JP2009286239A - 能動型騒音制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】移相器（遅延器）を用いることなく相殺信号の位相調整が可能になると共に、周波数に対する相殺信号の位相変化を抑制して消音性能（制御性能）を確保し、消音可能な周波数帯域の広帯域化を図る。
【解決手段】調整基準信号生成器４０は、基準信号生成器２２での波形データに対する基準信号Ｓｒの読み込み位置から所定量だけずらした読み込み位置より、前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号Ｓｒａを生成する。１タップ適応フィルタ４２は、調整基準信号Ｓｒａにフィルタ係数Ｗをかけて制御信号Ｓｃｐを生成する。ゲイン調整器４４は、制御信号ＳｃｐにゲインＧを乗じて補正制御信号Ｓｃａを出力する。スピーカ８は、補正制御信号Ｓｃａを相殺音として出力する。
【選択図】図１

Description

この発明は、車室内等の空間に発生する騒音に対して逆位相で且つ等振幅に近づけた相殺音を生成し、生成した前記相殺音と前記騒音との干渉により該騒音を低減する能動型騒音制御装置に関する。

車両の走行中に道路（ロード）から受ける車輪の振動がサスペンションを介して車体に伝わり、特に車室内のような閉空間の音響的な共鳴特性により励起されることで、前記車室内に発生する、４０［Ｈｚ］程度にピークを有し且つ２０〜１５０［Ｈｚ］の帯域幅のロードノイズ（「ゴー」というこもった音で、ドラミングノイズとも呼ばれる。）を、マイクロフォンが配置される評価点（受聴点）において前記ロードノイズと逆位相の相殺音により打ち消す能動型騒音制御装置が提案されている（特許文献１参照）。

この場合、能動型騒音制御装置は、ノイズキャンセラーとして動作する適応ノッチフィルタ（非特許文献１参照）を有し、この適応ノッチフィルタを所定の中心周波数（ロードノイズ周波数）及び通過帯域を有するノッチフィルタとして機能させることにより、前記相殺音に応じた制御信号を生成する。

特開２００７−２５５２７号公報 「ＡＤＡＰＴＩＶＥ ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ」Ｂｅｒｎａｒｄ Ｗｉｄｒｏｗ、Ｓｔａｎｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ、Ｓａｍｕｅｌ Ｄ．Ｓｔｅａｒｎｓ、Ｓａｎｄｉａ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ、１９８５ ｂｙ Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｃ．，Ｅｎｇｌｅｗｏｏｄ Ｃｌｉｆｆｓ，Ｎｅｗ Ｊｅｒｓｅｙ ０７６３２（Ｆｉｇｕｒｅ １２．６，Ｐａｇｅ ３１７）

しかしながら、ロードノイズのような所定の帯域幅を有する騒音に対して消音制御を行う場合に、フィードバック型の能動型騒音制御装置を用いて消音領域を前記帯域幅に合わせると、周波数軸上で、前記消音領域の両側の周波数領域が増音領域となる。

すなわち、図９において、適応ノッチフィルタの中心周波数（ロードノイズ周波数）が４０［Ｈｚ］である場合に、該適応ノッチフィルタを含む制御器の振幅特性９０は、３５［Ｈｚ］〜４５［Ｈｚ］の帯域では負となり、良好な制御性能（消音性能）となっているが、一方で、２５［Ｈｚ］〜３５［Ｈｚ］及び４５［Ｈｚ］〜５５［Ｈｚ］の帯域では正となり、消音制御が有効に機能しない増音領域となる。

これは、マイクロフォンが配置される評価点において、ロードノイズに対して相殺音が逆位相となるように、前記制御器内で移相器（遅延器）を用いて前記相殺信号の位相を調整する際に、図７に示すように、前記制御器の位相特性８２が周波数の変化に伴って変化するので、消音したい周波数（４０［Ｈｚ］）の周辺（３５［Ｈｚ］、４５［Ｈｚ］）においては、前記位相特性８２の周波数変化（位相遅延）によって有効な制御性能を確保することができないためである。

そこで、前記増音の影響を排除するために、前記消音領域をさらに絞ると、前記消音したい周波数でのさらなる位相遅延と、周波数に対する位相変化率の増加とによって、消音可能な帯域幅がさらに狭くなり、制御性能が一層低下する。

この発明は、このような課題を考慮してなされたものであり、移相器（遅延器）を用いることなく相殺信号の位相調整が可能になると共に、周波数に対する相殺信号の位相変化を抑制して消音性能（制御性能）を確保し、消音可能な周波数帯域の広帯域化を図ることが可能となる能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。

