JP4074612B2 - 能動型振動騒音制御装置 - Google Patents

Description

本発明は車両などに適応することができる、適応ノッチフィルタを用いて振動騒音を能動的に制御する能動型振動騒音制御装置に関する。

従来から、車室内の振動騒音に対する能動型振動騒音制御では、制御対象の信号伝達特性をＦＩＲフィルタでモデル化し、制御対象とする振動騒音と相関の高いエンジン回転数に基づくパルスやサスペンションの振動出力をＦＩＲフィルタに入力してＦＩＲフィルタからの出力を参照信号として用い、参照信号と誤差信号とから誤差信号を低減させるための打消振動騒音を発生させる信号を適応的に生成し、アクチュエータから２次振動騒音を発生させることにより低減を図るのが一般的である。

この技術の一例は、エンジン回転信号を受けて基準波信号を基準波信号発生器で発生させ、発生した基準波信号を受けて適応型ＦＩＲフィルタはその出力でスピーカを駆動し、スピーカの出力によって生ずる車室内の振動騒音とエンジン回転などによる車室内の振動騒音との差を車室内に設けたマイクロフォンにて検出し、マイクロフォンからの出力を抑制するように適応型ＦＩＲフィルタを制御するものである（例えば、特許文献１参照）。

また、他の例として、図１７に示す如く、適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置が知られている。車両において車室内の振動騒音はエンジンの出力軸の回転に同期して発生することに注目して、エンジン出力軸の回転に基づく周波数の車室内振動騒音を、適応ノッチフィルタを利用して消音させるものである。

適応ノッチフィルタを用いた従来の能動型振動騒音制御装置では、エンジン出力軸の回転に同期したエンジンパルスを波形整形器７１で波形整形し、波形整形出力を受けて余弦波発生器７２および正弦波発生器７３で余弦波信号と正弦波信号とを生成し、生成余弦波信号は適応ノッチフィルタ７４を通し、生成正弦波信号は適応ノッチフィルタ７５を通し、適応ノッチフィルタ７４および７５の出力を加算器７６で加算して２次振動騒音発生器７７を駆動する。

一方、エンジン出力軸の回転に同期した周波数に対する車室の信号伝達特性（γ０）を有する伝達要素７８に余弦波信号を通し、エンジン出力軸の回転に同期した周波数に対する車室の信号伝達特性（γ１）を有する伝達要素７９に正弦波信号を通して、両演算出力を加算器８０で加算することにより第１参照信号を得、信号伝達特性（γ０）を有する伝達要素８１に正弦波信号を通し、信号伝達特性（−γ１）を有する伝達要素８２に余弦波信号を通して、両演算出力を加算器８３で加算することにより第２参照信号を得て、誤差検出手段８６で検出した誤差信号が最小となるように、第１参照信号に基づく適応アルゴリズムにより適応ノッチフィルタ７４のフィルタ係数を更新させ、第２参照信号に基づく適応アルゴリズムにより適応ノッチフィルタ７５のフィルタ係数を更新させるものが知られている（例えば、特許文献２参照）。

特表平１−５０１３４４号公報（第５頁、第１図） 特開２０００−９９０３７号公報（第２頁、第８図）

しかしながら参照信号を得るためにＦＩＲフィルタを使用した例（例えば、特許文献１）によるときは、ＦＩＲフィルタにおける畳み込み演算のために、例えば車室振動騒音の打ち消しの場合、車両の急加速に対応させようとすると、サンプリング周波数を高くする必要があるほか、ＦＩＲフィルタのタップ数を多くする必要があり、ＦＩＲフィルタの演算負荷が大きく、能動型振動騒音制御装置にデジタルシグナルプロセッサなど演算能力の大きなものが必要となって、能動型振動騒音制御装置が高価になるという問題点があった。

また、上記した適応ノッチフィルタを使用した例（例えば、特許文献２）によるときは、参照信号を得るための演算量は少なくて済むが、２次振動騒音発生器から誤差信号検出手段までの信号伝達特性が最適に十分にモデル化されておらず、適応ノッチフィルタのフィルタ係数を更新するための最適な参照信号が得られず、例えば車両の急加速に十分に追従することが困難な場合があり、十分な振動騒音制御効果が得られないという問題点があった。

このために、本出願人は、出願人の一人として、スピーカとマイクロフォンとの間の信号伝達特性中の位相遅れの余弦値に基づく余弦補正値を制御周波数に対応して格納したメモリと、スピーカとマイクロフォンとの間の信号伝達特性中の位相遅れの正弦値に基づく正弦補正値を制御周波数に対応して格納したメモリとを備えた記憶装置を有し、記憶装置から読み出した余弦補正値と余弦波発生回路から出力された基準余弦波信号とを乗算し、記憶装置から読み出した正弦補正値と正弦波発生回路から出力された基準正弦波信号とを乗算し、両乗算出力信号を演算し、この演算出力信号を第１参照信号とし、記憶装置から読み出した余弦補正値と正弦波発生回路から出力された基準正弦波信号とを乗算し、記憶装置から読み出した正弦補正値と余弦波発生回路から出力された基準余弦波信号とを乗算し、両乗算出力信号を演算し、この演算出力信号を第２参照信号として出力することを提案している（特願２００３−１６０６９９参照）。

本発明は、参照信号を得るための演算量を低減させ、かつ演算精度および収束速度を向上させて十分な振動騒音制御効果のある能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１にかかる能動型振動騒音制御装置は、振動騒音源から発生する振動または騒音の周波数から選択された調波の基準波信号を出力する基準波信号生成手段と、
前記振動騒音を相殺するため、前記基準波信号に基づいて制御信号を出力する適応型ノッチフィルタと、
前記制御信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
前記振動または騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対する位相特性の測定値に基づいて、前記基準波信号を補正して参照信号として出力する位相補正手段と、
前記誤差信号と前記参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記適応型ノッチフィルタのフィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
を備え、
前記基準波信号生成手段は、１周期の正弦波または余弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準波信号を生成し、
前記位相補正手段は、前記基準波信号の周波数に対して、前記測定値を記憶する位相補正データ記憶手段を有し、前記基準波信号の周波数を参照して前記位相補正データ記憶手段から前記測定値を読み出し、前記基準波信号生成手段が波形データ記憶手段から波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記参照信号とする能動型振動騒音制御装置であって、
さらに、前記参照信号のゲインを補正するゲイン設定器を有し、
前記ゲイン設定器には、前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの前記伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対するゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性が設定され、該補正ゲイン特性により前記位相補正手段から読み出された前記参照信号のゲインを補正して前記フィルタ更新手段へ前記参照信号として供給する
こと
を特徴とする。

本発明の請求項２にかかる能動型振動騒音制御装置は、振動騒音源から発生する振動または騒音の周波数から選択された調波の基準正弦波信号と基準余弦波信号とを出力する基準波信号生成手段と、
前記振動騒音を相殺するため、前記基準余弦波信号に基づいて第１制御信号を出力する第１適応型ノッチフィルタおよび前記基準正弦波信号に基づいて第２制御信号を出力する第２適応型ノッチフィルタと、
前記第１制御信号と第２制御信号を加算した加算信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
前記振動または騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性中の前記各基準波信号の周波数に対する位相特性の測定値に基づいて、前記基準余弦波信号を補正した第１参照信号と前記基準正弦波信号を補正した第２参照信号とを出力する位相補正手段と、
前記誤差信号と前記第１参照信号および前記第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１適応型ノッチフィルタのフィルタ係数および前記第２適応型ノッチフィルタのフィルタ係数をそれぞれ逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
を備え、
前記基準波信号生成手段は、１周期の余弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準余弦波信号を生成し、基準余弦波信号の読み出しアドレスに対して４分の１周期分だけシフトした前記波形データ記憶手段のアドレスから順次波形データを読み出して基準正弦波信号を生成し、
前記位相補正手段は、前記基準波信号の周波数に対して、前記測定値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準波信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記測定値を読み出し、前記基準波信号生成手段が前記波形データ記憶手段から前記基準余弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第１参照信号とし、前記波形データ記憶手段から前記基準正弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第２参照信号とする能動型振動騒音制御装置であって、
さらに、前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正するゲイン設定器を有し、
前記ゲイン設定器には、前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの前記伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対するゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性が設定され、前記補正ゲイン特性により前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正して前記フィルタ係数更新手段へ第１参照信号および第２参照信号として供給する
こと
を特徴とする。

