WO2007142234A1 - 能動型騒音制御装置 - Google Patents

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Yoshio Nakamura
Toshiyuki Funayama
Tsukasa Matono
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    • G10K2210/301—Computational
    • G10K2210/3053—Speeding up computation or convergence, or decreasing the computational load

Definitions

  • the present invention relates to an active noise reduction device that actively reduces vibration noise generated by the force of rotating equipment such as a vehicle engine.
  • Patent Document 1 a method for performing adaptive control using an adaptive notch filter is known (see, for example, Patent Document 1).
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional active noise reduction device described in Patent Document 1.
  • the discrete calculation for realizing the active noise reduction apparatus is executed in the discrete calculation processing unit 115.
  • the engine speed detector 101 outputs a pulse train having a frequency proportional to the engine speed as an engine pulse P. For example, this engine pulse p is generated by taking the output of the crank angle sensor.
  • the frequency detector 102 calculates and outputs a noise frequency f based on the engine pulse p.
  • the reference signal generation unit 116 has a sine wave table 103 that holds values of points obtained by equally dividing one cycle of the sine wave in a memory.
  • the selection unit 117 selects data from the sine wave table 103, and generates and outputs a reference sine wave signal xl [n] and a reference cosine wave signal X 2 [n] whose frequency is equal to the noise frequency f.
  • the reference signal generation unit 118 obtains a reference sine wave signal correction value at a frequency f (Hz) based on a reference sine wave signal correction value table 119 simulating the transfer characteristic value from the speaker 110 to the microphone 111 by CI [f
  • the reference cosine wave signal correction value table 120 (the reference cosine wave signal correction value at the frequency f (Hz) is expressed as C2 [f]) and the reference sine wave signal rl [n] and Generate and output a reference cosine wave signal r2 [n].
  • the first one-tap digital filter 107 filters X l [n] with a filter coefficient Wl [n] held therein to generate a first control signal yl [n].
  • the second 1-tap digital filter 108 filters the reference cosine wave signal x2 [n] with the filter coefficient W2 [n] held therein, and generates the second control signal y2 [n].
  • the power amplifier 109 amplifies a signal obtained by adding the first control signal yl [n] and the second control signal y2 [n].
  • the speaker 110 outputs the output signal from the power amplifier 109 as noise canceling sound.
  • the microphone 111 detects sound generated as a result of interference between noise and noise cancellation sound as an error signal ⁇ [ ⁇ ].
  • the first adaptive control algorithm calculation unit 112 is based on a reference sine wave signal rl [n] and an error signal ⁇ [ ⁇ ], for example, based on an LMS (Least Mean Square) algorithm which is a kind of steepest descent method.
  • the filter coefficient Wl [n] is updated sequentially.
  • the second adaptive control algorithm calculation unit 113 sequentially updates the filter coefficient W2 [ ⁇ ] based on the reference cosine wave signal r2 [n] and the error signal ⁇ [ ⁇ ].
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-361721
  • the present invention provides an active noise control device that reduces the calculation load necessary for noise suppression control by minimizing the execution of product calculation.
  • the active noise control device of the present invention includes a control target noise frequency detection unit that detects a frequency of noise to be controlled due to a noise source, and the same noise frequency detected by the control target noise frequency detection unit.
  • a sine wave generator that generates a sine wave of the same frequency
  • a cosine wave generator that generates a cosine wave
  • a first one-tap digital filter that receives a sine wave signal from the sine wave generator, and a cosine wave generator
  • the input of the second one-tap digital filter to which the cosine wave signal of the force is input, the output from the first one-tap digital filter and the output from the second one-tap digital filter are added, and the noise source Drive signal generation unit that outputs a drive signal for interfering with noise to be controlled due to noise, and interference between the drive signal output from the drive signal generation unit and noise to be controlled due to the noise source Mistake Signal
  • An error signal detection unit for detecting the first coefficient, a first coefficient updating unit for updating the filter coefficient of the first one-tap digital
  • the first coefficient updating unit and the second coefficient updating unit have the same fundamental frequency as the error signal detected by the error signal detection unit force and the noise frequency detected by the control target noise frequency detection unit.
  • the coefficients of the first 1-tap digital filter and the second 1-tap digital filter are updated so that the noise in the error signal detection unit is reduced based on the reference signals of the equilateral triangular wave.
  • the reference signal is an isosceles triangular wave
  • a value related to the phase characteristic in the transfer characteristic from the drive signal generation unit to the error signal detection unit can be determined without product calculation. Therefore, the calculation load is reduced.
  • the calculation load can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing an example of a sine wave table included in the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a sine wave table included in the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4A is a characteristic diagram showing an example of transfer characteristics from the speaker to the microphone of the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4B is a characteristic diagram showing an example of transfer characteristics from the speaker to the microphone of the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5A is a diagram showing an example of an amplitude characteristic array corresponding to the transfer characteristic from the speaker to the microphone of the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5B is a diagram showing an example of a phase characteristic converted value array corresponding to the transfer characteristic from the speaker to the microphone of the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6A is a characteristic diagram showing a time axis waveform of an isosceles triangular wave.
  • FIG. 6B is a characteristic diagram showing a time-axis waveform of a square wave.
  • FIG. 6C is a characteristic diagram showing a time axis waveform of an isosceles trapezoidal wave.
  • FIG. 6D is a characteristic diagram showing harmonic analysis of an isosceles triangular wave.
  • FIG. 6E is a characteristic diagram showing harmonic analysis of a square wave.
  • FIG. 6F is a characteristic diagram showing harmonic analysis of an isosceles trapezoidal wave.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional active noise reduction device.
