CN101427306A - 主动型噪声控制装置 - Google Patents

Abstract

在利用了自适应陷波型滤波器的主动型噪声控制装置中，通过将输入到第一系数更新单元(12)和第二系数更新单元(13)中的参照信号设为三角波，可以减少参照信号生成单元(14)中的积和运算次数，使运算负荷减少。

Description

主动型噪声控制装置

技术领域

本发明涉及主动(active)地降低由车辆的发动机等旋转设备产生的振动噪声的主动型噪声降低装置。

背景技术

在以往的主动型噪声降低装置中，已知有进行利用了自适应陷波滤波器的自适应控制的方法(例如，参照专利文献1)。

图7是表示在该专利文献1中记载的以往的主动型噪声降低装置的结构的方框图。在图7中，在离散运算处理单元115中执行用于实现主动型噪声降低装置的离散运算。发动机转速检测器101将具有与发动机转速成比例的频率的脉冲串作为发动机脉冲p输出。例如，该发动机脉冲p通过取出曲轴(crank)角传感器的输出来作成。频率检测单元102根据发动机脉冲p计算并输出噪声频率f。基准信号生成单元116具有将正弦波1周期进行规定等分后的各点的值保存在存储器上的正弦波表103。然后，通过选择单元117从正弦波表103选择数据，生成并输出频率与噪声频率f相等的基准正弦波信号x1〔n〕和基准余弦波信号x2〔n〕。

参照信号生成单元118利用模拟了从扬声器110至麦克风111的传递特性值的基准正弦波信号校正值表119(将频率f(Hz)时的基准正弦波信号校正值表示为C1〔f〕)和基准余弦波信号校正值表120(将频率f(Hz)时的基准余弦波信号校正值表示为C2〔f〕)，生成并输出参照正弦波信号r1〔n〕和参照余弦波信号r2〔n〕。

第1一抽头数字滤波器107通过保存在内部的滤波系数W1〔n〕对x1〔n〕进行滤波，生成第1控制信号y1〔n〕。而且，第2一抽头数字滤波器108通过保存在内部的滤波系数W2〔n〕对基准余弦波信号x2〔n〕进行滤波，生成第2控制信号y2〔n〕。

功率放大器109对相加了第1控制信号y1〔n〕和第2控制信号y2〔n〕后的信号进行放大。扬声器110将来自功率放大器109的输出信号作为噪声消除声输出。麦克风111检测噪声和噪声消除声干涉后的结果所生成的声音作为误差信号ε〔n〕。

第1自适应控制算法运算单元112根据参照正弦波信号r1〔n〕和误差信号ε〔n〕，例如根据最快降低法的一种的LMS(Least Mean Square，最小均方)算法来逐次更新滤波系数W1〔n〕。同样，第2自适应控制算法运算单元13根据参照余弦波信号r2〔n〕和误差信号ε〔n〕，逐次更新滤波系数W2〔n〕。

通过以规定周期重复上述的处理，可以减低噪声。

但是，在上述以往的结构中，在生成参照正弦波信号r1〔n〕和参照余弦波信号r2〔n〕时，随着基准正弦波信号x1〔n〕和基准正弦波信号校正值C1〔f〕的积和运算、以及基准余弦波信号x2〔n〕和基准余弦波信号校正值C2〔f〕的积和运算，为了作成各个参照信号，需要两次积运算。其结果，运算负荷增大。

