の算出方法を表す概略説明図である。 図６Ａは、ＡＮＣ制御の実行前における誤差信号のスペクトラム図である。図６Ｂは、図６Ａに示す誤差信号に適したＳＡＮ型バンドパスフィルタの周波数特性図である。図６Ｃは、図６Ｂに示すＳＡＮ型バンドパスフィルタの周波数特性に対応する、適応ノッチフィルタの周波数特性図である。 図７Ａは、図６Ａに示す周波数特性が変化した誤差信号のスペクトラム図である。図７Ｂは、図７Ａに示す誤差信号に適したＳＡＮ型バンドパスフィルタの周波数特性図である。 図８Ａは、周波数切替処理を施さない場合での適応ノッチフィルタの周波数特性図である。図８Ｂは、周波数切替処理を施さない場合でのＡＮＣ装置の感度関数を表す周波数特性図である。図８Ｃは、周波数切替処理を施さない場合でのＡＮＣ制御の実行後における誤差信号のスペクトラム図である。 図９Ａは、周波数切替処理を施した場合での適応ノッチフィルタの周波数特性図である。図９Ｂは、周波数切替処理を施した場合でのＡＮＣ装置の感度関数を表す周波数特性図である。図９Ｃは、周波数切替処理を施した場合でのＡＮＣ制御の実行後における誤差信号のスペクトラム図である。

以下、本発明に係る能動型振動騒音制御装置について好適な実施形態を挙げ、添付の図面を参照して説明する。

図１に示すように、能動型振動騒音制御装置｛以下、ＡＮＣ（Adaptive Noise Control）装置１０という。｝は、車両１１に搭載されている。ＡＮＣ装置１０は、能動型振動騒音制御部１４（能動型振動騒音制御手段）と、マイクロフォン１６（誤差信号検出手段）と、スピーカ１８（振動騒音相殺手段）とを備える。

マイクロフォン１６は、車両１１の内外で発生する各種の音を入力する。入力される音には、路面１２から受ける車輪の振動に起因する振動騒音ＮＳや、この振動騒音ＮＳを相殺するための相殺振動騒音ＣＳが含まれる。この場合、マイクロフォン１６は、振動騒音ＮＳと相殺振動騒音ＣＳとの干渉による残留振動騒音を、能動型振動騒音制御部１４への入力信号（以下、誤差信号Ａという。）として検出する。本図例では、マイクロフォン１６は、車両１１の車室１３上方（具体的には、図示しない乗員の受聴点の近傍）に設けられている。

なお、本明細書における「振動騒音」は、弾性体を伝播する弾性波全般をいう。すなわち、可聴音（可聴周波数を有し、空気中を伝播する弾性波）のように狭義の意味に限定されるものでない。例えば、振動を検出する場合、マイクロフォン１６に代替して振動センサ等を用いてもよい。

スピーカ１８は、能動型振動騒音制御部１４からの出力信号（以下、相殺信号Ｂという。）に基づいて相殺振動騒音ＣＳを出力する。具体的には、スピーカ１８は、所定の周波数を主成分とする振動騒音ＮＳに対して逆位相である相殺振動騒音ＣＳを出力することで、波の干渉効果により振動騒音ＮＳの発生程度を抑制させる。本図例では、スピーカ１８は、車室１３内の座席周辺のキックパネルの近傍に設けられている。

能動型振動騒音制御部１４は、入力された誤差信号Ａに対して所定の信号処理を施して相殺信号Ｂを得た後、スピーカ１８を介して相殺振動騒音ＣＳを出力することで、振動騒音ＮＳを能動的に相殺する制御（以下、「ＡＮＣ制御」という。）を行う。能動型振動騒音制御部１４は、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等により構成される。ＣＰＵ（中央演算処理装置）が各種信号の入力に基づき、ＲＯＭ等のメモリに記憶されているプログラムを実行することで、各種処理を実現可能である。