  • Second adaptive control algorithm computation unit (second coefficient update unit)
  • FIG. 1 is a block diagram of an active noise reduction apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an engine speed detector 1 outputs a pulse train having a frequency proportional to the engine speed as a noise source mounted on a vehicle as an engine noise p.
  • System The frequency detection unit 2, which is the target noise frequency detection unit calculates the control target noise frequency f (Hz) from the engine pulse p and outputs it.
  • the sine wave table 3 having discretized sine wave data holds the sine value of each point obtained by dividing one period of the sine wave into N equal parts in the memory.
  • the sine wave generation unit 5 reads data from the sine wave table 3 at predetermined intervals based on the control target noise frequency f for each sampling period, and generates a reference sine wave signal xl [n].
  • the cosine wave generation unit 6 reads data from the sine wave table 3 at predetermined intervals based on the control target noise frequency f for each sampling period.
  • the reference cosine wave signal x2 [n] is generated by reading the point that precedes the sine wave generator 5 by NZ4. When the read point exceeds N, the point obtained by subtracting N from the read point is set as the new read point.
  • the characteristic table 4 holds the phase characteristic conversion value P [f] for each frequency.
  • the phase characteristic conversion value P [f] is the value obtained by converting the amplitude characteristic G [f] of the transmission characteristic from the speaker 10 to the microphone 11 and the phase characteristic into the relative point movement amount N of points in the sine wave table 3. is there.
  • the reference signal generation unit 14 Based on the control target noise frequency f, the reference signal generation unit 14 reads the amplitude characteristic G [f] and the phase characteristic conversion value P [f] at the control target noise frequency f from the characteristic table 4.
  • the first one-tap digital filter 7 holds the first filter coefficient Wl [n] therein, and the reference sine wave signal xl [n] and the first filter coefficient Wl [n] Based on the above, the first control signal yl [n] is output.
  • the second 1-tap digital filter 8 holds the second filter coefficient W2 [n] inside, and is based on the reference cosine wave signal x2 [n] and the second filter coefficient W2 [n]. Then, the second control signal y2 [n] is output.
  • the power amplifier 9 amplifies a signal obtained by adding the first control signal yl [n] and the second control signal y2 [n].
  • the speaker 10 which is a drive signal generation unit outputs the output signal from the power amplifier 9 as noise canceling sound.
  • the microphone 11 serving as an error signal detection unit detects a sound generated as a result of interference between the control target noise generated due to the engine vibration and the noise canceling sound as an error signal ⁇ [ ⁇ ].
  • the first adaptive control algorithm computing unit 12 serving as the first coefficient updating unit has a sine reference signal.
  • the filter coefficient Wl [n] of the first one-tap digital filter 7 is sequentially updated based on the signal rl [n] and the error signal ⁇ [ ⁇ ].
  • the second adaptive control algorithm calculation unit 13 serving as the second coefficient update unit 13 generates a second one-tap digital filter 8 based on the cosine reference signal r2 [n] and the error signal ⁇ [ ⁇ ].
  • the filter coefficient W2 [n] is sequentially updated. In this way, the discrete arithmetic processing unit 15 is configured by software.
  • the frequency detection unit 2 generates an interrupt at each rising edge of the engine pulse p, for example, measures the time between the rising edges, and calculates the frequency f of the control target noise based on the measurement result.
  • the sine wave table 3 equally divides one cycle of the sine wave into N, and holds discrete data of sine values at each point in the memory.
  • the array storing the sine values from the 0th point to N — 1st point is expressed by z [m] (0 ⁇ m ⁇ N)
  • relational expression (1) holds.
  • FIGS. 2 and 3 are characteristic diagrams showing examples of a sine wave table included in the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the characteristic table 4 includes the amplitude characteristic array G [f] representing the amplitude characteristic of the transmission characteristic from the speaker 10 to the microphone 11 and the phase characteristic as the relative point movement amount of the number of points N in the sine wave table 3.
  • the converted phase characteristic conversion value array P [f] is stored in the memory. Where f is the frequency (Hz).
  • FIG. 4A and FIG. 4B are characteristic diagrams showing an example of transmission characteristics to the speaker force microphone of the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5A is a diagram showing an example of an amplitude characteristic array corresponding to the transfer characteristic from the speaker to the microphone of the active noise control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the amplitude characteristic array G [f] corresponding to the amplitude characteristic ⁇ [f] in Fig. 4A is shown.
  • FIG. 5B is a diagram showing an example of a phase characteristic converted value array corresponding to the transfer characteristic from the speaker to the microphone of the active noise control apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the phase characteristic array P [f] corresponding to the phase characteristic ⁇ [f] in Fig. 4B is shown.
  • the sine wave generation unit 5 stores the current read position i [n] of the sine wave table 3 in the memory, and the current read position based on the control target noise frequency f is expressed by Equation (3). To move every cycle.
  • Equation (3) if the calculation result on the right side of Equation (3) is N or more, i [n + l] is obtained by subtracting the calculation result N on the right side of Equation (3).
  • the sine wave generation unit 5 generates a reference sine wave signal xl [n] having the same frequency as the control target noise frequency f by Expressions (4) and (5).
  • the cosine wave generation unit 6 calculates a reference cosine wave signal x2 [n] having the same frequency as the control target noise frequency f and advanced by a quarter of a period from the reference sine wave signal xl [n]. Generated by (6) and (7).
  • Equation (6) if the calculation result on the right side of Equation (6) is N or more, ix2 is the value obtained by subtracting the calculation result N on the right side of Equation (6).
  • the reference signal generation unit 14 uses the amplitude characteristic value and the phase characteristic of the transfer characteristic from the speaker 10 to the microphone 11 at the control target noise frequency f to calculate the relative point movement amount of the number of points N in the sine wave table 3.