专利文献1：特开2004-361721号公报

发明内容

本发明提供一种主动型噪声控制装置，通过将积运算的执行抑制到最小限度，可以减少噪声的消音控制所需要的运算负荷。

本发明的主动型噪声控制装置由以下部件构成：控制对象噪声频率检测单元，检测起因于噪声源的要控制的噪声的频率；正弦波生成单元，生成与控制对象噪声频率检测单元检测到的噪声的频率相同的频率的正弦波；余弦波生成单元，生成余弦波；第1一抽头数字滤波器，被输入来自正弦波生成单元的正弦波信号；第2一抽头数字滤波器，被输入来自余弦波生成单元的余弦波信号；驱动信号生成单元，被输入将来自第1一抽头数字滤波器的输出和来自第2一抽头数字滤波器的输出相加的结果，输出用于与噪声干涉的驱动信号；误差信号检测单元，检测从驱动信号生成单元输出的驱动信号和噪声的干涉结果产生的误差信号；第一系数更新单元，更新第1一抽头数字滤波器的滤波系数；以及第二系数更新单元，更新第2一抽头数字滤波器的滤波系数。然后，第一系数更新单元和第二系数更新单元通过来自误差信号检测单元的误差信号、和具有与控制对象噪声频率检测单元检测到的噪声的频率相同的基本频率的等腰三角波的各个参照信号，更新第1一抽头数字滤波器的滤波系数和第2一抽头数字滤波器的滤波系数，以减少误差信号检测单元中的噪声。

这样，在将参照信号设为等腰三角波时，可以不用相乘运算地决定与从驱动信号生成单元至误差信号检测单元的传递特性中的相位特性有关的值。由此，可以减少运算负荷。

而且，将该参照信号设为方波、等角梯形波也可以减少运算负荷。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置的结构的方框图。

图2是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置具有的正弦波表的例子的特性图。

图3是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置具有的正弦波表的例子的特性图。

图4A是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置从扬声器至麦克风的传递特性的例子的特性图。

图4B是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置从扬声器至麦克风的传递特性的例子的特性图。

图5A是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置的与从扬声器至麦克风的传递特性对应的振幅特性排列的例子的图。

图5B是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置的与从扬声器至麦克风的传递特性对应的相位特性换算值排列的例子的图。

图6A是表示等腰三角波的时间轴波形的特性图。

图6B是表示方波的时间轴波形的特性图。

图6C是表示等角梯形波的时间轴波形的特性图。

图6D是表示等腰三角波的谐波分析的特性图。

图6E是表示方波的谐波分析的特性图。

图6F是表示等角梯形波的谐波分析的特性图。

图7是表示以往的主动型噪声降低装置的结构的方框图。

标号说明

1 发动机转速检测器

2 频率检测单元(控制对象噪声频率检测单元)

3 正弦波表

4  特性表

5  正弦波生成单元

6  余弦波生成单元

7  第1一抽头数字滤波器

8  第2一抽头数字滤波器

9  功率放大器

10 扬声器(驱动信号生成单元)

11 麦克风(误差信号检测单元)

12 第1自适应控制算法运算单元(第1系数更新单元)

13 第2自适应控制算法运算单元(第2系数更新单元)

14 参照信号生成单元

15 离散运算处理单元

具体实施方式

(实施方式1)

以下，参照附图对本发明的实施方式1的主动型噪声降低装置进行说明。

图1是本发明的实施方式1中的主动型噪声降低装置的方框图。在图1中，发动机转速检测器1将具有与作为安装在车辆上的噪声源的发动机的转速成比例的频率的脉冲串作为发动机脉冲p输出。作为控制对象噪声频率检测单元的频率检测单元2根据发动机脉冲p计算并输出控制对象噪声频率f(Hz)。具有被离散化的正弦波的数据的正弦波表3在存储器上保存将正弦波1周期N等分后的各点的正弦值。

正弦波生成单元5在每个采样周期以基于控制对象噪声频率f的规定的间隔从正弦波表3读出数据，并且输出基准正弦波信号x1〔n〕。同样，余弦波生成单元6在每个采样周期以基于控制对象噪声频率f的规定的间隔从正弦波表3读出数据。然后，通过在同一时刻读出比正弦波生成单元5超前N/4的点，生成基准余弦波信号x2〔n〕。在读出的点超过N的情况下，将从该读出点减去N的点作为新的读出点。

