JP5359305B2

JP5359305B2 - 能動型騒音制御装置

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Publication number: JP5359305B2
Application number: JP2009010555A
Authority: JP
Inventors: 司的野; 由男中村
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-01-21
Filing date: 2009-01-21
Publication date: 2013-12-04
Anticipated expiration: 2029-01-21
Also published as: EP2380778A1; CN102292241A; US20110280410A1; JP2010167844A; WO2010084704A1

Description

本発明は、車両のエンジン等の回転機器から発生する振動騒音を能動的に低減する能動型騒音制御装置に関するものである。

従来の能動型騒音制御装置においては、例えば特許文献１に記載されている技術のように、適応ノッチフィルタを利用した適応制御を行う方法が知られている。

この特許文献１に記載の技術は、車両の車室内における騒音がエンジンの出力軸の回転に同期して発生することに注目して、エンジン出力軸の回転に基づく周波数の車室内振動騒音を、適応ノッチフィルタを利用して低減させるものである。

図６を用いて、従来の能動型騒音制御装置の動作について説明する。図６は、特許文献１に記載された従来の能動型騒音制御装置の構成と等価な構成を示すものである。

まず、エンジン回転数検出器１はエンジン回転数に比例した周波数をもつパルス列をエンジンパルスｐとして出力する。

制御周波数判定手段２は、このエンジンパルスｐを受け、これを基に制御すべき制御周波数ｆ［ｎ］を算出し出力する。

制御周波数判定手段２から出力された信号は、正弦波生成手段５および余弦波生成手段６にそれぞれ入力され、正弦波生成手段５および余弦波生成手段６は正弦波テーブル３よりそれぞれ基準正弦波信号ｘ１［ｎ］および基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を生成する。

適応ノッチフィルタである第１の１タップデジタルフィルタ７は、内部に第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を保持し、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］に基づいて第１の制御信号ｙ１［ｎ］を出力する。

同様に、適応ノッチフィルタである第２の１タップデジタルフィルタ８は、内部に第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を保持し、基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とに基づいて第２の制御信号ｙ２［ｎ］を出力する。

これら第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］とが合成された騒音制御信号ｚ［ｎ］は電力増幅器９にて増幅され、スピーカ１０から騒音打ち消し音として出力される。

一方、マイクロフォン１１はエンジン振動に起因して発生する制御対象騒音と上記騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を誤差信号ε［ｎ］として検出する。

この誤差信号ε［ｎ］が最小になるように、第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は、特性テーブル４より参照信号生成部１４が生成した補正正弦波信号ｒ１［ｎ］に基づいて、第１の１タップデジタルフィルタ７のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。

同様に、補正余弦波信号ｒ２［ｎ］に基づいて第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は第２の１タップデジタルフィルタ８のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。

以上説明したように上記の処理を所定周期で繰り返すことにより、従来の能動型騒音制御装置は騒音を低減させることを可能としていた。
特開２００４−３６１７２１号公報

しかしながら、上記従来の構成では、例えばエンジン回転数検出器１の不具合などの要因でエンジン回転数検出器１が出力するエンジンパルスｐに遅延等のずれが生じ、制御周波数判定手段２が判定した制御周波数ｆ［ｎ］と実際に発生している騒音の周波数とが大きくずれた場合、適応ノッチフィルタのみでは十分に対応しきれず、結果として騒音低減効果が低くなるという課題があった。