  • the phase characteristic converted value converted to, and the characteristic table 4 force are also extracted as G [f], P [f], and the sine reference signal rl [n] and cosine reference signal r2 [n] are created by the following method To do.
  • the sine wave reference signal rl [n] is
  • A is an arbitrary value.
  • the sine wave reference signal rl [n] is
  • the first and second one-tap digital filters 7 and 8 are connected to the first and second control signals yl [n], respectively.
  • the first and second adaptive control algorithm computing units 12 and 13 are held by the first and second one-type digital filters 7 and 8, respectively, using, for example, the LMS (Least Mean Square) algorithm, which is a kind of steepest descent method.
  • the filter coefficients Wl [n] and W2 [n] to be updated are updated using Equation (13) and Equation (14).
  • ⁇ is the step size parameter and determines the convergence speed in the steepest descent method.
  • the noise to be controlled can be reduced by converging the filter coefficient Wl [ ⁇ ] and the filter coefficient W2 [ ⁇ ].
  • a sine wave is generally used as a reference signal.
  • a sine wave is used as a reference signal.
  • the mechanism for reducing the noise at the target frequency f is explained in the same way as in the case of using.
  • FIG. 6A is a characteristic diagram showing a time axis waveform of an isosceles triangular wave.
  • Fig. 6B is a characteristic diagram showing the time-axis waveform of a square wave.
  • Fig. 6C is a characteristic diagram showing the time-axis waveform of an isosceles trapezoidal wave.
  • FIG. 6D is a characteristic diagram showing harmonic analysis of an isosceles triangular wave.
  • Fig. 6E is a characteristic diagram showing harmonic analysis of a square wave.
  • Fig. 6F is a characteristic diagram showing harmonic analysis of an isosceles trapezoidal wave.
  • ⁇ ⁇ ⁇ is proportional to the cumulative value of-X ⁇ [n] Xrl [n]) and (one X ⁇ [n] Xr2 [n]).
  • ⁇ [ ⁇ ] is a sinusoidal wave Sin (2 fnZT) with frequency f
  • Wl can be calculated from equations (15) and (17).
  • both Wl and W2 are equivalent to using a sine wave as the reference signal.
  • the noise of the target frequency f can be reduced even when an isosceles triangular wave, square wave, or isosceles trapezoidal wave is used for the reference signal, as in the case of using a sine wave for the reference signal.
  • ⁇ [ ⁇ ] is a sine wave of frequency f, in addition to Sin (2 ⁇ fn / T), its harmonics, for example, the third-order component B Sin (2 ⁇ 3 ⁇ ) is considered.
  • the cumulative value of the product with 1 2 is generated, which differs from the cumulative value when the reference signal is a sine wave of frequency f.
  • the higher-order components included in the reference signal are smaller than the fundamental component, that is, A> A.
  • Noise also has higher order components than the fundamental component.
  • the isosceles trapezoidal wave has the smallest harmonic component (particularly the third harmonic) with a sufficiently small error compared to the fundamental wave as shown in Fig. 6F.
  • the present invention and the method described in Patent Document 1 are compared in terms of power of calculation load.
  • the reference sine wave signal correction value table 119 (simulation of the transfer characteristic value from the speaker 10 to the microphone 11 is used as the reference sine wave signal correction value at the frequency f (Hz).
  • the reference cosine wave signal correction value table 120 (the reference cosine wave signal correction value at the frequency f (Hz) is expressed as C2 [f]) and the following equation (21) and From equation (22), a reference sine wave signal rl [n] and a reference cosine wave signal r2 [n] are generated, respectively.
  • the input x2 [n] to the second one-tap digital filter has been described as a reference cosine wave signal.
  • the phase difference between xl [n] and x2 [n] is 90 It is not limited to °, and some errors are allowed.
  • the first and second one-tap digital filters 7, 8 and the first and second adaptive control algorithms It is also possible to mute the multi-order component of the noise to be controlled by preparing a plurality of the operation units 12 and 13 respectively.
  • the active noise control device can reduce the calculation load by minimizing the execution of the product-sum operation, and is useful as an active noise control device that is practical at low cost.

