JP4926215B2 - 能動型振動騒音制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、適応ＦＩＲフィルタを用いて振動騒音を能動的に制御する、車両等に適用して好適な能動型振動騒音制御装置に関する。

従来から、車両の車室内の振動騒音を、エンジンの振動騒音周波数を有する制御信号に応じて適応的に低減する能動型振動騒音制御装置が、例えば、特許文献１及び特許文献２に提案されている。

特許文献１に提案されている能動型振動騒音制御装置では、振動騒音源から発生する振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準信号（基準正弦波信号及び基準余弦波信号）を基準信号生成手段により生成し、生成した基準余弦波信号に基づいて第１適応ノッチフィルタにより第１制御信号を生成するとともに、生成した基準正弦波信号に基づいて第２適応ノッチフィルタにより第２制御信号を生成し、前記第１制御信号と前記第２制御信号とを加算した加算信号に基づきスピーカから振動騒音打消音を発生して、振動騒音の打ち消しを図っている。

この振動騒音の打ち消しに際して、前記振動騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号をマイクロホンによって検出し、前記スピーカから前記マイクロホンまでの前記基準信号の周波数についての信号伝達特性中における位相特性の余弦値に基づく余弦補正値と前記基準余弦波信号との積から前記位相特性の正弦値に基づく正弦補正値と前記基準正弦波信号との積を減算した信号を第１参照信号として生成するとともに、前記正弦補正値と前記基準余弦波信号との積及び前記余弦補正値と前記基準正弦波信号との積を加算した信号を第２参照信号として生成し、前記誤差信号と前記第１及び第２参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記第１および第２適応ノッチフィルタのフィルタ係数をフィルタ係数更新手段によってそれぞれ逐次更新することで、前記振動騒音を前記スピーカからの出力である振動騒音打消音によって打ち消すように構成している。

特許文献２に提案されている能動型振動騒音制御装置は、基準信号生成手段と参照信号生成手段の具体的かつ簡潔的な構成を有するものであり、この装置では、基準信号生成手段が、１周期の正弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から順次波形データを読み出して基準正弦波信号を生成し、基準正弦波信号の読み出しアドレスに対して４分の１周期分だけシフトした前記波形データ記憶手段のアドレスから順次波形データを読み出して基準余弦波信号を生成する。

そして、参照信号生成手段は、スピーカからマイクロホンまでの伝達特性中の前記基準信号の周波数に対する位相特性を表す補正値に基づいて、前記基準正弦波信号及び前記基準余弦波信号を補正して参照信号として出力するに際し、前記基準信号の周波数に対して前記補正値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記補正値を読み出し、前記波形データ記憶手段から波形データが読み出されるアドレスに前記補正値だけシフトしたアドレスから波形データを読み出して参照信号を生成するように構成している。

特許第３８４３０８２号（［００１２］、［００１３］、［００１４］、［００１６］） 特許第４０７４６１２号（［００１２］、［００１５］、［００１６］、［０１６９］）

上記した特許文献１に係る技術では、前記補正値は、前記各基準信号の周波数に対応した振動音の前記スピーカから前記マイクロホンまでの信号伝達特性中の位相遅れの正弦値に基づいた正弦補正値と位相遅れの余弦値に基づいた余弦補正値とからなり、基準信号の周波数に対応して予め記憶手段に格納されていて、基準信号の周波数に対応して読み出され、読み出された余弦補正値及び正弦補正値と、基準余弦波信号及び基準正弦波信号とが乗算され、乗算結果が加算されて参照信号を得ることができるため、参照信号を得るために必要とする演算量はＦＩＲフィルタを用いた場合に比較して大幅に少なくて済み、能動型振動騒音制御装置を安価に構成することができる、と開示されている。

また、上記した特許文献２に係る技術では、スピーカからマイクロホンまでの信号伝達特性中の位相特性に基づくアドレスシフト値を基準信号の周波数に応じて補正データ記憶手段に予め格納し、基準信号の周波数を参照して波形データ記憶手段から基準余弦波信号及び基準正弦波信号を読み出すアドレスデータに補正データ記憶手段から読み出したアドレスシフト値だけシフトさせたアドレスから読み出した波形データを第１および第２参照信号としたために、信号伝達特性を最適にモデル化することができ、ＦＩＲフィルタを使用した例に比較して、少ない演算量で第１及び第２参照信号を得ることができ、かつ十分な収束性で振動騒音を打ち消すことができる、と開示されている。

上記のように、特許文献１及び２には、適応ノッチフィルタに代替して適応ＦＩＲフィルタを使用した場合には、参照信号を生成するための演算負荷が大きく、デジタルシグナルプロセッサなどの演算能力の高いものが必要になると記載されている。

この発明はこのような先行技術を考慮してなされたものであり、制御信号を生成する適応フィルタとして、特許文献１、２のように適応ノッチフィルタではなく、適応ＦＩＲフィルタを使用した場合においても、参照信号を生成するのに必要な演算負荷を小さくすることを可能とする能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

また、この発明は、複数の次数成分からなる振動騒音を打ち消し対象（制御対象）とした場合において、参照信号を生成するのに必要な演算負荷の増加を、適応ノッチフィルタを使用する場合に比較して小さくすることを可能とする適応ＦＩＲフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置を提供することを目的とする。

