JP3539855B2 - 音場制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音場の伝達特性を位置によらず均一になるように制御する音場制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に音響空間では、壁などによって反射波や定在波などが発生し、音波が相互干渉することによって、音響伝達特性が複雑に乱れる。特に、ガラスのような音が反射しやすいもので囲まれている車室内のような狭い空間では、反射波や定在波の影響が大きいため、音響伝達特性の乱れが音の聴取に与える影響は大きい。このような音響伝達特性の乱れを補正する技術としては、適応等化システムが知られている。適応等化システムによれば、任意の制御点で所定の音場空間を実現することができる。
【０００３】
図１４は、オーディオ装置に適用される適応等化システムの構成を示す図である。同図に示す適応等化システムは、オーディオソース５００、目標応答設定部５０１、マイクロホン５０２、演算部５０４、適応信号処理装置５０６、スピーカ５０８を備えている。オーディオソース５００は、ラジオチューナやＣＤプレイヤ等から構成されており、オーディオ信号ｘ（ｎ）を出力する。目標応答設定部５０１は、目標応答特性（インパルスレスポンス）Ｈが設定されており、オーディオソース５００から出力されるオーディオ信号ｘ（ｎ）が入力されて、これに対応する目標応答信号ｄ（ｎ）を出力する。マイクロホン５０２は、車室内音響空間の聴取位置（制御点）に設置されており、この観測点における音を検出して音楽信号ｄ’（ｎ）を出力する。演算部５０４は、マイクロホン５０２から出力される音楽信号ｄ’（ｎ）と目標応答設定部５０１から出力される目標応答信号ｄ（ｎ）との誤差を演算して誤差信号ｅ（ｎ）を出力する。適応信号処理装置５０６は、誤差信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように信号ｙ（ｎ）を発生する。スピーカ５０８は、この適応信号処理装置５０６から出力される信号ｙ（ｎ）に応じた音を車室内音響空間に放射する。
【０００４】
目標応答設定部５０１の目標応答特性Ｈは、再現したい音場空間に対応する特性が設定されている。例えば、適応フィルタのタップ数の半分程度の遅延時間をｔとしたときに、この遅延時間ｔを有し、全オーディオ周波数帯域でフラットな特性（ゲイン１の特性）が設定されている。なお、この遅延時間ｔは音響系の逆特性を適応フィルタが精度良く近似するためのものであり、このような目標応答特性を有する目標応答設定部５０１は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のデジタルフィルタの遅延時間ｔに対応するタップ係数を１に設定し、それ以外のタップ係数を０に設定することにより実現することができる。
【０００５】
適応信号処理装置５０６は、オーディオ信号ｘ（ｎ）が参照信号として入力されるとともに、上述した演算部５０４から出力される誤差信号ｅ（ｎ）が入力されており、誤差信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように適応信号処理を行って信号ｙ（ｎ）を出力する。適応信号処理装置５０６は、ＬＭＳ（Least Mean Square ）アルゴリズム処理部５１０と、ＦＩＲ型のデジタルフィルタ構成の適応フィルタ５１２と、オーディオ信号ｘ（ｎ）にスピーカ５０８から聴取位置までの音響伝搬系の伝搬特性（伝達特性）Ｃを畳み込んで適応信号処理に用いる参照信号（フィルタードリファレンス信号）ｕ（ｎ）を生成する信号処理フィルタ５１４とを有している。
【０００６】
ＬＭＳアルゴリズム処理部５１０は、聴取位置における誤差信号ｅ（ｎ）と信号処理フィルタ５１４から出力される参照信号ｕ（ｎ）とが入力されており、これらの信号を用いて聴取位置における音楽信号ｄ’（ｎ）が目標応答信号ｄ（ｎ）と等しくなるように、ＬＭＳアルゴリズムを用いて適応フィルタ５１２のタップ係数ベクトルＷを設定する。適応フィルタ５１２は、このようにして設定されたタップ係数ベクトルＷを用いてオーディオ信号ｘ（ｎ）に対してデジタルフィルタ処理を施して信号ｙ（ｎ）を出力する。
【０００７】
このような適応処理によって誤差信号ｅ（ｎ）のパワーが最小となるように適応フィルタ５１２のタップ係数ベクトルＷが収束すれば、目標応答設定部５０１に設定した目標応答特性Ｈを有する空間で音楽を聴取した場合と同様の音楽の聴取が可能となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した適応等化システムは、制御点においては目標応答特性Ｈと同様の伝達特性で音楽を聴取することが可能となるが、制御点以外の特性については全く保証していない。このため、適応等化システムによって音響空間内の多くの位置で理想的な音楽の聴取を行おうとすると、制御点を多く設定し、これに対応して多くのスピーカが必要になる。また、制御音源としてのスピーカを多く設置するということは、そのために必要な適応フィルタ５１２の数も多くなるということであり、回路規模や演算量の増大を招くことになる。
【０００９】
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、少ないスピーカおよび適応フィルタによって音響空間全体にわたって伝達特性を補正することができる音場制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、本発明の音場制御装置は、音響空間内の所定位置に複数のスピーカと複数のマイクロホンとが設置されており、各マイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解し、各モードのモード振幅が所定の値になるように制御する。各モードのモード振幅を制御することにより、聴取位置が移動したときに音圧が大きく変化するようなモードの影響を少なくしたり、打ち消すことができるため、特に制御点（聴取位置）を増やすことなく、少ないスピーカや適応フィルタによって音響空間全体にわたって伝達特性を補正し、平坦な音圧分布を実現することができる。
【００１１】
上述した各モードのモード振幅を制御するには、時間領域の信号に対して適応処理を行う場合と、モード領域の信号に対して適応処理を行う場合が考えられる。いずれの場合であっても、マイクロホンの設置位置での各モードのモード振幅の制御が可能であり、音響空間全体にわたって伝達特性を補正することができる。
【００１２】
特に、モード領域の信号に対して処理を行う場合に、スピーカに入力される前に時間領域の信号に戻す処理を含んだ適応処理を行うことにより、音響系の逆フィルタを計算により求め、これを用いて実際にスピーカに入力する信号を導出する処理が不要になり、処理の簡略化が可能となる。
【００１３】
また、複数のスピーカは、制御対象となるモードの振動の節に対応する位置以外の位置に配置することが好ましい。振動の節の位置にスピーカを配置しても、対応するモードのモード振幅を制御することはできないが、これを外した位置に配置することにより、そのモードのモード振幅を少なくしたり、打ち消す等の各種の制御が可能になる。
【００１４】
また、複数のスピーカのそれぞれは、入力信号の符号をそろえて出力するとともに、打ち消そうとするモードの振動の符号が反対となる全ての位置に配置することが好ましい。これにより、０次モードを残して他の所望のモードのみを打ち消すことができる。
【００１５】
また、上述したモード毎の制御は、全てのモードについて行うのではなく、一部のモード、好ましくは０次を除く低次のモードについてのみ行うようにしてもよい。一般に、１次、２次等の低次のモードのモード振幅が大きいため、この低次のモードについてのみ制御することにより、少ない演算量で効率よく音響空間全体にわたって伝達特性を補正することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明を適用した一実施形態の音場制御装置は、音圧分布のモード分解を行って分解された各モードの音圧レベルを制御することにより、音響空間全体にわたって伝達特性を補正することに特徴がある。以下、一実施形態の音場制御装置について図面を参照しながら説明する。
【００１７】
（１）モード分解
音響空間のモードを制御するためには、音圧分布のモード分解を行う必要がある。モード分解の手順を以下に示す。内部にＭ個の音源を有する両端が閉じた一次元音場の波動方程式は、以下に示す（１）式で与えられる。なお、一次元音場とは、音圧が所定の軸方向ｘのみに応じて変化する音場をいう。
【００１８】
【数１】