本発明は、この課題を解決し、良好な騒音低減効果が得られる能動型騒音制御装置を提供することを目的とする。

本発明の能動型騒音制御装置は、制御すべき制御周波数を判定する制御周波数判定手段と、前記制御周波数判定手段で判定された制御周波数と同一の周波数の基準正弦波を生成する正弦波生成手段と、前記制御周波数判定手段で検出された制御周波数と同一の周波数の基準余弦波を生成する余弦波生成手段と、前記正弦波生成手段からの基準正弦波信号が入力される第１の１タップデジタルフィルタと、前記余弦波生成手段からの基準余弦波信号が入力される第２の１タップデジタルフィルタと、前記第１の１タップデジタルフィルタからの出力と前記第２の１タップデジタルフィルタからの出力とが加算された騒音制御信号が入力され騒音と干渉させるための干渉信号を出力させる干渉信号生成手段と、前記干渉信号生成手段から出力される前記干渉信号と前記騒音の干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記誤差信号検出手段が検出した前記誤差信号を基に前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第１の係数更新手段と、前記誤差信号検出手段が検出した前記誤差信号を基に前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第２の係数更新手段と、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数と前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数の挙動に応じて前記制御周波数の補正量を決定する制御周波数補正手段とを備えることを特徴とする。

本発明の能動型騒音制御装置は、エンジンパルスｐを元に算出した制御周波数ｆ［ｎ］が実際に発生している騒音の周波数とずれた場合でも、制御周波数補正手段により制御周波数ｆ［ｎ］を騒音の周波数に近づける方向に補正することで、良好な騒音低減効果を奏することが可能である。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置の構成について図面を参照しながら説明する。

図１は本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置のブロック図である。

なお、図１では従来の能動型騒音制御装置と同様の構成に関しては、同じ番号を付している。

エンジン回転数検出器１は、車両に搭載された騒音源としてのエンジンの回転数を検出する部分である。エンジン回転数検出器１は検出したエンジンの回転数に比例した周波数を持つパルス列をエンジンパルスｐとして出力する。

制御周波数判定手段２は、制御対象騒音の周波数である制御周波数ｆ［ｎ］〔Ｈｚ〕を判定する部分である。制御周波数判定手段２は、エンジン回転数検出器１から入力されるエンジンパルスｐを基に、制御すべき周波数をまず予測制御周波数ｆｅｐ［ｎ］〔Ｈｚ〕としてある程度予測する。さらにこの予測制御周波数ｆｅｐ［ｎ］〔Ｈｚ〕を、内部に備えた制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］〔Ｈｚ〕を基に補正し、制御周波数ｆ［ｎ］〔Ｈｚ〕を算出する。そして、この制御周波数ｆ［ｎ］〔Ｈｚ〕を制御周波数判定手段２は制御すべき周波数として判断する。

離散化された正弦波のデータとしての正弦波テーブル３は正弦波１周期をＮ等分した各ポイントの正弦値をメモリ上に保持する。

正弦波生成手段５は、サンプリング周期ごとに正弦波テーブル３より、制御周波数ｆ［ｎ］に基づいた所定の間隔でデータを読み出して基準正弦波信号ｘ１［ｎ］を生成する部分である。一方、余弦波生成手段６はサンプリング周期ごとに正弦波テーブル３より、制御周波数ｆ［ｎ］に基づいた所定の間隔でデータを読み出し、同一時点において正弦波生成手段よりＮ／４だけ先行したポイントを読み出すことによって基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を生成する部分である。読み出しポイントはＮを超えた場合はその読み出しポイントからＮを引いたポイントを新たな読み出しポイントとする。

特性テーブル４は、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの位相特性を前記正弦波テーブル３のポイント数Ｎの相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値Ｐ［ｆ］を周波数毎に保持する。

参照信号生成部１４は、補正正弦波信号ｒ１［ｎ］、補正余弦波信号ｒ２［ｎ］を生成する部分である。参照信号生成部１４は、制御周波数ｆ［ｎ］に基づき、特性テーブル４から制御周波数ｆ［ｎ］における位相特性換算値Ｐ［ｆ］を読み込み、それらに基づき補正正弦波信号ｒ１［ｎ］、補正余弦波信号ｒ２［ｎ］を生成する。

第１の１タップデジタルフィルタ７は、第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を内部に保持し、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とに基づいて第１の制御信号ｙ１［ｎ］を出力する部分である。同様に、第２の１タップデジタルフィルタ８は、第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を内部に保持し、基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とに基づいて第２の制御信号ｙ２［ｎ］を出力する部分である。

電力増幅器９は、入力された信号を増幅し、スピーカ１０へと出力する部分である。図１に示されるように、電力増幅器９は第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］とが加算された騒音制御信号ｚ［ｎ］をＤＡ変換した信号を増幅する。