この項では、理解の容易化のために添付図面中の符号を付けて説明する。したがって、この項に記載した内容がその符号を付けたものに限定して解釈されるものではない。

例えば、図１及び図２に示すように、この発明に係る能動型振動騒音制御装置（１０）は、振動騒音源（２）から発生する振動騒音周波数に基づく周波数（ｆ）を有する基準正弦波信号（ｃｏｓ）と基準余弦波信号（ｓｉｎ）を基準信号として出力する基準信号生成手段（１８）と、前記振動騒音源（２）からの振動騒音（ＮＳ）を相殺するために、前記基準余弦波信号（ｃｏｓ）又は前記基準正弦波信号（ｓｉｎ）に基づいて制御信号（Ｓｃ）を出力する適応ＦＩＲフィルタ（２０）と、前記制御信号（Ｓｃ）に基づいて振動騒音打消音（ＳＳ）を発生する振動騒音打消手段（６）と、前記振動騒音（ＮＳ）と前記振動騒音打消音（ＳＳ）との差に基づく誤差信号ｅを出力する誤差信号検出手段（８）と、前記基準信号の周波数（ｆ）に対応する前記振動騒音打消手段（６）から前記誤差信号検出手段（８）までの伝達特性に関する補正値（図５、図６も参照）に基づいて前記基準余弦波信号（ｃｏｓ）と前記基準正弦波信号（ｓｉｎ）をそれぞれ補正し、補正した前記基準余弦波信号（Ｃ（ｆ）×ｃｏｓ）と補正した前記基準正弦波信号（Ｄ（ｆ）×ｓｉｎ）を加算し参照信号（ｒ）として出力する参照信号生成手段（２２）と、前記適応ＦＩＲフィルタ（２０）のタップ数（Ｍ）に対応した数（Ｍ）の前記参照信号（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）を蓄積するバッファ（２４）と、前記誤差信号（ｅ）と前記バッファ（２４）に蓄積された前記参照信号（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）とに基づいて前記誤差信号（ｅ）が最小となるように前記適応ＦＩＲフィルタ（２０）のフィルタ係数（ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１）を逐次更新するフィルタ係数更新手段（２６）と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、適応ＦＩＲフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置において、参照信号生成手段は、振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準信号の当該周波数に対応する伝達特性に関する補正値により基準信号を補正することで参照信号を生成し、バッファは、前記適応ＦＩＲフィルタのタップ数に対応した数の参照信号を順次蓄積する。フィルタ係数更新手段は、前記振動騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号が最小となるように前記参照信号と前記誤差信号を用いて適応ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を更新する。適応ＦＩＲフィルタを用いているので、参照信号を生成するのに必要な演算量を大幅に作成することができる。

また、例えば、図１及び図１１に示すように、この発明に係る能動型振動騒音制御装置（１０Ｃ）は、振動騒音源（２）から発生する振動騒音周波数に基づく周波数（ｆ）を有する基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）を出力する際に、１周期の正弦波又は余弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段（３０：図３も参照）を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段（３０）から波形データを読み出して前記基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）を生成する基準信号生成手段（１８Ｂ）と、前記振動騒音源（２）からの振動騒音（ＮＳ）を相殺するために、前記基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）に基づいて制御信号（Ｓｃ）を出力する適応ＦＩＲフィルタ（２０）と、前記制御信号（Ｓｃ）に基づいて振動騒音打消音（ＳＳ）を発生する振動騒音打消手段（６）と、前記振動騒音（ＮＳ）と前記振動騒音打消音（ＳＳ）との差に基づく誤差信号（ｅ）を出力する誤差信号検出手段（８）と、前記基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）の周波数（ｆ）に対応する前記振動騒音打消手段（６）から前記誤差信号検出手段（８）までの伝達特性に関する補正値（図５、図６も参照）に基づいて前記基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）を補正し参照信号（ｒ）として出力する際に、前記基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）の周波数（ｆ）に対して前記補正値を記憶する補正データ記憶手段（５２Ａ）を有し、前記基準信号（ｃｏｓ２πｆｔ）の周波数（ｆ）を参照して前記補正データ記憶手段（５２Ａ）から前記補正値（ｉｃ）を読み出し、前記基準信号生成手段（１８Ｂ）が前記波形データ記憶手段（３０）から前記波形データを読み出すアドレス（ｉ）から前記補正値（ｉｃ）分だけシフトさせた位置から、前記波形データを読み出して前記参照信号（ｒ）を生成する参照信号生成手段（２２Ｃ）と、前記適応ＦＩＲフィルタ（２０）のタップ数（Ｍ）に対応した数（Ｍ）の前記参照信号（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）を蓄積するバッファ（２４）と、前記誤差信号（ｅ）と前記バッファ（２４）に蓄積された前記参照信号（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）とに基づいて前記誤差信号（ｅ）が最小となるように前記適応ＦＩＲフィルタ（２０）のフィルタ係数（ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１）を逐次更新するフィルタ係数更新手段（２６）と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、適応ＦＩＲフィルタを用いた能動型振動騒音制御装置において、参照信号生成手段は、振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準信号の当該周波数に対応する伝達特性に関する補正値に基づいて前記基準信号を補正し参照信号として出力する際に、前記基準信号の周波数に対して前記補正値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記補正値を読み出し、前記波形データ記憶手段から前記波形データを読み出すアドレスから前記補正値分だけシフトさせた位置から、前記波形データを読み出して前記ＦＩＲフィルタのタップ数に対応した数の参照信号を生成し、バッファに蓄積する。そして、適応ＦＩＲフィルタのタップ数に対応した数の参照信号を適応ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の更新演算に用いている。適応ＦＩＲフィルタを用いているので参照信号を生成するのに必要な演算量を大幅に削減することができる。

そして、さらに、例えば、図１２に示すように、基準信号生成手段１８Ｃは、前記振動騒音周波数に基づく複数次数の周波数を有する基準信号（ｃｏｓ＝ｃｏｓ２πｆ１ｔ＋ｃｏｓ２πｆ２ｔ＋ｃｏｓ２πｆ３ｔ）を出力し、参照信号生成手段（２２Ｄ）は、前記複数次数の周波数を有する基準信号に対応した参照信号［ｃｏｓ｛２πｆ１ｔ＋φ（ｆ１）｝，ｃｏｓ｛２πｆ２ｔ＋φ（ｆ２）｝，ｃｏｓ｛２πｆ３ｔ＋φ（ｆ３）｝］を出力することを特徴とする。

このように、複数の次数成分を制御対象としても、参照信号を生成する演算量を抑制することができる。これに対し、適応ノッチフィルタを使用した場合には、参照信号生成系統が並列となるため、次数の増加に応じて比例的に演算量が増加する。

この発明によれば、制御信号を生成する適応フィルタとして、適応ＦＩＲフィルタを使用したので、参照信号を生成するのに必要な演算負荷を小さくすることができる。

また、この発明によれば、複数の次数成分からなる振動騒音を打ち消し対象（制御対象）とした場合においても、制御信号を生成する適応フィルタとして、適応ＦＩＲフィルタを使用したので、参照信号を生成するのに必要な演算負荷の増加を、抑制することができる。

