JP2008250131A - 能動型騒音制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】積和演算の実行を最小限に抑えることにより、騒音の消音制御に必要な演算負荷を低減させた能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。
【解決手段】適応ノッチ型フィルターを用いた能動型騒音制御装置において、係数更新演算を誤差信号を低減すべき騒音の周波数と１／２の周期で所定の期間処理通過させた信号のみで行うことにより、係数更新演算において積演算を必要とせず、演算負荷を大幅に低減した能動型騒音制御装置を実現する。
【選択図】図１
【解決手段】適応ノッチ型フィルターを用いた能動型騒音制御装置において、係数更新演算を誤差信号を低減すべき騒音の周波数と１／２の周期で所定の期間処理通過させた信号のみで行うことにより、係数更新演算において積演算を必要とせず、演算負荷を大幅に低減した能動型騒音制御装置を実現する。
【選択図】図１
Description
本発明は、車両のエンジン等の回転機器から発生する振動騒音を能動的に低減する能動騒音低減装置に関するものである。
従来の能動騒音低減装置においては、適応ノッチフィルタを利用した適応制御を行う方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。図７は、この特許文献１に記載された従来の能動騒音低減装置の構成と等価な構成を示すものである。
図７において、能動騒音低減装置を実現するための離散演算は離散演算処理部１５において実行される。エンジン回転数検出器１はエンジン回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルスｐとして出力する。たとえばこのエンジンパルスｐはクランク角センサーの出力を取り出すことによって作成される。周波数検出部２は、エンジンパルスｐを基に騒音周波数ｆを算出し出力する。基準信号生成部１６は、正弦波１周期を所定等分した各ポイントの値をメモリ上に保持する正弦波テーブル３を有し、選択手段１７により正弦波テーブル３からデータを選択し、周波数が騒音周波数ｆに等しい基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と基準余弦波信号ｘ２［ｎ］とを生成し出力する。参照信号生成部１８は、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性値を模擬した基準正弦波信号補正値テーブル１９（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの基準正弦波信号補正値をＣ１［ｆ］と表す）と基準余弦波信号補正値テーブル２０（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの基準余弦波信号補正値をＣ２［ｆ］と表す）とを利用し、参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と参照余弦波信号ｒ２［ｎ］とを生成し出力する。第１の１タップデジタルフィルタ７は、内部に保持するフィルタ係数Ｗ１［ｎ］によりｘ１［ｎ］をフィルタリングし、第１の制御信号ｙ１［ｎ］を生成する。第２の１タップデジタルフィルタ８は、内部に保持するフィルタ係数Ｗ２［ｎ］により基準余弦波信号ｘ２［ｎ］をフィルタリングし、第２の制御信号ｙ２［ｎ］を生成する。電力増幅器９は第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］とを加算した信号を増幅する。スピーカ１０は電力増幅器９からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。マイクロフォン１１は騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、例えば最急降下法の一種であるＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいてフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。同様に、第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は参照余弦波信号ｒ２［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、フィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。
この係数Ｗ１及びＷ２の逐次更新式は
Ｗ１［ｎ＋１］＝Ｗ１［ｎ］−μ×ｒ１［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（１）
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（２）
となる。ここでμは収束係数と呼ばれる定数であり、係数Ｗ１及びＷ２が最適値に収束する時間に関係するものである。