この発明に係る能動型騒音制御装置は、
騒音を相殺するための相殺音を発生する相殺音発生器と、前記騒音と前記相殺音との差に基づく誤差信号を検出する誤差信号検出器と、所定の波形データが格納された波形データテーブルと、前記波形データテーブルから前記波形データを順次読み込むことにより前記騒音の周波数に基づく基準信号を生成する基準信号生成器と、前記基準信号にフィルタ係数をかけて制御信号を生成する第１適応フィルタと、前記誤差信号から前記制御信号を減算して補正誤差信号を生成する減算器と、前記基準信号及び前記補正誤差信号に基づいて前記補正誤差信号が最小となるように前記第１適応フィルタの前記フィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新器と、前記波形データに対する前記基準信号の読み込み位置から所定量ずらした読み込み位置より前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号を生成する調整基準信号生成器と、前記調整基準信号に前記フィルタ係数をかけて相殺信号を生成する第２適応フィルタとを備え、
前記相殺音発生器は、前記相殺信号に基づいて前記相殺音を発生することを特徴としている。

この発明によれば、前記基準信号の読み込み位置から前記所定量ずらした読み込み位置より前記調整基準信号を生成し、生成した前記調整基準信号に前記フィルタ係数をかけて前記相殺信号を生成する。すなわち、前記調整基準信号生成器は、前記波形データテーブルに格納された前記波形データを用いて、前記所定量に応じた位相量だけ前記基準信号から位相がずれた前記調整基準信号を生成するので、前記相殺信号は、前記基準信号から前記位相量だけ位相がずれた信号となる。これにより、前記能動型騒音制御装置は、移相器（遅延器）を用いることなく、前記相殺信号の位相調整を行うことができる。また、前記移相器が不要となるので、周波数に対する前記相殺信号の位相変化が抑制されて、消音性能（制御性能）を確保することができると共に、消音可能な周波数帯域を広帯域化することが可能となる。

ここで、前記能動型騒音制御装置は、前記相殺信号の振幅を調整し、調整した前記相殺信号を前記相殺音発生器に出力する振幅調整器をさらに有することが好ましい。

この場合、前記誤差信号検出器が配置される評価点において前記騒音に対し前記相殺音が逆位相で且つ等振幅に近づくように、前記相殺音を生成するための前記相殺信号（に応じた前記調整基準信号）の位相が前記調整基準信号生成器により調整され、一方で、前記相殺信号の振幅が前記振幅調整器により調整される。これにより、前記相殺信号の位相及び振幅を容易に調整することが可能となり、前記評価点における前記騒音を効率よく消音することができる。

すなわち、前記調整基準信号生成器は、前記相殺音発生器から前記誤差信号検出器までの音の伝達特性の逆数に−１を乗じた値に相当する位相量を前記所定量とし、前記基準信号に対して前記位相量だけ位相がずれた前記調整基準信号を生成する。これにより、前記評価点において、前記騒音に対して確実に逆位相で且つ等振幅に近づけた相殺音を発生することができ、該評価点における前記騒音を確実に低減することが可能となる。

この発明によれば、基準信号の読み込み位置から所定量ずらした読み込み位置より調整基準信号を生成し、生成した前記調整基準信号にフィルタ係数をかけて相殺信号を生成する。すなわち、調整基準信号生成器は、波形データテーブルに格納された波形データを用いて、前記所定量に応じた位相量だけ前記基準信号から位相がずれた前記調整基準信号を生成するので、前記相殺信号は、前記基準信号から前記位相量だけ位相がずれた信号となる。これにより、能動型騒音制御装置は、移相器（遅延器）を用いることなく、前記相殺信号の位相調整を行うことができる。また、前記移相器が不要となるので、周波数に対する前記相殺信号の位相変化が抑制されて、消音性能（制御性能）を確保することができると共に、消音可能な周波数帯域を広帯域化することが可能となる。

以下、この発明の実施形態について図面を参照して説明する。

図１は、この発明の一実施形態に係る能動型騒音制御装置（以下、ＡＮＣ装置ともいう。）１０の構成を示すブロック図である。また、図２は、ＡＮＣ装置１０を構成する能動型騒音制御器１８のより詳細な構成を示すブロック図である。

ＡＮＣ装置１０は、基本的には、制御信号Ｓｃｐの振幅（ゲイン）が補正された補正制御信号Ｓｃａを相殺音として出力するスピーカ（相殺音発生器）８と、評価点におけるロードノイズ（所定周波数のノイズ）と該ロードノイズを相殺する（打ち消す）前記相殺音との干渉による残留騒音を誤差信号ｅ１として出力（検出）するマイクロフォン（誤算信号検出器）６と、マイクロフォン６から誤差信号ｅ１が入力されて補正制御信号Ｓｃａをスピーカ８に出力する能動型騒音制御器１８とから構成される。