この発明の第１〜第６実施例に係る能動型振動騒音制御装置が搭載された車両の模式図である。 図１に示す能動型振動騒音制御装置の第１実施例の詳細構成を示すブロック図である。 正弦波１周期分の波形データを記憶する波形データ記憶部の説明図である。 図４Ａは、基準正弦波信号の生成方法を模式的に示し、図４Ｂは基準余弦波信号の生成方法を模式的に示す説明図である。 車両に設けたスピーカとマイクロホンとの間における車室空間の制御周波数に対する信号伝達特性の測定値テーブルを示す説明図である。 制御周波数に対応する、算出された余弦補正値及び正弦補正値が格納された補正データ記憶部を示す説明図である。 この発明の第１実施例に係る能動型振動騒音制御装置を車両に適用した場合におけるエンジンコモリ音の打消前後の特性図である。 図１に示す能動型振動騒音制御装置の第２実施例の詳細構成を示すブロック図である。 図１に示す能動型振動騒音制御装置の第３実施例の詳細構成を示すブロック図である。 第３実施例に係る補正データ記憶部の内容例を示す説明図である。 図１に示す能動型振動騒音制御装置の第４実施例の詳細構成を示すブロック図である。 図１に示す能動型振動騒音制御装置の第５実施例の詳細構成を示すブロック図である。 図１に示す能動型振動騒音制御装置の第６実施例の詳細構成を示すブロック図である。

以下、この発明の実施形態について図面を参照して説明する。

図１は、この発明の第１〜第６実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅのいずれかが搭載された車両１の模式的な構成を示している。

能動型振動騒音制御装置１０（１０Ａ〜１０Ｅ）は、基本的には、車両１のエンジン２（振動騒音源）を制御するエンジン制御器３から出力されるエンジンパルス４を、スピーカ６（振動騒音打消手段）及びマイクロホン８（誤差信号検出手段）と協働するマイクロコンピュータにより構成される能動型振動騒音制御部１２（１２Ａ〜１２Ｅ）（能動型振動制御手段）に入力し、マイクロホン８からの出力が最小となるようにフィルタ係数が適応制御された適応ＦＩＲフィルタ２０の出力によりスピーカ６を駆動し、車両１の室内のマイクロホン８の位置（受聴位置）における振動騒音（エンジンこもり音）をスピーカ６から出力される振動騒音打消音により打ち消すように構成される。

例えば、スピーカ６は車両１の後部座席背後の所定位置に設けられ、マイクロホン８は車両１の車室中央の車室天井部に設けられる。

図２は、第１実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０を構成する能動型振動騒音制御部１２の詳細構成を示すブロック図である。

図２に示すように、能動型振動騒音制御部１２は、基本的には、周波数検出器１６と、基準信号生成部１８（基準信号生成手段）と、適応ＦＩＲフィルタ２０と、参照信号生成部２２（参照信号生成手段又は補正手段）と、バッファ２４と、フィルタ係数更新部２６（フィルタ係数更新手段又はＬＭＳアルゴリズム演算器）とから構成される。

サンプリングパルス生成器としても機能する周波数検出器１６は、エンジンパルス４の周波数からエンジン２のガス燃焼の周波数を振動騒音の周波数である制御周波数ｆとして検出し、基準信号生成部１８と参照信号生成部２２に供給するとともに、能動型振動騒音制御部１２の標本化周期を有するサンプリングパルス（タイミング信号）を生成し、各部に供給する。ここでは、例えば、サンプリング周波数ｆｓがｆｓ＝３［ｋＨｚ］と固定周波数であり、サンプリング間隔（サンプリング周期）ｔｓがｔｓ＝１／３０００［ｓ］のサンプリングパルスが各部に供給されるものとする。

マイクロホン８に入力される振動騒音ＮＳとしてのエンジンこもり音はエンジン回転によって発生した加振力が車体に伝達されて発生する振動放射音であることから、エンジン２の回転数に同期した顕著な周期性を有する振動騒音である。例えば、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の１／２回転ごとに起こるガス燃焼によるトルク変動によりエンジンを基点とした加振振動が発生し、これが原因で車室内に振動騒音ＮＳが発生する。

したがって、４サイクル４気筒エンジンであれば、エンジン出力軸の回転数（エンジン回転数Ｎｅ［ｒｐｍ］）の２倍の周波数を有する回転２次成分と称される振動騒音ＮＳが多く発生するため、周波数検出器１６は、上述したように、エンジンパルス４からの検出周波数、すなわちエンジン回転数Ｎｅの２倍の周波数を振動騒音周波数である制御周波数ｆ［Ｈｚ］｛ｆ＝（Ｎｅ／６０）×２｝として出力する。制御周波数ｆは、打ち消すべき振動騒音ＮＳの周波数である。以下、制御周波数ｆを単に周波数ｆとも記す。

実際上、２次成分が抑制されると、次に４次成分、さらに６次成分…というように、より高次成分の振動騒音が相対的に大きく聞こえるようになってくるので、これらの高次成分も抑制することが好ましいが、これについては後述する。

基準信号生成部１８は、波形データ記憶部３０と、基準余弦波信号生成部３１と、基準正弦波信号生成部３２とを備える。

図３に模式的に示すように、波形データ記憶部３０は、正弦波１周期分の波形を時間軸方向に所定数Ｎ（この実施形態では、分かり易さを考慮し、分解能を１［Ｈｚ］とするため、Ｎ＝３０００とする。）等分したときの各瞬時値を表す各瞬時値データを、アドレスｉ（ｎ）をｉ（ｎ）＝０から所定数Ｎ−１（Ｎ−１＝２９９９）まで、各アドレスｉ（ｎ）（ｉ（ｎ）＝０，１，２，…Ｎ−１）毎に波形データとして記憶している。

振幅Ａは、正の実数であり、アドレスｉ（ｎ）＝ｉの波形データは、Ａｓｉｎ｛２π×ｉ／Ｎ｝で算出される。

このように、波形データ記憶部３０は、１サイクルの正弦波を時間方向にＮ分割して標本化し、各標本化点における正弦波の瞬時値を量子化したデータを波形データとして、対応するアドレスｉ（ｎ）の位置に格納したものである。なお、正弦波に代替して１サイクルの余弦波を時間方向にＮ分割して標本化し、各標本化点における正弦波の瞬時値を量子化したデータを波形データとして、対応するアドレスｉ（ｎ）の位置に格納してもよい。

図３、図４Ａ、図４Ｂを参照しながら、基準信号生成部１８が、基準余弦波信号ｃｏｓ２πｆｔ（以下、単にｃｏｓともいう。）及び基準正弦波信号ｓｉｎ２πｆｔ（以下、単にｓｉｎともいう。）からなる基準信号を生成する方法を説明する。ここで、図４Ａ及び図４Ｂ中のインデックスｎは０以上の整数であって、前記サンプリングパルス毎に＋１ずつ増加するものとする。ただし、ｎ＝２９９９の次のサンプリングパルスに対応するインデックスｎは、ｎ＝０にリセットされる。