本発明の請求項３にかかる能動型振動騒音制御装置は、振動騒音源から発生する振動または騒音の周波数から選択された調波の基準正弦波信号と基準余弦波信号とを出力する基準波信号生成手段と、
前記振動騒音を相殺するため、前記基準余弦波信号に基づいて第１制御信号を出力する第１適応型ノッチフィルタおよび前記基準正弦波信号に基づいて第２制御信号を出力する第２適応型ノッチフィルタと、
前記第１制御信号と第２制御信号を加算した加算信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
前記振動または騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性中の前記各基準波信号の周波数に対する位相特性の測定値に基づいて、前記基準余弦波信号を補正した第１参照信号と前記基準正弦波信号を補正した第２参照信号とを出力する位相補正手段と、
前記誤差信号と前記第１参照信号および第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１適応型ノッチフィルタのフィルタ係数および前記第２適応型ノッチフィルタのフィルタ係数をそれぞれ逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
を備え、
前記基準波信号生成手段は、１周期の正弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準正弦波信号を生成し、基準正弦波信号の読み出しアドレスに対して４分の１周期分だけシフトした前記波形データ記憶手段のアドレスから順次波形データを読み出して基準余弦波信号を生成し、
前記位相補正手段は、前記基準波信号の周波数に対して、前記測定値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準波信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記測定値を読み出し、前記基準波信号生成手段が前記波形データ記憶手段から前記基準正弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第２参照信号とし、前記波形データ記憶手段から前記基準余弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第１参照信号とする能動型振動騒音制御装置であって、
さらに、前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正するゲイン設定器を有し、
前記ゲイン設定器には、前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの前記伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対するゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性が設定され、前記補正ゲイン特性により前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正して前記フィルタ係数更新手段へ第１参照信号および第２参照信号として供給する
こと
を特徴とする。

上記のように本発明によれば、従来技術のように参照信号を得るためにＦＩＲフィルタを用いる必要もなく畳み込み演算などが不要となって、参照信号を得るための演算量が大幅に少なくなり、安価なマイクロコンピュータでも制御応答性を損なうことがなく、能動型振動騒音制御装置を安価に構成することができ、かつ参照信号の位相補正およびゲイン補正では測定値を使用するので演算精度が向上し、さらに参照信号のゲイン補正では、ゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性を使用するので収束速度を向上させることができる。

以下、本発明にかかる能動型振動騒音制御装置を実施の一形態によって説明する。

図１は本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。

本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置１０では、車室内の主振動騒音であるエンジンのこもり音を含む振動騒音を打消制御する場合を例に説明する。

図１に示すように、本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置１０の主要部は、マイクロコンピュータ１で構成されている。能動型振動騒音制御装置１０では、エンジン出力軸の回転をホール素子などにより、例えば、上死点パルスなどのエンジンパルスとして検出し、検出したエンジンパルスを周波数検出回路１１に供給して、エンジンパルスからエンジンパルスの周波数を検出し、検出周波数に基づく信号を発生させる。

周波数検出回路１１は、エンジンパルスの周波数よりも非常に高い周波数でエンジンパルスを監視し、エンジンパルスの極性が変化するタイミングを検出し、極性変化点の時間的間隔を計測してエンジンパルスの周波数をエンジン出力軸の回転数として検出し、該検出周波数に基づきエンジン出力軸の回転に同期した制御周波数の信号を出力する。

ここで、エンジンこもり音はエンジン回転によって発生した加振力が車体に伝達されて発生する振動放射音であることから、エンジンの回転数に同期した顕著な周期性を有する振動騒音であり、例えば、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の１／２回転ごとに起こるガス燃焼によるトルク変動によりエンジンを基点とした加振振動が発生し、これが原因で車室内に振動騒音が発生する。

したがって、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の回転数の２倍の周波数を有する回転２次成分と称される振動騒音が多く発生するため、周波数検出回路１１は、検出周波数の２倍の周波数を制御周波数とする信号を出力する。制御周波数は打ち消すべき振動騒音の周波数であり、制御周波数を単に周波数とも記す。

なお、前記周波数検出回路１１は、マイクロコンピュータ１の標本化周期を有するタイミング信号（サンプリングパルス）も発生し、マイクロコンピュータ１はタイミング信号に基づいて後述するＬＭＳアルゴリズムなどの演算処理を行う。

メモリ１９は図２（ａ）および（ｂ）に模式的に示すように、正弦波１周期分の波形を時間軸方向に所定数（Ｎ）等分したときの各瞬時値を表すように、各瞬時値データをアドレス毎に波形データとして記憶している。なお、前記アドレス（ｉ）は０から（前記所定数−１）までの整数（ｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１）であり、図２（ａ）および（ｂ）に記載されるＡは１または任意の正の実数である。したがって、アドレスｉの波形データは、Ａｓｉｎ（３６０°×ｉ／Ｎ）で算出される。換言すれば、１サイクルの正弦波を時間方向にＮ分割して標本化し、各標本化点を順次メモリ１９のアドレスとし、各標本化点における正弦波の瞬時値を量子化したデータを波形データとして、対応するメモリ１９のアドレス位置に格納したものである。

第１アドレス変換回路２０は、周波数検出回路１１から出力される信号を受けて、制御周波数に基づいたアドレスを、メモリ１９に対する読み出しアドレスとして指定する。第２アドレス変換回路２１は、第１アドレス変換回路２０で指定されたアドレスに対し１／４周期分だけシフトしたアドレスをメモリ１９に対する読み出しアドレスとして指定する。

ここで、メモリ１９は波形データ記憶手段に相当し、周波数検出回路１１、メモリ１９、第１および第２アドレス変換回路２０および２１で基準波信号生成手段２２を構成している。

図３は基準波信号生成手段２２が基準波信号を生成する方法を模式的に示し図である。図３を参照しながら、基準波信号生成手段２２が基準波信号である基準余弦波信号および基準正弦波信号を生成する方法を説明する。ここで、ｎは０以上の整数であって、前記サンプリングパルスの計数値（タイミング信号計数値）である。図３（ａ）はメモリ１９のアドレスと波形データの関係を模式的に示し、図３（ｂ）は基準正弦波信号の生成を模式的に示し、図３（ｃ）は基準余弦波信号の生成を模式的に示している。

まず、周波数検出回路１１から一定のサンプリング周期でタイミング信号が出力される場合（固定サンプリング方式）を説明する。ここで、実施例では図３で記載したように、所定数（Ｎ）は３６００と仮定する。このため、アドレスは，ｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１＝０、１、２、…、３５９９となり、１／４周期分のシフト量はＮ／４＝９００となる。また、説明を簡単にするために、サンプリング間隔（時間）；ｔ＝１／Ｎ＝１／３６００（秒）と規定する。

サンプリング間隔が１／３６００秒（１／Ｎ秒）であるため、第１アドレス変換回路２０は、周波数検出回路１１から入力されるサンプリングパルス毎に、下記の式で示されるように、制御周波数（ｆ）に基づくアドレス間隔で読み出しアドレス；ｉ（ｎ）を指定する。
アドレス間隔；ｉｓ＝Ｎ×ｆ×ｔ＝３６００×ｆ×１／３６００＝ｆ
したがって、あるタイミングのアドレス；ｉ（ｎ）は、
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｉｓ＝ｉ（ｎ−１）＋ｆ
である。なお、ｉ（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のときは、
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｆ−３６００
となる。

このため、基準波信号生成手段２２は、周波数検出回路１１が発生するサンプリングパルス毎に、制御周波数に相当するアドレス間隔でメモリ１９の波形データを順次読み出すことにより基準正弦波信号Ｘｂ（ｎ）を生成する。例えば、制御周波数が４０Ｈｚ（＝エンジン回転数；Ｎｅ＝１２００ｒｐｍ）の場合には、制御が開始されると、サンプリングパルス毎、すなわち、１／３６００秒毎に、ｉ（ｎ）＝０、４０、８０、１２０、…、３５６０、０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることになり、４０Ｈｚの基準正弦波信号；Ｘｂ（ｎ）が生成される。

また、第２アドレス変換回路２１は、ｓｉｎ（θ＋π／２）＝ｃｏｓθより、第１アドレス変換回路２０から出力される（第１アドレス変換回路２０で指定された）基準正弦波信号の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）に対して、下記の式で示すように、４分の１周期分だけシフト（加算）したアドレスを、読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）として指定する。
ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｎ／４＝ｉ（ｎ）＋９００
なお、ｉ′（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のときは、
ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋９００−３６００
となる。

したがって、基準波信号生成手段２２は、基準波信号のアドレスに対してアドレスを４分の１周期だけシフトしたアドレスから、周波数検出回路１１から発生するサンプリングパルス毎に、制御周波数に相当するアドレス間隔でメモリ１９の波形データを順次読み出すことにより基準余弦波信号；Ｘａ（ｎ）が生成される。

例えば、制御周波数が４０Ｈｚの場合には、制御が開始されると、サンプリングパルス毎に、すなわち、１／３６００秒毎に、ｉ′（ｎ）＝９００、９４０、９８０、１０２０、…、８６０、９００、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより４０Ｈｚの基準余弦波信号が生成される。すなわち、固定サンプリング方式の場合には、制御周波数に応じて、波形データの読み出しアドレス間隔を変化させることにより基準波信号を生成する。

次に、周波数検出回路１１からエンジンの出力軸回転数（エンジン回転数）に同期したサンプリング周期でタイミング信号が出力される場合（同期サンプリング方式、または可変サンプリング方式）について説明する。ここでは、所定数（Ｎ）を６０と仮定する。この場合は、アドレスはｉ＝０、１、２、…、Ｎ−１＝０、１、２、…、５９となり、４分の１周期分のシフト量はＮ／４＝１５となる。なお、この場合、図３に示した実施例と所定数（Ｎ）の値が異なるが、固定サンプリング方式の場合と考え方は同じである。

同期サンプリング方式の場合には、エンジン回転数に応じて（同期して）サンプリング間隔が変化するものである。周波数検出回路１１は、検出した制御周波数（ｆ）に応じて下記の式に基づいたサンプリング間隔（時間）でサンプリングパルスを出力する。
ｉ＝１／（ｆ×Ｎ）＝１／（ｆ×６０）（秒）