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Abstract

　適応ノッチ型フィルタを用いた能動型騒音装置において、第１の係数更新部（１２）、第２の係数更新部（１３）に入力される参照信号を三角波とすることにより、参照信号生成部（１４）における積和演算回数を減らし、演算負荷を低減させる。

Description

明 細 書
能動型騒音制御装置
技術分野
[0001] 本発明は、車両のエンジン等の回転機器力 発生する振動騒音を能動的に低減 する能動型騒音低減装置に関する。
背景技術
[0002] 従来の能動型騒音低減装置においては、適応ノッチフィルタを利用した適応制御 を行う方法が知られている (例えば、特許文献 1参照)。
[0003] 図 7は、この特許文献 1に記載された従来の能動型騒音低減装置の構成を示すブ ロック図である。図 7において、能動型騒音低減装置を実現するための離散演算は 離散演算処理部 115において実行される。エンジン回転数検出器 101は、エンジン 回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルス Pとして出力する。たとえ ば、このエンジンパルス pはクランク角センサーの出力を取り出すことによって作成さ れる。周波数検出部 102は、エンジンパルス pに基づき騒音周波数 fを算出し出力す る。基準信号生成部 116は、正弦波 1周期を所定等分した各ポイントの値をメモリ上 に保持する正弦波テーブル 103を有する。そして、選択部 117により正弦波テープ ル 103からデータを選択し、周波数が騒音周波数 fに等しい基準正弦波信号 xl [n] と基準余弦波信号 X2[n]とを生成し出力する。
[0004] 参照信号生成部 118は、スピーカ 110からマイクロフォン 111までの伝達特性値を 模擬した基準正弦波信号補正値テーブル 119 (周波数 f (Hz)のときの基準正弦波 信号補正値を CI [f]と表す)と基準余弦波信号補正値テーブル 120 (周波数 f (Hz) のときの基準余弦波信号補正値を C2[f]と表す)とを利用し、参照正弦波信号 rl [n] と参照余弦波信号 r2[n]とを生成し出力する。
[0005] 第 1の 1タップデジタルフィルタ 107は、内部に保持するフィルタ係数 Wl [n]により X l [n]をフィルタリングし、第 1の制御信号 yl [n]を生成する。また、第 2の 1タップデジ タルフィルタ 108は、内部に保持するフィルタ係数 W2[n]により基準余弦波信号 x2[ n]をフィルタリングし、第 2の制御信号 y2 [n]を生成する。 [0006] 電力増幅器 109は、第 1の制御信号 yl [n]と第 2の制御信号 y2 [n]とを加算した信 号を増幅する。スピーカ 110は、電力増幅器 109からの出力信号を騒音打ち消し音 として出力する。マイクロフォン 111は、騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じ る音を誤差信号 ε [η]として検出する。
[0007] 第 1の適応制御アルゴリズム演算部 112は、参照正弦波信号 rl [n]と誤差信号 ε [ η]に基づき、例えば最急降下法の一種である LMS (Least Mean Square)アル ゴリズムに基づいてフィルタ係数 Wl [n]を逐次更新する。同様に、第 2の適応制御ァ ルゴリズム演算部 113は、参照余弦波信号 r2 [n]と誤差信号 ε [η]に基づき、フィル タ係数 W2 [η]を逐次更新する。
[0008] 上述の処理を所定周期で繰り返すことにより、騒音を低減させることができる。
[0009] しかしながら、上記従来の構成では、参照正弦波信号 rl [n]および参照余弦波信 号 [n]を生成する際に、基準正弦波信号 xl [n]と基準正弦波信号補正値 CI [f]と の積和演算、および基準余弦波信号 x2 [n]と基準余弦波信号補正値 C2 [f]との積 和演算を伴 、、それぞれの参照信号を作成するために 2回の積演算を必要とする。 この結果、演算負荷が増大する。
特許文献 1 :特開 2004— 361721号公報
発明の開示
[0010] 本発明は、積演算の実行を最小限に抑えることにより、騒音の消音制御に必要な 演算負荷を低減させた能動型騒音制御装置を提供する。
[0011] 本発明の能動型騒音制御装置は、騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を 検出する制御対象騒音周波数検出部と、制御対象騒音周波数検出部で検出された 騒音の周波数と同一の周波数の正弦波を生成する正弦波生成部と余弦波を生成す る余弦波生成部と正弦波生成部からの正弦波信号が入力される第 1の 1タップデジ タルフィルタと、余弦波生成部力 の余弦波信号が入力される第 2の 1タップデジタル フィルタと、第 1の 1タップデジタルフィルタからの出力と第 2の 1タップデジタルフィル タカ の出力とが加算されたものが入力され騒音源に起因する制御すべき騒音と干 渉させるための駆動信号を出力させる駆動信号生成部と、駆動信号生成部から出力 される駆動信号と騒音源に起因する制御すべき騒音との干渉の結果生じる誤差信号 を検出する誤差信号検出部と、第 1の 1タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新 する第 1の係数更新部と、第 2の 1タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する 第 2の係数更新部と、力 構成される。そして、第 1の係数更新部及び第 2の係数更 新部は、誤差信号検出部力ゝらの誤差信号と制御対象騒音周波数検出部で検出され た騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ二等辺三角波のそれぞれの参照信号と に基づき、誤差信号検出部における騒音が低減されるように、第 1の 1タップデジタル フィルタ及び第 2の 1タップデジタルフィルタの係数を更新する。
[0012] このように、参照信号を二等辺三角波にすると、駆動信号生成部から誤差信号検 出部に至る伝達特性の中の位相特性に関係する値を積演算なしで決定できる。よつ て、演算負荷が低減する。
[0013] また、この参照信号を方形波、等脚台形波としても、演算負荷が低減できる。