Ｗ１［ｎ＋１］＝Ｗ１［ｎ］−μ×ｒ１［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（１）
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（２）
となる。ここでμは収束係数と呼ばれる定数であり、係数Ｗ１及びＷ２が最適値に収束する時間に関係するものである。
そして、このような上述の処理を所定周期で繰り返すことにより、騒音を低減させることができる。
特開２００４−３６１７２１号公報
しかしながら、上記従来の構成では、参照正弦波信号ｒ１［ｎ］および参照余弦波信号ｒ２［ｎ］を生成する際に、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と基準正弦波信号補正値Ｃ１［ｋ］との積和演算、および基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と基準余弦波信号補正値Ｃ２［ｋ］との積和演算を伴い、それぞれの参照信号を作成するために２回の積演算を必要としていた。また、それぞれの１タップデジタルフィルタの係数Ｗ１及びＷ２の係数を求める為には、上記で求まった参照正弦波信号ｒ１［ｎ］及び参照余弦波信号ｒ２［ｎ］にそれぞれ収束係数μと誤差信号ε［ｎ］を乗算する必要があるために２回の積演算が必要となっている（式（１）（２）参照）。即ち、それぞれの１タップデジタルフィルタの係数Ｗ１及びＷ２の係数を求めるためにはそれぞれ４回の積演算が必要となる。この結果演算負荷が増大するという問題があった。
本発明は、積演算の実行を最小限に抑えることにより、騒音の消音制御に必要な演算負荷を低減させた能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。
本発明の能動型騒音制御装置は、騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御対象騒音周波数検出手段と、前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と余弦波を生成する余弦波生成手段と前記正弦波生成手段からの正弦波信号が入力される第１の１タップデジタルフィルタと、前記余弦波生成手段からの余弦波信号が入力される第２の１タップデジタルフィルタと、前記第１の１タップデジタルフィルタからの出力と前記第２の１タップデジタルフィルタからの出力とが加算された騒音制御信号が入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための干渉信号を出力させる干渉信号生成手段と、前記干渉信号生成手段から出力される前記干渉信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第１の係数更新手段と、前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第２の係数更新手段からなり、前記第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段は前記誤差信号検出手段からの誤差信号を前記制御すべき騒音の周波数の１／２の周期で所定の期間処理通過させた係数更新信号によって前記誤差信号検出手段における騒音が低減されるように前記第１の１タップデジタルフィルタ及び前記第２の１タップデジタルフィルタの係数を更新するように構成されたことを特徴とする。
本発明の能動型騒音制御装置は、第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段に入力させる信号は誤差信号を制御すべき騒音の周波数の１／２の周期で任意の期間、それぞれ隣り合う期間ごとに誤差信号をそのまま通過、誤差信号を反転して通過を繰り返して出力された係数更新信号ε１［ｎ］及びε２［ｎ］によって（３）（４）の係数更新式に従って係数更新を行う。
Ｗ１［ｎ＋１］＝Ｗ１［ｎ］−ε１［ｎ］ ・・・・・（３）
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−ε２［ｎ］ ・・・・・（４）
即ち、従来技術ではそれぞれの１タップデジタルフィルタの係数Ｗ１及びＷ２の係数を求める為に、いわゆる参照信号の生成のために２回の積演算、係数更新のために２回の積演算を必要としていたが、本発明の場合、前記係数更新式（３）、（４）からわかるように、いわゆる参照信号を必要とせず、また、誤差信号ε［ｎ］をそれぞれ制御すべき騒音の周波数と１／２の周期で任意の期間処理通過させた信号であるε１［ｎ］及びε２［ｎ］をもとの係数Ｗ１［ｎ］およびＷ２［ｎ］から減算するだけで一回の積演算を行うことなくそれぞれの１タップデジタルフィルタの係数Ｗ１及びＷ２の係数が求めることができ、演算負荷が低減できるという作用効果が得られる。
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−ε２［ｎ］ ・・・・・（４）