第１アドレス変換回路２０は、周波数検出回路１１から入力されるサンプリングパルス毎に、下記の式で示されるように、アドレスを１ずつ加算して読み出しアドレス；ｉ（ｎ）を指定する。したがって、あるタイミングのアドレスｉ（ｎ）は、
ｉ（ｎ）＝ｉ／（ｎ−１）＋１
なお、ｉ（ｎ）＞５９（＝Ｎ−１）のときは、ｉ（ｎ）＝ｉ／（ｎ−１）＋１−６０
となる。

したがって、基準波信号生成手段２２は、周波数検出回路１１が発生するサンプリングパルス毎に、アドレスを１つずつ加算しながらメモリ１９の波形データを順次読み出すことにより基準正弦波信号；Ｘｂ（ｎ）を生成する。例えば、制御周波数が４０Ｈｚの場合には、制御が開始されると、１／２４００（秒）間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ（ｎ）＝０、１、２、３、…、５９、０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより４０Ｈｚの基準正弦波信号が生成される。また、制御周波数が５０Ｈｚ（エンジン回転数；Ｎｅ＝１５００ｒｐｍ）の場合には、制御が開始されると、１／３０００（秒）間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ（ｎ）＝０、１、２、３、…、５９、０、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより５０Ｈｚの基準正弦波信号が生成される。

また、第２アドレス変換回路２１は、第１アドレス変換回路２０から出力される（第１アドレス変換回路２０で指定された）基準正弦波信号の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）に対して、下記の式で示すように、４分の１周期分だけシフト（加算）したアドレスを、読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）として指定する。
ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｎ／４＝ｉ（ｎ）＋１５
なお、ｉ′（ｎ）＞５９（＝Ｎ−１）のときは、ｉ′（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋１５−６０
となる。

したがって、基準波信号生成手段２２は、読み出し開始アドレスを４分の１周期分だけシフトしたアドレスから、周波数検出回路１１が発生するサンプリングパルス毎に、制御周波数に相当するアドレス間隔でメモリ１９の波形データを順次読み出すことにより基準余弦波信号；Ｘａ（ｎ）を生成する。

例えば、制御周波数が４０Ｈｚの場合には、制御が開始されると、１／２４００（秒）間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ′（ｎ）＝１５、１６、１７、１８、…、１４、１５、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより４０Ｈｚの基準余弦波信号が生成される。また、制御周波数が５０Ｈｚの場合には、制御が開始されると、１／３０００（秒）間隔で発生するサンプリングパルス毎に、ｉ′（ｎ）＝１５、１６、１７、１８、…、１４、１５、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより５０Ｈｚの基準余弦波信号が生成される。

すなわち、同期サンプリング方式の場合には、制御周波数に応じて、波形データの読み出し時間間隔を変化させることにより基準波信号を生成する。

なお、上記した実施例においては、メモリ１９に正弦波１周期分の波形を時間軸方向に所定数（Ｎ）等分したときの各瞬時値を記憶させた場合について述べたが、余弦波１周期分の波形を時間軸方向に所定数（Ｎ）等分したときの各瞬時値を記憶させた場合も同様である。

この場合には、通常、基準余弦波信号の読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）に対する基準正弦波信号の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）は、ｃｏｓ（θ−π／２）＝ｓｉｎ（θ）より、４分の１周期分だけ減算したアドレスとして下記の式で指定される。
ｉ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）−Ｎ／４
なお、ｉ（ｎ）＜０のときは、ｉ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）−Ｎ／４＋Ｎ
ｉ′（ｎ）＞Ｎ−１のときは、ｉ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）−Ｎ／４−Ｎ

一方、各基準波信号の周期性を考慮すれば、基準余弦波信号の読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）に対する基準正弦波信号の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）を、４分の３周期だけ加算したアドレスとして、下記の式で指定することも同義となる。
ｉ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）＋３×Ｎ／４
ｉ′（ｎ）＞Ｎ−１のときは、ｉ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）＋３×Ｎ／４−Ｎ

したがって、本請求項に記載する『４分の１周期分だけシフトする』ということは、４分の１周期分だけ加算または減算すること、および４分の３周期分だけ減算または加算することを意味することは、容易に理解されよう。

なお、実施例では、所定数（Ｎ＝３６００個）の正弦波の波形データを有する固定サンプリング方式の場合として説明する。また、各請求項に記載される“サンプリング毎に”とは、実施例に記載する「サンプリングパルス（タイミング信号）毎に」を意味している。

このようにして生成された基準余弦波信号および基準正弦波信号は、エンジン出力軸回転周波数の調波周波数の基準波信号であり、前記の如く打ち消すべき振動騒音の周波数である。

基準余弦波信号は第１適応ノッチフィルタ１４に供給され、第１適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数は後記のＬＭＳアルゴリズムにより適応処理されてサンプリングパルス毎に更新制御される。基準正弦波信号は第２適応ノッチフィルタ１５に供給され、第２適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数は後記のＬＭＳアルゴリズムにより適応処理されてサンプリングパルス毎に更新制御される。第１適応ノッチフィルタ１４からの出力信号および第２適応ノッチフィルタ１５からの出力信号は加算回路１６に供給されて加算され、Ｄ／Ａ変換器１７ａによりＤ／Ａ変換のうえローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７ｂと増幅器（ＡＭＰ）１７ｃを介しスピーカ１７から出力される。

すなわち、加算回路１６による加算出力（振動騒音打消信号）は車室内に設けられて打消振動騒音を発生させるためのスピーカ１７に供給され、加算回路１６の出力によってスピーカ１７が駆動される。一方、車室内には車室内の残留振動騒音を検出し誤差信号として出力するマイクロフォン１８が設けられている。

マイクロフォン１８から出力される信号は、増幅器（ＡＭＰ）１８ａ、帯域フィルタ（ＢＦＰ）１８ｂを経てＡ／Ｄ変換器１８ｃに供給されて、デジタルデータに変換のうえ後記するＬＭＳアルゴリズム演算器３０、３１に入力される。

一方、本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置１０には、各制御周波数に対してスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性中の位相遅れに基づく補正値であるアドレスシフト値、すなわち、メモリ１９のアドレスに対するアドレスシフト値を制御周波数に対して記憶させた補正データ記憶手段を構成するメモリ２３と、周波数検出回路１１からの出力信号に応じた制御周波数に基づいてメモリ２３のアドレス指定がされて該アドレスに格納されているアドレスシフト値が読み出されて、読み出されたアドレスシフト値と第１アドレス変換回路２０から出力されたアドレスデータと加算して加算値によってメモリ１９のアドレス指定を行う加算回路２５と、読み出されたアドレスシフト値と第２アドレス変換回路２１から出力されたアドレスデータと加算して加算値によってメモリ１９のアドレス指定を行う加算回路２４と、加算回路２４および２５からの出力によって指定されたメモリ１９のアドレスから読み出された波形データに対してゲイン倍の設定をするためのゲイン設定器２６および２７を備えている。

ここで、メモリ２３、加算回路２４および２５、ゲイン設定器２６および２７は参照信号発生回路２８を構成し、参照信号発生回路２８とメモリ１９とは協働して補正手段を形成している。制御周波数が参照されて制御周波数に応じたアドレスシフト値がメモリ２３から読み出され、該アドレスシフト値と第２アドレス変換回路２１から出力されたアドレスデータとが加算された加算値に基づくメモリ１９のアドレスから波形データが読み出され、ゲイン倍されて第１参照信号として出力される。前記アドレスシフト値と第１アドレス変換回路２０から出力されたアドレスデータとが加算された加算値に基づくメモリ１９のアドレスから波形データが読み出され、ゲイン倍されて第２参照信号として出力される。ここで、第１参照信号はアドレスシフト値に基づく値だけ位相がずらされた制御周波数の基準余弦波信号に基づく信号であり、第２参照信号はアドレスシフト値に基づく値だけ位相がずらされた制御周波数の基準正弦波信号に基づく信号である。

ゲイン設定器２６から出力される第１参照信号およびマイクロフォン１８からの出力信号はＬＭＳアルゴリズム演算器３０に供給されてＬＭＳアルゴリズム演算され、ＬＭＳアルゴリズム演算器３０からの出力に基づいてマイクロフォン１８からの出力信号、すなわち誤差信号が最小になるように第１適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数がサンプリングパルス毎に更新制御され、ゲイン設定器２７から出力される第２参照信号およびマイクロフォン１８からの出力信号はＬＭＳアルゴリズム演算器３１に供給されてＬＭＳアルゴリズム演算され、ＬＭＳアルゴリズム演算器３１からの出力に基づいてマイクロフォン１８からの出力信号、すなわち誤差信号が最小になるように第２適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数がサンプリングパルス毎に更新制御される。

次に、メモリ２３に格納するアドレスシフト値を導入して能動型振動騒音制御装置１０の作用について説明する。

車室のエンジンこもり音は、前記のようにガス燃焼に起因するためエンジン出力軸の回転に同期した狭帯域の周波数を有する振動騒音であり、全ての音（波）は、こもり音の制御周波数（周波数）ｆの互いに直交する余弦波と正弦波との和で表すことができて、図４に示す如く複素平面上において実線で示すように表示することができる。すなわち（ｐｃｏｓ２πｆｔ＋ｉｑｓｉｎ２πｆｔ）と表せる。したがって、一点鎖線Ｕ、Ｖで示す直交した基準余弦波信号（Ｃｓ（＝ｃｏｓ２πｆｔ）、０）と基準正弦波信号（０、Ｓｎ（＝ｓｉｎ２πｆｔ））を作ることで、こもり音はｐ、ｑという２つの係数をもつベクトルとして表すことができる。