【００１９】
ここで、ｘはマイクロホンの位置を、ωは角周波数を、ｐ（ｘ，ω）は音圧を、ｑ_m はｍ番目のスピーカへの入力信号を、ｌ_m はｍ番目のスピーカの位置を、Ｍは全スピーカ数を、ξ_n'は第ｎ’モードの壁面での減衰比を、Ｎ’は全モード数を、Ｌは音場の長さを、ω_n'（＝ｎ’πｃ₀ ／Ｌ）は音場の固有各周波数を、ρ₀ は空気密度を、ｃ₀ は音速を、δ（ｎ’）はｎ’＝０のとき１でｎ’≠０のとき０となるクロネッカのデルタ関数をそれぞれ示している。
【００２０】
また、（１）式において、
【００２１】
【数２】

【００２２】
【数３】

【００２３】
であり、一方のａ_n'（ω）は第ｎ’モードの振幅であり、ψ_n'（ｘ）は第ｎ’モードの固有関数を示している。
【００２４】
上述した（１）式において、ｐ（ｘ，ω）は一次元音場内におけるマイクロホンの距離ｘにおける音圧であるから、一次元音場内のＫ個の点（ｘ₁ ，ｘ₂ ，…，ｘ_K ）にマイクロホンを設置した場合の各マイクロホンでの音圧ｐ（ｘ，ω）は、以下のマトリクス表記で表される。
【００２５】
【数４】

【００２６】
ここで、
【００２７】
【数５】

【００２８】
である。（４）式をモード固有関数Ψを用いて書き直すと、
【００２９】
【数６】

【００３０】
となる。
【００３１】
（６）式の両辺に固有マトリクス（モード固有関数）の逆行列（逆モード固有関数）Ψ^-1を左からかけることにより、以下の（７）式が得られる。
【００３２】
【数７】

【００３３】
（７）式より、各マイクロホンでの音圧ｐ（ｘ_K ，ω）から各モードの振幅ａ_n'（ω）を求めることができる。以上の手順によって音圧分布のモード分解が行われる。
【００３４】
図１は、モード分解手法を適用して構成したモード分解部の具体例を示す図である。同図に示すモード分解部１０は、Ｍ個のスピーカ２、Ｋ個のマイクロホン４、マイクロホン４の音圧からＮ個のモード振幅を導出するモード分解フィルタ６を備えている。Ｍ個のスピーカ２に信号ｑ₁ 〜ｑ_M が入力されて、音響系Ｃの一次元音場に音が放射された場合の各マイクロホン４における音圧ｐ₁ 〜ｐ_K は、それぞれ（４）式で与えられる。モード分解フィルタ６は、これらの音圧ｐ₁ 〜ｐ_K が入力され、（７）式によってモード０からモードＮ−１のモード振幅ａ₀ 〜ａ_N-1 を算出して出力する。
【００３５】
図２は、音響系に含まれる各モードの周波数特性を示す図である。同図に示すように、０次、１次、２次、…といった各次数のモードが存在しており、オーディオ音声の聴取位置を移動させたときに、音圧レベルが大きく変動するようなモードを小さくしたり、打ち消したりする制御を行うことにより、音響空間全体にわたって変動の少ない伝達特性を得ることができる。
【００３６】
図３は、モードの振幅状態を示す図であり、同図（ａ）には０次モードの振幅状態が、同図（ｂ）には１次モードの振幅状態が示されている。図３（ａ）に示すように、０次モードでは、音響空間の全体において同位相で振動するため、聴取位置に関係なく同じ音圧レベルでオーディオ音声の聴取が可能となる。ところが、図３（ｂ）に示すように、１次モードでは、その聴取位置によって音圧レベルが大きく変動する。したがって、音響空間に放射される音声内の１次モード成分が大きい場合には、これを小さくしたり、打ち消したりすることにより、聴取位置を移動させた場合であっても音響特性がほぼ均一な音場を実現することができる。また、２次以上の各モードについても同様であり、２次以上の次数成分が大きい場合には、その成分を小さくしたり、打ち消すような制御を行うようにする。
【００３７】
（２）モード制御
次に、モード分解によって得られたモード振幅をＬＭＳアルゴリズムを用いて制御する音場制御装置について説明する。このＬＭＳアルゴリズムには、時間領域で適応フィルタが動作するものと、モード領域で適応フィルタが動作するものがあり、モード振幅を制御するという目的は同じであるがそれぞれ別のシステム構成となる。以下に、３通りのアルゴリズムを有する第１〜第３の実施形態の音場制御装置について説明する。
【００３８】
（２−１）時間領域で適応フィルタが動作するアルゴリズムを有する第１の実施形態の音場制御装置
第１の実施形態の音場制御装置は、時間領域で動作するＬＭＳアルゴリズムによって制御される適応フィルタを有しており、モード領域で計算した誤差を時間領域に再変換して適応フィルタの係数更新が行われる。
【００３９】
図４は、第１の実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図である。同図に示すように、本実施形態の音場制御装置は、タップ数がＩのＭ個の適応フィルタを含む制御用フィルタ１０２と、Ｍ個のスピーカ１０４と、Ｋ個のマイクロホン１０６と、マイクロホン１０６の各音圧ｐからＮ’個のモード振幅を導出するモード分解手段としてのモード分割フィルタ１０８と、目標とするモード振幅に対する各モード振幅の誤差を算出するＮ’個の演算部１１０と、各モードの誤差に重み付けを行うＮ’個のモード領域誤差重み付け部１１２と、モード領域の誤差を時間領域の誤差に変換する領域変換フィルタ１１４とを備えている。
【００４０】
ｍ番目の制御用フィルタ１０２の出力信号ｙ_m （ｎ）は、入力信号ｕ（ｎ）と制御用フィルタ１０２の係数ｗ_m との畳み込みとして、以下の（８）式のように表される。
【００４１】
【数８】