即ち、従来技術ではそれぞれの１タップデジタルフィルタの係数Ｗ１及びＷ２の係数を求める為に、いわゆる参照信号の生成のために２回の積演算、係数更新のために２回の積演算を必要としていたが、本発明の場合、前記係数更新式（３）、（４）からわかるように、いわゆる参照信号を必要とせず、また、誤差信号ε［ｎ］をそれぞれ制御すべき騒音の周波数と１／２の周期で任意の期間処理通過させた信号であるε１［ｎ］及びε２［ｎ］をもとの係数Ｗ１［ｎ］およびＷ２［ｎ］から減算するだけで一回の積演算を行うことなくそれぞれの１タップデジタルフィルタの係数Ｗ１及びＷ２の係数が求めることができ、演算負荷が低減できるという作用効果が得られる。
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置について図面を参照しながら説明する。
以下、本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置のブロック図である。
図１において、エンジン回転数検出器１は車両に搭載された騒音源としてのエンジンの回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルスｐとして出力する。制御対象騒音周波数検出手段としての周波数検出部２はエンジンパルスｐから制御対象騒音周波数ｆ〔Ｈｚ〕を算出し出力する。離散化された正弦波のデータとしての正弦波テーブル３は正弦波１周期をＮ等分した各ポイントの正弦値をメモリ上に保持する。正弦波生成手段５はサンプリング周期ごとに正弦波テーブルより読み出しポイントＰ［ｎ］の位置のデータを読み出し基準正弦波信号ｘ１［ｎ］を生成する。この時、読み出しポイントの次の値Ｐ［ｎ＋１］と現在の読み出しポイントの値Ｐ［ｎ］の差Ｐ［ｎ＋１］−Ｐ［ｎ］はサンプリング周期をＴ、制御対象騒音周波数ｆとしたときにはＮ×ｆ×Ｔとなる。同様に余弦波生成手段６はサンプリング周期ごとに正弦波テーブル３より、正弦波生成手段５の読み出しポイントよりＮ／４だけ先行したポイント、即ちＰ［ｎ］＋Ｎ／４の位置のデータを読み出すことによって基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を生成している。この際、それぞれの読み出しポイントＰ［ｎ］及びＰ［ｎ］＋Ｎ／４がＮを超えた場合はその読み出しポイントからＮを引いたポイントを新たな読み出しポイントとしなければならない。特性テーブル４はスピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の位相特性に基づき、誤差信号ε［ｎ］を処理通過させる読み出しポイントの下限ポイントＰＰ１［ｆ］及び上限ポイントＰＰ２［ｆ］を周波数毎に保持する。係数更新用誤差信号生成部１４は制御対象騒音周波数ｆに基づき、特性テーブル４から制御対象騒音周波数ｆにおける、下限ポイントＰＰ１［ｆ］及び上限ポイントＰＰ２［ｆ］を読み込み、それらに基づきマイクロフォン１１で検出された誤差信号ε［ｎ］を処理通過し係数更新信号ε１［ｎ］及びε２［ｎ］を生成する。
ここで、ε１［ｎ］は
ＰＰ１［ｆ］≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］の時 ε１[ｎ] ＝ε[ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／２ ≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ／２の時
ε１[ｎ] ＝−ε[ｎ]
上記以外の場合 ε１[ｎ] ＝０ ・・・・（５）
ここで、ε２ [ｎ]は
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／４≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２＋Ｎ／４［ｆ］の時
ε２[ｎ] ＝ε[ｎ]
ＮＰ１［ｆ］＋Ｎ×３／４≦Ｐ［ｎ］≦ＮＰ２＋Ｎ×３／４［ｆ］の時
ε２[ｎ] ＝−ε[ｎ]
上記以外の場合 ε２[ｎ] ＝０ ・・・・（６）
である。
ＰＰ１［ｆ］≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］の時 ε１[ｎ] ＝ε[ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／２ ≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ／２の時
ε１[ｎ] ＝−ε[ｎ]
上記以外の場合 ε１[ｎ] ＝０ ・・・・（５）
ここで、ε２ [ｎ]は
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／４≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２＋Ｎ／４［ｆ］の時
ε２[ｎ] ＝ε[ｎ]
ＮＰ１［ｆ］＋Ｎ×３／４≦Ｐ［ｎ］≦ＮＰ２＋Ｎ×３／４［ｆ］の時
ε２[ｎ] ＝−ε[ｎ]
上記以外の場合 ε２[ｎ] ＝０ ・・・・（６）
である。