能動型振動騒音制御部１４は、所定の周波数帯域の中からＡＮＣ制御の対象である周波数（以下、対象周波数Ｆｃという。）を設定する周波数設定部２０と、周波数設定部２０により設定された対象周波数Ｆｃを主成分とする基準信号Ｘを生成する基準信号生成部２２（基準信号生成手段）と、基準信号生成部２２により生成された基準信号Ｘに対し、ＳＡＮ（Single Adaptive Notch）フィルタを施して制御信号Ｏを得る適応ノッチフィルタ２４とを備える。

能動型振動騒音制御部１４は、マイクロフォン１６を介して入力された誤差信号Ａから、適応ノッチフィルタ２４を介して出力された制御信号Ｏを減算し、補正誤差信号Ｅを得る減算器２６（補正誤差信号生成手段）と、基準信号生成部２２により生成された基準信号Ｘ、及び減算器２６から出力された補正誤差信号Ｅに基づいて、補正誤差信号Ｅが最小になるように適応ノッチフィルタ２４のフィルタ係数Ｗを遂次更新するフィルタ係数更新部２８（フィルタ係数更新手段）とをさらに備える。

なお、適応ノッチフィルタ２４及び減算器２６を組み合わせることで、ＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０を構成する。すなわち、補正誤差信号Ｅは、誤差信号Ａに含まれた比較的広い帯域にわたる各周波数成分のうち、対象周波数Ｆｃを中心とする所定幅の周波数成分を除去した信号に相当する。

能動型振動騒音制御部１４は、フィルタ係数更新部２８により遂次更新された適応ノッチフィルタ２４のフィルタ係数Ｗを保持するフィルタ係数保持部３２と、フィルタ係数保持部３２から供給されたフィルタ係数Ｗに基づいて、対象周波数Ｆｃの更新要否若しくはその更新量を決定する周波数切替部３４（周波数切替手段）と、振幅又は位相の調整値を用いて制御信号Ｏの振幅又は位相を調整する振幅位相調整部３６と、周波数切替部３４により更新された対象周波数Ｆｃ’から前記調整値を切り替える振幅位相切替部３８（振幅位相切替手段）をさらに備える。

本実施の形態に係るＡＮＣ装置１０は、基本的には以上のように構成される。ところで、図１に示す基準信号Ｘ及びフィルタ係数Ｗは、複素平面上で定義されており、実部及び虚部の成分をそれぞれ有する。以下、この装置の動作について、図２のフローチャート及び図３の詳細ブロック図を参照しながら、実部成分及び虚部成分の信号処理流れに留意しつつ詳細に説明する。

ステップＳ１において、マイクロフォン１６は、車室１３内における残留振動騒音を検出し、誤差信号Ａとして入力する。誤差信号Ａには、上記した振動騒音ＮＳのみならず、この振動騒音ＮＳを相殺するためスピーカ１８から出力された相殺振動騒音ＣＳが含まれる。

ステップＳ２において、基準信号生成部２２は、対象周波数Ｆｃを主成分とする基準信号Ｘを生成する。基準信号Ｘの生成に先立ち、周波数設定部２０は、ＡＮＣ制御の対象とする周波数（すなわち、対象周波数Ｆｃ）を設定する。周波数設定部２０は、例えば、制御対象範囲を５０Ｈｚ〜３００Ｈｚとし、１Ｈｚ間隔で設定可能に構成されてもよい。その後、周波数設定部２０は、設定された対象周波数Ｆｃに従って基準信号生成部２２を駆動制御する。

基準信号生成部２２は、基準信号Ｘの実部に対応する実部基準信号Ｒｘ｛＝ｃｏｓ（２πＦｃ・ｔ）｝を生成する実部基準信号生成部４０と、基準信号Ｘの虚部に対応する虚部基準信号Ｉｘ｛＝ｓｉｎ（２πＦｃ・ｔ）｝を生成する虚部基準信号生成部４２とを備える。この場合、基準信号Ｘは、時間（ｔ）に対する三角関数、すなわち、Ｘ（ｔ）＝ｅｘｐ（ｉ２πＦｃ・ｔ）で表現される。なお、ｉは虚数単位である。