ロードノイズ及び該ロードノイズの相殺音を受音するマイクロフォン６は、車室内空間４の前後方向の音響固有モードの１次又は２次モードにおける腹部分の位置｛２０〜１５０［Ｈｚ］帯域幅のロードノイズ中、４０［Ｈｚ］の車室内共鳴音の定在波の音圧が大きな位置｝に設けられている。具体的には、車両がセダンであれば、車両の幅方向の断面が閉空間となる、例えば前部位置近傍、例えば前座席の足元付近、ルームミラー近傍、インストルメントルパネルの奥の位置等である。

複数のスピーカ８は、５ｃｈサウンドのサラウンド効果を高めるために、例えば、車両前席側の左右キックパネル部、インストルメントルパネル中央下部、車両後席側のＣピラー下部の左右ボディ部等に配置される。なお、０．１ｃｈ分のウーハは方向性をほとんど持たないので任意の位置に配置される。

能動型騒音制御器１８は、コンピュータを含んで構成され、ＣＰＵが各種入力に基づきＲＯＭ等のメモリに記憶されているプログラムを実行することで各種の機能を実現する機能実現手段として動作する。

能動型騒音制御器１８を構成するＡ／Ｄ変換器３５は、マイクロフォン６で検出されたアナログ信号の誤差信号ｅ１をデジタル信号の誤差信号ｅ１に変換して、減算器２０の被減算入力に供給する。能動型騒音制御器１８を構成するＤ／Ａ変換器３７は、デジタル信号の補正制御信号Ｓｃａをアナログ信号の補正制御信号Ｓｃａに変換してスピーカ８に供給する。

能動型騒音制御器１８は、上記のＡ／Ｄ変換器３５、Ｄ／Ａ変換器３７、及び減算器２０の他、適応ノッチフィルタ３２と位相・ゲイン調整器４６とから構成される。

減算器２０は、誤差信号ｅ１から制御信号Ｓｃを減算して補正誤差信号ｅ２を生成し、次回のサンプリング時にフィルタ係数更新器（アルゴリズム演算器）３８が補正誤差信号ｅ２を用いることができるように、適応ノッチフィルタ３２を構成する１サンプル時間遅延器（Ｚ^-1）３６に該補正誤差信号ｅ２を供給する。

適応ノッチフィルタ３２は、１サンプル時間遅延器３６の他、基準信号生成器２２、１タップ適応フィルタ２８（適応フィルタ２８ａ、２８ｂ）、波形データテーブル３４、フィルタ係数更新器３８（フィルタ係数更新器３８ａ、３８ｂ）及び加算器５８を有する。

基準信号生成器２２は、後述するように、波形データテーブル３４から図３Ａに示す波形データを順次読み込むことにより、ロードノイズの周波数ｆｄ（この実施形態では、ｆｄ＝４０［Ｈｚ］とする。）を有し、且つ、それぞれが基準信号Ｓｒである余弦波信号Ｓｒｃ｛Ｓｒｃ＝ｃｏｓ（２πｆｄｔ）｝及び正弦波信号Ｓｒｓ｛Ｓｒｓ＝ｓｉｎ（２πｆｄｔ）｝を生成する。適応フィルタ２８ａは、余弦波信号Ｓｒｃにフィルタ係数Ｗｃをかけて出力し、適応フィルタ２８ｂは、正弦波信号Ｓｒｓにフィルタ係数Ｗｓをかけて出力し、加算器５８は、Ｗｃ×Ｓｒｃ＋Ｗｓ×Ｓｒｓの加算信号を制御信号Ｓｃとして出力する。フィルタ係数更新器３８ａは、余弦波信号Ｓｒｃ及び補正誤差信号ｅ２に基づいて、補正誤差信号ｅ２が最小値となるように適応制御アルゴリズム、例えば、最急降下法の一種であるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいて適応フィルタ２８ａのフィルタ係数Ｗｃを更新する。また、フィルタ係数更新器３８ｂは、正弦波信号Ｓｒｓ及び補正誤差信号ｅ２に基づいて、補正誤差信号ｅ２が最小値となるように適応制御アルゴリズム（ＬＭＳアルゴリズム）に基づいて適応フィルタ２８ｂのフィルタ係数Ｗｓを更新する。

