JPH0535282A - 能動型騒音制御装置 - Google Patents
能動型騒音制御装置Info
- Publication number
- JPH0535282A JPH0535282A JP3189796A JP18979691A JPH0535282A JP H0535282 A JPH0535282 A JP H0535282A JP 3189796 A JP3189796 A JP 3189796A JP 18979691 A JP18979691 A JP 18979691A JP H0535282 A JPH0535282 A JP H0535282A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reference signal
- noise
- processing
- frequency
- delay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Fittings On The Vehicle Exterior For Carrying Loads, And Devices For Holding Or Mounting Articles (AREA)
- Exhaust Silencers (AREA)
- Soundproofing, Sound Blocking, And Sound Damping (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】能動型騒音制御装置の処理時間の短縮化を図
る。 【構成】騒音源２から空間３に伝達される騒音を、複数
のラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM から発せられる制御音
によって打ち消して、空間３内の騒音低減を図る能動型
騒音制御装置１において、振動センサ４が出力する騒音
源２の騒音発生状態を表す基準信号ｘ（ｎ）を遅延操作
処理してＬＭＳアルゴリズム実行部２０に供給する基準
信号処理部３０を設ける。
る。 【構成】騒音源２から空間３に伝達される騒音を、複数
のラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM から発せられる制御音
によって打ち消して、空間３内の騒音低減を図る能動型
騒音制御装置１において、振動センサ４が出力する騒音
源２の騒音発生状態を表す基準信号ｘ（ｎ）を遅延操作
処理してＬＭＳアルゴリズム実行部２０に供給する基準
信号処理部３０を設ける。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、騒音源から伝達され
る騒音に制御音源から発せられる制御音を干渉させて騒
音を低減させる能動型騒音制御装置に関し、特に、処理
時間の短縮を図ったものである。
る騒音に制御音源から発せられる制御音を干渉させて騒
音を低減させる能動型騒音制御装置に関し、特に、処理
時間の短縮を図ったものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の能動型騒音制御装置とし
て、英国特許第２１４９６１４号記載のものがある。こ
の従来の装置は、例えば航空機の客室等の閉空間に適用
される騒音低減装置であって、そのような閉空間内の複
数の位置に設置され音圧を検出するマイクロフォンと、
その閉空間に制御音を発生する複数のラウドスピーカと
を備え、マイクロフォンで検出される騒音が低減するよ
うに、閉空間に伝達される騒音をラウドスピーカから発
せられる制御音によって打ち消している。
て、英国特許第２１４９６１４号記載のものがある。こ
の従来の装置は、例えば航空機の客室等の閉空間に適用
される騒音低減装置であって、そのような閉空間内の複
数の位置に設置され音圧を検出するマイクロフォンと、
その閉空間に制御音を発生する複数のラウドスピーカと
を備え、マイクロフォンで検出される騒音が低減するよ
うに、閉空間に伝達される騒音をラウドスピーカから発
せられる制御音によって打ち消している。
【０００３】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,"ADAPTIVE NOISE CANSELLATION:PRI
NCIPLES AND APPLICATIONS"で述べられている‘WIDROW
LMS’アルゴリズムを、多チャンネルに展開したアルゴ
リズムを適用している。その内容は、上記特許の発明者
による論文、"A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHMAND ITS
APPLICATION TO THEACTIVE CONTROL OF SOUND AND VIB
RATION",IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNALPROCESSIN
G,VOL.ASSP-35,PP.1423-1434,1987 にも述べられてい
る。
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,"ADAPTIVE NOISE CANSELLATION:PRI
NCIPLES AND APPLICATIONS"で述べられている‘WIDROW
LMS’アルゴリズムを、多チャンネルに展開したアルゴ
リズムを適用している。その内容は、上記特許の発明者
による論文、"A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHMAND ITS
APPLICATION TO THEACTIVE CONTROL OF SOUND AND VIB
RATION",IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNALPROCESSIN
G,VOL.ASSP-35,PP.1423-1434,1987 にも述べられてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ここで、ＬＭＳアルゴ
リズムは、適応型ディジタルフィルタのフィルタ係数を
更新するのに好適なアルゴリズムの一つであり、上記従
来の装置にあっては、ラウドスピーカからマイクロフォ
ンまでの伝達関数モデルを、全てのラウドスピーカ（Ｍ
個）とマイクロフォン（Ｌ個）との組み合わせ（Ｍ×Ｌ
組）について構築していて、騒音源の騒音発生状態を表
す基準信号をそれら伝達関数モデルに通して処理した値