特性表4对于每个频率保持相位特性换算值P〔f〕。相位特性换算值P〔f〕是将从扬声器10至麦克风11的传递特性的振幅特性G〔f〕和相位特性换算为正弦波表3的点数N的相对的点移动量的值。参照信号生成单元14根据控制对象噪声频率f，从特性表4读入控制对象噪声频率f中的振幅特性G〔f〕和相位特性换算值P〔f〕。然后，根据G〔f〕和P〔f〕，生成等腰三角波、方波或者等角梯形波构成的正弦波部参照信号r1〔n〕、余弦波部参照信号r2〔n〕。

接着，第1一抽头数字滤波器7在内部保持第1滤波系数W1〔n〕，并且根据基准正弦波信号x1〔n〕和第1滤波系数W1〔n〕输出第1控制信号y1〔n〕。而且，第2一抽头数字滤波器8在内部保持第2滤波系数W2〔n〕，并且根据基准余弦波信号x2〔n〕和第2滤波系数W2〔n〕输出第2控制信号y2〔n〕。

功率放大器9对相加了第1控制信号y1〔n〕和第2控制信号y2〔n〕的信号进行放大。作为驱动信号生成单元的扬声器10将从功率放大器9输出的输出信号作为噪声消除声输出。作为误差信号检测单元的麦克风11检测因发动机振动产生的控制对象噪声和噪声消除声干涉后的结果所生成的声音作为误差信号ε〔n〕。

作为第1系数更新单元的第1自适应控制算法运算单元12根据正弦部参照信号r1〔n〕和误差信号ε〔n〕，逐次更新第1一抽头数字滤波器7的滤波系数W1〔n〕。而且，作为第2系数更新单元的第2自适应控制算法运算单元13根据余弦部参照信号r2〔n〕和误差信号ε〔n〕，逐次更新第2一抽头数字滤波器8的滤波系数W2〔n〕。这样，离散运算处理单元15通过软件来构成。

接着，说明本装置的具体动作。

这里，基准正弦波信号x1〔n〕的生成、基准余弦波信号x2〔n〕的生成、正弦部参照信号r1〔n〕的生成、余弦部参照信号r2〔n〕的生成、第1控制信号y1〔n〕的生成、第2控制信号y2〔n〕的生成、误差信号ε〔n〕的检测、滤波系数W1〔n〕的更新、和滤波系数W2〔n〕的更新都以同一周期来执行。以下，将该周期作为T(秒)来说明。

频率检测单元2例如在每个边缘脉冲p的上升沿产生中断，测量上升沿间的时间，根据测量结果计算控制对象噪声的频率f。

正弦波表3将正弦波1周期N等分，并且将各点的正弦值的离散数据保存在存储器上。在将存储了从第0点到第N-1点的正弦值的排列用z〔m〕(0≤m<N)表示时，关系式(1)成立。

Z〔m〕＝sin(360°×m/N)…(1)

图2和图3是表示本发明的实施方式1中的主动型噪声控制装置具有的正弦波表的例子的特性图。图2表示N＝3000时的z〔m〕的曲线。图3表示N＝3000时的z〔m〕的值。

特性表4在存储器上保存用于表示从扬声器10至麦克风11的传递特性的振幅特性的振幅特性排列G〔f〕、和将相位特性换算为正弦波表3的点数N的相对点移动量得到的相位特性换算值排列P〔f〕。这里，f表示频率(Hz)。

将f(Hz)时的振幅特性设为β〔f〕(dB)，将相位特性设为θ〔f〕(度)时，以下的关系式(2-1)、(2-2)成立。

G〔f〕＝10^(β〔f〕/20)  …(2-1)

P〔f〕＝N×θ〔f〕/360   …(2-2)