図３Ａ〜図４Ｃは、波形データテーブル３４を用いた基準信号生成器２２による基準信号Ｓｒ（正弦波信号Ｓｒｓ及び余弦波信号Ｓｒｃ）の生成に関わる説明図である。

波形データテーブル３４は、図３Ａ及び図３Ｂに模式的に示すように、正弦波１周期分の波形を時間軸方向に所定数（Ｎ）等分したときの各瞬時値を表す各瞬時値データを、アドレス毎に波形データとして記憶している。なお、前記アドレス（ｉ）は、０から（前記所定数−１）までの整数（ｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１）であり、図３Ａ及び図３Ｂに記載されるＡは、１又は任意の正の実数である。従って、アドレスｉの波形データは、Ａｓｉｎ（３６０°×ｉ／Ｎ）で算出される。すなわち、波形データテーブル３４では、１サイクルの正弦波を時間方向にＮ分割して標本化し、各標本化点を順次波形データテーブル３４のアドレスとし、各標本化点における正弦波の瞬時値を量子化したデータを波形データとして、対応する波形データテーブル３４のアドレス位置に格納している。

基準信号生成器２２を構成するアドレス変換部５０（図２参照）は、ロードノイズの周波数ｆｄに基づいたアドレスを、波形データテーブル３４に対する読み出しアドレスとして指定する。π／４移相部５２は、アドレス変換部５０で指定されたアドレスに対し１／４周期分（９０［°］又はπ／４［ｒａｄ］）だけシフトしたアドレスを波形データテーブル３４に対する読み出しアドレスとして指定する。

図４Ａ〜図４Ｃは、基準信号生成器２２による基準信号Ｓｒの生成を模式的に示した図である。ここで、ｎは０以上の整数であって、適応ノッチフィルタ３２におけるサンプリングの計数値（タイミング信号計数値）である。図４Ａは、波形データテーブル３４のアドレスと波形データとの関係を模式的に示し、図４Ｂは、正弦波信号Ｓｒｓの生成を模式的に示し、図４Ｃは、余弦波信号Ｓｒｃの生成を模式的に示している。

ここでは、一定のサンプリング周期でサンプリングする場合（固定サンプリング方式）を前提として説明する。また、図３Ａ〜図４Ｃに示すように、所定数（Ｎ）は３６００と仮定する。そのため、アドレスは、ｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１＝０、１、２、…、３５９９となり、１／４周期分のシフト量はＮ／４＝９００となる。また、説明を簡単にするために、サンプリング間隔（時間）ｔは、ｔ＝１／Ｎ＝１／３６００［ｓ］と規定する。

この場合、サンプリング間隔が１／３６００［ｓ］（１／Ｎ［ｓ］）であるため、アドレス変換部５０は、所定のサンプリング毎に、下記の（１）式で示されるように、ロードノイズの周波数ｆｄに基づくアドレス間隔ｉｓで読み出しアドレスｉ（ｎ）を指定する。
ｉｓ＝Ｎ×ｆｄ×ｔ＝３６００×ｆｄ×１／３６００＝ｆｄ （１）

従って、あるタイミングのアドレスｉ（ｎ）は、下記の（２）式となる。
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｉｓ＝ｉ（ｎ−１）＋ｆｄ （２）

なお、ｉ（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のとき、アドレスｉ（ｎ）は、下記の（３）式となる。
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｆｄ−３６００ （３）

このため、基準信号生成器２２は、サンプリング毎に、ロードノイズの周波数ｆｄに相当するアドレス間隔ｉｓで波形データテーブル３４の波形データを順次読み出すことにより正弦波信号Ｓｒｓ（ｎ）を生成する。すなわち、ｆｄ＝４０［Ｈｚ］の場合に、制御が開始されると、サンプリング毎、すなわち、１／３６００［ｓ］毎に、ｉ（ｎ）＝０、４０、８０、１２０、…、３５６０、０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることになり、４０［Ｈｚ］の正弦波信号Ｓｒｓ（ｎ）が生成される。

また、π／４移相部５２は、ｓｉｎ（θ＋π／２）＝ｃｏｓθより、アドレス変換部５０から出力される（アドレス変換部５０で指定された）正弦波信号Ｓｒｓ（ｎ）の読み出しアドレスｉ（ｎ）に対して、下記の（４）式で示すように、１／４周期分だけシフト（加算）したアドレスを、読み出しアドレスｉ´（ｎ）として指定する。
ｉ´（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｎ／４＝ｉ（ｎ）＋９００ （４）

なお、ｉ´（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のとき、読み出しアドレスｉ´（ｎ）は、下記の（５）式となる。
ｉ´（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋９００−３６００ （５）