と、各マイクロフォンが検出した残留騒音とに基づい
て、各ラウドスピーカ毎に設けられた適応型ディジタル
フィルタのフィルタ係数を更新している。
リズムは、適応型ディジタルフィルタのフィルタ係数を
更新するのに好適なアルゴリズムの一つであり、上記従
来の装置にあっては、ラウドスピーカからマイクロフォ
ンまでの伝達関数モデルを、全てのラウドスピーカ（Ｍ
個）とマイクロフォン（Ｌ個）との組み合わせ（Ｍ×Ｌ
組）について構築していて、騒音源の騒音発生状態を表
す基準信号をそれら伝達関数モデルに通して処理した値
と、各マイクロフォンが検出した残留騒音とに基づい
て、各ラウドスピーカ毎に設けられた適応型ディジタル
フィルタのフィルタ係数を更新している。
【０００５】即ち、ｌ番目のマイクロフォンが検出した
残留騒音信号をｅl（ｎ）、ラウドスピーカから制御音
が発せられていない時のｌ番目のマイクロフォンが検出
した残留騒音信号をｅｐl 、ｍ番目のラウドスピーカと
ｌ番目のマイクロフォンとの間の伝達関数（ＦＩＲ関
数：有限インパルス応答関数）Ｈlmのｊ番目（ｊ＝０，
１，２，…，ＩC −１：ＩC は定数）に対応するフィル
タ係数をＣlmj 、基準信号をｘ（ｎ）、基準信号ｘ
（ｎ）が入力されｍ番目のラウドスピーカを駆動する適
応型ディジタルフィルタのｉ番目（ｉ＝０，１，２，
…，ＩK −１：ＩK は定数）の係数をＷmiとすると、 が成立する。なお、（ｎ）がつく項は、いずれもサンプ
リング時刻ｎにおけるサンプル値であり、また、ＩC は
ＦＩＲディジタルフィルタで表現されたフィルタ係数Ｃ
lmのタップ数（フィルタ次数）、ＩK は適応型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数Ｗmiのタップ数（フィルタ次
数）である。
残留騒音信号をｅl（ｎ）、ラウドスピーカから制御音
が発せられていない時のｌ番目のマイクロフォンが検出
した残留騒音信号をｅｐl 、ｍ番目のラウドスピーカと
ｌ番目のマイクロフォンとの間の伝達関数（ＦＩＲ関
数：有限インパルス応答関数）Ｈlmのｊ番目（ｊ＝０，
１，２，…，ＩC −１：ＩC は定数）に対応するフィル
タ係数をＣlmj 、基準信号をｘ（ｎ）、基準信号ｘ
（ｎ）が入力されｍ番目のラウドスピーカを駆動する適
応型ディジタルフィルタのｉ番目（ｉ＝０，１，２，
…，ＩK −１：ＩK は定数）の係数をＷmiとすると、 が成立する。なお、（ｎ）がつく項は、いずれもサンプ
リング時刻ｎにおけるサンプル値であり、また、ＩC は
ＦＩＲディジタルフィルタで表現されたフィルタ係数Ｃ
lmのタップ数（フィルタ次数）、ＩK は適応型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数Ｗmiのタップ数（フィルタ次
数）である。
【０００６】上記（１）式中、右辺の「ΣＷmiｘ(n-j-
i) 」の項は適応型ディジタルフィルタに基準信号ｘ
（ｎ）を入力した時の出力を表し、「ΣＣlmj ｛ΣＷmi
ｘ(n-j-i) ｝」の項はｍ番目のスピーカに入力された信
号エネルギがこれらスピーカから音響エネルギとして出
力され、伝達関数Ｈlmを経てｌ番目のマイクロフォンに
到達した時の信号を表し、さらに、「ΣΣＣlmj ｛ΣＷ
miｘ(n-j-i) ｝」の項はｌ番目のマイクロフォンへ到達
した信号を全て足し合わせているから、ｌ番目のマイク
ロフォンに到達する制御音の総和を表している。
i) 」の項は適応型ディジタルフィルタに基準信号ｘ
（ｎ）を入力した時の出力を表し、「ΣＣlmj ｛ΣＷmi
ｘ(n-j-i) ｝」の項はｍ番目のスピーカに入力された信
号エネルギがこれらスピーカから音響エネルギとして出
力され、伝達関数Ｈlmを経てｌ番目のマイクロフォンに
到達した時の信号を表し、さらに、「ΣΣＣlmj ｛ΣＷ
miｘ(n-j-i) ｝」の項はｌ番目のマイクロフォンへ到達
した信号を全て足し合わせているから、ｌ番目のマイク
ロフォンに到達する制御音の総和を表している。
【０００７】次いで、評価関数Ｊｅを、
とする。
【０００８】そして、評価関数Ｊｅを最小にするフィル
タ係数Ｗmiを求めるのが、ＬＭＳアルゴリズムであり、
具体的には、評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｗmiについ
て偏微分した値で、フィルタ係数Ｗmiを更新する。そこ
で、上記（２）式より、 となるが、上記（１）式より、 となるから、この（４）式の右辺をｒlm（ｎ−ｉ）とお
けば、フィルタ係数の更新は、重み係数γl も含めた形
で下記の（５）式のようになる。
タ係数Ｗmiを求めるのが、ＬＭＳアルゴリズムであり、
具体的には、評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｗmiについ
て偏微分した値で、フィルタ係数Ｗmiを更新する。そこ
で、上記（２）式より、 となるが、上記（１）式より、 となるから、この（４）式の右辺をｒlm（ｎ−ｉ）とお
けば、フィルタ係数の更新は、重み係数γl も含めた形
で下記の（５）式のようになる。
【０００９】
ここで、αは収束係数と呼ばれる係数であり、フィル
タが最適に収束する速度や、その安定性に関与する。
タが最適に収束する速度や、その安定性に関与する。
【００１０】このように、適応型ディジタルフィルタの
フィルタ係数Ｗmi（ｎ＋１）を、マイクロフォンから入
力される残留騒音信号ｅ1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）と、騒音
発生状態を表す基準信号ｘ（ｎ）とに基づいて、ＬＭＳ
アルゴリズムに従って逐次更新することにより、残留騒
音信号ｅ1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）の自乗和が常に最小にな
るように、各ラウドスピーカへの駆動信号が生成され、
ラウドスピーカから出力される制御音によって閉空間内
の騒音が低減する。
フィルタ係数Ｗmi（ｎ＋１）を、マイクロフォンから入
力される残留騒音信号ｅ1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）と、騒音
発生状態を表す基準信号ｘ（ｎ）とに基づいて、ＬＭＳ
アルゴリズムに従って逐次更新することにより、残留騒
音信号ｅ1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）の自乗和が常に最小にな
るように、各ラウドスピーカへの駆動信号が生成され、
ラウドスピーカから出力される制御音によって閉空間内
の騒音が低減する。