図４Ａは、基準正弦波信号ｓｉｎの生成過程を模式的に示し、図４Ｂは基準余弦波信号ｃｏｓの生成過程を模式的に示す説明図である。

アドレスｉ（ｎ）は、上述したように、ｉ（ｎ）＝０、１、２、…、Ｎ−１＝０、１、２、…、２９９９となり、４分の１周期分のシフト量はＮ／４＝７５０（個）となる。

基準正弦波信号生成部３２は、周波数検出器１６が発生するサンプリングパルス毎に、下記の（１）式に示すように、アドレスｉ（ｎ）を制御周波数ｆの数（４０［Ｈｚ］であれば４０個）ずつ加算しながら波形データ記憶部３０から波形データを順次読み出すことにより図４Ａに示すように基準正弦波信号ｓｉｎを生成する。

すなわち、サンプリング間隔が１／ｆｓ＝ｔｓ＝１／３０００（＝１／Ｎ）［ｓ］であるため、基準信号生成部１８を構成する基準正弦波信号生成部３２は、サンプリングパルス毎に、次の（１）式で示すように、制御周波数ｆに基づくアドレス間隔ｉｉｎｔで波形データ記憶部３０の読出アドレスｉ（ｎ）を指定する。

アドレス間隔ｉｉｎｔは、ｉｉｎｔ＝Ｎ×ｆ×ｔｓ＝３０００×ｆ×１／３０００＝ｆとなる。したがって、あるタイミングの読出アドレスｉ（ｎ）は、
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｉｉｎｔ＝ｉ（ｎ−１）＋ｆ …（１）

ただし、ｉ（ｎ）＞２９９９（＝Ｎ−１）のときは、ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ−１）＋ｆ−３０００となる。

例えば、制御周波数ｆがｆ＝４０［Ｈｚ］（エンジン回転数Ｎｅ［ｒｐｍ］が、Ｎｅ＝ｆ×６０／２＝４０×６０／２＝１２００［ｒｐｍ］）の場合には、制御が開始されると、サンプリングパルス毎、すなわちサンプリング間隔ｔｓ＝１／３０００［ｓ］毎に、アドレスｉ（ｎ）＝０，４０，８０，１２０…２９６０，０，…のインデックスｎに相当するアドレスｉ（ｎ）の波形データが順次読み出されることになり、４０［Ｈｚ］の基準正弦波信号ｓｉｎが生成される。また、制御周波数ｆがｆ＝８０［Ｈｚ］（エンジン回転数Ｎｅ［ｒｐｍ］が、Ｎｅ＝ｆ×６０／２＝８０×６０／２＝２４００［ｒｐｍ］）の場合には、制御が開始されると、サンプリングパルス毎、すなわちサンプリング間隔ｔｓ＝１／３０００［ｓ］毎に、アドレスｉ（ｎ）＝０，８０，１６０…２９６０，４０，…のインデックスｎに相当するアドレスｉ（ｎ）の波形データが順次読み出されることになり、８０［Ｈｚ］の基準正弦波信号ｓｉｎが生成される。

同様に、基準余弦波信号生成部３１は、次の（２）式で示すように、基準正弦波信号生成部３２で指定された基準正弦波信号ｓｉｎの読み出しアドレスｉ（ｎ）｛（２）式の左辺｝に対して、４分の１周期分（Ｎ／４）だけシフト（加算）したアドレスを、基準余弦波信号ｃｏｓの読み出しアドレスｉ（ｎ）｛（２）式の左辺｝として指定する。
ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋Ｎ／４＝ｉ（ｎ）＋７５０ …（２）

ただし、ｉ（ｎ）＞２９９９（＝Ｎ−１）のときは、ｉ（ｎ）＝ｉ（ｎ）＋７５０−３０００となる。

したがって、基準余弦波信号生成部３１は、読み出し開始アドレスを４分の１周期分だけシフトしたアドレスから、周波数検出器１６が発生するサンプリングパルス毎に、制御周波数ｆに相当するアドレス間隔で波形データ記憶部３０から波形データを順次読み出すことにより図４Ｂに示す基準余弦波信号ｃｏｓを生成する。

例えば、制御周波数ｆがｆ＝４０［Ｈｚ］（エンジン回転数Ｎｅ［ｒｐｍ］が、Ｎｅ＝ｆ×６０／２＝４０×６０／２＝１２００［ｒｐｍ］）の場合には、制御が開始されると、サンプリングパルス毎、すなわちサンプリング間隔ｔｃ＝１／３０００［ｓ］毎に、アドレスｉ（ｎ）＝７５０，７９０，８３０，８７０…２９９０，３０，７０…７１０，７５０…のインデックスｎに相当するアドレスｉ（ｎ）の波形データが順次読み出されることになり、４０［Ｈｚ］の基準余弦波信号ｃｏｓが生成される。制御周波数ｆがｆ＝８０［Ｈｚ］（Ｎｅ＝ｆ×６０／２＝８０×６０／２＝２４００［ｒｐｍ］）の場合には、制御が開始されると、サンプリングパルス毎、すなわちサンプリング間隔ｔｃ＝１／３０００［ｓ］毎に、アドレスｉ（ｎ）＝７５０，８３０，９１０…，２９９０，７０，１５０…７１０，７９０…のインデックスｎに相当するアドレスｉ（ｎ）の波形データが順次読み出されることになり、８０［Ｈｚ］の基準余弦波信号ｃｏｓが生成される。

このようにして基準余弦波信号生成部３１で生成された基準余弦波信号ｃｏｓは、図２に示すように、適応ＦＩＲフィルタ２０に入力される。また、基準余弦波信号生成部３１及び基準正弦波信号生成部３２で生成された基準余弦波信号ｃｏｓ及び基準正弦波信号ｓｉｎが参照信号生成部２２に入力される。

適応ＦＩＲフィルタ２０は、基準余弦波信号ｃｏｓをフィルタして制御信号Ｓｃを生成しＤ／Ａ変換器４０に出力する。

ここで、適応ＦＩＲフィルタ２０は、図２に示すように、フィルタ係数ｈ＝ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１までのタップ数Ｍの適応ＦＩＲフィルタ２０としている。タップ数Ｍは、制御効果を確認しながら決定すればよい。