従って、基準信号生成器２２は、正弦波信号Ｓｒｓ（ｎ）のアドレスｉ（ｎ）に対してアドレスを１／４周期だけシフトしたアドレスｉ´（ｎ）から、サンプリング毎に周波数ｆｄに相当するアドレス間隔で波形データテーブル３４の波形データを順次読み出すことにより余弦波信号Ｓｒｃ（ｎ）を生成する。

ここで、ｆｄ＝４０［Ｈｚ］の場合に、制御が開始されると、サンプリング毎に、すなわち、１／３６００［ｓ］毎に、ｉ´（ｎ）＝９００、９４０、９８０、１０２０、…、８６０、９００、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより、４０［Ｈｚ］の余弦波信号Ｓｒｃ（ｎ）が生成される。

以上が波形データテーブル３４を用いた基準信号生成器２２による基準信号Ｓｒ（正弦波信号Ｓｒｓ及び余弦波信号Ｓｒｃ）の生成に関する説明である。

図１及び図２に戻って、位相・ゲイン調整器４６は、調整基準信号生成器４０、１タップ適応フィルタ４２（適応フィルタ４２ａ、４２ｂ）、ゲイン調整器（振幅調整器）４４及び加算器６０を有する。

調整基準信号生成器４０は、後述するように、波形データ（図３Ａ及び図３Ｂ参照）に対する基準信号Ｓｒ（正弦波信号Ｓｒｓ及び余弦波信号Ｓｒｎ）の読み込みアドレスから（角度θａに応じた）所定量だけずらした読み込みアドレスより、波形データテーブル３４から前記波形データを順次読み込むことにより、基準信号Ｓｒに対して前記所定量だけ位相がずれた調整基準信号Ｓｒａ（調整正弦波信号Ｓｒａｓ及び調整余弦波信号Ｓｒａｃ）を生成する。すなわち、調整正弦波信号Ｓｒａｓは、Ｓｒａｓ＝ｓｉｎ（２πｆｄｔ＋θａ）となり、調整余弦波信号Ｓｒａｃは、Ｓｒａｃ＝ｃｏｓ（２πｆｄｔ＋θａ）となる。適応フィルタ２８ａのフィルタ係数Ｗｃがコピーされた適応フィルタ４２ａは、調整余弦波信号Ｓｒａｃにフィルタ係数Ｗｃをかけて出力し、適応フィルタ２８ｂのフィルタ係数Ｗｓがコピーされた適応フィルタ４２ｂは、調整正弦波信号Ｓｒａｓにフィルタ係数Ｗｓをかけて出力し、加算器６０は、Ｗｃ×Ｓｒａｃ＋Ｗｓ×Ｓｒａｓの加算信号を制御信号Ｓｃｐとして出力する。ゲイン調整器４４は、制御信号ＳｃｐにゲインＧを乗じて補正制御信号Ｓｃａを出力する。

ここで、マイクロフォン６が配置される評価点において、ロードノイズに対して相殺音を逆位相で且つ等振幅に近づけることで、前記評価点における前記ロードノイズを消音することが可能となる。つまり、位相・ゲイン調整器４６は、前記評価点において、前記ロードノイズに対し前記相殺音が逆位相で且つ等振幅に近づくように、前記相殺音を生成するための補正制御信号Ｓｃａの位相及び振幅、すなわち、補正制御信号Ｓｃａを生成するための調整制御信号Ｓｒａの位相及び制御信号Ｓｃｐの振幅をそれぞれ調整する。

ここで、スピーカ８からマイクロフォン６までの音の伝達特性をＣ、マイクロフォン６の位置（評価点）におけるロードノイズをＮｒ、スピーカ８から出力されてマイクロフォン６に到達する相殺音をＳｃａ×Ｃとすると、ロードノイズＮｒと相殺音Ｓｃａ×Ｃとの関係は、下記の（６）式のようになる。
Ｓｃａ×Ｃ＋Ｎｒ＝０
Ｓｃａ＝Ｎｒ×（−１／Ｃ） （６）

従って、調整基準信号生成器４０は、相殺音Ｓｃａ×Ｃの位相がロードノイズＮｒに対して逆位相となるように、（６）式中の（−１／Ｃ）に相当する位相量である角度θａだけ基準信号Ｓｒの位相をずらすことにより調整基準信号Ｓｒａを生成する（調整基準信号Ｓｒａの位相を調整する）。また、ゲイン調整器４４は、相殺音Ｓｃａ×Ｃの振幅がロードノイズＮｒと等振幅に近づくように、調整基準信号Ｓｒａに基づく制御信号Ｓｃｐの振幅を調整する（制御信号ＳｃｐにゲインＧを乗ずる）。