このように、直交した２つの基準波信号を作ることで、こもり音は２つの係数ｐ、ｑで表され、振動騒音であるこもり音を打ち消すためには、図４において破線で示すように、ａ（＝−１×ｐ）、ｂ（＝−１×ｑ）で表される係数をもつ打消振動騒音を発生させればよいことがわかる。

一方、図１に示した構成は、模式的に図５に示す如く表すことができる。すなわち、周波数検出回路１１から出力される信号に基づく制御周波数の入力基準波信号ｘは、スピーカ１７までに至る信号伝達特性ｋ１を有するコントローラ３４を経由してスピーカ１７に至り、スピーカ１７から出力される打消振動騒音は基準波信号ｘの周波数における制御対象である信号伝達特性ｍ１の車室を介してマイクロフォン１８に到達すると共に、基準波信号ｘは信号伝達特性ｎ１の車体などの未知システム３５を介してマイクロフォン１８に達し、マイクロフォン１８から誤差信号ｅが得られる。

ここで、打消振動騒音を得るためのコントローラ３４の信号伝達特性ｋ１は、
ｋ１＝−ｎ１／ｍ１
の如くであり、マイクロフォン１８から得られる誤差信号ｅは、
ｅ＝ｎ１・ｘ＋ｋ１・ｍ１・ｘ
と表せる。そこで、２乗平均誤差の傾きΔは（１）式に示す如くになる。

したがって、適応制御によって得られる誤差信号ｅの２乗平均誤差の傾きΔは図６に示すようになり、２乗誤差（ｅ²）が最小となる信号伝達特性Ｋ１の最適値を求めるために（２）式を繰り返して演算する。ここで、ｎは０以上の整数であって、標本化のための前記サンプリングパルスの計数値（タイミング信号計数値）に対応し、フィルタ係数の更新ごとにインクリメントされる適応演算の回数でもあり、μはステップサイズパラメータである。この（２）式がＬＭＳアルゴリズム演算を用いた適応更新式であって、適応処理によって振動騒音の打ち消しがなされる。

具体的には、能動型振動騒音制御装置１０では、前記信号伝達特性Ｋ１は、直交する信号ａ（＝係数ａ）と信号ｂ（＝係数ｂ）として表される。

次に、第１および第２参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）およびｒ_y（ｆ，ｎ）について、図７に基づいて説明する。

図７においては、基準波信号である基準余弦波信号（以下、基準波ｃｏｓとも記す）と基準正弦波信号（以下、基準波ｓｉｎとも記す）のある瞬間の値が前記各信号Ｃｓおよび信号Ｓｎとして、直接、スピーカ１７から出力されるとき、基準波ｃｏｓおよび基準波ｓｉｎがスピーカ１７から評価点であるマイクロフォン１８までの信号伝達特性にしたがいマイクロフォン１８に到達したとき、どのような信号になるかについて順次説明する。

スピーカ１７からマイクロフォン１８までの車室の信号伝達特性は、ゲイン（瞬時値変化量）と位相特性（位相遅れ）とに分けられる。

したがって、スピーカ１７からマイクロフォン１８までの信号伝達特性は、各基準波信号がマイクロフォン１８に到達すると、瞬時値がゲインα倍され、位相がφ度遅れた信号となる。ここで、マイクロフォン１８に到達した各信号をＮｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎとする。

ここで、まず、ある制御周波数の基準波信号に対する位相遅れ（φ）についてのみを考慮して説明すれば、位相遅れ（φ）は、複素平面上の基準波信号（ベクトル）をφだけ原点回りに回転することに相当する。したがって、位相遅れ（φ）のみを考慮して、ベクトルを位相遅れ（φ）だけ回転する１次変換マトリックスＰ′_lm（φ）は（３）式で表される。

Ｐ′_lm（φ）は、位相遅れ（φ）のみを考慮したときの信号伝達特性の変換式であり、ｌはスピーカ数（振動騒音打消信号の出力数）、ｍはマイクロフォン数（誤差信号の入力数）を示し、スピーカ数＝２、マイクロフォン数＝２とすると、信号伝達経路ごとにＰ′₁₁、Ｐ′₁₂、Ｐ′₂₁、Ｐ′₂₂の変換マトリックスが存在することになる。

ゲインαも考慮した場合の信号伝達特性の変換マトリックスＰ_lm（φ）を（４）式に示す。

上記からＰ_lm（φ）の場合も容易に理解されよう。

ここで、信号伝達特性中のゲインαも考慮に入れて、基準余弦波信号および基準正弦波信号のある瞬間の値が、図５（ａ）の実線で示す信号Ｃｓおよび信号Ｓｎであるとき、図７（ａ）の破線は、この信号がスピーカ１７からマイクロフォン１８までのゲインα、位相遅れ（φ）を有する信号伝達特性の車室を通過してマイクロフォン１８に到達したときどのような信号（Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎ）になるかを表すものである。

すなわち、基準余弦波信号Ｃｓおよび基準正弦波信号Ｓｎをゲインα倍、位相遅れ（φ）回転させることによって信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎとなって、マイクロフォン１８に到達することになる。

信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎは、それぞれ（５）式および（６）式に示すようになる。

信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎをベクトル表示すれば、（７）式に示す如くになり、これは図７（ａ）に示した通りである。

能動型振動騒音制御装置１０では、こもり音を含む振動騒音が余弦波信号と正弦波信号との合成で表されることに基づいて、図４に示したように複素平面の実数軸上の係数ａと虚数軸上の係数ｂを、前記ＬＭＳアルゴリズム演算を用いて、マイクロフォン１８の位置における誤差信号ｅが最小となるように、係数ａおよび係数ｂを逐次的に更新することにより求めてこもり音を含む振動騒音を打ち消すものであり、実数軸上の係数ａ（図４参照）はマイクロフォン１８の位置における実数軸上の信号に基づいて逐次更新され、虚数軸上の係数ｂ（図４参照）はマイクロフォン１８の位置における虚数軸上の信号に基づいて逐次更新されて、振動騒音が抑制される。したがって、信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎから実数軸上の信号と虚数軸上の信号とを求める必要がある。

信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎから実数軸上の係数ａと虚数軸上の係数ｂとを求めることについて説明する。

信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎに含まれる実数成分の大きさはそれぞれの信号を実数軸に射影することで得られ、その値は、図７（ｂ）に示す如く、Ｒｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（Ｒｅａｌ＿Ｃｓとも記す）およびＲｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（Ｒｅａｌ＿Ｓｎとも記す）である。信号Ｎｅｗ＿ＣｓおよびＮｅｗ＿Ｓｎに含まれる虚数成分の大きさを得るためにそれぞれの信号を虚数軸に射影することで得られ、その値は、図７（ｃ）に示す如く、Ｉｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（Ｉｍａｇｅ＿Ｃｓとも記す）およびＩｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（Ｉｍａｇｅ＿Ｓｎとも記す）である。

図７（ｂ）および図７（ｃ）から基準余弦波信号および基準正弦波信号（ＣｓおよびＳｎ）をスピーカ１７からマイクロフォン１８までの車室の信号伝達特性にしたがいゲインα倍、位相遅れ（φ）回転させ、その信号の実数成分と虚数成分は図７（ｄ）の破線に示す如くになり、それぞれを合成することで図７（ｄ）の実線で示す如く、Ｒｅａｌ＿Ｃｓ、Ｉｍａｇｅ＿Ｓｎになる。

これをさらに、計算により求めると次の如くである。

信号Ｎｅｗ＿Ｃｓを実数軸上、虚数軸上に射影した信号をＲｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（ベクトルＲＮＣｓ）、Ｉｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｃｓ（ベクトルＩＮＣｓ）、信号Ｎｅｗ＿Ｓｎを実数軸上、虚数軸上に射影した信号をＲｅａｌ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（ベクトルＲＮＳｎ）、Ｉｍａｇｅ＿Ｎｅｗ＿Ｓｎ（ベクトルＩＮＳｎ）とし、実数軸上のＲｅａｌ＿Ｃｓを（ベクトルＲＣｓ）、虚数軸上のＩｍａｇｅ＿Ｓｎを（ベクトルＩＳｎ）、Ｎｅｗ＿Ｃｓを（ベクトルＮＳｎ）、Ｃｓを（ベクトルＣｓ）、Ｓｎを（ベクトルＳｎ）とベクトル表示する。なお、式においてベクトルはハットとして矢印を付して示してある。

ベクトルＲＣｓはベクトルＲＮＣｓとベクトルＲＮＳｎとの和であり、ベクトルＲＮＣｓとベクトルＲＮＳｎは、ベクトルＮＣｓまたはベクトルＮＳｎをベクトルＣｓに射影したベクトルになるため、ベクトルＲＮＣｓおよびベクトルＲＮＳｎは（８）式の如くになる。