ステップＳ３において、適応ノッチフィルタ２４は、基準信号生成部２２からの基準信号Ｘに基づいて、減算器２６側及び振幅位相調整部３６側に供給する制御信号Ｏを生成する。以下、適応ノッチフィルタ２４の具体的な構成及び動作について説明する。

適応ノッチフィルタ２４は、実部フィルタ係数Ｒｗが可変に設定される第１フィルタ４４と、虚部フィルタ係数Ｉｗが可変に設定される第２フィルタ４６と、第１フィルタ４４側の出力信号から第２フィルタ４６側の出力信号を減算する減算器４８とを備える。第１フィルタ４４は、実部基準信号生成部４０側から入力された実部基準信号Ｒｘ（余弦波信号）の振幅成分をＲｗ倍だけ変倍し、減算器４８側に出力する。第２フィルタ４６は、虚部基準信号生成部４２から入力された虚部基準信号Ｉｘ（正弦波信号）の振幅成分をＩｗ倍だけ変倍し、減算器４８側に出力する。その後、減算器４８は、第１フィルタ４４側からの出力信号（＝Ｒｗ・Ｒｘ）から、第２フィルタ４６側からの出力信号（＝Ｉｗ・Ｉｘ）を減算する。その結果、適応ノッチフィルタ２４は、制御信号Ｏ（＝Ｒｗ・Ｒｘ−Ｉｗ・Ｉｘ）を出力する。

ステップＳ４において、減算器２６は、マイクロフォン１６を介して入力された誤差信号Ａ（ステップＳ１参照）から、適応ノッチフィルタ２４を介して入力された制御信号Ｏ（ステップＳ３参照）を減算することで補正誤差信号Ｅを生成する。この場合、ＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０の作用により、対象周波数Ｆｃを中心とする所定幅の周波数成分のみ除去された補正誤差信号Ｅが得られる。

ステップＳ５において、フィルタ係数更新部２８は、適応ノッチフィルタ２４のフィルタ係数Ｗを更新させる。以下、適応ノッチフィルタ２４の具体的な構成及び動作について説明する。

フィルタ係数更新部２８は、フィルタ係数Ｗの実部に対応する実部フィルタ係数Ｒｗの更新に供される実部乗算器５０及びゲイン調整器５２、並びに、フィルタ係数Ｗの虚部に対応する虚部フィルタ係数Ｉｗの更新に供される虚部乗算器５４及びゲイン調整器５６を備える。すなわち、本構成例では、フィルタ係数更新部２８は、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムに従ってフィルタ係数Ｗ、すなわち実部フィルタ係数Ｒｗ及び虚部フィルタ係数Ｉｗをそれぞれ更新させる。なお、更新アルゴリズムは本手法に限られることなく、種々の最適化手法を採用してもよい。

実部乗算器５０は、実部基準信号生成部４０側から入力された実部基準信号Ｒｘに、減算器２６側から入力された補正誤差信号Ｅを乗算し、ゲイン調整器５２側に出力する。ゲイン調整器５２は、この乗算信号の振幅成分をμ倍し、第１フィルタ４４側に出力する。ここで、定数μは、ステップサイズパラメータに相当する。そして、第１フィルタ４４は、現時点での実部フィルタ係数Ｒｗに対し、フィルタ係数更新部２８から取得した更新量（＝＋μ・Ｒｘ・Ｅ）を加算することで、新たな実部フィルタ係数Ｒｗを得る。すなわち、実部フィルタ係数Ｒｗは、次の（１）式に従って更新される。
Ｒｗ←Ｒｗ＋μ・Ｒｘ・Ｅ ‥（１）