図５Ａ〜図５Ｃは、調整基準信号生成器４０による調整基準信号Ｓｒａの生成を模式的に示した図である。図５Ａは、波形データテーブル３４のアドレスと波形データとの関係を模式的に示し、図５Ｂは、調整正弦波信号Ｓｒａｓの生成を模式的に示し、図５Ｃは、調整余弦波信号Ｓｒａｃの生成を模式的に示している。なお、図５Ｂ及び図５Ｃにおいて、実線は、調整正弦波信号Ｓｒａｓの波形７２及び調整余弦波信号Ｓｒａｃの波形７０であり、破線は、正弦波信号Ｓｒｓの波形７６及び余弦波信号Ｓｒｃの波形７４である。

調整基準信号生成器４０を構成する第１アドレスシフト部５４（図２参照）は、アドレス変換部５０から出力される（アドレス変換部５０で指定された）正弦波信号Ｓｒｓ（ｎ）の読み出しアドレスｉ（ｎ）に対して、下記の（７）式で示すように、前述した角度θａに応じた量だけシフト（減算）したアドレスを、読み出しアドレスｉａ（ｎ）として指定する。ここでは、θａ＝−１００［°］とする。
ｉａ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｎ×（θａ／３６０）
＝ｉ（ｎ）−１０００ （７）

なお、ｉ（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のとき、読み出しアドレスｉａ（ｎ）は、下記の（８）式となる。
ｉａ（ｎ）＝ｉ（ｎ）−１０００−３６００ （８）

従って、第１アドレスシフト部５４は、正弦波信号Ｓｒｓ（ｎ）のアドレスｉ（ｎ）に対してアドレスを−１００［°］に応じた量だけシフト（減算）したアドレスｉａ（ｎ）から、サンプリング毎に周波数ｆｄに相当するアドレス間隔で波形データテーブル３４の波形データを順次読み出すことにより調整正弦波信号Ｓｒａｓ（ｎ）を生成する。

一方、調整基準信号生成器４０を構成する第２アドレスシフト部５６は、π／４移相部５２から出力される（π／４移相部５２で指定された）余弦波信号Ｓｒｃ（ｎ）の読み出しアドレスｉ´（ｎ）に対して、下記の（９）式で示すように、角度θａ＝−１００［°］に応じた量だけシフト（減算）したアドレスを、読み出しアドレスｉ´ａ（ｎ）として指定する。
ｉ´ａ（ｎ）＝ｉ´（ｎ）＋Ｎ×（θａ／３６０）
＝ｉ´（ｎ）−１０００ （９）

なお、ｉ´ａ（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のとき、読み出しアドレスｉ´ａ（ｎ）は、下記の（１０）式となる。
ｉ´ａ（ｎ）＝ｉ´（ｎ）−１０００−３６００ （１０）

従って、第２アドレスシフト部５６は、余弦波信号Ｓｒｃ（ｎ）のアドレスｉ´（ｎ）に対してアドレスを−１００［°］に応じた量だけシフト（減算）したアドレスｉ´ａ（ｎ）から、サンプリング毎に周波数ｆｄに相当するアドレス間隔で波形データテーブル３４の波形データを順次読み出すことにより調整余弦波信号Ｓｒａｃ（ｎ）を生成する。

以上のように構成されるＡＮＣ装置１０の効果について、図６〜図９を参照しながら説明する。

図６は、比較例に係るＡＮＣ装置６２のブロック図であり、位相・ゲイン調整器４６は、調整基準信号生成器４０に代えて、移相器として動作するＮサンプル時間遅延を有する遅延器（Ｚ^-N）６４を有している。この遅延器６４は、基準信号ＳｒをＮサンプル時間遅延（移相）させて遅延基準信号Ｓｒｄを生成し、生成した遅延基準信号Ｓｒｄを１タップ適応フィルタ４２に出力する。

図７は、位相・ゲイン調整器４６の位相特性を示す特性図である。

比較例に係るＡＮＣ装置６２の位相・ゲイン調整器４６は、遅延器６４を採用し、基準信号Ｓｒを遅延（移相）させて生成した遅延基準信号Ｓｒｄに基づいて補正制御信号Ｓｃａを生成するので、その位相特性８２は、周波数変化に伴って変化する特性となっている。

これに対して、この実施形態に係るＡＮＣ装置１０の位相・ゲイン調整器４６においては、調整基準信号生成器４０が波形データテーブル３４に格納された波形データを用いることにより、基準信号Ｓｒに対してθａ＝−１００［°］だけ位相のずれた調整基準信号Ｓｒが生成され、この調整基準信号Ｓｒにフィルタ係数Ｗ及びゲインＧをかけることにより補正制御信号Ｓｃａが生成されるので、その位相特性８０は、周波数変化に関わらず一定値（θａ＝−１００［°］）に維持された特性となっている。

