JP5141351B2 - 能動型騒音制御装置 - Google Patents
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Description
W1[n]=W1[n−1]―μ×r1[n]×ε[n] …(1)
W2[n]=W2[n−1]―μ×r2[n]×ε[n] …(2)となる。ここでμは収束係数と呼ばれる定数であり、係数W1及びW2が最適値に収束する時間に関係するものである。上述の処理を所定周期で繰り返すことにより、騒音を低減させることができる。
に最大限の騒音低減効果を発揮できないという問題があった。さらに、エンジンパルスPの周波数が誤差を持つ等の原因で、制御周波数fが実際に発生している制御対象騒音の周波数とずれた時、騒音低減効果が低くなる問題があった。
以下、本発明の実施の形態1における能動騒音低減装置について図面を参照しながら説明する。
いて制御周波数f[n]〔Hz〕を算出する。正弦波テーブル3は正弦波1周期を所定等分した各ポイントの正弦値をメモリ上に保持する。正弦波生成手段4は位相補正量Δθ[n]〔ポイント〕を内部に備え、正弦波テーブルの現在位置を示すポインタp[n]〔ポイント〕を更新する。1タップディジタルフィルタ5はフィルタ係数W[n]を内部に備え、ポインタp[n]と正弦波テーブル3とを利用して制御信号z[n]を出力する。電力増幅器6は制御信号z[n]を増幅する。制御信号生成手段としてのスピーカ7は電力増幅器6からの出力信号を騒音打ち消し音として出力する。誤差信号検出手段としてのマイクロフォン8はエンジン振動に起因して発生する制御対象騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε[n]として検出する。位相特性テーブル9はスピーカ7からマイクロフォン8までの伝達特性の位相特性値を前記正弦波テーブル3の相対的なポイント移動量に換算した値を周波数毎に保持する。係数更新手段10はポインタp[n]と制御周波数f[n]と正弦波テーブル3と位相特性テーブル9と誤差信号ε[n]とを利用して、1タップディジタルフィルタ5のフィルタ係数W[n]を更新する。位相補正手段11はポインタp[n]と制御周波数f[n]と正弦波テーブル3と位相特性テーブル9と誤差信号ε[n]とを利用して、正弦波生成手段4の位相補正量Δθ[n]を決定する。制御周波数補正手段12は位相補正手段11が決定した位相補正量Δθ[n]を利用して、制御周波数検出手段2の制御周波数補正量fcomp[n]を決定する。離散演算処理部13はソフトウェアにより構成される。
正弦波テーブル3は、正弦波1周期をN等分し、各ポイントの正弦値を所定ビットで離散化した値をメモリ上に保持する。0ポイント目からN−1ポイント目までの正弦値をbビットで離散化して格納した配列をs[m](0≦m<N)で表すとき、関係式(4)が成り立つ。
ただし、int(x)はxの整数部を表し、sin関数の角度の単位は〔度〕とする。例えば、N=3000の場合のs[m]のグラフと表をそれぞれ図2と(表1)に示す。
mod N …(5)
ただし、「x mod y」はxをyで割ったときの余りを表す。ここで、あらかじめN×T=1となるようにNとTを選んでおけば、式(5)におけるNとTの乗算は不要である。さらに、通常“f[n]+Δθ[n]<N”であることを考慮すると、式(5)は式(6)のように書き換えることができる。
p[n]=p[n−1]+f[n]+Δθ[n]
(p[n−1]+f[n]+Δθ[n]≧N)の時:
p[n]=p[n−1]+f[n]+Δθ[n]−N …(6)
以降ではN×T=1が成り立つものとして説明する。
位相特性テーブル9は、スピーカ7からマイクロフォン8までの伝達特性の位相特性値(グラフの例:図3)を正弦波テーブル3の相対的なポイント移動量に換算した値を、配列c[k]としてメモリ上に保持する(kは周波数〔Hz〕)。k〔Hz〕のときの位相特性値をphase[k]〔度〕とすると、関係式(8)が成り立つ。
例えば、N=3000で、制御対象騒音周波数の範囲が30Hzから100Hzまでの場合のc[k]の様子を(表2)に示す。