したがって、ベクトルＲＣｓは（９）式の如くになる。

ベクトルＩＳｎはベクトルＩＮＣｓとベクトルＩＮＳｎとの和であり、ベクトルＩＮＣｓとベクトルＩＮＳｎは、ベクトルＮＣｓまたはベクトルＮＳｎをベクトルＳｎに射影したベクトルになるため、ベクトルＩＮＣｓおよびベクトルＩＮＳｎは（１０）式の如くになる。

したがって、ベクトルＩＳｎは（１１）式の如くになる。

一方、信号伝達特性はスピーカ１７から出力される出力音の周波数の関数であるため、複素数を用いて表され、
Ｐ_lm（ｆ）＝Ｐ_lmX（ｆ）＋ｉＰ_lmy（ｆ）
Ｐ_lmX（ｆ）＝α（ｆ）・ｃｏｓφ（ｆ）
ｐ_lmy（ｆ）＝α（ｆ）・ｓｉｎφ（ｆ）
となる。そして、基準波信号の制御周波数全域を考慮すると、ベクトルＲＣｓ、ベクトルＩＳｎは（１２）式の如くになる（図７（ｄ）参照）。これらは最終的な合成信号の実数成分および虚数成分を示している。

これらから、第１適応ノッチフィルタ１４のフィルタ係数（図４の係数ａに対応）を更新するために用いられる値である第１参照信号ｒ_x（ｆ）は、
ｒ_x（ｆ）＝Ｃｓ・Ｐ_lmX（ｆ）−Ｓｎ・Ｐ_lmy（ｆ）
となる。

適応ノッチフィルタ１５のフィルタ係数（図４の係数ｂに対応）を更新するために用いられる値である第２参照信号ｒ_y（ｆ）は、
ｒ_y（ｆ）＝Ｃｓ・Ｐ_lmy（ｆ）＋Ｓｎ・Ｐ_lmX（ｆ）
となる。

ここで、信号Ｃｓは基準余弦波信号のある瞬間の値とし、信号Ｓｎは基準正弦波信号のある瞬間の値としたので、各参照信号は（１３）式の如くになる。

（１３）式で示される各参照信号ｒ_x（ｆ）、ｒ_y（ｆ）を、前記ｎを用いて表すと、参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）と、参照信号ｒ_y（ｆ，ｎ）は、Ｐ_lm（ｆ）＝α（ｆ）・ｃｏｓφ（ｆ）と、ｐ_lm（ｆ）＝α（ｆ）・ｓｉｎφ（ｆ）および三角関数の加法定理より、（１４）式に示す如くになる。

ここで、α（ｆ）はゲインであり、ｃｏｓ｛２π（ｆ，ｎ）＋φ（ｆ）｝、ｓｉｎ｛２π（ｆ，ｎ）＋φ（ｆ）｝に係る係数とすることができる。一方、第１および第２参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）および第２参照信号ｒ_y（ｆ，ｎ）をゲインα（ｆ）で除算した信号を、それぞれ第１基準参照信号ｒ_a（ｆ，ｎ）および第２基準参照信号ｒ_b（ｆ，ｎ）とすると（１５−１）式および（１５−２）式の如くになる。

したがって、（１５−１）式より、ｒ_a（ｆ，ｎ）は、基準余弦波信号（ｃｏｓ２π（ｆ，ｎ））に対し、φｎ（ｆ）だけ位相を遅らせた余弦波信号に相当し、また（１５−２）式より、ｒ_b（ｆ，ｎ）は、基準正弦波信号（ｓｉｎ２π（ｆ，ｎ））に対し、φｎ（ｆ）だけ位相を遅らせた正弦波信号に相当することを意味する。そこで、後記する図１０のように、制御周波数毎の位相特性（位相遅れ）；φｎ（ｆ）を予め求めておいて、φｎ（ｆ）に基づく補正値を、メモリ１９から基準波信号を読み出すアドレスに対するアドレスシフト値として、基準波信号の制御周波数に対応して予め格納しているメモリ２３を設けることができる。

この結果、制御周波数を参照してメモリ２３からアドレスシフト値を読み出し、該アドレスシフト値と第１および第２アドレス変換回路２０および２１から出力されるアドレスデータを加算回路２４、２５において加算して、加算回路２４、２５の加算出力によりメモリ１９のアドレス指定を行い、この指定されたメモリ１９のアドレスから読み出された波形データである第１基準参照信号；ｒ_a（ｆ，ｎ）および第２基準参照信号；ｒ_b（ｆ，ｎ）に、ゲイン設定器２６および２７にそれぞれ設定されているゲインα（ｆ）が乗算されて、第１および第２参照信号（ｒ_x（ｆ，ｎ）、ｒ_y（ｆ，ｎ））とされる。すなわち、本発明の能動型振動騒音制御装置１０は、図１に示す構成となる。

次に、図６から、フィルタ係数の更新式は、（２）式のｋ１ｎをａ_l（ｎ）とｂ_l（ｎ）に置換し、ｋ１をａとｂに置換し、ｍ１・ｘをｒ（ｆ，ｎ）に置換すると、ａ_l（ｎ＋１）＝ａ_l（ｎ）−μ・ｅ_m（ｎ）・ｒ_x（ｆ，ｎ）およびｂ_l（ｎ＋１）＝ｂ_l（ｎ）−μ・ｅ_m（ｎ）・ｒ_y（ｆ，ｎ）となり、参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）に基づき（１６−１）式の如くになり、また、参照信号ｒ_y（ｆ，ｎ）に基づき（１６−２）式の如くになる。

上記（１４）式から、参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）および参照信号ｒ_y（ｆ，ｎ）における信号伝達特性のゲインを反映したα（ｆ）は、周波数ごとの係数とすることができ、（１６−１）式および（１６−２）式で示されるように一定値のステップサイズパラメータμから制御周波数ごとのステップサイズパラメータであるμ′へ変更することと同義となる。また、このことは参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）および参照信号ｒ_y（ｆ，ｎ）は、信号伝達特性のうち位相遅れ（φ）のみを正確に反映すればよいことを意味し、また、信号伝達特性のうちゲインを反映したα（ｆ）は、制御周波数ごとの調整要素として置き代えられることを意味している。

このように、能動型振動騒音制御装置１０では、基準余弦波信号の周波数、基準正弦波信号の周波数、参照信号ｒ_x（ｆ，ｎ）の周波数、参照信号ｒ_y（ｆ，ｎ）の周波数はエンジン出力軸の回転数に基づいて変化し、これにより第１および第２適応ノッチフィルタ１４および１５のノッチ周波数はエンジン出力軸の回転数に基づいて実質的に変化したのと同様に作用し、こもり音を含む振動騒音が打ち消される。

また、能動型振動騒音制御装置１０では、参照信号（ｒ_x（ｆ，ｎ）、ｒ_y（ｆ，ｎ））を用いて信号伝達特性が最適にモデル化され、適応ノッチフィルタを用いてこもり音が打ち消されるために、一定２乗誤差曲面のコンタ（contours）が同心状の正円となって、振動騒音の打ち消しが高速に収束することになる。

次に、能動型振動騒音制御装置１０を車両に適用した場合を例に具体的に説明する。

図８は１スピーカ、１マイクロフォン構成の能動型振動騒音制御装置１０を車両に適用して、車両の車室内のこもり音を含む振動騒音を打ち消すときの構成例を模式的に示している。

図８において能動型振動騒音制御装置１０は、その主要部を安価なマイクロコンピュータで構成し、図１に対し、その主要部である基準波信号生成手段２２および参照信号発生回路２８を基準波信号生成手段４４として表示し、第１適応ノッチフィルタ１４、第２適応ノッチフィルタ１５およびＬＭＳアルゴリズム演算器３０、３１は適応ノッチフィルタ４５として代表して簡略化して表示し、また、Ｄ／Ａ変換器、ローパスフィルタ、増幅器、帯域フィルタ、Ａ／Ｄ変換器は図示を省略している。なお、これは後述する図１５および図１６も同様である。

スピーカ１７は車両４１の後部座席背後の所定位置に設け、マイクロフォン１８は車両４１の車室中央の車室天井部に設けてある。なお、車室天井部に代わってインスツルメントパネル内部に設けてもよい。

車両４１のエンジン４２を制御するエンジン制御器４３から出力されるエンジンパルスを、スピーカ１７およびマイクロフォン１８と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、マイクロフォン１８からの出力が最小になるように適応制御された適応ノッチフィルタ４５の出力でスピーカ１７を駆動し、車両４１の車室内の振動騒音を打ち消す。振動騒音の打ち消し作用については能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。

この車両４１に設けたスピーカ１７とマイクロフォン１８との間における車室の周波数に対する信号伝達特性におけるゲインおよび位相遅れの測定値は、図９（ａ）および図９（ｂ）に示す如くであり、図９（ｃ）においてゲインと位相遅れ（φ）を制御周波数ごとのテーブルの形で示している。図９（ｃ）においてゲインはｄＢで示し、位相遅れ（φ）は角度（０°≦φ≦３６０°）で示してある。

なお、ここまでの説明では、車室におけるスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性としているが、実際の信号伝達特性の測定は、例えば、図１０に示すようにフーリエ変換装置からなる信号伝達特性測定装置１００を能動型振動騒音制御装置１０に接続して、信号伝達特性測定装置１００により、信号伝達特性は、マイクロコンピュータ１がスピーカ１７へ出力する信号とマイクロフォン１８からマイクロコンピュータ１へ入力される信号とに基づいて測定される。