スピーカ１０は、制御対象騒音を打ち消す音を外部に向けて出力する干渉信号生成手段である。スピーカ１０は、電力増幅器９からの出力信号を受け、干渉信号を生成し、外部へ騒音打ち消し音として出力する。

マイクロフォン１１は、エンジン振動に起因して発生する制御対象騒音と騒音打ち消し音とが干渉した結果生じる音を信号として検出する誤差信号検出手段である。マイクロフォン１１が検出した誤差信号ε［ｎ］は第１の適応制御アルゴリズム演算部１２および第２の適応制御アルゴリズム演算部１３へ出力される。

第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は、第１の１タップデジタルフィルタ７の第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を更新する係数更新手段である。第１の適応制御アルゴリズム演算部１２は、補正正弦波信号ｒ１［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、第１の１タップデジタルフィルタ７のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を逐次更新する。

第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は、第１の適応制御アルゴリズム演算部１２と同様に、第２の１タップデジタルフィルタ８の第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を更新する係数更新手段である。第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は、補正余弦波信号ｒ２［ｎ］と誤差信号ε［ｎ］を基に、第２の１タップデジタルフィルタ８のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を逐次更新する。

制御周波数補正手段１５は、フィルタ係数Ｗ１［ｎ］とＷ２［ｎ］とに基づいて、制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を更新する部分である。

次に、本発明の実施の形態１における能動型騒音制御装置の具体的な動作を説明する。制御周波数ｆ［ｎ］の算出と騒音制御信号ｚ［ｎ］の生成と誤差信号ε［ｎ］の検出とフィルタ係数Ｗ１［ｎ］、Ｗ２［ｎ］の更新と制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］の決定は、すべて同一の周期で実行され、それぞれｎ周期後の値を表す。以降では、周期をＴ〔秒〕として説明する。

制御周波数判定手段２は、まず、例えばエンジンパルスｐの立ち上がりエッジ毎に割り込みを発生させ、立ち上がりエッジ間の時間を測定し、測定結果をもとに予測制御周波数ｆｅｐ［ｎ］を算出する。次に、予測制御周波数ｆｅｐ［ｎ］と制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］とに基づいて、式（１）にしたがって制御周波数ｆ［ｎ］を算出する。

ｆ［ｎ］＝ｆｅｐ［ｎ］＋ｆｃｏｍｐ［ｎ］ …（１）
正弦波テーブル３は、正弦波１周期をＮ等分し、各ポイントの正弦値を所定ビットで離散化した値をメモリ上に保持する。０ポイント目からＮ−１ポイント目までの正弦値をｂビットで離散化して格納した配列をｓ［ｍ］（０≦ｍ＜Ｎ）で表すとき、関係式（２）が成り立つ。

ｓ［ｍ］＝ｉｎｔ（２^ｂ−１×ｓｉｎ（３６０×ｍ／Ｎ）） …（２）
ただし、ｉｎｔ（ｘ）はｘの整数部を表し、ｓｉｎ関数の角度の単位は〔度〕とする。例えば、Ｎ＝３０００、ｂ＝１６の場合のｓ［ｍ］のグラフと表をそれぞれ図２と（表１）に示す。

特性テーブル４は、スピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の振幅特性を表す振幅特性配列Ｇ［ｆ］と、位相特性を正弦波テーブル３のポイント数Ｎの相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値配列Ｐ［ｆ］をメモリ上に保持する（ｆは周波数〔Ｈｚ〕）。ｋ〔Ｈｚ〕のときの位相特性値をｐｈａｓｅ［ｋ］〔度〕とすると、関係式（３）が成り立つ。

Ｐ［ｆ］＝ｉｎｔ（Ｎ×ｐｈａｓｅ［ｆ］／３６０） …（３）
例えば、Ｎ＝３０００で、制御周波数ｆ［ｎ］の範囲が３０Ｈｚから１００Ｈｚまでの場合の位相特性ｐｈａｓｅ［ｆ］の例を図３に、それに対応する位相特性配列Ｐ［ｆ］を（表２）に示す。