図面の簡単な説明
[0014] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置の構成を示すプロ ック図である。
[図 2]図 2は本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置の有する正弦波テ 一ブルの例を示す特性図である。
[図 3]図 3は本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置の有する正弦波テ 一ブルの例を示す図である。
[図 4A]図 4Aは本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置のスピーカから マイクまでの伝達特性の例を示す特性図である。
[図 4B]図 4Bは本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置のスピーカから マイクまでの伝達特性の例を示す特性図である。
[図 5A]図 5Aは本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置のスピーカから マイクまでの伝達特性に対応する振幅特性配列の例を示す図である。
[図 5B]図 5Bは本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置のスピーカから マイクまでの伝達特性に対応する位相特性換算値配列の例を示す図である。
[図 6A]図 6Aは二等辺三角波の時間軸波形を示す特性図である。
[図 6B]図 6Bは方形波の時間軸波形を示す特性図である。 [図 6C]図 6Cは等脚台形波の時間軸波形を示す特性図である。
[図 6D]図 6Dは二等辺三角波の調波分析を示す特性図である。
[図 6E]図 6Eは方形波の調波分析を示す特性図である。
[図 6F]図 6Fは等脚台形波の調波分析を示す特性図である。
[図 7]図 7は従来の能動型騒音低減装置の構成を示すブロック図である。
符号の説明
[0015] 1 エンジン回転数検出器
2 周波数検出部 (制御対象騒音周波数検出部）
3 正弦波テーブル
4 特性テーブル
5 正弦波生成部
6 余弦波生成部
7 第 1の 1タップデジタルフィルタ
8 第 2の 1タップデジタルフィルタ
9 電力増幅器
10 スピーカ (駆動信号生成部）
11 マイクロフォン (誤差信号検出部）
12 第 1の適応制御アルゴリズム演算部 (第 1の係数更新部）
13 第 2の適応制御アルゴリズム演算部 (第 2の係数更新部）
14 参照信号生成部
15 離散演算処理部
発明を実施するための最良の形態
[0016] (実施の形態 1)
以下、本発明の実施の形態 1における能動型騒音低減装置について図面を参照し ながら説明する。
[0017] 図 1は本発明の実施の形態 1における能動型騒音低減装置のブロック図である。図 1において、エンジン回転数検出器 1は、車両に搭載された騒音源としてのエンジン の回転数に比例した周波数をもつパルス列を、エンジンノ ルス pとして出力する。制 御対象騒音周波数検出部である周波数検出部 2は、エンジンパルス pから制御対象 騒音周波数 f (Hz)を算出し出力する。離散化された正弦波のデータを備えた正弦波 テーブル 3は、正弦波 1周期を N等分した各ポイントの正弦値をメモリ上に保持する。
[0018] 正弦波生成部 5は、サンプリング周期ごとに正弦波テーブル 3から制御対象騒音周 波数 fに基づいた所定の間隔でデータを読み出し、基準正弦波信号 xl [n]を生成す る。同様に、余弦波生成部 6は、サンプリング周期ごとに正弦波テーブル 3から制御 対象騒音周波数 fに基づいた所定の間隔でデータを読み出す。そして、同一時点で は正弦波生成部 5よりも NZ4だけ先行したポイントを読み出すことによって、基準余 弦波信号 x2[n]を生成している。読み出しポイントは、 Nを超えた場合はその読み出 しポイントから Nを引いたポイントを新たな読み出しポイントとしている。
[0019] 特性テーブル 4は、位相特性換算値 P[f]を周波数毎に保持する。位相特性換算 値 P[f]は、スピーカ 10からマイクロフォン 11までの伝達特性の振幅特性 G[f]及び 位相特性を正弦波テーブル 3のポイント数 Nの相対的なポイント移動量に換算した値 である。参照信号生成部 14は、制御対象騒音周波数 fに基づき、特性テーブル 4か ら制御対象騒音周波数 fにおける振幅特性 G [f]および位相特性換算値 P [f]を読み 込む。そして、 0[ ぉょび13[;[]に基づき、二等辺三角波もしくは方形波もしくは等脚 台形波からなる正弦波部参照信号 rl [n]、余弦波部参照信号 r2 [n]を生成する。
[0020] 次に、第 1の 1タップデジタルフィルタ 7は、第 1のフィルタ係数 Wl [n]を内部に保 持し、基準正弦波信号 xl [n]と第 1のフィルタ係数 Wl [n]とに基づ 、て第 1の制御 信号 yl [n]を出力する。また、第 2の 1タップデジタルフィルタ 8は、第 2のフィルタ係 数 W2 [n]を内部に保持し、基準余弦波信号 x2 [n]と第 2のフィルタ係数 W2 [n]とに 基づ 、て第 2の制御信号 y2 [n]を出力する。
[0021] 電力増幅器 9は、第 1の制御信号 yl [n]と第 2の制御信号 y2 [n]とが加算された信 号を増幅する。駆動信号生成部であるスピーカ 10は電力増幅器 9からの出力信号を 騒音打ち消し音として出力する。誤差信号検出部であるマイクロフォン 11は、ェンジ ン振動に起因して発生する制御対象騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる 音を、誤差信号 ε [η]として検出する。
[0022] 第 1の係数更新部である第 1の適応制御アルゴリズム演算部 12は、正弦部参照信 号 rl[n]と誤差信号 ε [η]とに基づいて、第 1の 1タップデジタルフィルタ 7のフィルタ 係数 Wl[n]を逐次更新する。また、第 2の係数更新部である第 2の適応制御アルゴ リズム演算部 13は、余弦部参照信号 r2[n]と誤差信号 ε [η]とに基づいて、第 2の 1 タップデジタルフィルタ 8のフィルタ係数 W2[n]を逐次更新する。このように、離散演 算処理部 15はソフトウェアにより構成される。
[0023] 次に、本装置の具体的な動作を説明する。