【００４２】
この出力信号ｙ_m （ｎ）がｍ番目のスピーカ１０４に入力されて、音響系Ｃの一次元音場に音が放射され、各マイクロホン１０６に取り込まれる。ｋ番目のマイクロホン１０６における音圧ｐ_k （ｎ）は、次式で与えられる。
【００４３】
【数９】

【００４４】
ここで、ｃ_km（ｊ）はｍ番目のスピーカ１０４からｋ番目のマイクロホン１０６までの音響系Ｃのｊタップ目の係数を、ｗ_m （ｉ）はｍ番目の制御用フィルタ１０２のｉタップ目の係数をそれぞれ示している。（９）式を行列表現で書き直すと、
【００４５】
【数１０】

【００４６】
となる。（９）式および（１０）式においては、
【００４７】
【数１１】

【数１２】

【００４８】
【数１３】

【００４９】
【数１４】

【００５０】
【数１５】

【００５１】
【数１６】

【００５２】
【数１７】

【００５３】
である。
【００５４】
モード振幅ａ（ｎ）は、（１０）式で得られたマイクロホン１０６における音圧ｐ（ｎ）に対して、（７）式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。すなわち、モード分割フィルタ１０８は、
【００５５】
【数１８】

【００５６】
で与えられる演算によってモード振幅ａ（ｎ）を導出する。（１８）式においては、
【００５７】
【数１９】

【００５８】
である。
【００５９】
一方、目標応答設定部（後述する）から出力されるｋ番目の目標インパルス応答の出力ｄ_k （ｎ）は、以下の（２０）式で与えられる。
【００６０】
【数２０】

【００６１】
ここで、ｈ_k （ｓ）はｋ番目の目標インパルス応答のｓタップ目の係数を示している。（２０）式を行列表現で書き直すと、
【００６２】
【数２１】

【００６３】
となる。（２０）式および（２１）式においては、
【００６４】
【数２２】

【００６５】
【数２３】

【００６６】
【数２４】

【００６７】
【数２５】

【００６８】
である。目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）は、（２１）式で得られた目標応答信号ｄ_k （ｎ）に対して（７）式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。したがって、目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）は、
【００６９】
【数２６】

【００７０】
で与えられる。（２６）式においては、
【００７１】
【数２７】

【００７２】
である。
【００７３】
モード領域における誤差ｅ’（ｎ）は、（２６）式で与えられる目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）から（１８）式で与えられるモード振幅ａ（ｎ）を引くことによって求めることができる。したがって、演算部１１０は、
【００７４】
【数２８】

【００７５】
で与えられる演算によって、モード領域における誤差ｅ’（ｎ）を導出する。（２８）式においては、
【００７６】
【数２９】

【００７７】
である。
【００７８】
次に、モード領域誤差重み付け部１１２は、制御するモードを選択するためにモード領域の誤差ｅ’（ｎ）（ｅ’₀ （ｎ）〜ｅ’_N-1 （ｎ））に対して、重み付け係数Ｂ（ｂ₀ 〜ｂ_N'-1）による重み付けを行う。領域変換フィルタ１１４は、この重み付けされたモード領域の誤差にモード固有関数Ψをかけて時間領域の誤差ｅ（ｎ）を算出する。モード領域の誤差ｅ’（ｎ）に対する重み付けと、重み付けされたモード領域の誤差から時間領域の誤差への変換は、
【００７９】
【数３０】

【００８０】
で与えられる。（３０）式において、
【００８１】
【数３１】

【００８２】
【数３２】

【００８３】
である。
【００８４】
ここで、時間領域における誤差ベクトルｅ（ｎ）の瞬時パワーｅ（ｎ）^T ｅ（ｎ）をフィルタ係数ｗで偏微分することによって誤差特性曲面の勾配ベクトルの瞬時推定値を求めると、
【００８５】
【数３３】