正弦波生成手段５は、正弦波テーブル３の現在の読み出し位置ｉ［ｎ］をメモリ上に記憶しており、制御周波数ｆ［ｎ］に基づいて現在の読み出し位置を式（４）により毎周期移動させる。

ｉ［ｎ］＝ｉ［ｎ−１］＋（Ｎ×ｆ［ｎ］×Ｔ） …（４）
ただし、式（４）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（４）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉ［ｎ］とする。

同時に、正弦波生成手段５は、制御周波数ｆ［ｎ］と同一周波数の基準正弦波信号ｘ１［ｎ］を式（５）と式（６）により生成する。

ｉｘ１＝ｉ［ｎ］ …（５）
ｘ１［ｎ］＝ｓ［ｉｘ１］ …（６）
ただし、式（５）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（５）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ１とする。

また、余弦波生成手段６は、制御周波数ｆ［ｎ］と同一周波数で、かつ、基準正弦波信号ｘ１［ｎ］より４分の１周期進んだ基準余弦波信号ｘ２［ｎ］を式（７）と式（８）により生成する。

ｉｘ２＝ｉ［ｎ］＋Ｎ／４ …（７）
ｘ２［ｎ］＝ｚ［ｉｘ２］ …（８）
ただし、式（７）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（７）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ２とする。

同時に、参照信号生成部１４は、制御周波数ｆ［ｎ］におけるスピーカ１０からマイクロフォン１１までの伝達特性の振幅特性値と位相特性を正弦波テーブル３のポイント数Ｎの相対的なポイント移動量に換算した位相特性換算値を特性テーブル４よりＰ［ｆ］として抽出し、以下の方法で補正正弦波信号ｒ１［ｎ］および補正余弦波信号ｒ２［ｎ］を作成する。
補正正弦波信号ｒ１［ｎ］：
ｉｘ３＝ｉ［ｎ］＋Ｐ［ｆ］ …（９）
ｒ１［ｎ］＝ｚ［ｉｘ３］ …（１０）
補正余弦波信号ｒ２［ｎ］：
ｉｘ４＝ｉ［ｎ］＋Ｎ／４＋Ｐ［ｆ］ …（１１）
ｒ２［ｎ］＝ｚ［ｉｘ４］ …（１２）
ただし、式（９）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（９）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ３とする。同様に、式（１１）の右辺の計算結果がＮ以上となった場合は、式（１１）の右辺の計算結果からＮを減算したものをｉｘ４とする。

次に、第１の１タップデジタルフィルタ７は、正弦波生成手段５から出力された基準正弦波信号ｘ１［ｎ］と第１のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とに基づいて第１の制御信号ｙ１［ｎ］を出力する。同様に、第２の１タップデジタルフィルタ８は、余弦波生成手段６から出力された基準余弦波信号ｘ２［ｎ］と第２のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］とに基づいて第２の制御信号ｙ２［ｎ］を出力する。

第１の１タップデジタルフィルタ７および第２の１タップデジタルフィルタ８からそれぞれ出力された第１の制御信号ｙ１［ｎ］と第２の制御信号ｙ２［ｎ］は加算され騒音制御信号ｚ［ｎ］となり、さらに騒音制御信号ｚ［ｎ］は電力増幅器９へと入力される。

電力増幅器９にて増幅された騒音制御信号ｚ［ｎ］はスピーカ１０を介して外部へ騒音打ち消し音として出力される。この騒音打ち消し音と制御対象となる制御対象音が干渉し、打ち消しあうことで騒音低減効果が得られる。

しかしながら、騒音打ち消し音により制御対象音は完全に打ち消されるわけではなく、騒音打ち消し音と制御対象となる制御対象音が干渉し合うことで新たに音が発生する。この新たに発生した音をマイクロフォン１１が集音し、誤差信号ε［ｎ］として検出する。