次に、第１の１タップデジタルフィルタ７は第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を内部に保持し、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とに基づいて第１の制御信号ｙ１［ｎ］を出力する。第２の１タップデジタルフィルタ８は第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を内部に保持し、基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とに基づいて第２の制御信号ｙ２［ｎ］を出力する。電力増幅器９は第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］とが加算された騒音制御信号を増幅する。干渉信号生成手段としてのスピーカ１０は電力増幅器９からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。誤差信号検出手段としてのマイクロフォン１１はエンジン振動に起因して発生する制御対象騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。第１の係数更新手段としての第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は係数更新信号ε１［ｎ］を用いて第１の１タップデジタルフィルタ７のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。第２の係数更新手段としての第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は係数更新信号ε２［ｎ］を用いて第２の１タップデジタルフィルタ８のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。このように離散演算処理部１５はソフトウェアにより構成される。
次に、本装置の具体的な動作を説明する。
基準正弦波信号ｘ１［ｎ］の生成と、基準余弦波信号ｘ２［ｎ］の生成と、第１の制御信号ｙ１［ｎ］の生成と、第２の制御信号ｙ２［ｎ］の生成と、誤差信号ε［ｎ］の検出と、第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］の更新と、第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］の更新は、すべて同一の周期で実行する。以降では、この周期をＴ〔秒〕として説明する。
周波数検出部２は、例えばエンジンパルスｐの立ち上がりエッジ毎に割り込みを発生させ、立ち上がりエッジ間の時間を測定し、測定結果をもとに制御対象騒音の周波数ｆを算出する。
正弦波テーブル３は、正弦波１周期をＮ等分し、各ポイントの正弦値の離散データをメモリ上に保持する。０ポイント目からＮ−１ポイント目までの正弦値を格納した配列をｚ［ｍ］（０≦ｍ＜Ｎ）で表すとき、関係式（７）が成り立つ。
ｚ［ｍ］＝ｓｉｎ（３６０°×ｍ／Ｎ） ・・・（７）
例えば、Ｎ＝３０００の場合のｚ［ｍ］のグラフと表をそれぞれ図２と図３に示す。
例えば、Ｎ＝３０００の場合のｚ［ｍ］のグラフと表をそれぞれ図２と図３に示す。
特性テーブル４は、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の位相特性に基づき、誤差信号ε[ｎ]を処理通過させる下限ポイントＰＰ１［ｆ］及び上限ポイントＰＰ２［ｆ］をメモリ上に保持する（ｆは周波数〔Ｈｚ〕）。
ｆ〔Ｈｚ〕のときの位相特性をθ［ｆ］（度）とすると、関係式（８）が成り立つ。
ＰＰ１［ｆ］＝Ｎ×θ［ｆ］／３６０＋α
ＰＰ２［ｆ］＝ＰＰ１［ｆ］＋β ・・・（８）
ここで、α及びβは任意の正の定数であるが、α＜Ｎ／４、β＋α＜Ｎ／４の必要がある。
ＰＰ２［ｆ］＝ＰＰ１［ｆ］＋β ・・・（８）
ここで、α及びβは任意の正の定数であるが、α＜Ｎ／４、β＋α＜Ｎ／４の必要がある。
例えば、Ｎ＝３０００で、制御対象騒音周波数の範囲が３０Ｈｚから１００Ｈｚまでの場合の位相特性θ［ｆ］の例を図４に、それに対応する通過下限ポイントＰＰ１［ｆ］及び通過上限ポイントＰＰ２［ｆ］を図５に示す。
正弦波生成手段５は、正弦波テーブル３の現在の読み出し位置Ｐ［ｎ］をメモリ上に記憶しており、制御対象騒音周波数ｆに基づいて現在の読み出し位置を式（９）により毎周期移動させる。
Ｐ［ｎ＋１］＝Ｐ［ｎ］＋Ｎ×ｆ×Ｔ ・・・（９）
ただし、式（９）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（９）の右辺の計算結果からＮを減算したものをＰ［ｎ＋１］とする。
ただし、式（９）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（９）の右辺の計算結果からＮを減算したものをＰ［ｎ＋１］とする。
同時に、正弦波生成手段５は、制御対象騒音周波数ｆと同一周波数の基準正弦波信号ｘ１［ｎ］を式（１０）と式（１１）により生成する。
ｉｘ１ ＝Ｐ［ｎ］ ・・・（１０）
ｘ１［ｎ］＝ｚ［ｉｘ１］ ・・・（１１）
ただし、式（１０）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（１０）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ１とする。
ｘ１［ｎ］＝ｚ［ｉｘ１］ ・・・（１１）