【００８６】
となる。したがって、制御用フィルタ１０２の係数の更新は、次式によって行われる。
【００８７】
【数３４】

【００８８】
ここで、μはＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータ（毎回の繰り返しにおける補正の大きさを制御する係数）である。
【００８９】
次に、第１の実施形態の音場制御装置の詳細構成について説明する。図５は、第１の実施形態の音場制御装置の全体構成を示す図である。同図に示すように、音場制御装置１００は、タップ数ＩのＭ個の適応フィルタを含む制御用フィルタ１０２、Ｍ個のスピーカ１０４、Ｋ個のマイクロホン１０６、モード分割フィルタ１０８、Ｎ’個の演算部１１０、Ｎ’個のモード領域誤差重み付け部１１２、領域変換フィルタ１１４、目標応答設定部１１６、モード分割フィルタ１１８、フィルタードｘ部１２０、ＬＭＳアルゴリズム処理部１２２を備えている。
【００９０】
制御用フィルタ１０２、スピーカ１０４、マイクロホン１０６、モード分割フィルタ１０８、演算部１１０、モード領域誤差重み付け部１１２、領域変換フィルタ１１４は、それぞれ図４で説明した動作を行う。
【００９１】
目標応答設定部１１６は、再現したい音場空間に対応する特性（目標応答特性Ｈ）、例えば制御用フィルタ１０２を構成するフィルタのタップ数の半分程度の遅延時間を有する特性が設定されている。モード分割フィルタ１１８は、目標応答設定部１１６から出力される目標応答信号からＮ’個のモード振幅を導出して、演算部１１０に出力する。
【００９２】
フィルタードｘ部１２０は、入力信号ｕ（ｎ）から参照信号を作成するためのフィルタである。具体的には、フィルタードｘ部１２０は、上述したＣ＾、Ψ^-1、Ｂ、Ψの各特性を有するフィルタを直列接続して構成されている。ＬＭＳアルゴリズム処理部１２２は、領域変換フィルタ１１４から出力される時間領域の誤差信号ｅ（ｎ）およびフィルタードｘ部１２０から出力される参照信号に基づいて、上述した（３４）式にしたがって制御用フィルタ１０２を構成する適応フィルタのフィルタ係数を調整する。
【００９３】
このように、音圧分布をモード分解して、振幅の大きいモード、すなわち音響空間の伝達特性に悪影響を与えるモードを制御することにより、音響空間全体の伝達特性を補正することが可能となる。
【００９４】
次に、第１の実施形態の音場制御装置の変形例について説明する。図２に示すように、通常は０次を除くと、低次になるほどモード振幅が大きくなる。したがって、低次のモードのみを制御することによって、ほぼ目的とする音響特性を実現することができ、しかも処理量を減らすことができる。但し、図２から分かるように、制御対象から排除した高次モードの信号には、高周波成分が多く含まれているため、この高次モードの信号自体を排除すると、高周波成分が少なくなって好ましくない。このため、Ｍ個のスピーカ１０４の少なくとも１つは非制御音源としても機能するように、入力信号ｕ（ｎ）そのものを入力することが好ましい。
【００９５】
図６は、第１の実施形態の音場制御装置の変形例を示す図であり、低次モードに対してのみ制御を行う音場制御装置の構成が示されている。同図に示す音場制御装置１５０は、入力信号ｕ（ｎ）を制御用フィルタ１０２を通さずに、直接スピーカ１０４から出力しており、その際の遅延量を調整するために遅延器１５２が備わっている。この遅延器１５２には、目標応答設定部１１６に設定された遅延時間から音響系Ｃを通した場合の遅延時間を差し引いた遅延時間が遅延量βとして設定される。また、モード領域誤差重み付け部１１２では、例えば制御するモードの重み付け係数ｂｍのみが１に、それ以外が０に設定されており、制御したいモードの誤差信号のみが領域変換フィルタ１１４に入力され、一部のモードについてのみ制御用フィルタ１０２による制御が行われるようになっている。
【００９６】
このように、一部のモードについてのみ制御を行い、それ以外のモードについては入力信号をそのままスピーカ１０４から出力することにより、聴取位置の移動による音圧変動が少ない音場を実現することができ、しかも演算量を減少させることができる。
【００９７】
（２−２）モード領域で適応フィルタが動作するアルゴリズムを有する第２の実施形態の音場制御装置
上述した第１の実施形態の音場制御装置は、時間領域で適応フィルタが動作するアルゴリズムを有していたが、モード領域で適応フィルタを動作させるアルゴリズムにしたがって動作するようにしてもよい。モード領域で動作させるには、モード領域で計算した誤差をそのまま適応フィルタの係数更新に用いるようにすればよい。
【００９８】
図７は、第２の実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図である。同図に示すように、本実施形態の音場制御装置は、音響系Ｃを模擬する音響系モデリングフィルタ２０２と、音響系モデリングフィルタ２０２から出力される信号（音圧）からＮ’個のモード振幅を導出するモード分割フィルタ２０４と、タップ数ＩのＮ’個の適応フィルタを含む制御用フィルタ２０６と、制御用フィルタ２０６から出力されるモード領域の信号を時間領域の信号に変換する領域変換フィルタ２０８と、音響系モデリングフィルタ２０２によって模擬された音響系Ｃ＾を元に戻す音響系逆フィルタ２１０と、Ｍ個のスピーカ２１２と、Ｋ個のマイクロホン２１４と、マイクロホン２１４の音圧からＮ’個のモード振幅を導出するモード分割フィルタ２１６と、各モードの誤差を算出するＮ’個の演算部２１８と、各モードの誤差に重み付けを行うＮ’個のモード領域誤差重み付け部２２０とを備えている。
【００９９】
モード領域で適応フィルタを動作させようとすると、制御用フィルタ２０６の係数はモード領域で得られるため、制御用フィルタ２０６への入力信号はモード領域の信号でなければならない。このため、一旦、入力信号ｕ（ｎ）を実際の音響系Ｃと同等の特性を有する音響系モデリングフィルタ２０２に通し、その後にモード分割フィルタ２０４によって、音響系モデリングフィルタ２０２から出力される時間領域の信号をモード領域の信号に変換している。
【０１００】
また、実際にスピーカ２１２から音を出力する場合には、スピーカ２１２に入力される信号は時間領域の信号でなければならない。このため、領域変換フィルタ２０８によって、制御用フィルタ２０６から出力されるモード領域の信号を再び時間領域の信号に変換している。また、領域変換フィルタ２０８から出力される時間領域の信号は、音響系モデリングフィルタ２０２によって音響系Ｃ＾を通した後の信号（マイクロホン２１４の位置に相当する信号）であるため、これを音響系逆フィルタ２１０に通すことにより、スピーカ２１２の位置に相当する信号に戻している。
【０１０１】
ところで、音響系Ｃをモデリングした音響系モデリングフィルタ２０２のｋ番目の出力信号ｐ_k （ｎ）は、入力信号ｕ（ｎ）と音響系モデリングフィルタ２０２の畳み込みとして、
【０１０２】
【数３５】

【０１０３】
で表される。（３５）式を行列表現で書き直すと、
【０１０４】
【数３６】

【０１０５】
となる。これら（３５）式および（３６）式においては、
【０１０６】
【数３７】

【数３８】

【０１０７】
【数３９】

【０１０８】
【数４０】

【０１０９】
【数４１】

【０１１０】
である。
【０１１１】
モデリングフィルタ出力のモード振幅ａ＾（ｎ）は、（３６）式で得られた音響系モデリングフィルタ２０２の出力信号ｐ＾（ｎ）に対して、逆モード固有関数Ψ^-1をかけることにより求めることができる。したがって、モード分割フィルタ２０４は、
【０１１２】
【数４２】