図８は、ＡＮＣ装置１０の閉ループ特性（ＡＮＣ装置１０の位相特性８４及びＡＮＣ装置６２の位相特性８６）を示す特性図である。また、図９は、ＡＮＣ装置１０の閉ループ特性（ＡＮＣ装置１０の振幅特性８８及びＡＮＣ装置６２の振幅特性９０）を示す特性図である。

比較例に係る振幅特性９０において、４０［Ｈｚ］を中心周波数とする３５［Ｈｚ］〜４５［Ｈｚ］の帯域は、消音性能が確保された周波数帯域（負の領域）であり、一方で、２５［Ｈｚ］〜３５［Ｈｚ］及び４５［Ｈｚ］〜５５［Ｈｚ］の帯域は、消音制御が有効に機能しない増音領域（正の領域）となっている。これは、位相特性８６に示すように、３５［Ｈｚ］以下及び４５［Ｈｚ］以上の周波数領域においては、中心周波数（４０［Ｈｚ］）に対し位相が９０［°］以上ずれており、良好な消音性能を確保できないためである。

これに対して、この実施形態に係る振幅特性８８では、４０［Ｈｚ］を中心周波数とする３０［Ｈｚ］〜５０［Ｈｚ］の帯域は、消音性能が確保される周波数帯域（負の領域）となっており、比較例に係る振幅特性９０と比較して、消音制御が有効に機能する周波数領域が広帯域化されている。

これは、前述したように、調整基準信号生成器４０が波形データテーブル３４に格納された波形データを用いることにより、基準信号Ｓｒに対してθａ＝−１００［°］だけ位相のずれた調整基準信号Ｓｒが生成されるので、位相・ゲイン調整器４６の位相特性８０が周波数変化に関わらず一定値（θａ＝−１００［°］）に維持され、この結果、良好な消音性能が得られる周波数領域を広帯域化することが可能となるからである。

以上説明したように、この実施形態に係るＡＮＣ装置１０は、ロードノイズを相殺するための相殺音を発生するスピーカ８と、ロードノイズと相殺音との差に基づく誤差信号ｅ１を検出するマイクロフォン６と、波形データが格納された波形データテーブル３４と、波形データテーブル３４から波形データを順次読み込むことによりロードノイズ周波数ｆｄに基づく基準信号Ｓｒを生成する基準信号生成器２２と、基準信号Ｓｒにフィルタ係数Ｗをかけて制御信号Ｓｃを生成する１タップ適応フィルタ２８と、誤差信号ｅ１から制御信号Ｓｃを減算して補正誤差信号ｅ２を生成する減算器２０と、基準信号Ｓｒ及び補正誤差信号ｅ２に基づいて補正誤差信号ｅ２が最小となるように１タップ適応フィルタ２８のフィルタ係数Ｗを逐次更新するフィルタ係数更新器３８と、前記波形データに対する基準信号Ｓｒの読み込み位置から（角度θａに応じた）所定量ずらした読み込み位置より前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号Ｓｒａを生成する調整基準信号生成器４０と、調整基準信号Ｓｒａにフィルタ係数Ｗをかけて制御信号Ｓｃｐを生成する１タップ適応フィルタ４２とを有する。

また、スピーカ８は、制御信号Ｓｃｐに基づく補正制御信号Ｓｃａを相殺音として発生する。

この場合、基準信号Ｓｒの読み込み位置から前記所定量ずらした読み込み位置より調整基準信号Ｓｒａを生成し、生成した調整基準信号Ｓｒａにフィルタ係数Ｗをかけて制御信号Ｓｃｐを生成する。すなわち、調整基準信号生成器４０は、波形データテーブル３４に格納された前記波形データを用いて、前記所定量に応じた角度θａだけ基準信号Ｓｒから位相がずれた調整基準信号Ｓｒａを生成するので、制御信号Ｓｃｐ及び補正制御信号Ｓｃａは、基準信号Ｓｒから角度θａだけ位相がずれた信号となる。これにより、ＡＮＣ装置１０は、移相器（遅延器）を用いることなく、補正制御信号Ｓｃｐ（制御信号Ｓｃｐ）の位相調整を行うことができる。また、前記移相器が不要となるので、周波数に対する補正制御信号Ｓｃｐ（制御信号Ｓｃｐ）の位相変化が抑制されて、消音性能（制御性能）を確保することができると共に、消音可能な周波数帯域を広帯域化することが可能となる。