ただし、式（１０）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（１０）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ１とする。
また、余弦波生成手段６は、制御対象騒音周波数ｆと同一周波数で、かつ、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］より４分の１周期進んだ基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を式（１２）と式（１３）により生成する。
ｉｘ２ ＝Ｐ［ｎ］＋Ｎ／４ ・・・（１２）
ｘ２［ｎ］＝ｚ［ｉｘ２］ ・・・（１３）
ただし、式（１２）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（１２）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ２とする。
ｘ２［ｎ］＝ｚ［ｉｘ２］ ・・・（１３）
ただし、式（１２）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（１２）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ２とする。
同時に、係数更新信号生成部１４は制御対象騒音周波数ｆに基づき、特性テーブル４から制御対象騒音周波数ｆにおける、下限ポイントＰＰ１［ｆ］及び上限ポイントＰＰ２［ｆ］を読み込み、それらに基づきマイクロフォン１１で検出された誤差信号ε［ｎ］を式（５）（６）によって処理しそれぞれ係数更新信号ε１［ｎ］及びε２ [ｎ］を生成する。
第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８は、それぞれ第１、第２の制御信号ｙ１［ｎ］、ｙ２［ｎ］を式（１４）、式（１５）により生成する。
ｙ１［ｎ］＝Ｗ１［ｎ］×ｘ１［ｎ］ ・・・（１４）
ｙ２［ｎ］＝Ｗ２［ｎ］×ｘ２［ｎ］ ・・・（１５）
第１、第２の適応制御アルゴリズム演算部１２、１３は、それぞれ第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８が保持するフィルタ係数Ｗ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］を式（１６）、式（１７）により更新する。
ｙ２［ｎ］＝Ｗ２［ｎ］×ｘ２［ｎ］ ・・・（１５）
第１、第２の適応制御アルゴリズム演算部１２、１３は、それぞれ第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８が保持するフィルタ係数Ｗ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］を式（１６）、式（１７）により更新する。
Ｗ１［ｎ＋１］＝Ｗ１［ｎ］−ε１［ｎ］ ・・・（１６）
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−ε２［ｎ］ ・・・（１７）
上述の手順によりフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とを収束させることにより、制御対象騒音を低減させることができる。
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−ε２［ｎ］ ・・・（１７）
上述の手順によりフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とを収束させることにより、制御対象騒音を低減させることができる。
ここで（１６）、（１７）による係数更新式で制御対象周波数の騒音が減少するメカニズムについて説明する。
従来例で説明した騒音制御装置においてはＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムに基づいてフィルタ係数Ｗ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］を逐次更新している。その更新式は以下に示されるものであった。
Ｗ１［ｎ＋１］＝Ｗ１［ｎ］−μ×ｒ１［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・・（１）
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・・（２）
このように一般的には参照正弦信号ｒ１［ｎ］、参照余弦信号ｒ２［ｎ］には低減すべき騒音の周波数の正弦信号及び余弦信号と誤差信号ε［ｎ］との積を利用している。これは正弦波、余弦波の直交性を利用したものであり、長い期間の逐次更新（即ちｎ→∞）では誤差信号εの中で参照正弦信号ｒ１及び参照余弦信号ｒ２の周波数と同じ周波数成分の積が累積し、他の周波数成分の積の累積値は０となる。このことからＷ１［ｎ］及びＷ２［ｎ］は誤差信号εの中で参照正弦信号ｒ１及び参照余弦信号ｒ２の周波数と同一の周波数成分を低下させるように係数更新が行われ、最終的に誤差信号の中で参照正弦信号及び参照余弦信号の周波数と同一の周波数成分が０となった時にＷ１［ｎ］及びＷ２［ｎ］の平均的な係数更新は０となりＷ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］は収束する。