【００１１】そして、伝達関数モデルによる基準信号の
処理は、上記（４）式の右辺の演算にあたるが、線形和
をとる入力信号の個数として、現在と過去１２７個の信
号、計１２８個（ＩC ＝１２８）の信号を使用すると、
一つの出力の計算のために１２８回の乗算及び加算、計
２５６回の演算が必要になり、例えば、マイクロフォン
の数を８、ラウドスピーカの数を６とすれば、伝達関数
モデルによる基準信号の処理全体での演算回数は、 ２５６×８×６＝１２２８８ となる。
処理は、上記（４）式の右辺の演算にあたるが、線形和
をとる入力信号の個数として、現在と過去１２７個の信
号、計１２８個（ＩC ＝１２８）の信号を使用すると、
一つの出力の計算のために１２８回の乗算及び加算、計
２５６回の演算が必要になり、例えば、マイクロフォン
の数を８、ラウドスピーカの数を６とすれば、伝達関数
モデルによる基準信号の処理全体での演算回数は、 ２５６×８×６＝１２２８８ となる。
【００１２】さらに、ディジタル信号処理は離散時間系
であり、そのサンプリング間隔（サンプリング周波数）
は、サンプリング定理から元の信号の最高周波数の２倍
以上とする必要があり、問題となる騒音の周波数を４０
０Ｈｚ程度、サンプリングを１ｋＨｚとすると、上記伝
達関数モデルによる基準信号の処理だけで、毎秒１２０
０万回の演算が必要となり、一般に使用されるディジタ
ル信号処理装置の計算速度の制約から実現が困難であっ
た。
であり、そのサンプリング間隔（サンプリング周波数）
は、サンプリング定理から元の信号の最高周波数の２倍
以上とする必要があり、問題となる騒音の周波数を４０
０Ｈｚ程度、サンプリングを１ｋＨｚとすると、上記伝
達関数モデルによる基準信号の処理だけで、毎秒１２０
０万回の演算が必要となり、一般に使用されるディジタ
ル信号処理装置の計算速度の制約から実現が困難であっ
た。
【００１３】この発明は、このような従来の技術が有す
る未解決の課題に着目してなされたものであって、上記
のように非常に膨大な計算回数が必要な伝達関数モデル
による基準信号の処理を、制御性能に実質的な影響を与
えることなく、大幅に短縮できる能動型騒音制御装置を
提供することを目的としている。
る未解決の課題に着目してなされたものであって、上記
のように非常に膨大な計算回数が必要な伝達関数モデル
による基準信号の処理を、制御性能に実質的な影響を与
えることなく、大幅に短縮できる能動型騒音制御装置を
提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、騒音源から騒音が伝達され
る空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記空間内の
所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手段
と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基準信号として
出力する騒音発生状態検出手段と、前記基準信号に応じ
て前記制御音源を制御する制御手段と、前記基準信号を
遅延操作処理した基準処理信号を出力する基準信号処理
手段と、前記基準処理信号及び前記残留騒音に応じて前
記空間内の騒音が低減するように前記制御手段の制御内
容を調整する制御内容調整手段と、を備えた。
に、請求項１記載の発明は、騒音源から騒音が伝達され
る空間に制御音を発生可能な制御音源と、前記空間内の
所定位置における残留騒音を検出する残留騒音検出手段
と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基準信号として
出力する騒音発生状態検出手段と、前記基準信号に応じ
て前記制御音源を制御する制御手段と、前記基準信号を
遅延操作処理した基準処理信号を出力する基準信号処理
手段と、前記基準処理信号及び前記残留騒音に応じて前
記空間内の騒音が低減するように前記制御手段の制御内
容を調整する制御内容調整手段と、を備えた。
【００１５】また、請求項２記載の発明は、上記請求項
１記載の発明において、基準信号処理手段は、基準信号
を遅延操作処理及び振幅操作処理した基準処理信号を出
力するものである。そして、請求項３記載の発明は、上
記請求項１又は請求項２記載の発明において、基準信号
の周波数を検出する周波数検出手段と、この周波数検出
手段の検出結果に応じて基準信号処理手段における遅延
操作処理の遅延時間を決定する遅延時間決定手段と、を
設け、基準信号処理手段は、基準信号を前記遅延時間に
応じて遅延操作処理するものである。
１記載の発明において、基準信号処理手段は、基準信号
を遅延操作処理及び振幅操作処理した基準処理信号を出
力するものである。そして、請求項３記載の発明は、上
記請求項１又は請求項２記載の発明において、基準信号
の周波数を検出する周波数検出手段と、この周波数検出
手段の検出結果に応じて基準信号処理手段における遅延
操作処理の遅延時間を決定する遅延時間決定手段と、を
設け、基準信号処理手段は、基準信号を前記遅延時間に
応じて遅延操作処理するものである。
【００１６】さらに、請求項４記載の発明は、上記請求
項２記載の発明において、基準信号の周波数を検出する
周波数検出手段と、この周波数検出手段の検出結果に応
じて基準信号処理手段における遅延操作処理の遅延時間
を決定する遅延時間決定手段と、前記周波数検出手段の
検出結果に応じて基準信号処理手段における振幅操作処
理のゲインを決定するゲイン決定手段と、を設け、基準
信号処理手段は、基準信号を前記遅延時間に応じて遅延
操作処理し且つ前記ゲインに応じて振幅操作処理するも
のである。
項２記載の発明において、基準信号の周波数を検出する
周波数検出手段と、この周波数検出手段の検出結果に応
じて基準信号処理手段における遅延操作処理の遅延時間
を決定する遅延時間決定手段と、前記周波数検出手段の
検出結果に応じて基準信号処理手段における振幅操作処
理のゲインを決定するゲイン決定手段と、を設け、基準
信号処理手段は、基準信号を前記遅延時間に応じて遅延
操作処理し且つ前記ゲインに応じて振幅操作処理するも
のである。
【００１７】また、請求項５記載の発明は、上記請求項
１記載の発明において、基準信号の周波数を検出する周
波数検出手段と、この周波数検出手段の検出結果に応じ
て基準信号処理手段における遅延操作処理の遅延時間を
決定する遅延時間決定手段と、基準信号の位相を検出す
る位相検出手段と、を設け、基準信号処理手段は、前記
基準信号の周波数，前記遅延時間及び前記基準信号の位
相に応じて基準処理信号としての正弦波を出力するもの