【０１１３】
で与えられる演算によってモード振幅ａ＾（ｎ）を導出する。（４２）式においては、
【０１１４】
【数４３】

【０１１５】
である。このモード振幅ａ＾（ｎ）が制御用フィルタ２０６の入力信号となる。したがって、制御用フィルタ２０６の出力信号ｙ（ｎ）は、
【０１１６】
【数４４】

【０１１７】
となる。（４４）式においては、
【０１１８】
【数４５】

【０１１９】
【数４６】

【０１２０】
である。（４４）式は、
【０１２１】
【数４７】

【０１２２】
のように書き換えることもできる。（４７）式においては、
【０１２３】
【数４８】

【０１２４】
【数４９】

【０１２５】
【数５０】

【０１２６】
である。ψ_n'-1 ^-1は、逆モード固有関数Ψ^-1のｎ’行目の要素からなるベクトルである。
【０１２７】
次に、領域変換フィルタ２０８は、モード領域の信号である制御用フィルタ２０６の出力信号ｙ（ｎ）にモード固有関数Ψをかけて時間領域の信号に変換する。さらに、この時間領域の信号は音響系モデリングフィルタ２０２によって音響系Ｃ＾に模擬された信号であるため、音響系逆フィルタ２１０は、音響系Ｃ＾の逆フィルタＦをかけて元に戻している。したがって、音響系逆フィルタ２１０の出力信号ｙ’（ｎ）は、
【０１２８】
【数５１】

【０１２９】
となる。ここで、
【０１３０】
【数５２】

【０１３１】
【数５３】

【０１３２】
である。
【０１３３】
この出力信号ｙ’（ｎ）がスピーカ２１２に入力されて音響系Ｃの一次元音場に音が放射され、マイクロホン２１４によって取り込まれる。マイクロホン２１４での音圧ｐ（ｎ）は、
【０１３４】
【数５４】

【０１３５】
で与えられる。ここで、
【０１３６】
【数５５】

【０１３７】
【数５６】

【０１３８】
【数５７】

【０１３９】
である。
【０１４０】
モード振幅ａ（ｎ）は、（５４）式で得られたマイクロホン２１４での音圧ｐ（ｎ）に対して（７）式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。したがって、モード分割フィルタ２１６は、
【０１４１】
【数５８】

【０１４２】
で表される演算によってモード振幅ａ（ｎ）を導出する。ここで、
【０１４３】
【数５９】

【０１４４】
である。
【０１４５】
一方、目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）は、（２６）式と同様に、
【０１４６】
【数６０】

【０１４７】
で与えられる。ここで、
【０１４８】
【数６１】

【数６２】

【０１４９】
【数６３】

【０１５０】
【数６４】

【０１５１】
である。
【０１５２】
モード領域における誤差ｅ’（ｎ）は、（６０）式で与えられる目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）から（５８）式で与えられるモード振幅ａ（ｎ）を引くことによって求めることができる。したがって、演算部２１８は、
【０１５３】
【数６５】

【０１５４】
で与えられる演算を行うことによって、モード領域における誤差ｅ’（ｎ）を算出する。ここで、
【０１５５】
【数６６】

【０１５６】
である。
【０１５７】
次に、モード領域誤差重み付け部２２０は、以下の（６７）式にしたがって、モード領域の誤差ｅ’（ｎ）に対して重み付け係数Ｂによる重み付けを行う。
【０１５８】
【数６７】

【０１５９】
ここで、
【０１６０】
【数６８】

【０１６１】
【数６９】

【０１６２】
である。
【０１６３】
モード領域における重み付け誤差ベクトルｅ（ｎ）の瞬時パワーｅ（ｎ）^T ｅ（ｎ）をフィルタ係数ｗで偏微分することによって、誤差特性曲面の勾配ベクトルの瞬時推定値を求めると、
【０１６４】
【数７０】