一方、虚部乗算器５４は、虚部基準信号生成部４２側から入力された虚部基準信号Ｉｘに、減算器２６側から入力された補正誤差信号Ｅを乗算し、ゲイン調整器５６側に出力する。ゲイン調整器５６は、この乗算信号の振幅成分をμ倍し、位相を反転（πだけ調整した）した後、第２フィルタ４６側に出力する。その後、第２フィルタ４６は、現時点での虚部フィルタ係数Ｉｗに対し、フィルタ係数更新部２８から取得した更新量（＝−μ・Ｉｘ・Ｅ）を加算することで、新たな虚部フィルタ係数Ｉｗを得る。すなわち、虚部フィルタ係数Ｉｗは、次の（２）式に従って更新される。
Ｉｗ←Ｉｗ−μ・Ｉｘ・Ｅ ‥（２）

その後、フィルタ係数保持部３２（第１保持部５８）は、ステップＳ５において更新された実部フィルタ係数Ｒｗを保持する。また、フィルタ係数保持部３２（第２保持部６０）は、ステップＳ５において更新された虚部フィルタ係数Ｉｗを保持する。

ステップＳ６において、周波数切替部３４は、ステップＳ２で設定された対象周波数Ｆｃを基準とし、次の対象周波数Ｆｃ’を決定する。本ステップでは、対象周波数Ｆｃを更新する場合（Ｆｃ’≠Ｆｃ）もあるし、更新しない場合（Ｆｃ’＝Ｆｃ）もある。対象周波数Ｆｃの更新可否、あるいは更新量を決定する具体的な方法については後述する。

ステップＳ７において、振幅位相調整部３６は、適応ノッチフィルタ２４側から入力された制御信号Ｏの振幅及び／又は位相を調整することで、相殺信号Ｂを生成する。

振幅位相調整部３６は、振幅を調整するパラメータである第１調整値Ｇｆｂを用いて制御信号Ｏの振幅を調整する振幅調整器６２と、位相を調整するパラメータである第２調整値θｆｂを用いて制御信号Ｏの位相を調整する位相調整器６４と、振幅調整器６２に供給する第１調整値Ｇｆｂを格納する第１格納部６６と、位相調整器６４に供給する第２調整値θｆｂを格納する第２格納部６８とを備える。すなわち、制御信号Ｏは、振幅調整器６２により振幅を調整され、位相調整器６４により位相を調整された後、相殺信号Ｂとしてスピーカ１８に供給される。

なお、三角関数の加法性を考慮すると、制御信号Ｏの振幅又は位相を調整した演算結果は、実部基準信号Ｒｘ、虚部基準信号Ｉｘの振幅又は位相をそれぞれ調整した後に合成した演算結果に一致する。そこで、振幅位相調整部３６は、基準信号生成部２２から実部基準信号Ｒｘ、虚部基準信号Ｉｘをそれぞれ取得し、これらの信号の振幅又は位相をそれぞれ調整した後に、合成して相殺信号Ｂを生成するようにしてもよい。

また、振幅位相切替部３８は、周波数切替部３４が基準信号Ｘの対象周波数Ｆｃを切り替えたことに応じて、振幅位相調整部３６（第１格納部６６、第２格納部６８）が格納する調整値（第１調整値Ｇｆｂ、第２調整値θｆｂ）を切り替えてもよい。これにより、対象周波数ＦｃがＦｃ’に切り替えられた状態を、相殺信号Ｂを介して即時に反映可能であり、制御の追従性がさらに向上する。

ステップＳ８において、スピーカ１８は、振幅位相調整部３６からの相殺信号Ｂに基づいて相殺振動騒音ＣＳを出力する。以下、所定のサンプリング周期ＴｓでステップＳ１〜Ｓ９を順次繰り返すことで、振動騒音ＮＳの相殺制御が可能になる。

続いて、ステップＳ６における対象周波数Ｆｃの更新方法、換言すれば周波数切替部３４の具体的動作について、図４のフローチャート及び図５の概略説明図を参照しながら説明する。以下、ステップＳ６の演算処理のことを「周波数切替処理」と称する場合がある。