Ｗ２［ｎ＋１］＝Ｗ２［ｎ］−μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・・（２）
このように一般的には参照正弦信号ｒ１［ｎ］、参照余弦信号ｒ２［ｎ］には低減すべき騒音の周波数の正弦信号及び余弦信号と誤差信号ε［ｎ］との積を利用している。これは正弦波、余弦波の直交性を利用したものであり、長い期間の逐次更新（即ちｎ→∞）では誤差信号εの中で参照正弦信号ｒ１及び参照余弦信号ｒ２の周波数と同じ周波数成分の積が累積し、他の周波数成分の積の累積値は０となる。このことからＷ１［ｎ］及びＷ２［ｎ］は誤差信号εの中で参照正弦信号ｒ１及び参照余弦信号ｒ２の周波数と同一の周波数成分を低下させるように係数更新が行われ、最終的に誤差信号の中で参照正弦信号及び参照余弦信号の周波数と同一の周波数成分が０となった時にＷ１［ｎ］及びＷ２［ｎ］の平均的な係数更新は０となりＷ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］は収束する。
一方本発明においては、いわゆる参照信号（ｒ１［ｎ］、ｒ２［ｎ］）を使用せず、誤差信号ε［ｎ］を式（５）、式（６）により生成した係数更新信号ε１［ｎ］及びε２［ｎ］のみで係数更新を行っている。
そして、このε１［ｎ］、ε２［ｎ］は以下のようにも表すことができる。
ε１[ｎ]＝１×ε[ｎ] ＰＰ１［ｆ］≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］の時
ε１[ｎ]＝−１×ε [ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／２≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ／２の時
ε１[ｎ]＝０×ε［ｎ］ 上記以外の時
・・・・（１８）
同様に
ε２[ｎ]＝１×ε[ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／４≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ／４の時
ε２[ｎ]＝−１×ε [ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ×３／４≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ×３／４の時
ε１[ｎ]＝０×ε［ｎ］ 上記以外の時
・・・・（１９）
これは、言い換えるとそれぞれε［ｎ］と制御対象騒音周波数ｆと同一の周期であり、０を中心とした１の振幅を持つ矩形波信号の積と等価である。そしてε１[ｎ]側の矩形波信号をＨ１[ｎ]、ε２[ｎ]側の矩形波信号をＨ２［ｎ］と表すと
ε１[ｎ]＝Ｈ１［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（２０）
ε２[ｎ]＝Ｈ２［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（２１）
と書くことができる。
ε１[ｎ]＝１×ε[ｎ] ＰＰ１［ｆ］≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］の時
ε１[ｎ]＝−１×ε [ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／２≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ／２の時
ε１[ｎ]＝０×ε［ｎ］ 上記以外の時
・・・・（１８）
同様に
ε２[ｎ]＝１×ε[ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ／４≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ／４の時
ε２[ｎ]＝−１×ε [ｎ]
ＰＰ１［ｆ］＋Ｎ×３／４≦Ｐ［ｎ］≦ＰＰ２［ｆ］＋Ｎ×３／４の時
ε１[ｎ]＝０×ε［ｎ］ 上記以外の時
・・・・（１９）
これは、言い換えるとそれぞれε［ｎ］と制御対象騒音周波数ｆと同一の周期であり、０を中心とした１の振幅を持つ矩形波信号の積と等価である。そしてε１[ｎ]側の矩形波信号をＨ１[ｎ]、ε２[ｎ]側の矩形波信号をＨ２［ｎ］と表すと
ε１[ｎ]＝Ｈ１［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（２０）
ε２[ｎ]＝Ｈ２［ｎ］×ε［ｎ］ ・・・・（２１）
と書くことができる。
またここで、Ｈ１［ｎ］とＨ２［ｎ］との関係はそれらが１／４周期ずれていることが、式（１８）、（１９）からわかる。
図６はこのＨ１［ｎ］（Ｈ２［ｎ］も同様）の時間軸波形とそのスペクトルを示したものである。
この図６より、それぞれＨ１［ｎ］、Ｈ２［ｎ］は基本周波数成分と奇数次の高調波からなっていることがわかり、これらは一般的に次のような式で表される。