图4A、图4B是表示本发明的实施方式1中的主动型噪声控制装置的从扬声器至麦克风的传递特性的例子的特性图。图4A是表示在N＝3000时，控制对象噪声频率的范围从30Hz至100Hz的情况下的振幅特性β〔f〕的例子。图4B是表示在N＝3000时，控制对象噪声频率的范围从30Hz至100Hz的情况下的相位特性θ〔f〕的例子。

图5A是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置的与从扬声器至麦克风的传送特性对应的振幅特性排列的例子的图。表示与图4A的振幅特性β〔f〕对应的振幅特性排列G〔f〕。而且，图5B是表示本发明的实施方式1的主动型噪声控制装置的与从扬声器至麦克风的传送特性对应的相位特性换算值排列的例子的图。表示与图4B的相位特性θ〔f〕对应的相位特性排列P〔f〕。

正弦波生成单元5在存储器上存储正弦波表3的当前的读出位置i〔n〕，根据控制对象噪声频率f通过式(3)使当前的读出位置每周期移动。

i〔n+1〕＝i〔n〕+N×f×T…(3)

这里，在式(3)的右边的计算结果为N以上的情况下，将从式(3)的右边的计算结果减去N的结果设为i〔n+1〕。

同时，正弦波生成单元5通过式(4)和式(5)生成与控制对象噪声频率f相同频率的基准正弦波信号x1〔n〕。

ix1＝i〔n〕…(4)

x1〔n〕＝z〔ix1〕…(5)

这里，在式(4)右边的计算结果为N以上的情况下，将从式(4)的右边的计算结果减去N的结果设为ix1。

余弦波生成单元6通过式(6)和式(7)生成与控制对象噪声频率f相同频率且比基准正弦波信号x1〔n〕超前四分之一周期的基准余弦波信号x2〔n〕。

ix2＝i〔n〕+N/4…(6)

x2〔n〕＝z〔ix2〕…(7)

这里，在式(6)右边的计算结果为N以上的情况下，将从式(6)的右边的计算结果减去N的结果设为ix2。

参照信号生成单元14从特性表4提取控制对象噪声频率f下的从扬声器10至麦克风11的传递特性的振幅特性值、和将相位特性换算为正弦波表3的点数N的相对的点移动量得到的相位特性换算值作为G〔f〕和P〔f〕，用以下方法作成正弦波参照信号r1〔n〕和余弦部参照信号r2〔n〕。

1、在将参照信号设为等腰三角波的情况

正弦波部参照信号r1〔n〕在设为ix3＝ix1+P〔f〕时，(但是，在ix1+P〔f〕超过了N的情况下为ix3＝ix1+P〔f〕-N)

在ix3≤N/4的情况下，

r1〔n〕＝ix3×G〔f〕  …(8-1)

N/4<ix3≤N×3/4的情况下，

r1〔n〕＝(N/2-ix3)×G〔f〕  …(8-2)

ix3>N×3/4的情况下，

r1〔n〕＝(ix3-N)×G〔f〕  …(8-3)

同样，余弦波部参照信号r2〔n〕在设为ix4＝ix2+P〔f〕时，(但是，在ix2+P〔f〕超过了N的情况下为ix4＝ix2+P〔f〕-N)

在ix4≤N/4的情况下，

r2〔n〕＝ix4×G〔f〕  …(8-4)

N/4<ix4≤N×3/4的情况下，

r2〔n〕＝(N/2-ix4)×G〔f〕  …(8-5)

ix4>N×3/4的情况下，

r2〔n〕＝(ix4-N)×G〔f〕  …(8-6)

2、将参照信号设为方波的情况

正弦波部参照信号r1〔n〕在设为ix3＝ix1+P〔f〕时，(但是，在ix1+P〔f〕超过了N的情况下为ix3＝ix1+P〔f〕-N)

在ix3≤N/2的情况下，

r1〔n〕＝A×G〔f〕  …(9-1)

ix3>N/2的情况下，

r1〔n〕＝-A×G〔f〕  …(9-2)