マイクロフォン１１が検出した誤差信号ε［ｎ］は、第１の適応制御アルゴリズム演算部１２に入力され、第１の適応制御アルゴリズム演算部１２はこの信号と補正正弦波信号ｒ１［ｎ］に基づいて第１の１タップデジタルフィルタ７のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を更新する。同様に、第２の適応制御アルゴリズム演算部１３は入力された誤差信号ε［ｎ］と補正余弦波信号ｒ２［ｎ］に基づいて第２の１タップデジタルフィルタ８のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を更新する。この際のＷ１［ｎ］とＷ２［ｎ］の更新式をそれぞれ式（１３）と式（１４）に示す。

Ｗ１［ｎ］＝Ｗ１［ｎ−１］−μ×ｒ１［ｎ］×ε［ｎ］ …（１３）
Ｗ２［ｎ］＝Ｗ２［ｎ−１］−μ×ｒ２［ｎ］×ε［ｎ］ …（１４）
続いて、本発明のポイントである制御周波数補正手段１５の動作について説明する。

まず、制御周波数補正手段１５は、式（１３）と式（１４）により逐次更新されるフィルタ係数Ｗ１［ｎ］とＷ２［ｎ］をそれぞれ複素平面上の実部と虚部とみなし、この複素数の絶対値をＲ［ｎ］、偏角をθ［ｎ］と表す。すなわち、
（Ｒ［ｎ］）^２＝（Ｗ１［ｎ］）^２＋（Ｗ２［ｎ］）^２ …（１５）
ｔａｎ（θ［ｎ］）＝（Ｗ２［ｎ］／Ｗ１［ｎ］） …（１６）
の関係式が成り立つ。

制御周波数補正手段１５では、この複素数の偏角θ［ｎ］のサンプリング周期ごとの変化に着目して制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を算出する。図４のごとく偏角θ［ｎ］が正の方向に変化している場合は、制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を増加させ、図７のごとく偏角θ［ｎ］が負の方向に変化している場合は、制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を減少させる。このときの最適な補正量は、偏角θ［ｎ］の変化量に応じて決定される。

ここで、上記の方法により制御周波数ｆ［ｎ］が実際に発生している騒音の周波数に近づく原理について、連続時間ｔを用いて説明する。

制御周波数をＦｃｔｒｌとすると、騒音制御信号ｚ（ｔ）は上記の絶対値Ｒ（ｔ）と偏角θ（ｔ）〔ｒａｄ〕を用いて、
ｚ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）×ｓｉｎ（２π×Ｆｃｔｒｌ×ｔ＋θ（ｔ）） …（１７）
と表すことができる。さらに、騒音の周波数をＦｎｏｉｓｅとすると、適応ノッチフィルタは騒音制御信号ｚ（ｔ）の周波数が騒音の周波数（ただし逆位相）になるようにθ（ｔ）を調整する性質があるので、
Ｆｃｔｒｌ＋（θ（ｔ）／２π×ｔ）＝Ｆｎｏｉｓｅ
θ（ｔ）／ｔ＝２π×（Ｆｎｏｉｓｅ−Ｆｃｔｒｌ） …（１８）
の関係式が成り立つ。

ここで式（１８）の左辺は偏角θ（ｔ）の変化の割合に他ならない。

したがって、偏角θ（ｔ）が増加傾向にあるならば、Ｆｎｏｉｓｅ＞Ｆｃｔｒｌ、偏角θ（ｔ）が減少傾向にあるならば、Ｆｎｏｉｓｅ＜Ｆｃｔｒｌとなり、前述の制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］の調整方法は妥当であると言える。

ここで、本発明と特許文献１に記載の方法を、騒音低減効果の観点から比較する。

特許文献１に記載の方法では、エンジンパルスｐの周波数がエンジン回転検出器の不具合等の原因で制御周波数ｆ［ｎ］が実際に発生している騒音の周波数とずれた時、適応ノッチフィルタでは十分に対応しきれず、騒音低減効果が低くなるという課題があった。これに対し、本発明では制御周波数補正手段１５にて制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を増減させ、エンジンパルスｐをもとに算出した制御周波数ｆ［ｎ］を実際に発生している騒音の周波数に近づけるように補正しており、この結果良好な騒音低減効果を実現することができる。