また、ＡＮＣ装置１０は、制御信号Ｓｃｐの振幅（ゲイン）を調整して補正制御信号Ｓｃａを生成するゲイン調整器４４をさらに有する。

これにより、マイクロフォン６が配置される評価点においてロードノイズに対し相殺音が逆位相で且つ等振幅に近づくように、前記相殺音を生成するための補正制御信号Ｓｃａ（に応じた調整基準信号Ｓｒａ）の位相が調整基準信号生成器４０により調整され、一方で、制御信号Ｓｃｐ（補正制御信号Ｓｃａ）の振幅がゲイン調整器４４により調整される。これにより、補正制御信号Ｓｃａの位相及び振幅を容易に調整することが可能となり、前記評価点におけるロードノイズを効率よく消音することができる。

すなわち、調整基準信号生成器４０は、スピーカ８からマイクロフォン６までの音の伝達特性Ｃの逆数に−１を乗じた値（−１／Ｃ）に相当する位相量としての角度θａを用いて、基準信号Ｓｒに対して角度θａだけ位相がずれた調整基準信号Ｓｒａを生成する。これにより、前記評価点において、ロードノイズに対して確実に逆位相で且つ等振幅に近づけた相殺音を発生することができ、該評価点におけるロードノイズを確実に低減することが可能となる。

なお、この発明は、上述した実施形態に限らず、明細書及び図面の記載内容に基づき、種々の変更が可能であることは勿論である。

この発明の一実施形態に係る能動型騒音制御装置の構成を示すブロック図である。 図１の能動型騒音制御器のより詳細な構成を示すブロック図である。 図３Ａ及び図３Ｂは、波形データテーブルに格納された波形データの説明図である。 図４Ａ〜図４Ｃは、図１及び図２の基準信号生成器による基準信号の生成を模式的に示した説明図である。 図５Ａ〜図５Ｃは、図１及び図２の調整基準信号生成器による調整基準信号の生成を模式的に示した説明図である。 比較例に係る能動型騒音制御器の構成を示すブロック図である。 位相・ゲイン調整器の位相特性を示す特性図である。 ＡＮＣ装置の閉ループ特性（位相特性）を示す特性図である。 ＡＮＣ装置の閉ループ特性（振幅特性）を示す特性図である。

符号の説明

６…マイクロフォン ８…スピーカ
１０…能動型騒音制御装置 １８…能動型騒音制御器
２０…減算器 ２２…基準信号生成器
２８、４２…１タップ適応フィルタ
２８ａ、２８ｂ、４２ａ、４２ｂ…適応フィルタ
３２…適応ノッチフィルタ ３４…波形データテーブル
３６…１サンプル時間遅延器
３８、３８ａ、３８ｂ…フィルタ係数更新器
４０…調整基準信号生成器 ４４…ゲイン調整器
４６…位相・ゲイン調整器 ５０…アドレス変換部
５２…π／４移相部 ５４…第１アドレスシフト部
５６…第２アドレスシフト部 ５８、６０…加算器

Claims (3)

1. 騒音を相殺するための相殺音を発生する相殺音発生器と、
   前記騒音と前記相殺音との差に基づく誤差信号を検出する誤差信号検出器と、
   所定の波形データが格納された波形データテーブルと、
   前記波形データテーブルから前記波形データを順次読み込むことにより、前記騒音の周波数に基づく基準信号を生成する基準信号生成器と、
   前記基準信号にフィルタ係数をかけて制御信号を生成する第１適応フィルタと、
   前記誤差信号から前記制御信号を減算して補正誤差信号を生成する減算器と、
   前記基準信号及び前記補正誤差信号に基づいて、前記補正誤差信号が最小となるように前記第１適応フィルタの前記フィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新器と、
   前記波形データに対する前記基準信号の読み込み位置から所定量ずらした読み込み位置より前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号を生成する調整基準信号生成器と、
   前記調整基準信号に前記フィルタ係数をかけて相殺信号を生成する第２適応フィルタと、
   を備え、
   前記相殺音発生器は、前記相殺信号に基づいて前記相殺音を発生する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
2. 請求項１記載の能動型騒音制御装置において、
   前記相殺信号の振幅を調整し、調整した前記相殺信号を前記相殺音発生器に出力する振幅調整器をさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
3. 請求項１又は２記載の能動型騒音制御装置において、
   前記調整基準信号生成器は、前記相殺音発生器から前記誤差信号検出器までの音の伝達特性の逆数に−１を乗じた値に相当する位相量を前記所定量とすることで、前記基準信号に対して前記位相量だけ位相がずれた前記調整基準信号を生成する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。

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