である。
１記載の発明において、基準信号の周波数を検出する周
波数検出手段と、この周波数検出手段の検出結果に応じ
て基準信号処理手段における遅延操作処理の遅延時間を
決定する遅延時間決定手段と、基準信号の位相を検出す
る位相検出手段と、を設け、基準信号処理手段は、前記
基準信号の周波数，前記遅延時間及び前記基準信号の位
相に応じて基準処理信号としての正弦波を出力するもの
である。
【００１８】そして、請求項６記載の発明は、上記請求
項２記載の発明において、基準信号の周波数を検出する
周波数検出手段と、この周波数検出手段の検出結果に応
じて基準信号処理手段における遅延操作処理の遅延時間
を決定する遅延時間決定手段と、前記周波数検出手段の
検出結果に応じて基準信号処理手段における振幅操作処
理のゲインを決定するゲイン決定手段と、基準信号の位
相を検出する位相検出手段と、を備え、基準信号処理手
段は、前記基準信号の周波数，前記遅延時間，前記ゲイ
ン及び前記基準信号の位相に応じて基準処理信号として
の正弦波を出力するものである。
項２記載の発明において、基準信号の周波数を検出する
周波数検出手段と、この周波数検出手段の検出結果に応
じて基準信号処理手段における遅延操作処理の遅延時間
を決定する遅延時間決定手段と、前記周波数検出手段の
検出結果に応じて基準信号処理手段における振幅操作処
理のゲインを決定するゲイン決定手段と、基準信号の位
相を検出する位相検出手段と、を備え、基準信号処理手
段は、前記基準信号の周波数，前記遅延時間，前記ゲイ
ン及び前記基準信号の位相に応じて基準処理信号として
の正弦波を出力するものである。
【００１９】
【作用】請求項１記載の発明にあっては、騒音発生状態
検出手段から出力された基準信号は、基準信号処理手段
によって遅延操作処理されてから制御内容調整手段に供
給され、制御内容調整手段は、その遅延操作処理された
基準処理信号と、残留騒音検出手段が検出した残留騒音
とに応じて、空間内の騒音が低減するように制御手段の
制御内容を調整する。
検出手段から出力された基準信号は、基準信号処理手段
によって遅延操作処理されてから制御内容調整手段に供
給され、制御内容調整手段は、その遅延操作処理された
基準処理信号と、残留騒音検出手段が検出した残留騒音
とに応じて、空間内の騒音が低減するように制御手段の
制御内容を調整する。
【００２０】そして、基準信号処理手段による遅延操作
処理は、入力される信号を所定時間遅延させて出力する
処理であるから、伝達関数モデルによる処理に比べては
るかに短時間で済み、しかも、対象となっている空間
が、自由空間である場合や、閉空間であっても減衰が大
きい空間である場合には、遅延操作処理と、伝達関数モ
デルによる処理との差は小さく、制御性能に実質的な影
響は与えられない。
処理は、入力される信号を所定時間遅延させて出力する
処理であるから、伝達関数モデルによる処理に比べては
るかに短時間で済み、しかも、対象となっている空間
が、自由空間である場合や、閉空間であっても減衰が大
きい空間である場合には、遅延操作処理と、伝達関数モ
デルによる処理との差は小さく、制御性能に実質的な影
響は与えられない。
【００２１】また、請求項２記載の発明では、基準信号
処理手段は、遅延操作処理とともに振幅操作処理を行う
から、出力される基準処理信号は、伝達関数モデルを通
過させて得られる信号により近くなる。そして、請求項
３記載の発明では、基準信号の周波数が周波数検出手段
によって検出され、遅延時間決定手段が、その検出され
た周波数に応じて遅延操作処理の遅延時間を決定し、基
準信号処理手段が、その決定された遅延時間だけ基準信
号を遅延させるので、結局、基準信号処理手段による基
準信号の遅延時間は、基準信号の周波数に依存すること
になり、実際の空間における音響の伝達特性に近い処理
が実行される。
処理手段は、遅延操作処理とともに振幅操作処理を行う
から、出力される基準処理信号は、伝達関数モデルを通
過させて得られる信号により近くなる。そして、請求項
３記載の発明では、基準信号の周波数が周波数検出手段
によって検出され、遅延時間決定手段が、その検出され
た周波数に応じて遅延操作処理の遅延時間を決定し、基
準信号処理手段が、その決定された遅延時間だけ基準信
号を遅延させるので、結局、基準信号処理手段による基
準信号の遅延時間は、基準信号の周波数に依存すること
になり、実際の空間における音響の伝達特性に近い処理
が実行される。
【００２２】さらに、請求項４記載の発明では、基準信
号の周波数が周波数検出手段によって検出され、遅延時
間決定手段が、その検出された周波数に応じて遅延操作
処理の遅延時間を決定し、ゲイン決定手段が、その検出
された周波数に応じて振幅操作処理のゲインを決定し、
そして、基準信号処理手段が、それら決定された遅延時
間及びゲインに応じて基準信号を遅延操作処理及び振幅
操作処理するので、結局、基準信号処理手段による基準
信号の遅延時間及びゲインの両方が基準信号の周波数に
依存することになり、より実際の空間における音響の伝
達特性に近い処理が実行される。
号の周波数が周波数検出手段によって検出され、遅延時
間決定手段が、その検出された周波数に応じて遅延操作
処理の遅延時間を決定し、ゲイン決定手段が、その検出
された周波数に応じて振幅操作処理のゲインを決定し、
そして、基準信号処理手段が、それら決定された遅延時
間及びゲインに応じて基準信号を遅延操作処理及び振幅
操作処理するので、結局、基準信号処理手段による基準
信号の遅延時間及びゲインの両方が基準信号の周波数に
依存することになり、より実際の空間における音響の伝
達特性に近い処理が実行される。
【００２３】ここで、騒音源が例えば航空機や車両のエ
ンジンのような機関の場合には、騒音源の騒音発生状態
を表す基準信号は、単一周波数からなる信号か、或い
は、一つの周波数成分のレベルが高い信号となることか
ら、基準信号を正弦波と考えても実質的な差異はない。
そこで、請求項５記載の発明にあっては、基準信号の周
波数が周波数検出手段によって検出され、基準信号の位
相が位相検出手段によって検出されることにより、基準
信号の特性が明らかになり、それら周波数，位相並びに
遅延時間決定手段によって決定された遅延時間から決ま
る正弦波が、基準処理信号として基準信号処理手段から
出力される。
ンジンのような機関の場合には、騒音源の騒音発生状態
を表す基準信号は、単一周波数からなる信号か、或い
は、一つの周波数成分のレベルが高い信号となることか
ら、基準信号を正弦波と考えても実質的な差異はない。
そこで、請求項５記載の発明にあっては、基準信号の周