この場合、適応ＦＩＲフィルタ２０の伝達関数Ｈ（ｚ）は、次の（３）式により表される。
Ｈ（ｚ）＝ｈ０＋ｈ１ｚ^-1＋ｈ２ｚ^-2＋…＋ｈＭ−１ｚ^-(M-1) …（３）

ここで、各ｚ^-1の遅延時間Ｔは、サンプリング間隔（サンプリング周期）ｔｓ＝１／３０００［ｓ］に相当する。

Ｍ−１個のｚ^-1は、例えば、ＦＩＦＯメモリ（先入れ先出しメモリ）により構成され、サンプリングパルス毎に、左側のバッファｚ^-1（メモリとして考えるときには、バッファｚ^-1という。）から右側のバッファｚ^-1にデータが転送され、その際、最も左側のバッファｚ^-1に基準信号生成部１８により生成された最新の基準余弦波信号ｃｏｓの値が記憶され、最も右側のバッファｚ^-1に格納されているデータが削除される。

Ｄ／Ａ変換器４０は、デジタル信号の制御信号Ｓｃ｛Ｓｃ＝Ｈ（ｚ）×ｃｏｓ２πｆｔ｝をアナログ信号の制御信号Ｓｃに変換する。この制御信号Ｓｃは、図示しない低域通過フィルタ及び増幅器４２を介してスピーカ６に入力される。

スピーカ６は、制御信号Ｓｃに対応した振動騒音打消音ＳＳを出力する。スピーカ６から出力された振動騒音打消音ＳＳは、車室空間（音場）を伝搬してマイクロホン８に入力される。

このマイクロホン８の位置での振動騒音打消音ＳＳの振幅及び位相が、振動騒音ＮＳと同振幅且つ逆位相になるように能動型振動騒音制御部１２での騒音低減制御処理が実行される。

騒音低減制御処理の実行のために、振動騒音ＮＳと振動騒音打消音ＳＳの差が誤差信号ｅ（ｅ＝ＮＳ−ＳＳ）としてマイクロホン８により検出され、検出されたアナログ信号の誤差信号ｅが、Ａ／Ｄ変換器４６を介してデジタル信号の誤差信号ｅとしてフィルタ係数更新部２６に入力される。

一方、参照信号生成部２２は、補正データ記憶部５２と、それぞれ乗算器として機能する余弦補正値設定部５４及び正弦補正値設定部５６と、加算器５８とを備える。

補正データ記憶部５２には、スピーカ６とマイクロホン８との間の車室空間の信号伝達特性中の位相遅れの余弦値に基づく余弦補正値Ｃ（ｆ）が制御周波数ｆに対応して格納されるとともに、前記信号伝達特性中の位相遅れの正弦値に基づく正弦補正値Ｄ（ｆ）が制御周波数ｆに対応して格納され、周波数検出器１６から出力されるサンプリングパルスによりアクセスされ、制御周波数ｆに対応する余弦補正値Ｃ（ｆ）と正弦補正値Ｄ（ｆ）がそれぞれ余弦補正値設定部５４と正弦補正値設定部５６に設定される。

補正データ記憶部５２に予め格納される余弦補正値Ｃ（ｆ）と正弦補正値Ｄ（ｆ）の数値例について説明する。

図５は、車両１に設けたスピーカ６とマイクロホン８との間における車室空間の各制御周波数ｆに対する信号伝達特性のゲインＧ及び位相遅れφの測定値テーブル５０を示している。ゲインＧは［ｄＢ］で示し、位相遅れφは角度［゜］で示している。

ここで、図２に示す参照信号生成部２２の構成を参照すれば、参照信号ｒが次の（４）式（ベクトル加算）及び（５）式で得られることが分かる。
ｒ＝Ｃ（ｆ）ｃｏｓ２πｆｔ＋Ｄ（ｆ）ｓｉｎ２πｆｔ …（４）
＝√（Ｃ^２＋Ｄ^２）ｃｏｓ｛２πｆｔ＋ｔａｎ ^−１ （Ｄ／Ｃ）｝
＝Ｇ・ｃｏｓ（２πｆｔ＋φ） …（５）

この（５）式から、図５に示すゲインＧ及び位相遅れφの測定値に基づき制御周波数ｆごとにそれぞれ余弦補正値Ｃ（ｆ）及び正弦補正値Ｄ（ｆ）を算出することができる。

図６に、制御周波数ｆに対応する、測定値テーブル５０のゲインＧ及び位相遅れφから算出された余弦補正値Ｃ（ｆ）及び正弦補正値Ｄ（ｆ）が格納された補正データ記憶部５２の例を示す。

余弦補正値設定部５４、正弦補正値設定部５６、及び加算器５８からなる参照信号生成部２２でサンプリングパルス毎に生成された参照信号ｒ｛ｒ＝Ｃ（ｆ）ｃｏｓ２πｆｔ＋Ｄ（ｆ）ｓｉｎ２πｆｔ｝は、そのサンプリングパルス毎にバッファ２４に記憶される。

バッファ２４は、適応ＦＩＲフィルタ２０のタップ数Ｍと同数のＭ個の記憶領域を有するＦＩＦＯメモリにより構成されている。

上述した遅延時間Ｔ、すなわちサンプリングパルス毎に、バッファ２４の図２中、最上段の記憶領域に参照信号生成部２２により生成された最新の参照信号ｒが参照信号ｒ０として記憶されるとともに、上段の記憶領域から下段の記憶領域に参照信号ｒが転送される。そして、バッファ２４の最下段の記憶領域には最も古い参照信号ｒＭ−１が記憶され、その最下段の記憶領域に格納されていたデータが削除される。

次に、フィルタ係数更新部２６は、適応ＦＩＲフィルタ２０の各フィルタ係数ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１を、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムにより誤差信号ｅの２乗ｅ²が最小となるように、μをステップサイズパラメータとして、当該技術分野にて公知の次の（６）式により算出する。
ｈ０＝ｈ０−μ・ｅ・ｒ０
ｈ１＝ｈ１−μ・ｅ・ｒ１
…
ｈＭ−１＝（ｈＭ−１）−μ・ｅ・（ｒＭ−１）
…（６）