同样，余弦波部参照信号r2〔n〕在设为ix4＝ix2+P〔f〕时，(但是，在ix2+P〔f〕超过了N的情况下为ix4＝ix2+P〔f〕-N)

在ix4≤N/2的情况下，

r2〔n〕＝A×G〔f〕  …(9-3)

ix4>N/2的情况下，

r2〔n〕＝-A×G〔f〕  …(9-4)

而且，A为任意的值。

3、在将参照信号设为等角梯形波的情况

由于成为将等腰三角波的上下以某一定值进行限制的形状，所以在将该限制值设为±B时，如下生成r1〔n〕、r2〔n〕，

正弦波部参照信号r1〔n〕在设为ix3＝ix1+P〔f〕时，(但是，在ix1+P〔f〕超过了N的情况下为ix3＝ix1+P〔f〕-N)

ix3≤N/4时，

如ix3≤B，则r1〔n〕＝ix3×G〔f〕  …(10-1)

如ix3>B，则r1〔n〕＝B×G〔f〕  …(10-2)

在N/4<ix3≤N×3/4时，

如|N/2-ix3|≤B，

则r1〔n〕＝(N/2-ix3)×G〔f〕  …(10-3)

如(N/2-ix3)>B，

则r1〔n〕＝B×G〔f〕  …(10-4)

如(N/2-ix3)<-B，

则r1〔n〕＝-B×G〔f〕  …(10-5)

在ix3>N×3/4时，

如(ix3-N)>-B，

则r1〔n〕＝(ix3-N)×G〔f〕  …(10-6)

如(ix3-N)<-B，

则r1〔n〕＝-B×G〔f〕  …(10-7)

同样，余弦波部参照信号r2〔n〕在设为ix4＝ix2+P〔f〕时，(但是，在ix2+P〔f〕超过了N的情况下为ix4＝ix2+P〔f〕-N)

在ix4≤N/4时，

如ix4≤B，则r2〔n〕＝ix4×G〔f〕  …(10-8)

如ix4>B，则r2〔n〕＝B×G〔f〕  …(10-9)

在N/4<ix4≤N×3/4时，

如|N/2-ix4|≤B，

则r2〔n〕＝(N/2-ix4)×G〔f〕  …(10-10)

如(N/2-ix4)>B，

则r2〔n〕＝B×G〔f〕  …(10-11)

如(N/2-ix4)<-B，

则r2〔n〕＝-B×G〔f〕  …(10-12)

在ix4>N×3/4时，

如(ix4-N)>-B，

则r2〔n〕＝(ix4-N)×G〔f〕  …(10-13)

如(ix4-N)<-B，

则r2〔n〕＝-B×G〔f〕  …(10-14)

第1、第2一抽头数字滤波器7、8分别通过式(11)、式(12)生成第1、第2控制信号y1〔n〕、y2〔n〕。

y1〔n〕＝W1〔n〕×x1〔n〕  …(11)

y2〔n〕＝W2〔n〕×x2〔n〕  …(12)

第1、第2自适应控制算法运算单元12、13例如通过最快降低法的一种的LMS(Least Mean Square，最小均方)算法，按照式(13)、式(14)来更新各个第1、第2一抽头数字滤波器7、8保持的滤波系数W1〔n〕、W2〔n〕。

W1〔n+1〕＝W1〔n〕-μ×ε〔n〕×r1〔n〕  …(13)

W2〔n+1〕＝W2〔n〕-μ×ε〔n〕×r2〔n〕  …(14)

这里，μ是步长(step size)参数，决定最快降低法中的收敛速度。

根据上述的步骤，通过使滤波系数W1〔n〕和滤波系数W2〔n〕收敛，可以减少控制对象噪声。

这里，一般作为参照信号而使用正弦波，但是，对作为本发明的特征的参照信号，使用等腰三角波、方波、等角梯形波也可以与在参照信号中使用正弦波一样，减少目的频率f的噪声的机理(mechanism)进行说明。