波数が周波数検出手段によって検出され、基準信号の位
相が位相検出手段によって検出されることにより、基準
信号の特性が明らかになり、それら周波数，位相並びに
遅延時間決定手段によって決定された遅延時間から決ま
る正弦波が、基準処理信号として基準信号処理手段から
出力される。
【００２４】つまり、請求項５記載の発明であれば、遅
延回路等による遅延処理と同じ結果を、正弦波を出力す
るというさらに簡易な処理で実現できるし、騒音発生状
態検出手段は、騒音源から発せられる騒音の周波数及び
位相を検出すればよく、騒音の発生状態をその状態のま
ま細かく検出する必要がない。さらに、請求項６記載の
発明にあっては、上記請求項５記載の発明と同等の作用
が得られるとともに、ゲイン決定手段が、基準信号の周
波数に応じて振幅操作処理のゲインを決定し、基準処理
信号として出力される正弦波は、その決定されたゲイン
の影響をも受けるので、より実際の空間における音響の
伝達特性に近い処理が実行される。
延回路等による遅延処理と同じ結果を、正弦波を出力す
るというさらに簡易な処理で実現できるし、騒音発生状
態検出手段は、騒音源から発せられる騒音の周波数及び
位相を検出すればよく、騒音の発生状態をその状態のま
ま細かく検出する必要がない。さらに、請求項６記載の
発明にあっては、上記請求項５記載の発明と同等の作用
が得られるとともに、ゲイン決定手段が、基準信号の周
波数に応じて振幅操作処理のゲインを決定し、基準処理
信号として出力される正弦波は、その決定されたゲイン
の影響をも受けるので、より実際の空間における音響の
伝達特性に近い処理が実行される。
【００２５】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１乃至図３は、本発明の第１実施例を示す図
である。先ず、構成を説明すると、図１は、本実施例に
おける能動型騒音制御装置１の全体構成を示すブロック
図であり、これは、騒音源２から発せられる騒音が伝達
される空間３の騒音を低減する装置である。
明する。図１乃至図３は、本発明の第１実施例を示す図
である。先ず、構成を説明すると、図１は、本実施例に
おける能動型騒音制御装置１の全体構成を示すブロック
図であり、これは、騒音源２から発せられる騒音が伝達
される空間３の騒音を低減する装置である。
【００２６】即ち、空間３内には、残留騒音検出手段と
しての複数（Ｌ個）のマイクロフォンＭＰ1 ，ＭＰ2 ，
…，ＭＰL と、制御音源としての複数（Ｍ個）のラウド
スピーカＬＳ1 ，ＬＳ2，…，ＬＳM とがそれぞれ所定
位置に配設されていて、各マイクロフォンＭＰ1 ，ＭＰ
2 ，…，ＭＰL によって音圧として検出された残留騒音
信号ｅ1 （ｎ），ｅ2 （ｎ），…，ｅL （ｎ）が、マイ
クロコンピュータや必要なインタフェース回路，メモリ
等から構成されているコントローラ５に供給される。
しての複数（Ｌ個）のマイクロフォンＭＰ1 ，ＭＰ2 ，
…，ＭＰL と、制御音源としての複数（Ｍ個）のラウド
スピーカＬＳ1 ，ＬＳ2，…，ＬＳM とがそれぞれ所定
位置に配設されていて、各マイクロフォンＭＰ1 ，ＭＰ
2 ，…，ＭＰL によって音圧として検出された残留騒音
信号ｅ1 （ｎ），ｅ2 （ｎ），…，ｅL （ｎ）が、マイ
クロコンピュータや必要なインタフェース回路，メモリ
等から構成されているコントローラ５に供給される。
【００２７】また、コントローラ５には、騒音源２にお
ける騒音発生状態を検出する騒音発生状態検出手段とし
ての振動センサ４の出力である基準信号ｘ（ｎ）も供給
されている。なお、上記各信号に付されている（ｎ）
は、上述した従来の技術と同様に、いずれもサンプリン
グ時刻ｎのサンプル値であることを示していて、また、
図中、各信号の流れを示す矢印の内、太い矢印で示す部
分は、信号の流れが多チャンネルであることを表してい
る。
ける騒音発生状態を検出する騒音発生状態検出手段とし
ての振動センサ４の出力である基準信号ｘ（ｎ）も供給
されている。なお、上記各信号に付されている（ｎ）
は、上述した従来の技術と同様に、いずれもサンプリン
グ時刻ｎのサンプル値であることを示していて、また、
図中、各信号の流れを示す矢印の内、太い矢印で示す部
分は、信号の流れが多チャンネルであることを表してい
る。
【００２８】そして、コントローラ５は、図１にその機
能構成をブロック図で示すように、基準信号ｘ（ｎ）が
Ａ／Ｄ変換器６でディジタル値に変換されて供給され、
その供給された基準信号ｘ（ｎ）を適宜処理し、Ｄ／Ａ
変換器７を介して各ラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM に出
力する制御手段としての適応型ディジタルフィルタ１０
を有している。
能構成をブロック図で示すように、基準信号ｘ（ｎ）が
Ａ／Ｄ変換器６でディジタル値に変換されて供給され、
その供給された基準信号ｘ（ｎ）を適宜処理し、Ｄ／Ａ
変換器７を介して各ラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM に出
力する制御手段としての適応型ディジタルフィルタ１０
を有している。
【００２９】また、適応型ディジタルフィルタ１０は、
特に図示はしないが、この能動型騒音制御装置１が有す
るラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳMに対応してそれと同数
（即ち、Ｍ個）設けられていて、個々の適応型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数は、最急降下法の一つである
ＬＭＳアルゴリズムを実行する制御内容調整手段として
のＬＭＳアルゴリズム実行部２０によって個別に調整さ
れる。
特に図示はしないが、この能動型騒音制御装置１が有す
るラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳMに対応してそれと同数
（即ち、Ｍ個）設けられていて、個々の適応型ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数は、最急降下法の一つである
ＬＭＳアルゴリズムを実行する制御内容調整手段として
のＬＭＳアルゴリズム実行部２０によって個別に調整さ
れる。
【００３０】このＬＭＳアルゴリズム実行部２０には、
マイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰL で検出された残留騒音信
号ｅ1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）が、Ａ／Ｄ変換器８を介して