r1[n]=s[p[n]+c[f[n]]]
(p[n]+c[f[n]]≦N)の時:
r1[n]=s[p[n]+c[f[n]]−N]
(p[n]+c[f[n]]<0)の時:
r1[n]=s[p[n]+c[f[n]]+N] …(9)
W[n]=W[n−1]−μ1×r1×ε[n] …(10)
ここで、μ1はW[n]の収束速度を最急降下法における収束速度を決定するパラメータであり、値が大きいほど収束は速くなる。なお、式(10)の計算結果が負の数になる場合は、W[n]の符号を反転させ、式(11)にしたがってp[n]を180度分進ませる。
(p[n]≧N/2)の時: p[n]=p[n]−N/2 …(11)
これにより、W[n]を常に正の値にでき、後述する位相補正量Δθ[n]の算出が簡単化される。
r2[n]=s[p[n]+c[f[n]]+N/4]
(p[n]+c[f[n]]+N/4≦N)の時:
r2[n]=s[p[n]+c[f[n]]+N/4−N]
(p[n]+c[f[n]]+N/4<0)の時:
r2[n]=s[p[n]+c[f[n]]+N/4+N] …(12)
Δθ[n]=−μ2×r2[n]×ε[n] …(13)
ここで、μ2は位相補正量決定の程度を決定するパラメータであり、値が大きいほど収束は速くなる。
次に、位相補正量の累積回数が規定回数Naccum達した時、制御周波数補正量fcomp[n]を更新し、Δθaccum[n]を0にリセットする。
上述の手順によりフィルタ係数W[n]を一定値に収束させ、位相補正量Δθ[n]を0に収束させ、制御周波数補正量fcomp[n]を一定値に収束させることにより、制御対象騒音を低減させることができる。
W2[n]=W2[n−1]−μ×r2[n]×ε[n] …(2)
このように一般的には正弦波参照信号r1[n]、余弦波参照信号r2[n]には低減すべき騒音の周波数の正弦波信号及び余弦波信号と誤差信号ε[n]との積を利用している。これは正弦波、余弦波の直交性を利用したものであり、長い期間の逐次更新(即ちn→∞)では誤差信号ε[n]の中で正弦波参照信号r1[n]及び余弦波参照信号r2[n]の周波数と同じ周波数成分の積が累積し、他の周波数成分の積の累積値は0となる。このことからW1[n]及びW2[n]は誤差信号ε[n]の中で正弦波参照信号r1[n]及び余弦波参照信号r2[n]の周波数と同一の周波数成分を低下させるように係数更新が行われ、最終的に誤差信号の中で正弦波参照信号及び余弦波参照信号の周波数と同一の周波数成分が0となった時にW1[n]及びW2[n]の平均的な係数更新は0となりW1[n]、W2[n]は収束する。ここで見方を変えると、W1[n]とW2[n]は、制御対象騒音が低減されるように制御信号z[n]の振幅と位相を調整しているともいえる。制御信号の振幅と位相はそれぞれ、
振幅:√(W1[n]2+W2[n]2)
位相:tan-1(W2[n]/W1[n])
となる。
、図5のように制御信号z[n]を正の方向に位相補正する。すなわち、式(13)のように制御信号z[n]の直交成分の符号とは逆の方向に制御信号z[n]の位相を補正することにより、制御信号z[n]は誤差信号ε[n]と逆位相の信号に近づくように更新され、制御対象騒音の低減効果は大きくなる。
騒音(t) = Rnoise×sin(360×fnoise×t)
制御信号(t)=−Rctrl ×sin(360×fctrl ×t+θ(t))
…(16)
と表す時、適応ノッチフィルタは
360×fnoise×t = 360×fctrl ×t + θ(t) …(17)
となるようにθ(t)を更新し続ける。式(18)より、制御信号と騒音との周波数のずれfdiffは、
fdiff = fnoise − fctrl
= θ(t)÷(360×t) …(18)
と表すことができる。さらに t = Naccum×T の時を考えると、
fdiff = θ(Naccum×T)÷(360×Naccum×T)
= (N×θ(Naccum×T)÷360)÷ Naccum …(19)