图6A是表示等腰三角波的时间轴波形的特性图。图6B是表示方波的时间轴波形的特性图。图6C是表示等角梯形波的时间轴波形的特性图。图6D是表示等腰三角波的谐波分析的特性图。图6E是表示方波的谐波分析的特性图。图6F是表示等角台型波的谐波分析的特性图。

由图6A～图6F可知，其由各个基本频率分量和奇数次的高次谐波构成，这一般通过以下那样的式子表示。

r1〔n〕＝A₁Sin(2πfn/T)+A₂Sin(2πf3n/T)+A₃Sin(2πf5n/T)+…  …(15)

r2〔n〕＝A₁Cos(2πfn/T)+A₂Cos(2πf3n/T)+A₃Cos(2πf5n/T)+…  …(16)

另一方面，如果使数字滤波器的系数更新式(13)、(14)变形，则为

ΔW1＝W1〔n+1〕-W1〔n〕＝-μ×ε〔n〕×r1〔n〕

ΔW2＝W2〔n+1〕-W2〔n〕＝-μ×ε〔n〕×r2〔n〕

W1＝∑ΔW1＝∑(-μ×ε〔n〕×r1〔n〕)  …(17)

W2＝∑ΔW2＝∑(-μ×ε〔n〕×r2〔n〕)  …(18)

W1、W2成为与(-μ×ε〔n〕×r1〔n〕)和(-μ×ε〔n〕×r2〔n〕)的累积值成比例的值。

如果ε〔n〕设为频率f的正弦波Sin(2πfn/T)，则由式(15)、(17)，W1为：

W1＝∑(-μ×ε〔n〕×r1〔n〕)

＝∑{-μ×Sin(2πfn/T)×(A₁Sin(2πfn/T)+A₂Sin(2πf3n/T)⁺A₃Sin(2πf5n/T)+…)}

由于正弦波的正交性，频率不同的分量的累积值为0，所以得到下式：

W1＝∑(-μ×ε〔n〕×r1〔n〕)

＝∑{-μ×Sin(2πfn/T)×A₁Sin(2πfn/T)〔n〕)  …(19)

W2也完全相同，可知W1和W2都与在参照信号中使用正弦波的情况等效。即，与在参照信号中使用正弦波的情况一样，在参照信号中使用等腰三角波、方波、等角梯形波的情况下，也可以减少目的频率f的噪声。

而且，在考虑ε〔n〕为频率f的正弦波，存在Sin(2πfn/T)以外的高次谐波，例如三次分量的B₁Sin(2πf3n/T)的情况下，产生该噪声的三次分量B₁Sin(2πf3n/T)和参照信号中包含的三次分量A₂Sin(2πf3n/T)的积的累积值，并且变得与参照信号为频率f的正弦波的情况下的累积值不同。

W1＝∑(-μ×ε〔n〕×r1〔n〕)

＝∑(-μ×Sin(2πfn/T)×A₁Sin(2πfn/T))+∑(-μ×B₁Sin(2πf3n/T)×A₂Sin(2πf3n/T))  …(20)

但是，如图6D、图6E、图6F所示，在参照信号中包含的高次谐波分量比基本波分量小，即，A₁>A₂。而且，可以认为噪声与基本波分量相比高次分量有变低的趋势，即A₁>B₁，因此，成为下式：

∑(-μ×Sin(2πfn/T)×A₁Sin(2πfn/T)〔n〕)>>(-μ×B₁Sin(2πf3n/T)×A₂Sin(2πf3n/T)〔n〕)