ステップＳ６１において、周波数切替部３４は、適応ノッチフィルタ２４の現時点ｔでのフィルタ係数Ｗ（ｔ）における、複素空間上での位相角度θ（０≦θ＜２π）を算出する。位相角度θは、具体的に、対象周波数Ｆｃでのフィルタ係数（Ｒｗ，Ｉｗ）を用いて、θ＝ｔａｎ⁻¹（Ｉｗ／Ｒｗ）で算出される。

ステップＳ６２において、周波数切替部３４は、ステップＳ６１で算出された位相角度θ、及び前回に算出された位相角度（以下、前回位相角度θｏｌｄという。）から位相角度変化量ｄθを算出する。具体的には、次の（３）式で算出される。
ｄθ＝（θ−θｏｌｄ） ｍｏｄ ２π ‥（３）

ここで、前回位相角度θｏｌｄは、直近のフィルタ係数Ｗ（ｔ−Ｔｓ）における位相角度θに相当する。なお、位相角度変化量ｄθは、位相角度θの差に限られることなく、前回位相角度θｏｌｄとの間の変化の程度を表すパラメータであれば種類を問わない。また、位相角度変化量ｄθは、前回に算出された位相角度のみならず、直近の複数回に算出された位相角度を用いて算出してもよい。

ステップＳ６３において、周波数切替部３４は、前回位相角度θｏｌｄに、ステップＳ６１で算出された位相角度θの値を代入する。この前回位相角度θｏｌｄは、次回のステップＳ６２での演算に用いられる。

ステップＳ６４において、周波数切替部３４は、ステップＳ６２で算出された位相角度変化量ｄθから周波数変化量ｄＦを算出する。具体的には、ｄＦ＝ｄθ／（２πＴｓ）で算出される。なお、Ｔｓは、誤差信号Ａを入力するサンプリング周期（単位：ｓ）に相当する。

ステップＳ６５において、周波数切替部３４は、対象周波数Ｆｃの更新条件を満たすか否かを判別する。周波数切替部３４は、ステップＳ６４で算出された周波数変化量ｄＦが、所定の範囲内に収まっているか否かで判別する。例えば、下限閾値Ｔｈ１として０．０５〜０．２Ｈｚのいずれかの値を選択し、上限閾値Ｔｈ２として１〜３Ｈｚのいずれかの値を選択しておく。

周波数変化量ｄＦが、Ｔｈ１≦｜ｄＦ｜≦Ｔｈ２の関係を満たす場合、新たな対象周波数Ｆｃ’を、更新式Ｆｃ’＝Ｆｃ＋γｄＦに従って決定する（ステップＳ６６）。なお、γは正値（例えば、０＜γ＜１）であり、本制御の追従速度を調整するためのパラメータに相当する。

一方、０≦｜ｄＦ｜＜Ｔｈ１を満たす場合、Ｆｃ’＝Ｆｃとし、対象周波数Ｆｃを更新しないで維持する（ステップＳ６７）。０≦｜ｄＦ｜＜Ｔｈ１を満たす場合、振動騒音ＮＳの周波数特性が安定していると想定される。対象周波数Ｆｃの切り替えを行わないことで、過度の制御による別異のノイズ（例えば、オーバーシュート）の発生を抑制できる。

あるいは、｜ｄＦ｜＞Ｔｈ２を満たす場合、Ｆｃ’＝Ｆｃとし、対象周波数Ｆｃを更新しないで維持する（ステップＳ６７）。｜ｄＦ｜＞Ｔｈ２を満たす場合、振動騒音ＮＳの挙動の予測が困難である場合や、ＡＮＣ装置１０の起動後からの経過時間が十分でない場合等が想定される。対象周波数Ｆｃの切り替えを行わないことで、過度の制御による別異のノイズ（例えば、オーバーシュート）の発生を抑制できる。

このようにして、周波数切替部３４は、所定のサンプリング周期Ｔｓで対象周波数Ｆｃを遂次決定する（ステップＳ６）。

続いて、上記した周波数切替処理を施すことで得られる作用効果について、図６Ａ〜図９Ｃを参照しながら説明する。図６Ａ〜図９Ｃはいずれも、横軸が周波数［Ｈｚ］であり、縦軸がゲイン［ｄＢ］（振幅対数）であるグラフを表す。