ここで、「N×θ(Naccum×T)÷360」は、適応ノッチフィルタのNaccum×T〔秒〕後の位相特性を正弦波テーブルのポイント単位表示にしたものに他ならない。したがって、前記の式(15)の制御周波数補正値の算出式は妥当であるといえる。
fcomp[n]=fcomp[n−1]+Δf
(Δθaccum ≦ −X)の時:
fcomp[n]=fcomp[n−1]−Δf
(−X < Δθaccum < X)の時:
fcomp[n]=fcomp[n−1] …(20)
上記算出式は除算を用いない更新式であり、除算命令を持たない演算装置を使用する場合に有効である。ただし、式(20)による制御周波数補正量fcomp[n]の算出方法は、式(15)による方法に比べて、最適な補正値に到達するまでに時間を要する。
せず、常に最大限の騒音低減効果を発揮できないという問題があった。この様子の例を図6に示す。制御信号z[n]は、図6(A)では最大値で出力できるが、図6(B)と(C)では最大値で出力できない。これに対し、本発明では制御信号z[n]を算出する際に信号の合成処理が発生しないため、正弦波テーブルが保持する値は1/√2倍しておく必要が無く、正弦値そのものでかまわない。したがって、制御信号z[n]は制御対象騒音の位相がいかなる場合でも最大値で出力できる。この様子の例を図7に示す。図7(A)〜(C)のいずれの場合においても、制御信号z[n]は最大値で出力できる。
2 制御周波数検出手段
3 正弦波テーブル
4 正弦波生成手段
5 1タップディジタルフィルタ
6 電力増幅器
7 スピーカ(制御信号生成手段)
8 マイクロフォン(誤差信号検出手段)
9 位相特性テーブル
10 係数更新手段
11 位相補正手段
12 制御周波数補正手段
13 離散演算処理部
Claims (5)
- 騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御周波数検出手段と、前記制御周波数検出手段で決定した制御周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成手段と、前記正弦波生成手段からの正弦波が入力される1タップディジタルフィルタと、前記1タップディジタルフィルタからの出力信号が入力され前記騒音源に起因する制御すべき騒音と干渉させるための制御信号を出力させる制御信号生成手段と、前記制御信号生成手段から出力される前記制御信号と前記騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記1タップディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する係数更新手段と、前記正弦波生成手段の位相を補正する位相補正手段とを備え、前記係数更新手段と前記位相補正手段は、前記誤差信号を利用してそれぞれ前記フィルタ係数と前記位相を更新することにより、前記騒音源に起因する制御すべき騒音を低減するように構成された能動型騒音制御装置。
- 前記係数更新手段は、前記誤差信号と、制御周波数における制御信号生成手段から誤差信号検出手段までの伝達特性の位相特性とに基づいて、前記フィルタ係数を更新するように構成された請求項1記載の能動型騒音制御装置。
- 前記位相補正手段は、前記誤差信号と、制御周波数における制御信号生成手段から誤差信号検出手段までの伝達特性の位相特性とに基づいて、前記正弦波生成手段の位相を決定するように構成された請求項1記載の能動型騒音制御装置。
- 前記制御周波数検出手段の制御周波数を補正する制御周波数補正手段を備え、前記制御周波数補正手段は、前記位相補正手段が算出した位相補正量の累積値に基づいて、前記制御周波数検出手段の制御周波数を補正するように構成された請求項1記載の能動型騒音制御装置。
- 前記正弦波生成手段は、離散化された正弦値1周期分を保持する正弦波テーブルの読み出し位置を所定の周期で移動させ、さらに前記読み出し位置を前記位相補正手段が決定した位相補正量だけ移動させるように構成された請求項1記載の能動型騒音制御装置。
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