[0024] ここで、基準正弦波信号 xl[n]の生成と、基準余弦波信号 x2[n]の生成と、正弦 部参照信号 rl[n]の生成と、余弦部参照信号 r2[n]の生成と、第 1の制御信号 yl[n ]の生成と、第 2の制御信号 y2[n]の生成と、誤差信号 ε [η]の検出と、フィルタ係数 Wl[n]の更新と、フィルタ係数 W2[n]の更新とは、すべて同一の周期で実行する。 以降では、この周期を T (秒)として説明する。
[0025] 周波数検出部 2は、例えばエンジンパルス pの立ち上がりエッジ毎に割り込みを発 生させ、立ち上がりエッジ間の時間を測定し、測定結果をもとに制御対象騒音の周波 数 fを算出する。
[0026] 正弦波テーブル 3は、正弦波 1周期を N等分し、各ポイントの正弦値の離散データ をメモリ上に保持する。 0ポイント目から N— 1ポイント目までの正弦値を格納した配列 を z[m] (0≤m<N)で表すとき、関係式（1)が成り立つ。
[0027] z[m]=sin(360° Xm/N) ··· (1)
図 2及び図 3は、本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置の有する正 弦波テーブルの例を示す特性図である。図 2は、 N = 3000の場合の z[m]のグラフ を示す。図 3は N = 3000の場合の z[m]の値を示す。
[0028] 特性テーブル 4は、スピーカ 10からマイクロフォン 11までの伝達特性の振幅特性を 表す振幅特性配列 G [f]と位相特性を正弦波テーブル 3のポイント数 Nの相対的なポ イント移動量に換算した位相特性換算値配列 P[f]とを、メモリ上に保持する。ここで、 fは周波数 (Hz)を示す。
[0029] f (Hz)のときの振幅特性を β [f] (dB)、位相特性を Θ [f] (度）とすると、次の関係 式（2— 1)、（2— 2)が成り立つ。
[0030] G[f] = 10"(j8 [f]/20) ··· (2-1) P[f]=NX Θ [f]/360 ··· (2-2)
図 4A、図 4Bは、本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置のスピーカ 力 マイクまでの伝達特性の例を示す特性図である。図 4Aは、 N=3000で、制御対 象騒音周波数の範囲が 30Hzから 100Hzまでの場合の振幅特性 β [f]の例を示す。 図 4Bは、 N = 3000で、制御対象騒音周波数の範囲が 30Hzから 100Hzまでの場 合の位相特性 Θ [f]の例を示す。
[0031] 図 5 Aは本発明の実施の形態 1における能動型騒音制御装置のスピーカからマイク までの伝達特性に対応する振幅特性配列の例を示す図である。図 4Aの振幅特性 β [f]に対応する振幅特性配列 G[f]を示す。また、図 5Bは本発明の実施の形態 1〖こ おける能動型騒音制御装置のスピーカからマイクまでの伝達特性に対応する位相特 性換算値配列の例を示す図である。図 4Bの位相特性 Θ [f]に対応する位相特性配 列 P[f]を示す。
[0032] 正弦波生成部 5は、正弦波テーブル 3の現在の読み出し位置 i[n]をメモリ上に記 憶しており、制御対象騒音周波数 fに基づいて現在の読み出し位置を式（3)により毎 周期移動させる。
[0033] i[n+l]=i[n]+NXfXT · · · (3)
ただし、式（3)の右辺の計算結果が N以上となった場合は、式（3)の右辺の計算結 果力 Nを減算したものを i[n+l]とする。
[0034] 同時に、正弦波生成部 5は、制御対象騒音周波数 fと同一周波数の基準正弦波信 号 xl [n]を式 (4)と式 (5)により生成する。
[0035] ixl=i[n] · · · (4)
xl[n]=z[ixl] ··· (5)
ただし、式 (4)の右辺の計算結果が N以上となった場合は、式 (4)の右辺の計算結 果カも Nを減算したものを ixlとする。
[0036] 余弦波生成部 6は、制御対象騒音周波数 fと同一周波数で、かつ、基準正弦波信 号 xl [n]より 4分の 1周期進んだ基準余弦波信号 x2 [n]を式 (6)と式 (7)により生成 する。
[0037] ix2=i[n]+N/4 · · · (6) x2[n]=z[ix2] …（7)
ただし、式 (6)の右辺の計算結果が N以上となった場合は、式 (6)の右辺の計算結 果力 Nを減算したものを ix2とする。
[0038] 参照信号生成部 14は、制御対象騒音周波数 fにおけるスピーカ 10からマイクロフォ ン 11までの伝達特性の振幅特性値と位相特性を正弦波テーブル 3のポイント数 Nの 相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値とを、特性テーブル 4力も G [f]、 P[f]として抽出し、以下の方法で正弦部参照信号 rl[n]及び余弦部参照信号 r2[n ]を作成する。
[0039] 1.参照信号を二等辺三角波とした場合
正弦波部参照信号 rl[n]は
ix3=ixl + P[f]とした時
(但し ixl + P [f]が Nを超えた場合は ix3 =ixl + P [f]— Nとする。）
ix3≤N/4の場合
rl[n]=ix3XG[f] ··· (8-1)
N/4 < ix3≤ N X 3Z4の場合
rl[n] = (N/2-ix3) XG[f] ··· (8-2)
ix3>NX3Z4の場合
rl[n] = (ix3— N) XG[f] ··· (8-3)
同様に、余弦波部参照信号 r2[n]は
ix4=ix2 + P[f]とした時
(伹し1 2 + ?[;[]が?^を超ぇた場合は1 4=1 2 + ?[;[]— Nとする。）
ix4≤N/4の場合
r2[n]=ix4XG[f] ··· (8-4)
N/4 < ix4≤ N X 3Z4の場合
r2[n] = (N/2-ix4) XG[f] ··· (8-5)
ix4>NX3Z4の場合
r2[n] = (ix4-N) XG[f] ··· (8-6)
2.参照信号を方形波とした場合 正弦波部参照信号 rl[n]は
ix3=ixl + P[f]とした時
(但し ixl + P [f]が Nを超えた場合は ix3 =ixl + P [f]— Nとする。）
ix3≤N/2の場合
rl[n]=AXG[f] ··· (9-1)
ix3>NZ2の場合
rl[n] = -AXG[f] ··· (9-2)
同様に、余弦波部参照信号 r2[n]は