図６Ａは、ＡＮＣ制御の実行前における誤差信号Ａのスペクトラム図である。第１スペクトラムＳＰＣ１は、周波数４５Ｈｚ近傍に１つのピークを有し、周波数７０Ｈｚ近傍に１つのピークを有する。ここでは、ＡＮＣ制御を用いて、スペクトラム強度が最大である周波数７０Ｈｚ近傍のピークを抑制する場合を想定する。

図６Ｂは、図６Ａに示す誤差信号Ａに適したＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０の周波数特性図である。周波数設定部２０（図１及び図３参照）は、対象周波数ＦｃをＦｃ＝７０Ｈｚに設定することで、本図例のように周波数７０Ｈｚでのゲインが最大（信号損失が最小レベル）となるフィルタ特性が得られる。これにより、マイクロフォン１６から入力された振動騒音ＮＳのうち、相殺しようとする周波数成分を選択的に抽出できる。

図６Ｃは、図６Ｂに示すＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０の周波数特性に対応する、適応ノッチフィルタ２４の周波数特性図である。本特性は、図６Ａに示す第１スペクトラムＳＰＣ１に対し、図６Ｂに示すＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０のゲインを周波数毎に加算した結果に略一致する。

ところで、車両１１のサスペンション等を構成する各部品間の相互作用によって、共振ノイズの傾向が異なる場合がある。例えば、車両１１の走行状態に依存して、共振周波数が動的に変化する場合もある。

図７Ａに示すように、車両１１の走行中、誤差信号Ｅの周波数特性（破線で図示する第１スペクトラムＳＰＣ１）が変化し、共振周波数が７０Ｈｚから６７Ｈｚにシフトしたとする。以下、変化後の周波数特性を、第２スペクトラムＳＰＣ２（実線で図示する。）と称する。

図７Ｂは、図７Ａに示す誤差信号Ａに適したＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０の周波数特性図である。図６Ａ及び図６Ｂの場合と同様に、第２スペクトラムＳＰＣ２のピーク周波数６７Ｈｚでのゲインが最大となるフィルタを用いることで、マイクロフォン１６から入力された振動騒音ＮＳのうち、相殺しようとする周波数成分を選択的に抽出できる。

ところが、上述した周波数切替処理を施さない場合、ＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０は、図６Ｂに示した周波数特性のままである。この場合、図８Ａに示すように、適応ノッチフィルタ２４の周波数特性は、図６Ｃの特性と比べて、６７Ｈｚ近傍のゲインが相対的に小さくなる。その結果、図８Ｂに示すようなＡＮＣ装置１０の感度関数が得られ、図８Ｃに示すような誤差信号Ａのスペクトラム図が得られる。

図８Ｃにおいて、実線のグラフは、第２スペクトラムＳＰＣ２を備える誤差信号Ａに対し、ＡＮＣ制御を実行した後の周波数特性である。また、破線のグラフは、第１スペクトラムＳＰＣ１を備える誤差信号Ａに対し、ＡＮＣ制御を実行した後の周波数特性である。このように、振動騒音ＮＳの共振周波数がシフトして対象周波数Ｆｃから僅かに外れた場合、その共振周波数近傍における振動騒音ＮＳを十分に相殺できない。

これに対して、本実施の形態に係るＡＮＣ装置１０では、能動型振動騒音制御部１４は、共振周波数のシフトに追従して、ＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０の通過帯域を動的に変更する。具体的には、周波数切替部３４は、周波数変化量ｄＦ（＝−３Ｈｚ）を算出した後、対象周波数Ｆｃを７０Ｈｚから６７Ｈｚに切り替える。これにより、ＳＡＮ型バンドパスフィルタ３０の周波数特性は、図７Ｂの破線で示す特性から、同図の実線で示す特性に変更される。