なお、本発明では第１の１タップデジタルフィルタ７のフィルタ係数Ｗ１［ｎ］を複素数の実部としたが、これに限ることなく第２の１タップデジタルフィルタ８のフィルタ係数Ｗ２［ｎ］を複素数の実部としてもよい。この場合は、偏角θ［ｎ］が正の方向に変化した際には制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を減少させ、偏角θ［ｎ］が負の方向に変化した際には制御周波数補正量ｆｃｏｍｐ［ｎ］を増加させることで同様の効果を得ることができる。

また、本発明においては、制御周波数判定手段２と正弦波生成手段５と第１の１タップデジタルフィルタ７と第２の１タップデジタルフィルタ８と第１の係数更新手段１２と第２の係数更新手段１３と参照信号生成部１４と制御周波数補正手段１５とをそれぞれ複数個用意することにより、複数周波数成分の騒音を消音させることも可能である。

本発明にかかる能動型騒音低減装置は、制御周波数が実際に発生している騒音の周波数とずれたときでも良好な騒音低減効果が得ることができる。したがって、本発明にかかる能動型騒音低減装置は例えば車室内の騒音を低減する装置として好適に採用し得る。

実施の形態１における能動型騒音制御装置の構成を示すブロック図実施の形態１における能動型騒音制御装置の正弦波テーブルの例を示すグラフ実施の形態１における能動型騒音制御装置のスピーカからマイクまでの伝達特性の位相特性値の例を示すグラフ実施の形態１の能動型騒音制御装置において偏角が正の方向に変化した状態を示す図実施の形態１の能動型騒音制御装置において偏角が負の方向に変化した状態を示す図従来の能動型騒音制御装置の構成を示すブロック図

１エンジン回転数検出器
２制御周波数判定手段
３正弦波テーブル
４特性テーブル
５正弦波生成手段
６余弦波生成手段
７第１の１タップデジタルフィルタ
８第２の１タップデジタルフィルタ
９電力増幅器
１０スピーカ
１１マイクロフォン
１２第１の適応制御アルゴリズム演算部
１３第２の適応制御アルゴリズム演算部
１４参照信号生成部
１５制御周波数補正手段

Claims

制御すべき制御周波数を判定する制御周波数判定手段と、
前記制御周波数判定手段で判定された制御周波数と同一の周波数の基準正弦波を生成する正弦波生成手段と、
前記制御周波数判定手段で検出された制御周波数と同一の周波数の基準余弦波を生成する余弦波生成手段と、
前記正弦波生成手段からの基準正弦波信号が入力される第１の１タップデジタルフィルタと、
前記余弦波生成手段からの基準余弦波信号が入力される第２の１タップデジタルフィルタと、
前記第１の１タップデジタルフィルタからの出力と前記第２の１タップデジタルフィルタからの出力とが加算された騒音制御信号が入力され騒音と干渉させるための干渉信号を出力させる干渉信号生成手段と、
前記干渉信号生成手段から出力される前記干渉信号と前記騒音の干渉の結果生じる誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、
前記誤差信号検出手段が検出した前記誤差信号を基に前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第１の係数更新手段と、
前記誤差信号検出手段が検出した前記誤差信号を基に前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を更新する第２の係数更新手段と、
前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数と前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数の挙動に応じて前記制御周波数の補正量を決定する制御周波数補正手段とを備えた能動型騒音制御装置。
前記制御周波数補正手段は、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数と前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数のいずれか一方を実部とし、他方を虚部として表現される複素数の偏角の変化に基づいて前記制御周波数の補正量を決定する請求項１に記載の能動型騒音制御装置。
前記偏角が正の方向に変化した際に、前記第１の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を前記複素数の実部としている場合は前記制御周波数の補正量を増加させ、前記第２の１タップデジタルフィルタのフィルタ係数を前記複素数の実部としている場合は前記制御周波数の補正量を減少させる請求項２に記載の能動型騒音制御装置。