【０１６５】
となる。したがって、制御用フィルタ２０６の係数の更新は、次式によって行われる。
【０１６６】
【数７１】

【０１６７】
ここで、μはＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータであり、毎回の繰り返しにおける補正の大きさを制御する係数である。
【０１６８】
次に、第２の実施形態の音場制御装置の詳細構成について説明する。図８は、第２の実施形態の音場制御装置の全体構成を示す図である。同図に示すように、音場制御装置２００は、音響系モデリングフィルタ２０２、モード分割フィルタ２０４、タップ数ＩのＮ’個の適応フィルタを含む制御用フィルタ２０６、領域変換フィルタ２０８、音響系逆フィルタ２１０、Ｍ個のスピーカ２１２、Ｋ個のマイクロホン２１４、モード分割フィルタ２１６、Ｎ’個の演算部２１８、Ｎ’個のモード領域誤差重み付け部２２０、目標応答設定部２２２、モード分割フィルタ２２４、フィルタードｘ部２２６、ＬＭＳアルゴリズム処理部２２８を備えている。
【０１６９】
音響系モデリングフィルタ２０２、モード分割フィルタ２０４、制御用フィルタ２０６、領域変換フィルタ２０８、音響系逆フィルタ２１０、スピーカ２１２、マイクロホン２１４、モード分割フィルタ２１６、演算部２１８、モード領域誤差重み付け部２２０は、それぞれ図７で説明した動作を行う。
【０１７０】
目標応答設定部２２２は、再現したい音場空間に対応する特性（目標応答特性Ｈ）、例えば、音響系逆フィルタ２１０を構成するフィルタのタップ数の半分程度の遅延時間を有する特性が設定されている。モード分割フィルタ２２４は、目標応答設定部２２２から出力される目標応答信号からＮ’個のモード振幅を導出して、演算部２１８に出力する。
【０１７１】
フィルタードｘ部２２６は、モード分割フィルタ２０４の出力信号であるモード振幅ａ＾（ｎ）から参照信号を作成するためのフィルタである。具体的には、フィルタードｘ部２２６は、上述したΨ、Ｃ＾、Ｆ、Ψ^-1、Ｂの各特性を有するフィルタを直列接続して構成されている。ＬＭＳアルゴリズム処理部２２８は、モード領域誤差重み付け部２２０から出力されるモード領域の誤差信号ｅ（ｎ）およびフィルタードｘ部２２６から出力される参照信号に基づいて、上述した（７１）式にしたがって制御用フィルタ２０６を構成する適応フィルタのフィルタ係数を調整する。
【０１７２】
このように、モード領域で制御用フィルタ２０６による制御を行うことにより、振幅の大きいモード、すなわち音響空間の伝達特性に悪影響を与えるモードを制御することができ、音響空間全体の伝達特性を補正することが可能となる。
【０１７３】
次に、第２の実施形態の音場制御装置の変形例について説明する。本実施形態の音場制御装置は、時間領域で制御を行う第１の実施形態と同様に、一部のモード（特に低次モード）のみを制御することにしてもよい。
【０１７４】
図９は、第２の実施形態の音場制御装置の変形例を示す図であり、一部のモードに対してのみ制御を行う音場制御装置の構成が示されている。同図に示す音場制御装置２５０は、音響系モデリングフィルタ２０２から音響系逆フィルタ２１０までをバイパスして入力信号ｕ（ｎ）を直接スピーカ２１２から出力しており、その際の遅延量を調整するために遅延器２５２が備わっている。この遅延器２５２には、目標応答設定部２２２に設定された遅延時間から音響系Ｃの遅延時間を差し引いた遅延時間が遅延量βとして設定される。また、制御用フィルタ２０６では、例えば制御対象とならない高次のモードに対応したタップ係数が０に設定され、一部のモードについてのみフィルタ演算およびこの演算結果を用いた制御が行われるようになっている。
【０１７５】
また、図１０は、図９に示した音場制御装置の変形例を示す図である。同図に示す音場制御装置２６０のように、制御しないモード成分については、制御用フィルタ２０６を通さずに、係数１のアンプ２６２を通すことによっても、一部のモードのみを制御するという同様の目的を達成することができる。
【０１７６】
（２−３）モード領域で適応フィルタが動作するアルゴリズムを有する第３の実施形態の音場制御装置
上述した第２の実施形態の音場制御装置は、音響系逆フィルタ２１０を備える必要がある。このため、システムを構成する際に音響系逆フィルタ２１０を算出するという準備手続きが１ステップ多くかかることになる。また、音響系Ｃの変動によってはＣ＾の逆フィルタＦに誤差が生じ、正確な制御ができない場合もある。そこで、第３の実施形態の音場制御装置では、第２の実施形態の音場制御装置で用いた領域変換フィルタ２０８と音響系逆フィルタ２１０を制御用フィルタ２０６に取り込むようにする。
【０１７７】
図１１は、第３の実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図である。同図に示すように、本実施形態の音場制御装置は、音響系Ｃを模擬する音響系モデリングフィルタ３０２と、音響系モデリングフィルタ３０２から出力される信号（音圧）からＮ’個のモード振幅を導出するモード分割フィルタ３０４と、タップ数がＩのＮ’×Ｍ個の適応フィルタを含む制御用フィルタ３０６と、Ｍ個のスピーカ３１２と、Ｋ個のマイクロホン３１４と、マイクロホン３１４の音圧からＮ’個のモード振幅を導出するモード分割フィルタ３１６と、各モードの誤差を算出するＮ’個の演算部３１８と、各モードの誤差に重み付けを行うＮ’個のモード領域誤差重み付け部３２０とを備えている。
【０１７８】
本実施形態の音場制御装置に含まれる制御用フィルタ３０６は、図７等に示した制御用フィルタ２０６に領域変換フィルタ２０８と音響系逆フィルタ２１０を取り込んだものである。そこで、まず図７等に示した音響系逆フィルタ２１０の出力信号ｙ’（ｎ）を求めると、（４４）式より、
【０１７９】
【数７２】

【０１８０】
となる。ここで、ＦΨＷを改めてＷにおき直す、すなわち、図７等に示した制御用フィルタ２０６に領域変換フィルタ２０８と音響系逆フィルタ２１０を取り込んだものを制御用フィルタ３０６とすると、制御用フィルタ３０６の出力信号ｙ’（ｎ）は、
【０１８１】
【数７３】

【０１８２】
で与えられる。（７３）式において、
【０１８３】
【数７４】

【０１８４】
【数７５】

【０１８５】
【数７６】

【０１８６】
【数７７】

【０１８７】
【数７８】

【０１８８】
【数７９】

【０１８９】
【数８０】

【０１９０】
【数８１】

【０１９１】
【数８２】

【０１９２】
【数８３】

【０１９３】
である。
【０１９４】
この出力信号ｙ’（ｎ）がスピーカ３１２に入力されて音響系Ｃの一次元音場に音が放射され、マイクロホン３１４によって取り込まれる。マイクロホン３１４での音圧ｐ（ｎ）は、
【０１９５】
【数８４】

【０１９６】
で与えられる。ここで、
【０１９７】
【数８５】

【０１９８】
【数８６】

【０１９９】
【数８７】

【０２００】
である。
【０２０１】
モード振幅ａ（ｎ）は、（８４）式で得られたマイクロホン３１４での音圧ｐ（ｎ）に対して、（７）式と同様の手法でモード分解を行うことにより求めることができる。したがって、モード分割フィルタ３１６は、
【０２０２】
【数８８】

【０２０３】
で与えられる演算によってモード振幅ａ（ｎ）を導出する。ここで、
【０２０４】
【数８９】

【０２０５】
である。
【０２０６】
一方、目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）は、（２６）式と同様に、
【０２０７】
【数９０】

【０２０８】
で与えられる。ここで、
【０２０９】
【数９１】

【０２１０】
【数９２】

【０２１１】
【数９３】

【０２１２】
【数９４】

【０２１３】
である。
【０２１４】
モード領域における誤差ｅ’（ｎ）は、（９０）式で与えられる目標応答のモード振幅ｄ’（ｎ）から（８８）式で与えられるモード振幅ａ（ｎ）を差し引くことによって求めることができる。したがって、演算部３１８は、
【０２１５】
【数９５】

【０２１６】
で与えられる演算を行うことによってモード領域における誤差ｅ’（ｎ）を算出する。ここで、
【０２１７】
【数９６】

【０２１８】
である。
【０２１９】
次に、モード領域誤差重み付け部３２０は、モード領域の誤差ｅ’（ｎ）に対して重み付け係数Ｂによる重み付けを行う。この重み付けは、
【０２２０】
【数９７】