すなわち、左辺の次回の各フィルタ係数ｈ０，ｈ１，…，ｈＭ−１は、右辺の今回の各フィルタ係数ｈ０，ｈ１，…，ｈＭ−１から今回の各μ・ｅ・ｒ０，μ・ｅ・ｒ１，…，μ・ｅ・（ｒＭ−１）を差し引くことにより求めることができる。

このように、上述した第１実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０によれば、制御信号Ｓｃを生成する適応フィルタとして、適応ＦＩＲフィルタ２０を使用しているので、参照信号ｒが、参照信号生成部２２により、２回の乗算と１回の加算の積和演算で求められ、参照信号ｒを生成するのに必要な演算負荷を小さくすることができる。

図７は、上記のように構成した能動型振動騒音制御装置１０を搭載した車両１において、余弦補正値Ｃ（ｆ）及び正弦補正値Ｄ（ｆ）を用いて参照信号ｒを生成し、適応ＦＩＲフィルタ２０を介して生成した振動騒音打音ＳＳによってエンジンこもり音である振動騒音ＮＳを打ち消した場合の結果を、エンジン回転数Ｎｅに対して実線で示している。図７に破線で示すエンジンこもり音の打ち消しを行わない場合に比較してエンジンこもり音が十分に打ち消されていることが分かる。

図８は、第２実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ａの詳細構成を示すブロック図である。

上述したように、エンジン回転数Ｎｅの２倍の周波数、すなわち上述した制御周波数ｆを有する回転２次成分と称される振動騒音ＮＳを抑制した場合に、マイクロホン８の位置において、４次成分、６次成分、…の振動騒音ＮＳが顕在化する場合がある、ここでは、理解の容易化のために、２次、４次、６次成分が顕在化するものとする。

この場合、制御する次数ｐの周波数成分としてｆ１＝ｆ×ｐ１＝ｆ×１（２次成分）、ｆ２＝ｆ×ｐ２＝ｆ×２（４次成分）、ｆ３＝ｆ×ｐ３＝ｆ×３（６次成分）と表すことにする。

このとき、周波数検出器１６Ａは、検出した制御周波数ｆ＝ｆ１に加えて、これを２逓倍、及び３逓倍した制御周波数ｆ２、ｆ３を出力する。

この場合、基準信号生成部１８Ａの基準余弦波信号生成部３１、３１ａ、３１ｂ及び基準正弦波信号生成部３２、３２ａ、３２ｂにおいて、波形データ記憶部３０からサンプリングパルス毎に、アドレスｉ（ｎ）と、それぞれ１／４周期分だけシフトしたアドレスｉ（ｎ）とで波形データを、それぞれ制御周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３に対応する数ずつアドレスｉ（ｎ）を飛ばして読み出すことで、次の（７）式に示す、各基準信号を生成することができる。
ｃｏｓ２πｆ１ｔ、ｓｉｎ２πｆ１ｔ、ｃｏｓ２πｆ２ｔ、ｓｉｎ２πｆ２ｔ、ｃｏｓ２πｆ３ｔ、ｓｉｎ２πｆ３ｔ …（７）

加算器３３により、基準余弦波信号ｃｏｓ＝ｃｏｓ２πｆ１ｔ＋ｃｏｓ２πｆ２ｔ＋ｃｏｓ２πｆ３ｔが生成され、適応ＦＩＲフィルタ２０に入力される。

一方、参照信号ｒを生成するための補正データ記憶部５２Ａには、制御周波数ｆ（ｆ＝ｆ１、ｆ２、ｆ３）に対応する、測定値テーブル（測定値テーブル５０の測定周波数範囲を高周波側に拡張したテーブル）のゲインＧ及び位相遅れφから算出された余弦補正値Ｃ（ｆ）＝Ｃ（ｆ１）、Ｃ（ｆ２）、Ｃ（ｆ３）及び正弦補正値Ｄ（ｆ）＝Ｄ（ｆ１）、Ｄ（ｆ２）、Ｄ（ｆ３）が格納される。

上述した遅延時間Ｔ毎、すなわちサンプリング間隔ｔｓ毎に適応ＦＩＲフィルタ２０のタップ数Ｍに対応する次の（８）式に示す参照信号ｒが、余弦補正値設定部５４、５４ａ、５４ｂ、正弦補正値設定部５６、５６ａ、５６ｂ及び加算器５８、５８ａ、５８ｂ、５９を含む参照信号生成部２２Ａにより生成され、図８のＭ個の記憶領域（メモリアドレス）を有するバッファ２４の各記憶領域に、参照信号ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１として格納される。
ｒ＝Ｃ（ｆ１）ｃｏｓ２πｆ１ｔ＋Ｄ（ｆ１）ｓｉｎ２πｆ１ｔ
＋Ｃ（ｆ２）ｃｏｓ２πｆ２ｔ＋Ｄ（ｆ２）ｓｉｎ２πｆ２ｔ
＋Ｃ（ｆ３）ｃｏｓ２πｆ３ｔ＋Ｄ（ｆ３）ｓｉｎ２πｆ３ｔ …（８）

以下、上述したのと同様に、フィルタ係数更新部２６により適応ＦＩＲフィルタ２０の各フィルタ係数ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１が算出される。

この第２実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ａによれば、制御信号Ｓｃを生成する適応フィルタとして、適応ＦＩＲフィルタ２０を使用しているので、複数の次数成分、ここでは、３つの次数成分（２次、４次及び６次）に対応する参照信号ｒが、６回の乗算と５回の加算による積和演算により求められ、参照信号ｒを生成するのに必要な演算負荷を大幅に小さくすることができる。

図９は、第３実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｂの構成を示すブロック図である。

基準余弦波信号ｃｏｓを生成する基準信号生成部１８Ｂは、周波数検出器１６とアドレス設定器６０と波形データ記憶部３０とから構成され、アドレス設定器６０が上述した（２）式での読み出しアドレスｉ（ｎ）｛以下、アドレスｉ（ｎ）は、単純にアドレスｉで示す。｝で波形データ記憶部３０から順次波形データを読み出すことで、基準余弦波信号ｃｏｓを生成することができる。生成された基準余弦波信号ｃｏｓは、適応ＦＩＲフィルタ２０に入力される。

ここで、補正データ記憶部５２Ａには、図１０に示すように、図５に示した測定値テーブル５０に基づく、制御周波数ｆに対応するゲインＧと、位相遅れφに対応して、次の（９）式及び（１０）式で算出されるアドレスの補正値（補正アドレス値）ｉｃが記憶されている。
φ≧０のとき、ｉｃ＝（φ／３６０）×ｆ …（９）
φ＜０のとき、ｉｃ＝ｆ＋（φ／３６０）×ｆ …（１０）