ix4=ix2 + P[f]とした時
(伹し1 2 + ?[;[]が?^を超ぇた場合は1 4=1 2 + ?[;[]— Nとする。）
ix4≤N/2の場合
r2[n]=AXG[f] ··· (9-3)
ix4>NZ2の場合
r2[n] = -AXG[f] ··· (9-4)
なお、 Aは任意の値である。
3.参照信号を等脚台形波とした場合
二等辺三角波の上下をある一定値でリミットした形になるため、そのリミット値を士 B とすると
正弦波部参照信号 rl[n]は
ix3=ixl + P[f]とした時
(但し ixl + P [f]が Nを超えた場合は ix3 =ixl + P [f]— Nとする。）
ix3≤N/4の時
ix3≤Bなら rl[n]=ix3XG[f] ··· (10-1)
ix3>Bなら rl[n]=BXG[f] ··· (10-2)
N/4 < ix3≤ N X 3Z4の時
I N/2-ix3 I≤Bなら
rl[n] = (N/2-ix3) XG[f] ··· (10-3)
(N/2-ix3) >Bなら rl[n]=BXG[f] ·'·(10— 4)
(NZ2— ix3)<— Bなら
rl[n] = -BXG[f] ·'·(10— 5)
ix3>NX3Z4の時
(ix3— N)>—Bなら
rl[n] = (ix3—N)XG[f] ··· (10-6)
(ix3— N)<— Bなら
rl[n] =— BXG[f] ·'·(10— 7)
同様に、余弦波部参照信号 r2[n]は
ix4=ix2 + P[f]とした時
(但し1 2 + ?[ が?^を超ぇた場合は1 4=1 2 + ?[;[]— Nとする。） ix4≤NZ4の時
ix4≤Bなら
r2[n]=ix4XG[f] ·'·(10— 8)
ix4>Bなら
r2[n]=BXG[f] ·'·(10— 9)
N/4 <ix4≤NX 3Z4の時
I N/2-ix4 I≤Bなら
r2[n] = (N/2-ix4) XG[f] · · · (10— 10)
(N/2-ix4) >Bなら
r2[n]=BXG[f] ·'·(10—11)
(NZ2— ix4)<— Bなら
r2[n] = -BXG[f]--- (10-12)
ix4>NX3Z4の時
(ix4— N)〉一Bなら
r2[n] = (ix4-N) XG[f] …（10—13)
(ix4— N)<—Bなら
r2[n] = -BXG[f] ··· (10-14) のように、 rl [n]、 r2 [n]が生成される。
[0041] 第 1、第 2の 1タップデジタルフィルタ 7、 8は、それぞれ第 1、第 2の制御信号 yl [n]
、y2[n]を式（11)、式（12)により生成する。
[0042] yl[n]=Wl[n] Xxl[n] ··· (11)
y2[n]=W2[n] Χχ2[η] ··· (12)
第 1、第 2の適応制御アルゴリズム演算部 12、 13は、例えば最急降下法の一種で ある LMS(Least Mean Square)アルゴリズムにより、それぞれ第 1、第 2の 1タツ プデジタルフィルタ 7、 8が保持するフィルタ係数 Wl[n]、 W2[n]を式（13)、式（14) により更新する。
[0043] Wl[n+l]=Wl[n]-iu X ε [n] Xrl[n] ··· (13)
W2[n+l]=W2[n]-iu X ε [n] Xr2[n] ··· (14)
ここで、 μはステップサイズパラメータであり、最急降下法における収束速度を決定 する。
[0044] 上述の手順に基づき、フィルタ係数 Wl [η]とフィルタ係数 W2 [η]とを収束させるこ とにより、制御対象騒音を低減させることができる。
[0045] ここで、一般的には参照信号として正弦波が用いられるが、本発明の特徴である参 照信号として二等辺三角波、方形波、等脚台形波を用いても参照信号に正弦波を 使ったものと同様に目的とする周波数 fの騒音が低減するメカニズムについて説明す る。
[0046] 図 6Aは二等辺三角波の時間軸波形を示す特性図である。図 6Bは方形波の時間 軸波形を示す特性図である。図 6Cは等脚台形波の時間軸波形を示す特性図である 。図 6Dは二等辺三角波の調波分析を示す特性図である。図 6Eは方形波の調波分 析を示す特性図である。図 6Fは等脚台形波の調波分析を示す特性図である。
[0047] 図 6A〜図 6Fより、それぞれ基本周波数成分と奇数次の高調波力 なっていること がわかり、これらは一般的に次のような式で表される。
[0048] rl [n] = A Sin (2 π fn/T) + A Sin (2 π f3n/T)
1 2
+A 8ίη(2πί5η/Τ) + ··· (15)
3
r2 [n] = A Cos (2 π fn/T) + A Cos (2 π f3n/T) +A Cos(2wf5nZT) + ··· (16)
3
一方、デジタルフィルタの係数更新式（ 13)、（ 14)を変形すると
Δ Wl =W1 [n+ 1] -Wl [n] = - ^ X ε [n]Xrl[n]
Δ W2=W2[n+ 1] -W2[n] = - μ X ε [η] Xr2[n]
Wl=∑ AW1=∑ (— X ε [n]Xrl[n]) ··· (17)
W2=∑ AW2=∑ (- ,u X ε [n] Xr2[n]) ··· (18)
となりゝ^^ ^^^は ー X ε [n]Xrl[n])及び（一 X ε [n] Xr2[n])の累積値 に比例したものとなる。
[0049] もし ε [η]が周波数 fの正弦波 Sin(2 fnZT)とすると、 Wlは式（15)、（17)より
Wl=∑ (— X ε [n] Xrl[n])
=∑ {— X Sin (2 π fn/T) X (A Sin (2 π fn/T)
+ A Sin (2 π f3n/T) + A Sin (2 π f5n/T) H )}
2 3
となる。正弦波の直交性により周波数が違う成分の累積値は 0になるため
Wl=∑ (— X ε [n] Xrl[n])
= Σ (-μ X Sin (2 π fn/T)
ΧΑ Sin (2 π fn/T) [η]) ··· (19)
W2も全く同様のことが言え、 Wl、 W2ともに参照信号に正弦波を使ったものと等価 となることがわかる。すなわち、参照信号に正弦波を使ったものと同様に、参照信号 に二等辺三角波、方形波、等脚台形波を使った場合においても目的とする周波数 f の騒音を低減させることができる。