【０２２１】
によって計算される。（９７）式において、
【０２２２】
【数９８】

【０２２３】
【数９９】

【０２２４】
である。
【０２２５】
ここで、モード領域における重み付け誤差ベクトルｅ（ｎ）の瞬時パワーｅ（ｎ）^T ｅ（ｎ）をフィルタ係数ｗで偏微分することによって、誤差特性曲面の勾配ベクトルの瞬時推定値を求めると、
【０２２６】
【数１００】

【０２２７】
となる。したがって、制御用フィルタ３０６の係数の更新は、次式によって行われる。
【０２２８】
【数１０１】

【０２２９】
ここで、μはＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータであり、毎回の繰り返しにおける補正の大きさを制御する係数である。
【０２３０】
次に、第３の実施形態の音場制御装置の詳細構成について説明する。図１２は、第３の実施形態の音場制御装置の詳細構成を示す図である。同図に示すように、音場制御装置３００は、音響系モデリングフィルタ３０２、モード分割フィルタ３０４、タップ数ＩのＮ’×Ｍ個の適応フィルタを含む制御用フィルタ３０６、Ｍ個のスピーカ３１２、Ｋ個のマイクロホン３１４、モード分割フィルタ３１６、Ｎ’個の演算部３１８、Ｎ’個のモード領域誤差重み付け部３２０、目標応答設定部３２２、モード分割フィルタ３２４、フィルタードｘ部３２６、ＬＭＳアルゴリズム処理部３２８を備えている。
【０２３１】
音響系モデリングフィルタ３０２、モード分割フィルタ３０４、制御用フィルタ３０６、スピーカ３１２、マイクロホン３１４、モード分割フィルタ３１６、演算部３１８、モード領域誤差重み付け部３２０は、それぞれ図１１で説明した動作を行う。
【０２３２】
目標応答設定部３２２は、再現したい音場空間に対応する特性（目標応答特性Ｈ）、例えば、制御用フィルタ３０６を構成するフィルタのタップ数の半分程度の遅延時間を有する特性が設定されている。モード分割フィルタ３２４は、目標応答設定部３２２から出力される目標応答信号からＮ’個のモード振幅を導出して、演算部３１８に出力する。
【０２３３】
フィルタードｘ部３２６は、モード分割フィルタ３０４の出力信号であるモード振幅ａ＾（ｎ）から参照信号を作成するためのフィルタである。具体的には、フィルタードｘ部３２６は、Ｃ＾、Ψ^-1、Ｂの各特性を有するフィルタを直列に接続して構成されている。ＬＭＳアルゴリズム処理部３２８は、モード領域誤差重み付け部３２０から出力されるモード領域の誤差信号ｅ（ｎ）およびフィルタードｘ部３２６から出力される参照信号に基づいて、上述した（１０１）式にしたがって制御用フィルタ３０６を構成する適応フィルタのフィルタ係数を調整する。
【０２３４】
このように、領域変換フィルタ２０８と音響系逆フィルタ２１０を取り込んだ制御用フィルタ３０６を用いることにより、逆フィルタＦをあらかじめ求めなくてよいため、システムの準備手続きを１ステップ低減することができる。また、逆フィルタＦを制御用フィルタに取り込んでいるため、ある程度の音響系Ｃの変動にも対応できる。
【０２３５】
次に、第３の実施形態の音場制御装置の変形例について説明する。本実施形態の音場制御装置は、上述した第１および第２の実施形態と同様に、一部のモード（特に低次モード）のみを制御するようにしてもよい。
【０２３６】
図１３は、第３の実施形態の音場制御装置の変形例を示す図であり、一部のモードに対してのみ制御を行う音場制御装置の構成が示されている。同図に示す音場制御装置３５０は、音響系モデリングフィルタ３０２から制御用フィルタ３０６までをバイパスして入力信号ｕ（ｎ）を直接スピーカ３１２から出力しており、その際の遅延量を調整するために遅延器３５２が備わっている。この遅延器３５２には、目標応答設定部３２２に設定された遅延時間から音響系Ｃの遅延時間を引いた遅延時間が遅延量βとして設定される。また、制御用フィルタ３０６では、例えば制御の対象とならない高次のモードに対応したタップ係数が０に設定され、一部のモードについてのみフィルタ演算およびこの演算結果を用いた制御が行われるようになっている。
【０２３７】
（３）スピーカの数と配置方法
次に、上述した各実施形態の音場制御装置に含まれるスピーカの数とその最適な配置方法について説明する。上述した（２）式は、音圧分布をモード分解したときの各モードのモード振幅である。この（２）式において制御可能な変数は、ｍ番目のスピーカへの入力信号であるｑ_m （ω）と、ｍ番目のスピーカの位置であるｌ_m との２つである。したがって、例えば第ｎ’モードをキャンセルする場合、すなわち第ｎ’モードのモード振幅を０にする場合は、
【０２３８】
【数１０２】

【０２３９】
が成り立たなければならない。
【０２４０】
但し、（１０２）式において、ｃｏｓ（ｎ’πｌ_m ／Ｌ）の項が０となるような位置にスピーカを配置すると、スピーカへの入力信号ｑ_k （ω）がどのような値をとってもこのスピーカによるモード制御は不可能となるため、このような位置にスピーカを配置することはできない。また、ｃｏｓ（ｎ’πｌ_m ／Ｌ）がなるべく１に近い値になるような位置にスピーカを配置すると、入力信号ｑ_k （ω）がモード振幅の制御に与える影響が大きく、すなわち制御に対する入力信号ｑ_k （ω）の効率が高くなるため、このような位置にスピーカを配置することが望ましい。
【０２４１】
また、図３（ａ）に示したように、０次モードのモード形状は平坦であり、図３（ｂ）に示したように、１次モード（他のモードについても同様）のモード形状はピーク・ディップがある。したがって、上述したように、全音響空間で平坦な音圧分布を実現するためには、０次モードを残して、他のモードをキャンセルする必要がある。
【０２４２】
０次モードのモード振幅を求めるために、（２）式においてｎ’＝０とすると、
【０２４３】
【数１０３】