参照信号生成部２２Ｂは、アドレスｉに、この補正アドレス値ｉｃをアドレス補正器６２により加算したアドレスｉ＋ｉｃにより波形データ記憶部３０から波形データを読み出すことで、スピーカ６からマイクロホン８までの車室空間の制御周波数ｆにおける位相遅れφが考慮された参照信号ｃｏｓ｛２πｆｔ＋φ（ｆ）｝を生成することができる。

さらに、参照信号生成部２２Ｂは、生成した参照信号ｃｏｓ｛２πｆｔ＋φ（ｆ）｝に、補正データ記憶部５２Ａから同時に読み出されてゲイン設定器６４に設定されたゲインＧを乗算することで、位相遅れφとゲインＧを考慮した参照信号ｒをｒ＝Ｇ・ｃｏｓ｛２πｆｔ＋φ（ｆ）｝として生成することができる。この第３実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｂを構成する能動型振動騒音制御部１２Ｂによれば、補正データ記憶部５２Ａ、アドレス補正器６２、波形データ記憶部３０及びゲイン設定器６４により参照信号生成部２２Ｂ（参照信号生成手段）が構成される。

生成された参照信号ｒ＝Ｇ・ｃｏｓ｛２πｆｔ＋φ（ｆ）｝は、Ｍ個の記憶領域（メモリアドレス）を有するＦＩＦＯメモリであるバッファ２４の各記憶領域に、上述した遅延時間Ｔ毎に、参照信号ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１として格納される。

以下、上述したのと同様に、フィルタ係数更新部２６により適応ＦＩＲフィルタ２０の各フィルタ係数ｈ０，ｈ１，…ｈＭが算出される。

この第３実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｂによれば、制御信号Ｓｃを生成する適応フィルタとして、適応ＦＩＲフィルタ２０を使用しているので、基準余弦波信号ｃｏｓ２πｆｔを生成するアドレスｉに対して、制御周波数ｆの車室空間の伝達特性に対応する補正値（ゲインＧと位相遅れφ）に対応するアドレスの補正値（補正アドレス値又はアドレスシフト値）ｉｃ分をシフトしたアドレス値ｉ＋ｉｃにより波形データを読み込んで参照信号ｒを生成するようにしているので、参照信号ｒを生成するのに必要な演算負荷を大幅に小さくすることができる。

より詳しく説明すると、この第３実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｂは、Ｍタップのフィルタ係数ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１を有する適応ＦＩＲフィルタ２０を用いた能動型振動騒音制御装置１０Ｂにおいて、参照信号生成部２２Ｂは、振動騒音周波数に基づく制御周波数ｆを有する基準余弦波信号ｃｏｓ２πｆｔの当該制御周波数ｆに対応する伝達特性｛Ｇ（ｆ）、φ｝に関する補正値｛ゲインＧ（ｆ）と位相φに対応するアドレスシフト値ｉｃ：図１０参照｝を格納している補正データ記憶部５２Ａから補正値｛Ｇ（ｆ），ｉｃ｝を読み出して基準信号ｃｏｓ２πｆｔを補正して、参照信号ｒ＝Ｇ（ｆ）×ｃｏｓ｛２πｆｔ＋φ（ｆ）｝を生成し、バッファ２４にＦＩＲフィルタ２０のタップ数Ｍに対応する数Ｍの参照信号ｒ（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）を蓄積する。

参照信号ｒ（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）を適応ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｈ０，ｈ１，…，ｈＭ−１の更新演算に用いる。適応ＦＩＲフィルタ２０を用いているので参照信号ｒ（ｒ０，ｒ１，…ｒＭ−１）を生成するのに必要な演算量を大幅に削減することができる。

なお、ゲインＧ（ｆ）は、ＦＩＲフィルタ２０の補正係数ｈ０、ｈ１、…ｈＭ−１により補償することができるので、図１１に示す第４実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｃに示すように、能動型振動騒音制御部１２Ｃの参照信号生成部２２Ｃを、ゲイン設定器６４を除いた、補正データ記憶部５２Ａ（ただし、図１０の補正データ記憶部５２Ａに格納されているデータ中、ゲインＧのデータは使用しない。）、アドレス補正器６２、及び波形データ記憶部３０により構成することができる。

また、上記図９例及び図１１例の能動型振動騒音制御装置１０Ｂ、１０Ｃにおいても、図８例の複数次数を対象とした能動型振動騒音制御装置１０Ａに対応した、例えば、模式的に図１２に第５実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｄとして示すように、エンジン回転数Ｎｅの２倍の周波数、すなわち上述した制御周波数ｆを有する回転２次成分と称される振動騒音ＮＳの他、マイクロホン８の位置において、４次成分、６次成分、…の振動騒音ＮＳを振動打消音の対象とすることができる。

この場合においても、制御する次数ｐの周波数成分としてｆ１＝ｆ×ｐ１＝ｆ×１（２次成分）、ｆ２＝ｆ×ｐ２＝ｆ×２（４次成分）、ｆ３＝ｆ×ｐ３＝ｆ×３（６次成分）と表す。

このとき、周波数検出器１６Ａは、検出した制御周波数ｆ＝ｆ１に加えて、これを２逓倍、及び３逓倍した制御周波数ｆ２、ｆ３を出力する。

そして、基準信号生成部１８Ｃを構成するアドレス設定器６０Ａにおいて、波形データ記憶部３０から対応するサンプリングパルス毎に、アドレスｉ１、ｉ２、ｉ３で波形データを読み出すことで、次の（１１）式に示す、各基準信号を生成することができる。
ｃｏｓ２πｆ１ｔ、ｃｏｓ２πｆ２ｔ、ｃｏｓ２πｆ３ｔ …（１１）

この場合、加算器３３で、基準信号ｃｏｓ＝ｃｏｓ２πｆ１ｔ＋ｃｏｓ２πｆ２ｔ＋ｃｏｓ２πｆ３ｔが生成され、適応ＦＩＲフィルタ２０に入力される。

一方、参照信号ｒを生成するための補正データ記憶部５２Ｂには、制御周波数ｆ（ｆ＝ｆ１、ｆ２、ｆ３）に対応する各位相遅れφの補正アドレス値ｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ３が格納され、アドレスシフト値としてアドレス補正器６２Ａに供給される。