故に、信号伝達特性の測定方法によって、車室におけるスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性には、マイクロコンピュータ１の前記出力と前記入力との間に挿入されたアナログ回路、例えば、スピーカ１７、マイクロフォン１８、Ｄ／Ａ変換器１７ａ、ローパスフィルタ１７ｂ、増幅器１７ｃ、増幅器１８ａ、帯域フィルタ１８ｂ、Ａ／Ｄ変換器１８ｃによるものも含まれることになる。

言い換えれば、信号伝達特性の測定方法によっては、車室におけるスピーカ１７とマイクロフォン１８との間の信号伝達特性は、適応ノッチフィルタの出力からＬＭＳアルゴリズム演算器３０、３１（＝フィルタ係数更新手段）の入力までの信号伝達特性となる。

ゲインおよび位相遅れ（φ）の測定値に基づき制御周波数ごとに位相遅れφに基づくアドレスシフト値が図９（ｄ）に制御周波数に対応して示してあり、アドレスシフト値が基準波信号の周波数に対応してメモリ２３に格納してある。ここで、例えばメモリ１９は０から３５９９までの全３６００アドレスで構成して、正弦波信号に対応する波形データが格納されているものとしている。したがって、補正値（アドレスシフト値）＝φ（ｆ）×Ｎ／３６００で求められるので、実施例の場合では、位相遅れ０．１度がメモリ１９の１アドレスに対応するため、メモリ２３には図９（ｃ）における位相遅れに対して図９（d）に示すアドレスシフト値が格納されている。

また、本発明の実施の一形態では、４サイクル４気筒エンジンを搭載した車両４１におけるエンジンこもり音の消音を行うものであるため、その制御周波数範囲は、エンジン回転数が１２００ｒｐｍから６０００ｒｐｍに相当する回転２次成分である４０Ｈｚから２００Ｈｚであるが、能動型振動騒音制御装置１０を構成するマイクロコンピュータ（振動騒音制御用マイクロコンピュータとも記す）が誤作動する場合も想定して余裕をみて３０Ｈｚから２３０Ｈｚの周波数範囲で測定し、図９（ｄ）に示すように３０Ｈｚから２３０Ｈｚの周波数範囲にわたってアドレスシフト値を記憶させてある。

このように周波数範囲を広げて補正値を記憶させているのは、仮に、基準波信号の周波数演算結果で、制御周波数範囲外の値が求められた場合、アドレスシフト値が読み込めず、振動騒音制御のためのマイクロコンピュータが暴走してしまうので、このようなことを防止するためである。なお、本発明の実施の一形態では、マイクロコンピュータ１に８ビットのマイクロコンピュータを用いるので、測定ゲイン０（ｄｂ）のとき、演算で用いるゲインαの値をα＝１２７とした。

したがって、増幅度をＡとするとき、ゲイン＝２０ｌｏｇＡから、Ａ＝１０の（ゲイン／２０）乗となり、例えば、ゲイン＝−６のときは、ゲインα＝１２７×Ａ＝１２７×１０の（−６／２０）乗＝６３．６５１となる。このように、ゲイン設定器２６、２７には図９（ｃ）におけるゲイン特性に対して図９（ｅ）に示すゲイン；αが格納されている。

上記のように構成した能動型振動騒音制御装置１０を車両４１に適用した場合、基準周波数ｆが４０Ｈｚの時にはメモリ１９の４０アドレス毎に波形データが読み出されて基準正弦波信号とされ、基準正弦波信号読み出しアドレスに９００アドレスを加えたアドレスから読み出した波形データが基準余弦波信号とされて、それぞれ第２および第１適応ノッチフィルタ１５および１４に供給される。同様にメモリ２３からアドレスシフト値３４８８が読み出されて、４０Ｈｚの基準正弦波信号の波形データが読み出されるメモリ１９のアドレスから３４８８遅れたアドレスから読み出された波形データが第２基準参照信号とされ、４０Ｈｚの基準余弦波信号の波形データが読み出されるメモリ１９のアドレスから３４８８遅れたアドレスから読み出された波形データが第１基準参照信号とされて、ＬＭＳアルゴリズム演算器３１、３０へそれぞれ出力される。

これを、図１１を用いてより詳細に説明すると、メモリ１９は、所定数；３６００個（Ｎ＝３６００）で正弦波１周期分の瞬時値を表すように、各瞬時値データがアドレス毎（ｉ＝０、４０、８０、１２０、…、３５９９）に波形データとして記憶し、周波数検出回路１１は、一定のサンプリング間隔１／３６００（ｔ＝１／Ｎ）秒でサンプリングパルス（タイミング信号）を出力すると共に、例えば制御周波数ｆ；４０Ｈｚを出力する。第１アドレス変換回路２０は、制御周波数が４０Ｈｚであるため、タイミング信号に応じてアドレス間隔；４０（ｉｓ＝Ｎ×ｆ×ｔ）でアドレスｉ（ｎ）を順次出力する。

このため、基準波信号生成手段２２は、１／３６００秒毎に、ｉ（ｎ）＝０、４０、８０、１２０、…、３５６０、０、…のアドレスに相当する波形データを順次読み出すことにより４０Ｈｚの基準正弦波信号；Ｘｂ（ｎ）を生成して第２適応ノッチフィルタ１５に出力する（図１１（ａ）参照）。

メモリ２３からは、前記制御周波数ｆ；４０Ｈｚに相当するアドレスシフト値（補正値）Ｓ（ｆ）；３４８８が読み出されて加算回路２５に入力される。加算回路２５は、（１５−２）式より、第１アドレス変換回路２０から出力された基準正弦波信号；Ｘｂ（ｎ）の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）と、前記アドレスシフト値とを加算したアドレス；ｉｂ（ｎ）を出力する。すなわち、基準正弦波信号；Ｘｂ（ｎ）の読み出しアドレス；ｉ（ｎ）に対して位相遅れ（φ）に相当する前記アドレスシフト値Ｓ（ｆ）；３４８８だけシフトしたアドレスを、第２基準参照信号の読み出しアドレス；ｉｂ（ｎ）として指定する。
そこで、ｉｂ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｓ（ｆ）＝ｉ（ｎ）＋３４８８
となる。なお、ｉｂ（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のときは、
ｉｂ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｓ（ｆ）−３６００
となる。

したがって、参照信号発生回路２８は、周波数検出回路１１が発生するサンプリングパルス毎に、基準正弦波信号の読み出しアドレスに対して、制御周波数に応じたアドレスシフト値分だけシフトしたアドレスでメモリ１９の波形データを順次読み出すことにより第２基準参照信号；ｒｂ（ｎ）を生成し、ゲイン設定器２７を介して第２参照信号；ｒ_y（ｎ）を生成して出力する。具体的には、１／３６００秒毎に、ｉｂ（ｎ）＝３４８８、３５２８、３５６８、８、…、３４４８、３４８８…のアドレスに相当する波形データを順次読み出すことにより４０Ｈｚの第２基準参照信号；ｒｂ（ｎ）を生成し、ゲイン設定器２７を介してＬＭＳアルゴリズム演算器３１に出力する（図１１（ｂ）参照）。

一方、第２アドレス変換回路２１は、第１アドレス変換回路２０から出力される基準正弦波信号の読み出しアドレスに対して、４分の１周期分（Ｎ／４＝９００）だけシフトしたアドレスを読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）として出力する。

このため、基準波信号生成手段２２は、１／３６００秒毎に、ｉ′（ｎ）＝９００、９８０、９８０、１０２０、…、８６０、９００、…のアドレスに相当する波形データを順次読み出すことにより４０Ｈｚの基準余弦波信号；Ｘａ（ｎ）を生成して第１適応ノッチフィルタ１４に出力する（図１１（ｃ）参照）。

メモリ２３からは、前記制御周波数ｆ；４０Ｈｚに相当するアドレスシフト値（補正値）Ｓ（ｆ）；３４８８が読み出されて加算回路２４に入力されている。加算回路２４は、（１５−１）式より、第２アドレス変換回路２１から出力された基準余弦波信号；Ｘａ（ｎ）の読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）と、メモリ２３から読み出された前記アドレスシフト値Ｓ（ｆ）；３４８８とを加算したアドレス；ｉａ（ｎ）を出力する。すなわち、基準余弦波信号；Ｘａ（ｎ）の読み出しアドレス；ｉ′（ｎ）に対して位相遅れ（φ）に相当する前記アドレスシフト値Ｓ（ｆ）；３４８８だけシフトしたアドレスを、第１基準参照信号の読み出しアドレス；ｉａ（ｎ）として指定する。
そこで、ｉａ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）＋Ｓ（ｆ）＝ｉ（ｎ）＋３４８８
となる。なお、ｉｂ（ｎ）＞３５９９（＝Ｎ−１）のときは、
ｉｂ（ｎ）＝ｉ′（ｎ）＋Ｓ（ｆ）−３６００
となる。