供給されるとともに、振動センサ４で検出された基準信
号ｘ（ｎ）を、基準信号処理手段としての基準信号処理
部３０で処理した基準処理信号としての処理信号ｒ
（ｎ）が、Ａ／Ｄ変換器９を介して供給されている。
マイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰL で検出された残留騒音信
号ｅ1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）が、Ａ／Ｄ変換器８を介して
供給されるとともに、振動センサ４で検出された基準信
号ｘ（ｎ）を、基準信号処理手段としての基準信号処理
部３０で処理した基準処理信号としての処理信号ｒ
（ｎ）が、Ａ／Ｄ変換器９を介して供給されている。
【００３１】そして、基準信号ｘ（ｎ）が入力され、所
定の処理を実行して処理信号ｒ（ｎ）を出力する基準信
号処理部３０は、上記従来の技術で説明した伝達関数モ
デルに対応する処理を実行するものであって、本実施例
においては、図２に示すように、全てのラウドスピーカ
ＬＳ1 〜ＬＳM と、全てのマイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰ
L との組み合わせ数（Ｍ×Ｌ個）の遅延処理部３１
Ａ11，３１Ａ12，…，３１ＡLMから構成されている。
定の処理を実行して処理信号ｒ（ｎ）を出力する基準信
号処理部３０は、上記従来の技術で説明した伝達関数モ
デルに対応する処理を実行するものであって、本実施例
においては、図２に示すように、全てのラウドスピーカ
ＬＳ1 〜ＬＳM と、全てのマイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰ
L との組み合わせ数（Ｍ×Ｌ個）の遅延処理部３１
Ａ11，３１Ａ12，…，３１ＡLMから構成されている。
【００３２】なお、遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLM及び
処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒLM（ｎ）に付されている添字「
11，12，…，lm，…，LM」は、「ｌ番目のマイクロフォ
ンＭＰl 」と「ｍ番目のラウドスピーカＬＳm 」との組
み合わせに対応した遅延処理部３１Ａlm及び処理信号ｒ
lmということを表している。ここで、各遅延処理部３１
Ａ11〜３１ＡLMに入力される基準信号ｘ（ｎ）は共通で
あるが、それら遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLMにおける
信号の遅延時間ｄｔ（ｌ，ｍ）は、対応するラウドスピ
ーカＬＳ1 〜ＬＳM とマイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰL と
の組み合わせによって個別に決められている。
処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒLM（ｎ）に付されている添字「
11，12，…，lm，…，LM」は、「ｌ番目のマイクロフォ
ンＭＰl 」と「ｍ番目のラウドスピーカＬＳm 」との組
み合わせに対応した遅延処理部３１Ａlm及び処理信号ｒ
lmということを表している。ここで、各遅延処理部３１
Ａ11〜３１ＡLMに入力される基準信号ｘ（ｎ）は共通で
あるが、それら遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLMにおける
信号の遅延時間ｄｔ（ｌ，ｍ）は、対応するラウドスピ
ーカＬＳ1 〜ＬＳM とマイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰL と
の組み合わせによって個別に決められている。
【００３３】即ち、遅延処理部３１Ａ12においては、そ
の入力信号である基準信号ｘ（ｎ）と、出力信号である
処理信号ｒ12（ｎ）との間に、図３に示すように、ラウ
ドスピーカＬＳ2 と、マイクロフォンＭＰ1 との間の関
係（例えば、ラウドスピーカＬＳ2 と、マイクロフォン
ＭＰ1 との間の実際の距離等）から決まる遅延時間ｄｔ
（１，２）を与える処理を実行する。
の入力信号である基準信号ｘ（ｎ）と、出力信号である
処理信号ｒ12（ｎ）との間に、図３に示すように、ラウ
ドスピーカＬＳ2 と、マイクロフォンＭＰ1 との間の関
係（例えば、ラウドスピーカＬＳ2 と、マイクロフォン
ＭＰ1 との間の実際の距離等）から決まる遅延時間ｄｔ
（１，２）を与える処理を実行する。
【００３４】そして、残留騒音信号ｅ1 （ｎ）〜ｅ
L （ｎ）と、処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒLM（ｎ）とが供給
されるＬＭＳアルゴリズム実行部２０では、空間３内の
騒音が低減するように、所定の更新式に従って、適応型
ディジタルフィルタ１０のフィルタ係数Ｗmiを逐次更新
していく。ここで、ＬＭＳアルゴリズムにおける評価関
数Ｊｅは、上述した従来の技術と同様に、残留騒音信号
ｅl （ｎ）の自乗和が最小となるように、下記の（６）
式に示すようにする。
L （ｎ）と、処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒLM（ｎ）とが供給
されるＬＭＳアルゴリズム実行部２０では、空間３内の
騒音が低減するように、所定の更新式に従って、適応型
ディジタルフィルタ１０のフィルタ係数Ｗmiを逐次更新
していく。ここで、ＬＭＳアルゴリズムにおける評価関
数Ｊｅは、上述した従来の技術と同様に、残留騒音信号
ｅl （ｎ）の自乗和が最小となるように、下記の（６）
式に示すようにする。
【００３５】
よって、適応型ディジタルフィルタ１０のフィルタ係
数Ｗmiは、下記の（７）式に従って更新する。
数Ｗmiは、下記の（７）式に従って更新する。
【００３６】
なお、フィルタ係数Ｗmiに付されている添字「mi」
は、Ｍ個のラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM 毎に設けられ
た適応型ディジタルフィルタの内、ｍ番目の適応型ディ
ジタルフィルタのｉ番目（ｉ＝０，１，２，…，ＩK −
１：ＩK は適応型ディジタルフィルタのフィルタ係数Ｗ
miのタップ数である。）のフィルタ係数であるというこ
とを意味している。
は、Ｍ個のラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM 毎に設けられ