参照信号生成部２２Ｃは、アドレス補正器６２Ａから補正アドレス値ｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ３分をシフトしたアドレスｉ１＋ｉｃ１、ｉ２＋ｉｃ２、及びｉ３＋ｉｃ３で波形データを読み出し、加算器５９で加算して次の（１２）式に示す参照信号ｒを生成する。
ｃｏｓ｛２πｆ１ｔ＋φ（ｆ１）｝＋ｃｏｓ｛２πｆ２ｔ＋φ（ｆ２）｝＋ｃｏｓ｛２πｆ３ｔ＋φ（ｆ３）｝ …（１２）

そして、適応ＦＩＲフィルタ２０のタップ数Ｍの数に対応する（１２）式に示す参照信号ｒがＭ個の記憶領域（メモリアドレス）を有するバッファ２４の各記憶領域に、遅延時間Ｔ毎に参照信号ｒ０，ｒ１，…ｒＭとして先入れ先出し方式により格納される。

以下、上述したのと同様に、フィルタ係数更新部２６により適応ＦＩＲフィルタ２０の各フィルタ係数ｈ０，ｈ１，…ｈＭ−１が算出される。

この第５実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｄによれば、制御信号Ｓｃを生成する適応フィルタとして、適応ＦＩＲフィルタ２０を使用しているので、複数の次数成分対応する参照信号ｒを、基準余弦波信号ｃｏｓ２πｆ１ｔ、ｃｏｓ２πｆ２ｔ、ｃｏｓ２πｆ３ｔを生成する各アドレスｉ１、ｉ２、ｉ３に対して、制御周波数ｆの車室空間の伝達特性に対応する補正値（ここでは、位相遅れφ）に対応するアドレスの補正値（補正アドレス値又はアドレスシフト値）ｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ３分をシフトしたアドレス値ｉ１＋ｉｃ１、ｉ２＋ｉｃ２、ｉ３＋ｉｃ３により波形データを読み出して参照信号ｒを生成するようにしているので、参照信号ｒを生成するのに必要な演算負荷を大幅に小さくすることができる。

なお、この場合においても、図９に示した第３実施例と同様に、図１３に、第６実施例に係る能動型振動騒音制御装置１０Ｅとして示すように、補正データ記憶部５２Ｃには、制御周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３に対応するゲインＧ（ｆ１）、Ｇ（ｆ２）、Ｇ（ｆ３）を格納して、ゲイン設定器６４Ａ、６４Ｂ、６４Ｃに設定できるようにした参照信号生成部２２Ｅの構成に変更してもよい。このように参照信号生成部２２Ｅにおいて、ゲインＧ（ｆ１）、Ｇ（ｆ２）、Ｇ（ｆ３）を個別に設定できるようにすることで、該当する制御周波数ｆ（ｆ１、ｆ２又はｆ３）の次数成分のフィルタ係数更新部２６による収束時間を短くすることができる。

なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

１０（１０Ａ〜１０Ｅ）…能動型振動騒音制御装置
１２（１２Ａ〜１２Ｅ）…能動型振動騒音制御部（能動型振動騒音制御手段）
１６、１６Ａ…周波数検出器 １８、１８Ａ〜１８Ｃ…基準信号生成部
２０…適応ＦＩＲフィルタ ２２（２２Ａ〜２２Ｅ）…参照信号生成部
２４…バッファ ２６…フィルタ係数更新部
３０…波形データ記憶部 ５０…測定値テーブル
５２、５２Ａ、５２Ｂ、５２Ｃ…補正データ記憶部
６０、６０Ａ…アドレス設定器 ６２、６２Ａ…アドレス補正器

Claims (3)

1. 振動騒音源から発生する振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準正弦波信号と基準余弦波信号を基準信号として出力する基準信号生成手段と、
   前記振動騒音源からの振動騒音を相殺するために、前記基準余弦波信号又は前記基準正弦波信号に基づいて制御信号を出力する適応ＦＩＲフィルタと、
   前記制御信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
   前記振動騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
   前記基準信号の周波数に対応する前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性に関する補正値に基づいて前記基準余弦波信号と前記基準正弦波信号をそれぞれ補正し、補正した前記基準余弦波信号と補正した前記基準正弦波信号を加算し参照信号として出力する参照信号生成手段と、
   前記適応ＦＩＲフィルタのタップ数に対応した数の前記参照信号を蓄積するバッファと、
   前記誤差信号と前記バッファに蓄積された前記参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記適応ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
   を備えることを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
2. 振動騒音源から発生する振動騒音周波数に基づく周波数を有する基準信号を出力する際に、１周期の正弦波又は余弦波を所定数で分割したときの各分割位置における各瞬時値データを波形データとして記憶する波形データ記憶手段を有し、サンプリング毎に前記波形データ記憶手段から波形データを読み出して前記基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記振動騒音源からの振動騒音を相殺するために、前記基準信号に基づいて制御信号を出力する適応ＦＩＲフィルタと、
   前記制御信号に基づいて振動騒音打消音を発生する振動騒音打消手段と、
   前記振動騒音と前記振動騒音打消音との差に基づく誤差信号を出力する誤差信号検出手段と、
   前記基準信号の周波数に対応する前記振動騒音打消手段から前記誤差信号検出手段までの伝達特性に関する補正値に基づいて前記基準信号を補正し参照信号として出力する際に、前記基準信号の周波数に対して前記補正値を記憶する補正データ記憶手段を有し、前記基準信号の周波数を参照して前記補正データ記憶手段から前記補正値を読み出し、前記基準信号生成手段が前記波形データ記憶手段から前記波形データを読み出すアドレスから前記補正値分だけシフトさせた位置から、前記波形データを読み出して前記参照信号を生成する参照信号生成手段と、
   前記適応ＦＩＲフィルタのタップ数に対応した数の前記参照信号を蓄積するバッファと、
   前記誤差信号と前記バッファに蓄積された前記参照信号とに基づいて前記誤差信号が最小となるように前記適応ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新手段と、
   を備えることを特徴とする能動型振動騒音制御装置。
3. 請求項１又は２記載の能動型振動騒音制御装置において、
   前記基準信号生成手段は、前記振動騒音周波数に基づく複数次数の周波数を有する基準信号を出力し、
   前記参照信号生成手段は、前記複数次数の周波数を有する基準信号に対応した参照信号を出力する
   ことを特徴とする能動型振動騒音制御装置。

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