[0050] また、 ε [η]が周波数 fの正弦波、 Sin (2 π fn/T)以外にその高調波、たとえば三 次成分である B Sin (2 πί3ηΖΤ)が存在する場合を考えてみた場合は、この騒音の 三次成分 B Sin (2 π f3n/T)と参照信号に含まれる三次成分 A Sin (2 π f3n/T)
1 2 との積の累積値が発生し、参照信号が周波数 fの正弦波の場合の累積値とは異なつ てくる。
[0051] Wl=∑ (— X ε [n]Xrl[n])
=∑ (- μ X Sin (2 π fn/T) XA Sin (2 π fn/T))
+∑ (—/ z XB 8ίη(2πί3η/Τ) XA 8ίη(2πί3η/Τ)) • · · (20)
しかし、図 6D、図 6E、図 6Fに示すように、参照信号に含まれる高次成分は基本波 成分に比べて小さい、即ち A >Aである。また、騒音も基本波成分より高次成分が
1 2
低くなる傾向にあること、即ち A >Bと考えることができるから
1 1
∑ (—； z X Sin (2 π fn/T) X A Sin (2 π fn/T) [n] )
>> (- μ XB 8ίη(2πί3η/Τ) XA 8ίη(2πί3η/Τ) [n])
1 2
となり、実用上問題になることはない。
[0052] とりわけ、等脚台形波は高調波成分 (特に三次高調波）が、図 6Fからわ力るように 基本波と比較して十分に少なぐ誤差が最も小さくなる。
[0053] ここで、参照正弦波信号 rl[n]と参照余弦波信号 r2[n]との生成方法について、本 発明と特許文献 1に記載の方法とを、演算負荷の観点力 比較する。特許文献 1に 記載の方法では、スピーカ 10からマイクロフォン 11までの伝達特性値を模擬した基 準正弦波信号補正値テーブル 119(周波数 f (Hz)のときの基準正弦波信号補正値 を CI [f]と表す)と基準余弦波信号補正値テーブル 120 (周波数 f (Hz)のときの基準 余弦波信号補正値を C2[f]と表す)とを利用して、以下に示す式 (21)と式 (22)とか ら、それぞれ参照正弦波信号 rl [n]と参照余弦波信号 r2 [n]とが生成される。
[0054] rl[n]=Cl[f] Xxl[n]+C2[f] Χχ2[η]
•••(21)
r2[n]=Cl[f] Xx2[n]-C2[f] Xxl[n]
•••(22)
式（21)と式（22)とにぉ ヽては 2回の乗算を伴って!/、るのに対し、本発明にお！/、て は式（8— 1)〜（8— 6)、式（9 1)〜（9 4)、式（10— 1)〜（： LO— 14)に記載のと おり、 1回の乗算で済む。したがって、本発明は特許文献 1に記載の方法に比べ、演 算負荷を低減できる。
[0055] なお、本発明においては、第 2の 1タップデジタルフィルタへの入力 x2[n]を基準余 弦波信号として説明したが、 xl [n]と x2[n]との位相差は 90° に限るものではなく、 若干の誤差は許容される。
[0056] また、第 1、第 2の 1タップデジタルフィルタ 7、 8と、第 1、第 2の適応制御アルゴリズ ム演算部 12、 13とをそれぞれ複数個用意することにより、制御対象騒音の複数次数 成分を消音させることも可能である。
産業上の利用可能性
本発明にかかる能動型騒音制御装置は、積和演算の実行を最小限に抑えることに より演算負荷の低減を実現でき、低コストで実用性のある能動型騒音制御装置として 有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 騒音源に起因する制御すべき騒音の周波数を検出する制御対象騒音周波数検出 部と、
前記制御対象騒音周波数検出部で検出された前記騒音の周波数と同一の周波数 の正弦波を生成する正弦波生成部と、
余弦波を生成する余弦波生成部と、
前記正弦波生成部からの正弦波信号が入力される第 1の 1タップデジタルフィルタと 前記余弦波生成部からの余弦波信号が入力される第 2の 1タップデジタルフィルタと 前記第 1の 1タップデジタルフィルタからの出力と前記第 2の 1タップデジタルフィルタ 力 の出力とが加算されたものが入力され前記騒音と干渉させるための駆動信号を 出力させる駆動信号生成部と、
前記駆動信号生成部から出力される前記駆動信号と前記騒音との干渉の結果生じ る誤差信号を検出する誤差信号検出部と、
前記第 1の 1タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第 1の係数更新部と、 前記第 2の 1タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第 2の係数更新部と、 を備え、
前記第 1の係数更新部及び第 2の係数更新部は、
前記誤差信号検出部からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出部で検出さ れた騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ二等辺三角波のそれぞれの参照信 号とによって、前記誤差信号検出部における騒音が低減されるように、前記第 1の 1 タップデジタルフィルタ及び前記第 2の 1タップデジタルフィルタの係数を更新するこ とを特徴とする
能動型騒音制御装置。
[2] 前記第 1の係数更新部及び前記第 2の係数更新部は、
前記誤差信号検出部からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出部で検出さ れた騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ方形波のそれぞれの参照信号とによ つて、前記誤差信号検出部における騒音が低減されるように、前記第 1の 1タップデ ジタルフィルタ及び前記第 2の 1タップデジタルフィルタの係数を更新することを特徴 とする
請求項 1に記載の能動型騒音制御装置。
前記第 1の係数更新部及び前記第 2の係数更新部は、
前記誤差信号検出部からの誤差信号と前記制御対象騒音周波数検出部で検出さ れた騒音の周波数と同一の基本周波数を持つ等脚台形波のそれぞれの参照信号と によって、前記誤差信号検出部における騒音が低減されるように、前記第 1の 1タップ デジタルフィルタ及び前記第 2の 1タップデジタルフィルタの係数を更新することを特 徴とする
請求項 1に記載の能動型騒音制御装置。
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