したがって、参照信号発生回路２８は、周波数検出回路１１が発生するサンプリングパルス毎に、基準余弦波信号の読み出しアドレスに対して、制御周波数に応じたアドレスシフト値分だけシフトしたアドレスでメモリ１９の波形データを順次読み出すことにより第１基準参照信号；ｒａ（ｎ）を生成し、ゲイン設定器２６を介して第１参照信号；ｒ_x（ｎ）を生成して出力する。具体的には、１／３６００秒毎に、ｉｂ（ｎ）＝７８８、８２８、８６８、９０８、…、７４８、７８８…のアドレスに相当する波形データを順次読み出すことにより４０Ｈｚの第１基準参照信号；ｒａ（ｎ）を生成し、ゲイン設定器２６を介してＬＭＳアルゴリズム演算器３０に出力する（図１１（ｃ）参照）。

このようにして得られた基準余弦波信号、基準正弦波信号、第１および第２参照信号を用いて、第１および第２適応ノッチフィルタ１４および１５を介して生成した打消振動騒音（振動騒音打消信号）によってこもり音を含む振動騒音を打ち消した場合の結果を、エンジン出力軸の回転数に対して示せば、図１２（ａ）に実線で示す如くであった。図１２（ａ）に破線で示すこもり音の打ち消しを行わない場合と比較して十分にこもり音が打ち消されている。

なお、図１２（ｂ）の実線は従来例の特表平１−５０１３４４号公報（特許文献１）に記載されるようなＦＩＲフィルタにて信号伝達特性をモデル化し、適応ＦＩＲフィルタを用いた１スピーカ、１マイクロフォン構成の能動型振動騒音制御装置を用いてこもり音打消信号を生成させた場合の打ち消し結果であり、図１２（ｂ）の破線は打ち消しを行わなかった場合を示している。

上記からも、アドレスシフト値を用いて信号伝達特性をモデル化し、第１および第２参照信号と適応ノッチフィルタを用いてこもり音を打ち消した場合、良好な打ち消し結果が得られることがわかる。

さらにまた、能動型振動騒音制御装置１０では、アドレスシフト値を用いて信号伝達特性をモデル化し、適応ノッチフィルタを用いてこもり音を含む振動騒音を打ち消した場合の演算量についてみた場合、１回の適応処理ごとに、（１４）式で示した如く参照信号を求めるために、２回の加算と２回の乗算を行えばよく、（１６−１）式および（１６−２）式で示した如くＬＭＳアルゴリズム演算を用いた適応処理のために乗算４回、加算４回で済み、演算回数もきわめて少なくて済むことになる。

一方、従来例の特表平１−５０１３４４号公報（特許文献１）に記載されるような能動型振動騒音制御装置では、畳み込み演算を行うため、例えば、信号伝達特性をモデル化したＦＩＲフィルタのタップ数をｊ＝１２８、適応ＦＩＲフィルタのタップ数をｉ＝６４とすると、参照信号を求めるために１２８回の乗算と１２７回の加算を行い、同様の適応処理のために乗算を１９３回、加算を１９２回行い、さらに出力のために乗算を６４回、加算を６３回行う必要があるため、安価なマイクロコンピュータでは対応できずＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）が必要となり、能動型振動騒音制御装置が高価となる。

ここで、上記図９（ｅ）において示したように、基準波信号の周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲における測定信号伝達特性中のゲインは−３０ｄＢから−２０ｄＢと、他の周波数範囲４２Ｈｚから２３０Ｈｚにおけるゲインの値に比較して小さいため、図９（ｅ）のゲインαの値のばらつき幅が大きい。演算結果のビット数が８ビットのマイクロコンピュータによって、図９（ｅ）に記載したゲインを用いて乗算したときは、安価な８ビットのマイクロコンピュータでは一般的に値を指数表記して演算処理を行わないため、ゲイン倍した第１および第２参照信号を求める演算過程またはＬＭＳ演算過程において有効桁数の関係で桁落ちが発生し、第１および第２参照信号または第１および第２適応ノッチフィルタ（１４、１５）のフィルタ係数の演算精度が悪くなり、よって、消音精度も悪くなる。

また、前記（１６−１）式、（１６−２）式に関連して説明したように、ゲインαは制御周波数ごとのステップサイズパラメータμ′と置き代わるから、ゲインαの値が小さいということは、ステップサイズパラメータμ′が小さいことに等しく、よって、フィルタ係数の収束速度が遅くなり、応答性が悪くなる。

そこで、前記（１４）式および（１５−１）式、（１５−２）式に関連して説明したように、「信号伝達特性のうちゲインを反映したα（ｆ）は、制御周波数ごとの調整要素である」という考え方に基づいて、３０Ｈｚから４１Ｈｚの低周波数範囲における測定位相遅れ（φ）は変えないで、ゲインのみを変更することにより、低周波数帯の演算精度および収束速度を向上させる手法を次に説明する。

ゲインを図９（ａ）および図９（ｅ）に代わって図１３（ａ）および図１３（ｅ）に示すように基準波信号の周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲における測定信号伝達特性中のゲインを基準波信号の周波数４２Ｈｚにおけるときのゲインに近い値である例えば−１０ｄＢにかさあげして第１および第２参照信号を求める。この演算において使用される位相遅れ（φ）は図１３（ｂ）および図１３（ｃ）に示す如く補正されておらず、図９（ｂ）および図９（ｃ）に示した場合と同じ図１３（ｂ）および図１３（ｃ）に示す測定した位相遅れ（φ）である。故に、ゲインαの値のばらつき幅が小さくなり、周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲において８ビットのマイクロコンピュータにおけるゲイン倍乗算の演算精度は、周波数４２Ｈｚから２３０Ｈｚの間におけるゲイン倍の演算精度と同程度の精度で求められると共に、基準波信号の周波数３０Ｈｚから４１Ｈｚの範囲における収束速度も向上させることができる。

なお、図１３（ａ）は測定し補正したゲインを示し（破線は測定ゲインを示す）、図１３（ｂ）は測定位相遅れ（φ）を示している。しかるに位相遅れ（φ）には測定位相遅れ（φ）を使用しているために、こもり音を含む振動騒音の打ち消しに影響を与えることはない。

また、上記のゲインαを補正した場合を拡張して、ゲインαの値を周波数範囲全域において、演算に使用するマイクロコンピュータのビット数に基づく上限値とすることにより演算精度を向上させることもできる。

具体的には、ゲインを０ｄＢとすることによりゲインαをα＝１２７としてもよい。図１４（ａ）は補正したゲインを示し（破線は測定ゲインを示す）、図１４（ｂ）は測定位相遅れ（φ）を示し、図１４（ｃ）および図１４（ｅ）は測定位相遅れ（φ）と補正したゲインαのテーブルを示す。この例では、周波数範囲の全域でゲインを一定とすることでゲインαの値のばらつきの影響による演算精度のばらつきを防止すると共に、演算に使用するマイクロコンピュータのビット数により定まる上限値とすることで、演算精度自体も向上させることができると共に、収束速度も一段と向上させることができる。

次に能動型振動騒音制御装置１０を車両５１に適用した場合の第１変形例について図１５を参照して説明する。

図１５はエンジンマウントを利用して、エンジンによる発生振動騒音を打ち消す場合の構成例を模式的に示している。

本第１変形例では、スピーカ１７に代わって車両５１のエンジン５２を車体にて支持する自己伸縮型のエンジンマウント５３を用い、マイクロフォン１８に代わってエンジンマウント５３近傍に設けられた振動検出センサ５４を用いる。

図１５において能動型振動騒音制御装置１０は、例えば８ビットのマイクロコンピュータで構成し、前記と同様に基準波信号生成手段５５と適応ノッチフィルタ５６−１および５６−２で代表して、簡略化して示してある。

車両５１のエンジン５２を制御するエンジン制御器５７から出力されるエンジンパルスを、エンジンマウント５３および振動検出センサ５４と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、振動検出センサ５４からの出力、すなわち誤差信号が最小となるように、フィルタ係数が適応制御された適応ノッチフィルタ５６−１および５６−２の出力でエンジンマウント５３を各別に駆動制御して、エンジン５２の振動騒音を打ち消して、車体振動および車室内のこもり音を抑制する。振動およびこもり音の打ち消し作用については能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。

次に能動型振動騒音制御装置１０を車両６１に適用した場合の第２変形例について図１６を参照して説明する。

図１６は２スピーカ、２マイクロフォン構成の能動型振動騒音制御装置１０によって車両６１の車室内のこもり音を打ち消すときの構成例を模式的に示している。

図１６において能動型振動騒音制御装置１０は、例えば８ビットのマイクロコンピュータで構成し、前記と同様に基準波信号生成手段６４と適応ノッチフィルタ６５−１および６５−２で代表して、簡略化して示してある。

スピーカ１７−２は車両６１の後部座席背後のトレイの所定位置に設け、スピーカ１７−１は車両６１の前部座席のドアの下部所定位置に設けてある。マイクロフォン１８−２は車両６１の後部座席背もたれ位置に対向する車室天井部に設け、マイクロフォン１８−１は車両６１の前部座席位置に対向する車室天井部に設けてある。

車両６１のエンジン６２を制御するエンジン制御器６３から出力されるエンジンパルスを、スピーカ１７−１、１７−２およびマイクロフォン１８−１、１８−２と協働する能動型振動騒音制御装置１０に入力し、マイクロフォン１８−１および１８−２からの出力が最小になるように適応制御された適応ノッチフィルタ６５−１、６５−２の出力でスピーカ１７−１、１７−２を駆動し、車両６１の車室内の振動騒音を打ち消す。振動騒音の打ち消し作用については能動型振動騒音制御装置１０について説明した通りである。