た適応型ディジタルフィルタの内、ｍ番目の適応型ディ
ジタルフィルタのｉ番目（ｉ＝０，１，２，…，ＩK −
１：ＩK は適応型ディジタルフィルタのフィルタ係数Ｗ
miのタップ数である。）のフィルタ係数であるというこ
とを意味している。
【００３７】また、収束係数αは、ここでは一つの定数
のように扱っているが、各フィルタ毎に異なる収束係数
（αmi）とすることもできるし、或いは、重み係数γl
を一緒に取り込んだ係数（αl ）として演算することも
できる。上記（７）式は、上述した従来の技術の（５）
式と形は同じであるが、右辺の「ｒlm（ｎ−ｉ）」の内
容が異なる。
のように扱っているが、各フィルタ毎に異なる収束係数
（αmi）とすることもできるし、或いは、重み係数γl
を一緒に取り込んだ係数（αl ）として演算することも
できる。上記（７）式は、上述した従来の技術の（５）
式と形は同じであるが、右辺の「ｒlm（ｎ−ｉ）」の内
容が異なる。
【００３８】即ち、上記従来の技術では、基準信号であ
る基準信号ｘ（ｎ）を、ラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM
からマイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰL までの伝達関数モデ
ルに通して処理した値が「ｒlm（ｎ−ｉ）」であるが
（（４）式参照）、本実施例においては、基準信号ｘ
（ｎ）を遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLMで遅延させた値
が「ｒlm（ｎ−ｉ）」である。
る基準信号ｘ（ｎ）を、ラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳM
からマイクロフォンＭＰ1 〜ＭＰL までの伝達関数モデ
ルに通して処理した値が「ｒlm（ｎ−ｉ）」であるが
（（４）式参照）、本実施例においては、基準信号ｘ
（ｎ）を遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLMで遅延させた値
が「ｒlm（ｎ−ｉ）」である。
【００３９】次に、本実施例の作用を説明する。騒音源
２で発生した騒音は、騒音源２と空間３との間に介在す
る空気や物体を伝わって、空間３に騒音となって放射さ
れる。一方、振動センサ４で検出された基準信号ｘ
（ｎ）は、Ａ／Ｄ変換器６でディジタル値に変換されて
から適応型ディジタルフィルタ１０に供給され、その適
応型ディジタルフィルタ１０で適宜処理された後に、Ｄ
／Ａ変換器７を介して、各ラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳ
M に供給される。
２で発生した騒音は、騒音源２と空間３との間に介在す
る空気や物体を伝わって、空間３に騒音となって放射さ
れる。一方、振動センサ４で検出された基準信号ｘ
（ｎ）は、Ａ／Ｄ変換器６でディジタル値に変換されて
から適応型ディジタルフィルタ１０に供給され、その適
応型ディジタルフィルタ１０で適宜処理された後に、Ｄ
／Ａ変換器７を介して、各ラウドスピーカＬＳ1 〜ＬＳ
M に供給される。
【００４０】この結果、それらラウドスピーカＬＳ1 〜
ＬＳM からは、基準信号ｘ（ｎ）に基づいた制御音が発
生することになるが、騒音源２から生じる騒音は、その
騒音源２の振動状況で決まるため、基準信号ｘ（ｎ）に
応じて制御音が発生すれば、騒音が制御音で相殺され、
空間３内の騒音が低減することになる。そして、ラウド
スピーカＬＳ1 〜ＬＳM から発せられた制御音によって
は相殺しきれなかった残留騒音が、マイクロフォンＭＰ
1 〜ＭＰL によって検出され、それが、残留騒音信号ｅ
1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）として、Ａ／Ｄ変換器８でディジ
タル値に変換されてからＬＭＳアルゴリズム実行部２０
に供給される。
ＬＳM からは、基準信号ｘ（ｎ）に基づいた制御音が発
生することになるが、騒音源２から生じる騒音は、その
騒音源２の振動状況で決まるため、基準信号ｘ（ｎ）に
応じて制御音が発生すれば、騒音が制御音で相殺され、
空間３内の騒音が低減することになる。そして、ラウド
スピーカＬＳ1 〜ＬＳM から発せられた制御音によって
は相殺しきれなかった残留騒音が、マイクロフォンＭＰ
1 〜ＭＰL によって検出され、それが、残留騒音信号ｅ
1 （ｎ）〜ｅL （ｎ）として、Ａ／Ｄ変換器８でディジ
タル値に変換されてからＬＭＳアルゴリズム実行部２０
に供給される。
【００４１】また、振動センサ４から出力された基準信
号ｘ（ｎ）は、基準信号処理部３０の各遅延処理部３１
Ａ11〜３１ＡLMにも供給され、それら遅延処理部３１Ａ
11〜３１ＡLMで遅延処理されて処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒ
LM（ｎ）となり、Ａ／Ｄ変換器９でディジタル値に変換
されてから、ＬＭＳアルゴリズム実行部２０に供給され
る。
号ｘ（ｎ）は、基準信号処理部３０の各遅延処理部３１
Ａ11〜３１ＡLMにも供給され、それら遅延処理部３１Ａ
11〜３１ＡLMで遅延処理されて処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒ
LM（ｎ）となり、Ａ／Ｄ変換器９でディジタル値に変換
されてから、ＬＭＳアルゴリズム実行部２０に供給され
る。
【００４２】そして、ＬＭＳアルゴリズム実行部２０で
は、上記（７）式に基づいて、適応型ディジタルフィル
タ１０のフィルタ係数Ｗmiを更新する。すると、ＬＭＳ
アルゴリズム実行部２０における評価関数Ｊｅが、上記
（６）式に示すように、残留騒音信号ｅl （ｎ）の自乗
和が最小となるよう設定されているから、ＬＭＳアルゴ
リズム実行部２０によって適応型ディジタルフィルタ１
０のフィルタ係数Ｗmiが逐次更新されることにより、適
応型ディジタルフィルタ１０による処理の内容が調整さ
れ、空間３内の残留騒音が小さくなり、空間３内の騒音
の低減が図られる。
は、上記（７）式に基づいて、適応型ディジタルフィル
タ１０のフィルタ係数Ｗmiを更新する。すると、ＬＭＳ
アルゴリズム実行部２０における評価関数Ｊｅが、上記
（６）式に示すように、残留騒音信号ｅl （ｎ）の自乗
和が最小となるよう設定されているから、ＬＭＳアルゴ
リズム実行部２０によって適応型ディジタルフィルタ１
０のフィルタ係数Ｗmiが逐次更新されることにより、適
応型ディジタルフィルタ１０による処理の内容が調整さ