在实际使用中不会产生问题。

特别是，从图6F可知，等角梯形波的高频分量(特别是三次高次谐波)与基本波相比非常少，所以误差也最小。

这里，关于参照正弦波信号r1〔n〕和参照余弦波信号r2〔n〕的生成方法，从运算负载的观点，比较本发明和专利文献1中记载的方法。在专利文献1中记载的方法中，利用模拟了从扬声器10至麦克风11的传递特性值的基准正弦波信号校正值表119(将频率f(Hz)时的基准正弦波信号校正值表示为C1〔f〕)和基准余弦波信号校正值表120(将频率f(Hz)时的基准余弦波信号校正值表示为C2〔f〕)，由以下所示的式(21)和式(22)，分别生成参照正弦波信号r1〔n〕和参照余弦波信号r2〔n〕。

r1〔n〕＝C1〔f〕×x1〔n〕+C2〔f〕×x2〔n〕  …(21)

r2〔n〕＝C1〔f〕×x2〔n〕-C2〔f〕×x1〔n〕  …(22)

相对于在式(21)和式(22)中进行2次乘法运算，在本发明中如式(8-1)～(8-6)、式(9-1)～(9-4)、式(10-1)～(10-14)中记载的那样，仅用一次乘法运算即可。因此，本发明与专利文献1中记载的方法相比，可以减少运算负荷。

而且，在本发明中，说明了将至第2一抽头数字滤波器的输入x2〔n〕作为基准余弦波信号进行了说明，但是，x1〔n〕和x2〔n〕的相位差不限于90°，允许一些误差。

而且，通过分别准备多个第1、第2一抽头数字滤波器7、8和第1、第2自适应控制算法运算单元12、13，还能够将控制对象噪声的多次分量消声。

产业上的可利用性

本发明的主动型噪声控制装置可以通过将积和运算的执行抑制到最小限度来实现运算负载的减少，作为低成本的实用的主动型噪声控制装置而有用。

Claims (3)

1、一种主动型噪声控制装置，具有：

控制对象噪声频率检测单元，检测起因于噪声源的要控制的噪声的频率；

正弦波生成单元，生成与所述控制对象噪声频率检测单元检测到的所述噪声的频率相同的频率的正弦波；

余弦波生成单元，生成余弦波；

第1一抽头数字滤波器，被输入来自所述正弦波生成单元的正弦波信号；

第2一抽头数字滤波器，被输入来自所述余弦波生成单元的余弦波信号；

驱动信号生成单元，被输入将来自所述第1一抽头数字滤波器的输出和来自所述第2一抽头数字滤波器的输出相加的结果，输出用于与所述噪声干涉的驱动信号；

误差信号检测单元，检测从所述驱动信号生成单元输出的所述驱动信号和所述噪声的干涉结果产生的误差信号；

第一系数更新单元，更新所述第1一抽头数字滤波器的滤波系数；以及

第二系数更新单元，更新所述第2一抽头数字滤波器的滤波系数，其特征在于，

所述第一系数更新单元和所述第二系数更新单元通过来自所述误差信号检测单元的误差信号、和具有与所述控制对象噪声频率检测单元检测到的噪声的频率相同的基本频率的等腰三角波的各个参照信号，更新所述第1一抽头数字滤波器的滤波系数和第2一抽头数字滤波器的滤波系数，以减少所述误差信号检测单元中的噪声。

2、如权利要求1所述的主动型噪声控制装置，其特征在于，

所述第一系数更新单元和所述第二系数更新单元通过来自所述误差信号检测单元的误差信号、和具有与所述控制对象噪声频率检测单元检测到的噪声的频率相同的基本频率的方波的各个参照信号，更新所述第1一抽头数字滤波器的滤波系数和第2一抽头数字滤波器的滤波系数，以减少所述误差信号检测单元中的噪声。

3、如权利要求1所述的主动型噪声控制装置，其特征在于，

所述第一系数更新单元和所述第二系数更新单元通过来自所述误差信号检测单元的误差信号、和具有与所述控制对象噪声频率检测单元检测到的噪声的频率相同的基本频率的等角梯形波的各个参照信号，更新所述第1一抽头数字滤波器的滤波系数和第2一抽头数字滤波器的滤波系数，以减少所述误差信号检测单元中的噪声。

Images