すなわち、上述した周波数切替処理を施した場合、図９Ａに示すように、適応ノッチフィルタ２４の周波数特性は、図８Ａの特性と比べて、６７Ｈｚ近傍のゲインが相対的に大きくなる。その結果、図９Ｂに示すようなＡＮＣ装置１０の感度関数が得られ、図９Ｃに示すような誤差信号Ａのスペクトラム図が得られる。

図９Ｃにおいて、実線のグラフは、第２スペクトラムＳＰＣ２を備える誤差信号Ａに対し、ＡＮＣ制御を実行した後の周波数特性である。また、破線のグラフは、第１スペクトラムＳＰＣ１を備える誤差信号Ａに対し、ＡＮＣ制御を実行した後の周波数特性である。このように、振動騒音ＮＳの共振周波数がシフトした場合であっても、そのシフトの前後にわたって略同程度の相殺効果が得られた。

以上のように、適応ノッチフィルタ２４のフィルタ係数Ｗ（Ｒｗ、Ｉｗ）の複素平面上での位相角度θと、前回の更新の際に算出した前回位相角度θｏｌｄとの間の位相角度変化量ｄθを算出し、位相角度変化量ｄθに応じて基準信号Ｘの対象周波数Ｆｃを切り替える周波数切替部３４を設けたので、フィルタ係数Ｗの複素平面上での位相角度θの変化量を遂次監視可能であり、位相角度変化量ｄθから周波数特性の変化の動向を簡便に且つ精度良く把握できる。これにより、周波数特性が変化する振動騒音ＮＳに対してその変化に追従した相殺制御を実行できる。

なお、この発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、この発明の主旨を逸脱しない範囲で自由に変更できることは勿論である。

１０…ＡＮＣ装置 １１…車両
１４…能動型振動騒音制御部 １６…マイクロフォン
１８…スピーカ ２０…周波数設定部
２２…基準信号生成部 ２４…適応ノッチフィルタ
２６、４８…減算器 ２８…フィルタ係数更新部
３０…ＳＡＮ型バンドパスフィルタ ３４…周波数切替部
３６…振幅位相調整部 ３８…振幅位相切替部

Claims (4)

1. 振動騒音に対する相殺信号に基づく相殺振動騒音を出力する振動騒音相殺手段と、
   前記振動騒音と前記相殺振動騒音との干渉による残留振動騒音を誤差信号として検出する誤差信号検出手段と、
   前記誤差信号が入力され、前記相殺信号を生成する能動型振動騒音制御手段と
   を有する能動型振動騒音制御装置であって、
   前記能動型振動騒音制御手段は、
   所定周波数の基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   複素平面上で定義されたフィルタ係数を備えており、前記基準信号が入力され、前記相殺信号の生成に供される制御信号を出力する適応ノッチフィルタと、
   前記基準信号の周波数に応じた振幅又は位相の調整値を格納し、前記制御信号の振幅又は位相を調整することで前記相殺信号を生成する振幅位相調整手段と、
   前記誤差信号から前記制御信号を減算して補正誤差信号を生成する補正誤差信号生成手段と、
   前記基準信号と前記補正誤差信号とに基づいて、前記補正誤差信号が最小となるように前記フィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
   前記フィルタ係数の前記複素平面上での位相角度と、前回の更新の際に算出した位相角度との間の位相角度変化量を算出し、前記位相角度変化量に応じて前記基準信号の周波数を切り替える周波数切替手段と
   を備えることを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
2. 請求項１記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記周波数切替手段は、前記誤差信号のサンプリング周期と、前記位相角度変化量とに基づいて周波数変化量を算出し、前記周波数変化量が下限闘値を下回った場合に前記基準信号の周波数を維持することを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
3. 請求項２記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記周波数切替手段は、前記周波数変化量が、前記下限閾値よりも大きな上限闘値を上回った場合に前記基準信号の周波数を維持することを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記周波数切替手段が前記基準信号の周波数を切り替えたことに応じて、前記振幅位相調整手段が格納する前記調整値を切り替える振幅位相切替手段をさらに備えることを特徴とする能動型振動騒音制御装置。

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