Ｈ１［ｎ］= A1Sin(2πfn/T)+ A2Sin(2π3fn/T)+A3Sin(2π5fn/T)+ ・・・
・・・（２２）
Ｈ２［ｎ］= A1Cos(2πfn/T)+ A2Cos(2π3fn/T)+A3Cos(2π5fn/T)+ ・・・
・・・（２３）
一方、デジタルフィルタの係数更新式（１６）（１７）を変形し、式（２０）、（２１）の関係を代入すると
△Ｗ１＝Ｗ１［ｎ＋１］−Ｗ１［ｎ］＝−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］
△Ｗ２＝Ｗ２［ｎ＋１］−Ｗ２［ｎ］＝−ε［ｎ］×Ｈ２［ｎ］
Ｗ１＝Σ△Ｗ１＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］） ・・・（２４）
Ｗ２＝Σ△Ｗ２＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ２［ｎ］） ・・・（２５）
となり、Ｗ１、Ｗ２は（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］）及び（−ε［ｎ］×Ｈ２［ｎ］）の累積値に比例したものとなる。
・・・（２２）
Ｈ２［ｎ］= A1Cos(2πfn/T)+ A2Cos(2π3fn/T)+A3Cos(2π5fn/T)+ ・・・
・・・（２３）
一方、デジタルフィルタの係数更新式（１６）（１７）を変形し、式（２０）、（２１）の関係を代入すると
△Ｗ１＝Ｗ１［ｎ＋１］−Ｗ１［ｎ］＝−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］
△Ｗ２＝Ｗ２［ｎ＋１］−Ｗ２［ｎ］＝−ε［ｎ］×Ｈ２［ｎ］
Ｗ１＝Σ△Ｗ１＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］） ・・・（２４）
Ｗ２＝Σ△Ｗ２＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ２［ｎ］） ・・・（２５）
となり、Ｗ１、Ｗ２は（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］）及び（−ε［ｎ］×Ｈ２［ｎ］）の累積値に比例したものとなる。
ここでε［ｎ］が周波数ｆの正弦波Sin(2πfn/T)とすると、Ｗ１は式（２２）、（２４）より
Ｗ１＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］）＝Σ｛−Sin(2πfn/T)×(A1Sin(2πfn/T)+A2Sin(2π3fn/T)+ A3Sin(2π5fn/T) +・・)｝
となるが、正弦波の直交性により周波数が違う成分の累積値は０になるため
Ｗ１＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］）＝Σ（−Sin(2πfn/T)×A1Sin(2πfn/T)[ｎ]） ・・・・（２６）
Ｗ２も全く同様のことが言え、Ｗ１、Ｗ２ともに周波数ｆの成分のみの積が累積し、参照信号に正弦波を使った従来例のものと等価となり、周波数ｆの騒音が低下するように係数Ｗ１、Ｗ２が収束していくことがわかる。すなわち参照信号に正弦波を使った従来例のものと同様に、本発明においても目的とする周波数ｆの騒音を低減させることができる。
Ｗ１＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］）＝Σ｛−Sin(2πfn/T)×(A1Sin(2πfn/T)+A2Sin(2π3fn/T)+ A3Sin(2π5fn/T) +・・)｝
となるが、正弦波の直交性により周波数が違う成分の累積値は０になるため
Ｗ１＝Σ（−ε［ｎ］×Ｈ１［ｎ］）＝Σ（−Sin(2πfn/T)×A1Sin(2πfn/T)[ｎ]） ・・・・（２６）
Ｗ２も全く同様のことが言え、Ｗ１、Ｗ２ともに周波数ｆの成分のみの積が累積し、参照信号に正弦波を使った従来例のものと等価となり、周波数ｆの騒音が低下するように係数Ｗ１、Ｗ２が収束していくことがわかる。すなわち参照信号に正弦波を使った従来例のものと同様に、本発明においても目的とする周波数ｆの騒音を低減させることができる。
また、本発明におけるＰＰ２［ｆ］−ＰＰ１［ｆ］は任意の大きさに選定できるが、これは実質上、従来例のμ（収束係数）と同様に取り扱うことができる。即ち、ＰＰ２［ｆ］−ＰＰ１［ｆ］が大きいほど収束速度は速くなり、ＰＰ２［ｆ］−ＰＰ１［ｆ］が小さいと収束速度は遅くなる。このようにＰＰ２［ｆ］−ＰＰ１［ｆ］の大きさで収束速度の調整が可能となる。
ここで、本発明と特許文献１に記載の方法とを、演算負荷の観点から比較する。特許文献１に記載の方法では、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性値を模擬した基準正弦波信号補正値テーブル１９（周波数ｆ〔Ｈｚ〕のときの基準正弦波信号補正値をＣ１［ｆ］と表す）と基準余弦波信号補正値テーブル２０（周波数ｋ〔Ｈｚ〕のときの基準余弦波信号補正値をＣ２［ｆ］と表す）とを利用して、式（２７）と式（２８）とによりそれぞれ参照正弦波信号ｒ１［ｎ］と参照余弦波信号ｒ２［ｎ］とを生成する。