【０２４４】
が得られる。この（１０３）式は、ｃｏｓ（ｎ’πｌ_m ／Ｌ）の項を含んでいないため、０次モードのモード振幅はスピーカの位置に関係なく、それぞれのスピーカへの入力信号ｑ_k （ω）の総和のみに依存していることを示している。つまり、それぞれのスピーカへの入力信号ｑ_k （ω）が正負バラバラな値を有していると、総和するときにそれぞれが打ち消し合って、０次モードの振幅が小さくなってしまう。したがって、それぞれのスピーカへの入力信号ｑ_k （ω）は常に同符号でなければならない。この条件下で他のモードをキャンセルするためには、他のモードのｃｏｓ（ｎ’πｌ_m ／Ｌ）が逆符号となるような位置すべてにスピーカを配置する必要がある。
【０２４５】
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、一次元音場の場合のモード制御について説明したが、３次元音場の場合も同様に考えることができる。３次元音場の場合の波動方程式は、上述した（１）式の代わりに、以下の（１０４）式を用いる。
【０２４６】
【数１０４】

【０２４７】
但し、ｘ₁ 、ｘ₂ 、ｘ₃ はマイクロホンの縦、横、高さの位置を、ωは角周波数を、ｐ（ｘ₁ ，ｘ₂ ，ｘ₃ ，ω）は音圧を、ｑ_m はｍ番目のスピーカへの入力信号を、ｌ_1m、ｌ_2m、ｌ_3mはｍ番目のスピーカの縦、横、高さの位置を、Ｍは全スピーカ数を、ξ_n'1 、ξ_n'2 、ξ_n'3 は第ｎ’₁ 、ｎ’₂ 、ｎ’₃ モードの壁面での減衰比を、Ｎ’は全モード数を、Ｌ₁ 、Ｌ₂ 、Ｌ₃ は音場の縦、横、高さの長さを、ω_n'1,n'2,n'3 （＝πｃ₀ ｛（ｎ’₁ ／Ｌ₁ ）² ＋（ｎ’₂ ／Ｌ₂ ）² ＋（ｎ’₃ ／Ｌ₃ ）² ｝）は音場の固有各周波数を、ρ₀ は空気密度を、ｃ₀ は音速をそれぞれ示している。
【０２４８】
また、（１０４）式においては、
【０２４９】
【数１０５】

【０２５０】
【数１０６】

【０２５１】
である。
【０２５２】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、音場の各モードのモード振幅を制御することにより、聴取位置が移動したときに音圧が大きく変化するようなモードの影響を少なくしたり、打ち消すことができるため、特に制御点を増やすことなく、少ないスピーカや適応フィルタによって音響空間全体にわたって伝達特性を補正し、平坦な音圧分布を実現することができる。
【０２５３】
この場合に、複数のスピーカは、制御対象となるモードの振動の節に対応する位置以外の位置に配置することにより、そのモードのモード振幅を少なくしたり、打ち消す等の各種の制御が可能になる。また、複数のスピーカのそれぞれは、入力信号の符号をそろえて出力するとともに、打ち消そうとするモードの振動の符号が反対となる全ての位置に配置することが好ましく、これにより、０次モードを残して他の所望のモードのみを打ち消すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】モード分解手法を適用して構成したモード分解部の具体例を示す図である。
【図２】音響系に含まれる各モードの周波数特性を示す図である。
【図３】モードの振幅状態を示す図である。
【図４】第１の実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図である。
【図５】第１の実施形態の音場制御装置の全体構成を示す図である。
【図６】第１の実施形態の音場制御装置の変形例を示す図である。
【図７】第２の実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図である。
【図８】第２の実施形態の音場制御装置の全体構成を示す図である。
【図９】第２の実施形態の音場制御装置の変形例を示す図である。
【図１０】図９に示した音場制御装置の変形例を示す図である。
【図１１】第３の実施形態の音場制御装置の概略構成を示す図である。
【図１２】第３の実施形態の音場制御装置の詳細構成を示す図である。
【図１３】第３の実施形態の音場制御装置の変形例を示す図である。
【図１４】オーディオ装置に適用される適応等化システムの構成を示す図である。
【符号の説明】
１００ 音場制御装置
１０２ 制御用フィルタ
１０４ スピーカ
１０６ マイクロホン
１０８、１１８ モード分割フィルタ
１１０ 演算部
１１２ モード領域誤差重み付け部
１１４ 領域変換フィルタ
１１６ 目標応答設定部
１２０ フィルタードｘ部
１２２ ＬＭＳアルゴリズム処理部

Claims (8)

1. 音響空間の所定位置に設置されており、入力信号を前記音響空間に放射する複数のスピーカと、
   前記音響空間内に設置されており、前記複数のスピーカから放射された音声を集音する複数のマイクロホンと、
   前記複数のマイクロホンの出力信号に基づいて音圧分布をモード分解するモード分解手段と、
   前記モード分解手段によって分解された各モードのモード振幅が所定の値になるように、前記複数のスピーカに入力される前記入力信号を制御する制御用フィルタと、
   を備えることを特徴とする音場制御装置。
2. 請求項１において、
   前記制御用フィルタは、前記入力信号をモード分解したモード領域の信号に対して適応処理を行うことにより、各モードのモード振幅を制御することを特徴とする音場制御装置。
3. 請求項１において、
   前記制御用フィルタは、時間領域の信号に対して適応処理を行うことにより、各モードのモード振幅を制御することを特徴とする音場制御装置。
4. 請求項３において、
   前記制御用フィルタは、モード領域の信号に対して処理を行った後に、前記スピーカに入力される前に時間領域の信号に戻す処理を含んでおり、これらの処理を含めて適応処理を行うことを特徴とする音場制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれかにおいて、
   前記複数のスピーカは、制御対象となるモードの振動の節に対応する位置以外の位置に配置されることを特徴とする音場制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、
   前記複数のスピーカのそれぞれは、前記入力信号の符号をそろえて出力するとともに、打ち消そうとするモードの振動の符号が反対となる全ての位置に配置されることを特徴とする音場制御装置。
7. 請求項１〜６のいずれかにおいて、
   前記音響空間に含まれるモードの一部を制御対象とすることを特徴とする音場制御装置。
8. 請求項７において、
   制御対象となる一部のモードは、０次以外の低次モードであることを特徴とする音場制御装置。

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