この場合に、スピーカ１７−１とマイクロフォン１８−１との間の信号伝達特性の位相遅れおよびスピーカ１７−１とマイクロフォン１８−２との間の信号伝達特性の位相遅れに基づいて適応ノッチフィルタ６５−１のフィルタ係数更新のための第１および第２参照信号を生成し、マイクロフォン１８−１および１８−２からの誤差信号と前記参照信号を受けてマイクロフォン１８−１および１８−２からの誤差信号が最小となるように適応制御された適応ノッチフィルタ６５−１からの出力によってスピーカ１７−１を駆動し、スピーカ１７−２とマイクロフォン１８−１との間の信号伝達特性の位相遅れおよびスピーカ１７−２とマイクロフォン１８−２との間の信号伝達特性の位相遅れに基づいて適応ノッチフィルタ６５−２のフィルタ係数更新のため第１および第２参照信号を生成し、マイクロフォン１８−１、１８−２からの誤差信号と前記参照信号とを受けてマイクロフォン１８−１、１８−２からの誤差信号が最小となるように適応制御された適応ノッチフィルタ６５−２からの出力によってスピーカ１７−２を駆動して、車室のこもり音を含む振動騒音を打ち消す。

以上の説明において、メモリ１９に所定数で正弦波１周期を分割したときの各分割位置における正弦波の瞬時値データを波形データとして記憶させ、周波数検出回路１１から出力される信号を受けて該信号の制御周波数に基づくアドレス間隔で、かつ前記予め定めた時間間隔毎にメモリ１９のアドレス指定を行って波形データを基準正弦波信号として読み出す場合を例示したが、前述の如く正弦波に代わって余弦波の瞬時値データを波形データとして記憶させ、周波数検出回路１１から出力される信号を受けて該信号の制御周波数に基づくアドレス間隔で、かつ前記予め定めた時間間隔毎にメモリ１９のアドレス指定を行って波形データを基準余弦波信号として読み出すようにしてもよい。

また、メモリ１９は、周波数検出回路１１から出力される信号を受けて該信号の制御周波数に基づく時間間隔で順次アドレス指定が行われて、該アドレスから波形データを読み出して基準波信号とするようにしてもよい。

以上説明したように本発明にかかる能動型振動騒音制御装置によれば、振動騒音打消手段から誤差信号検出手段までの信号伝達特性中の位相特性に基づくアドレスシフト値を基準波信号の周波数に応じて補正データ記憶手段に予め格納し、基準波信号の周波数を参照して波形データ記憶手段から基準余弦波信号および基準正弦波信号を読み出すアドレスデータに補正データ記憶手段から読み出したアドレスシフト値だけシフトさせたアドレスから読み出した波形データを第１および第２参照信号としたために、信号伝達特性が最適にモデル化することができて、少ない演算回数で、かつ十分な収束性で発生振動騒音を打ち消すことができる。

本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置におけるメモリ（１９）の格納内容の説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置におけるメモリ（１９）の格納内容読み出しの説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打ち消しのための説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打ち消しのための模式簡易ブロック図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打ち消しのための信号伝達特性と誤差信号との関係を示す説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置によるこもり音打消音生成のための説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるアドレスシフト値の説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置における信号伝達特性測定の説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるアドレスシフト値の説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるこもり音打ち消し結果を示す説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるアドレスシフト値の説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるアドレスシフト値の説明図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の第１変形例を示すブロック図である。 本発明の実施の一形態にかかる能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合の第２変形例を示すブロック図である。 従来の適応ノッチフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０…能動型振動騒音制御装置 １１…周波数検出回路
１４、１５、４５、５６−１、５６−２、６５−１、６５−２、７４、７５…適応ノッチフィルタ
１６、２４、２５…加算回路 １７、１７−１、１７−２…スピーカ
１８、１８−１、１８−２…マイクロフォン
１９、２３…メモリ ２０および２１…第１および第２アドレス変換回路
２２…基準波信号生成手段 ２６、２７…ゲイン設定器
２８…参照信号発生回路 ３０、３１…ＬＭＳアルゴリズム演算器
４１、５１、６１…車両

Claims (3)

1. 振動騒音源から発生する振動または騒音の周波数から選択された調波の基準波信号を出力する基準波信号生成手段と、
   前記振動騒音を相殺するため、前記基準波信号に基づいて制御信号を出力する適応型ノッチフィルタと、
   前記制御信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
   前記振動または騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
   前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対する位相特性の測定値に基づいて、前記基準波信号を補正して参照信号として出力する位相補正手段と、
   前記誤差信号と前記参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記適応型ノッチフィルタのフィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
   を備え、
   前記基準波信号生成手段は、１周期の正弦波または余弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準波信号を生成し、
   前記位相補正手段は、前記基準波信号の周波数に対して、前記測定値を記憶する位相補正データ記憶手段を有し、前記基準波信号の周波数を参照して前記位相補正データ記憶手段から前記測定値を読み出し、前記基準波信号生成手段が波形データ記憶手段から波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記参照信号とする能動型振動騒音制御装置であって、
   さらに、前記参照信号のゲインを補正するゲイン設定器を有し、
   前記ゲイン設定器には、前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの前記伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対するゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性が設定され、該補正ゲイン特性により前記位相補正手段から読み出された前記参照信号のゲインを補正して前記フィルタ更新手段へ前記参照信号として供給する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
2. 振動騒音源から発生する振動または騒音の周波数から選択された調波の基準正弦波信号と基準余弦波信号とを出力する基準波信号生成手段と、
   前記振動騒音を相殺するため、前記基準余弦波信号に基づいて第１制御信号を出力する第１適応型ノッチフィルタおよび前記基準正弦波信号に基づいて第２制御信号を出力する第２適応型ノッチフィルタと、
   前記第１制御信号と第２制御信号を加算した加算信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
   前記振動または騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
   前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性中の前記各基準波信号の周波数に対する位相特性の測定値に基づいて、前記基準余弦波信号を補正した第１参照信号と前記基準正弦波信号を補正した第２参照信号とを出力する位相補正手段と、
   前記誤差信号と前記第１参照信号および前記第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１適応型ノッチフィルタのフィルタ係数および前記第２適応型ノッチフィルタのフィルタ係数をそれぞれ逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
   を備え、
   前記基準波信号生成手段は、１周期の余弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準余弦波信号を生成し、基準余弦波信号の読み出しアドレスに対して４分の１周期分だけシフトした前記波形データ記憶手段のアドレスから順次波形データを読み出して基準正弦波信号を生成し、
   前記位相補正手段は、前記基準波信号の周波数に対して、前記測定値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準波信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記測定値を読み出し、前記基準波信号生成手段が前記波形データ記憶手段から前記基準余弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第１参照信号とし、前記波形データ記憶手段から前記基準正弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第２参照信号とする能動型振動騒音制御装置であって、
   さらに、前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正するゲイン設定器を有し、
   前記ゲイン設定器には、前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの前記伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対するゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性が設定され、前記補正ゲイン特性により前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正して前記フィルタ係数更新手段へ第１参照信号および第２参照信号として供給する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
3. 振動騒音源から発生する振動または騒音の周波数から選択された調波の基準正弦波信号と基準余弦波信号とを出力する基準波信号生成手段と、
   前記振動騒音を相殺するため、前記基準余弦波信号に基づいて第１制御信号を出力する第１適応型ノッチフィルタおよび前記基準正弦波信号に基づいて第２制御信号を出力する第２適応型ノッチフィルタと、
   前記第１制御信号と第２制御信号を加算した加算信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
   前記振動または騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
   前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性中の前記各基準波信号の周波数に対する位相特性の測定値に基づいて、前記基準余弦波信号を補正した第１参照信号と前記基準正弦波信号を補正した第２参照信号とを出力する位相補正手段と、
   前記誤差信号と前記第１参照信号および第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１適応型ノッチフィルタのフィルタ係数および前記第２適応型ノッチフィルタのフィルタ係数をそれぞれ逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
   を備え、
   前記基準波信号生成手段は、１周期の正弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準正弦波信号を生成し、基準正弦波信号の読み出しアドレスに対して４分の１周期分だけシフトした前記波形データ記憶手段のアドレスから順次波形データを読み出して基準余弦波信号を生成し、
   前記位相補正手段は、前記基準波信号の周波数に対して、前記測定値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準波信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記測定値を読み出し、前記基準波信号生成手段が前記波形データ記憶手段から前記基準正弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第２参照信号とし、前記波形データ記憶手段から前記基準余弦波信号としての波形データを読み出すアドレスから前記測定値分だけシフトさせて、前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記第１参照信号とする能動型振動騒音制御装置であって、
   さらに、前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正するゲイン設定器を有し、
   前記ゲイン設定器には、前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの前記伝達特性中の前記基準波信号の周波数に対するゲイン特性の測定値中、ゲインの落ち込んでいる周波数近傍領域ではゲインをかさあげした補正ゲイン特性が設定され、前記補正ゲイン特性により前記第１参照信号および前記第２参照信号のゲインを補正して前記フィルタ係数更新手段へ第１参照信号および第２参照信号として供給する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。

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