ｒ１［ｎ］＝Ｃ１［ｆ］×ｘ１［ｎ］＋Ｃ２［ｆ］×ｘ２［ｎ］ ・・・（２７）
ｒ２［ｎ］＝Ｃ１［ｆ］×ｘ２［ｎ］−Ｃ２［ｆ］×ｘ１［ｎ］ ・・・（２８）
まず、式（２７）と式（２８）とにおいては２回の乗算を伴っているのに対し、本発明に参照信号を用いない方式のため乗算の必要がない。また、係数更新においても特許文献１に記載の方法では式（１）、式（２）から判るようにそれぞれ２回の乗算が必要である。本発明においては式（１６）、式（１７）を見れば判るようにここでも乗算は必要ない。これらを総合すると特許文献１に記載の方法ではそれぞれ係数Ｗ１及びＷ２を求める為にサンプリング周期ごとにそれぞれ４回の乗算が必要であるが、本発明においては１回の乗算も必要としない。したがって、本発明は特許文献１に記載の方法に比べ、演算負荷を低減できるという効果がある。
ｒ２［ｎ］＝Ｃ１［ｆ］×ｘ２［ｎ］−Ｃ２［ｆ］×ｘ１［ｎ］ ・・・（２８）
まず、式（２７）と式（２８）とにおいては２回の乗算を伴っているのに対し、本発明に参照信号を用いない方式のため乗算の必要がない。また、係数更新においても特許文献１に記載の方法では式（１）、式（２）から判るようにそれぞれ２回の乗算が必要である。本発明においては式（１６）、式（１７）を見れば判るようにここでも乗算は必要ない。これらを総合すると特許文献１に記載の方法ではそれぞれ係数Ｗ１及びＷ２を求める為にサンプリング周期ごとにそれぞれ４回の乗算が必要であるが、本発明においては１回の乗算も必要としない。したがって、本発明は特許文献１に記載の方法に比べ、演算負荷を低減できるという効果がある。
また、本発明においては、第１、第２の１タップデジタルフィルタ７、８と、第１、第２の適応制御アルゴリズム演算部１２、１３とをそれぞれ複数個用意することにより、制御対象騒音の複数次数成分を消音させることも可能である。
本発明にかかる能動型騒音制御装置は、積和演算の実行を最小限に抑えることにより演算負荷の低減を実現でき、低コストで実用性のある能動型騒音制御装置として有用である。
１ エンジン回転数検出器
２ 周波数検出部（制御対象騒音周波数検出手段）
３ 正弦波テーブル
４ 特性テーブル
５ 正弦波生成手段
６ 余弦波生成手段
７ 第１の１タップデジタルフィルタ
８ 第２の１タップデジタルフィルタ
９ 電力増幅器
１０ スピーカ(干渉信号生成手段)
１１ マイクロフォン(誤差信号検出手段)
１２ 第１の適応制御アルゴリズム演算部（第１の係数更新手段）
１３ 第２の適応制御アルゴリズム演算部（第２の係数更新手段）
１４ 係数更新信号生成部
１５ 離散演算処理部
１６ 基準信号生成部
１７ 選択手段
１８ 従来例による参照信号生成部
１９ 基準正弦波信号補正値テーブル
２０ 基準余弦波信号補正値テーブル
２ 周波数検出部（制御対象騒音周波数検出手段）
３ 正弦波テーブル
４ 特性テーブル
５ 正弦波生成手段
６ 余弦波生成手段
７ 第１の１タップデジタルフィルタ
８ 第２の１タップデジタルフィルタ
９ 電力増幅器
１０ スピーカ(干渉信号生成手段)
１１ マイクロフォン(誤差信号検出手段)
１２ 第１の適応制御アルゴリズム演算部（第１の係数更新手段）
１３ 第２の適応制御アルゴリズム演算部（第２の係数更新手段）
１４ 係数更新信号生成部
１５ 離散演算処理部
１６ 基準信号生成部
１７ 選択手段
１８ 従来例による参照信号生成部
１９ 基準正弦波信号補正値テーブル
２０ 基準余弦波信号補正値テーブル
Claims (1)
- 騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御対象騒音周波数検出手段と、前記制御対象騒音周波数検出手段で検出された騒音の周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と余弦波を生成する余弦波生成手段と前記正弦波生成手段からの正弦波信号が入力される第１の１タップデジタルフィルタと、前記余弦波生成手段からの余弦波信号が入力される第２の１タップデジタルフィルタと、前記第１の１タップデジタルフィルタからの出力と前記第２の１タップデジタルフィルタからの出力とが加算された騒音制御信号が入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための干渉信号を出力させる干渉信号生成手段と、前記干渉信号生成手段から出力される前記干渉信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第１の係数更新手段と、前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第２の係数更新手段からなり、前記第１の係数更新手段及び第２の係数更新手段は前記誤差信号検出手段からの誤差信号を前記制御すべき騒音の周波数の１／２の周期で所定の期間処理通過させた係数更新信号によって前記誤差信号検出手段における騒音が低減されるように前記第１の１タップデジタルフィルタ及び前記第２の１タップデジタルフィルタの係数を更新するように構成された能動型騒音制御装置。
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