れ、空間３内の残留騒音が小さくなり、空間３内の騒音
の低減が図られる。
【００４３】さらに、本実施例によれば、ＬＭＳアルゴ
リズム実行部２０に供給される処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒ
LM（ｎ）を生成する基準信号処理部３０における処理
が、基準信号ｘ（ｎ）を遅延させる処理だけであるか
ら、その遅延処理の演算を１回と数えれば、上述したよ
うに１２８個の信号を使用して乗算及び加算を計２５６
回の演算が必要な従来の処理に比べて２５６分の１の演
算量で済むことになる。
リズム実行部２０に供給される処理信号ｒ11（ｎ）〜ｒ
LM（ｎ）を生成する基準信号処理部３０における処理
が、基準信号ｘ（ｎ）を遅延させる処理だけであるか
ら、その遅延処理の演算を１回と数えれば、上述したよ
うに１２８個の信号を使用して乗算及び加算を計２５６
回の演算が必要な従来の処理に比べて２５６分の１の演
算量で済むことになる。
【００４４】このため、極短時間での処理が可能となる
から、一般に使用されるディジタル信号処理装置であっ
ても十分実現可能である。しかも、対象となっている空
間３が、自由空間である場合や、閉空間であっても減衰
が大きい場合には、本実施例のような基準信号処理部３
０における遅延操作処理と、上述した従来の技術におけ
る伝達関数モデルを用いた処理との差は小さく、従っ
て、本実施例のような処理内容であっても、能動型騒音
制御装置１の制御性能に実質的な影響はなく、伝達関数
モデルを用いた処理によって得られる効果と同等の効果
が発揮される。
から、一般に使用されるディジタル信号処理装置であっ
ても十分実現可能である。しかも、対象となっている空
間３が、自由空間である場合や、閉空間であっても減衰
が大きい場合には、本実施例のような基準信号処理部３
０における遅延操作処理と、上述した従来の技術におけ
る伝達関数モデルを用いた処理との差は小さく、従っ
て、本実施例のような処理内容であっても、能動型騒音
制御装置１の制御性能に実質的な影響はなく、伝達関数
モデルを用いた処理によって得られる効果と同等の効果
が発揮される。
【００４５】図４乃至図７は、本発明の第２実施例を示
す図である。図４は本実施例における能動型騒音制御装
置１の全体構成を示すブロック図であり、これは、車両
に適用される能動型騒音制御装置であって、騒音源とし
てのエンジン２Ａから発せられる騒音が伝達される車室
３Ａの騒音を低減するものである。なお、上記第１実施
例で示した能動型騒音制御装置と同等の構成部位には同
じ符号を付している。
す図である。図４は本実施例における能動型騒音制御装
置１の全体構成を示すブロック図であり、これは、車両
に適用される能動型騒音制御装置であって、騒音源とし
てのエンジン２Ａから発せられる騒音が伝達される車室
３Ａの騒音を低減するものである。なお、上記第１実施
例で示した能動型騒音制御装置と同等の構成部位には同
じ符号を付している。
【００４６】即ち、本実施例では、エンジン２Ａを騒音
源としているので、そのエンジン２Ａの騒音発生状態を
検出する騒音発生状態検出手段として、クランク角セン
サ４Ａを適用するとともに、そのクランク角センサ４Ａ
から出力されるクランク角検出信号ｘ（ｎ）を基準信号
としてる。そして、本実施例の基準信号処理手段として
の基準信号処理部３０は、図５に示すように、遅延処理
部３１Ａ11〜３１ＡLMの他に、それら遅延処理部３１Ａ
11〜３１ＡLMのそれぞれに対応して、遅延時間決定手段
としての周波数−遅延量テーブル３２Ａ11〜３２ＡLMが
設けられるとともに、基準信号として入力されるクラン
ク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数を判断し、その判断され
た周波数を各周波数−遅延量テーブル３２Ａ11〜３２Ａ
LMに供給する周波数検出手段としての周波数判断部３３
が設けられている。
源としているので、そのエンジン２Ａの騒音発生状態を
検出する騒音発生状態検出手段として、クランク角セン
サ４Ａを適用するとともに、そのクランク角センサ４Ａ
から出力されるクランク角検出信号ｘ（ｎ）を基準信号
としてる。そして、本実施例の基準信号処理手段として
の基準信号処理部３０は、図５に示すように、遅延処理
部３１Ａ11〜３１ＡLMの他に、それら遅延処理部３１Ａ
11〜３１ＡLMのそれぞれに対応して、遅延時間決定手段
としての周波数−遅延量テーブル３２Ａ11〜３２ＡLMが
設けられるとともに、基準信号として入力されるクラン
ク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数を判断し、その判断され
た周波数を各周波数−遅延量テーブル３２Ａ11〜３２Ａ
LMに供給する周波数検出手段としての周波数判断部３３
が設けられている。
【００４７】即ち、本実施例では、遅延処理部３１Ａ11
〜３１ＡLMにおける遅延操作処理の遅延時間を、クラン
ク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数ｆにより変更する点が上
記第１実施例との差異である。例えば、遅延処理部３１
Ａ12においては、その入力信号である基準信号ｘ（ｎ）
と、出力信号である処理信号ｒ12（ｎ）との間に、図６
に示すように、ラウドスピーカＬＳ2 と、マイクロフォ
ンＭＰ1 との間の関係（例えば、ラウドスピーカＬＳ2
と、マイクロフォンＭＰ1 との間の実際の距離等）、並
びに、クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数ｆから決ま
る遅延時間ｄｔ（１，２，ｆ）を与える処理を実行す
る。
〜３１ＡLMにおける遅延操作処理の遅延時間を、クラン
ク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数ｆにより変更する点が上
記第１実施例との差異である。例えば、遅延処理部３１
Ａ12においては、その入力信号である基準信号ｘ（ｎ）
と、出力信号である処理信号ｒ12（ｎ）との間に、図６
に示すように、ラウドスピーカＬＳ2 と、マイクロフォ
ンＭＰ1 との間の関係（例えば、ラウドスピーカＬＳ2
と、マイクロフォンＭＰ1 との間の実際の距離等）、並
びに、クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数ｆから決ま
る遅延時間ｄｔ（１，２，ｆ）を与える処理を実行す
る。
【００４８】図７に、そのような処理を実現するための
機能構成例を示す。ただし、図７には、遅延処理部３１
Ａ11に関する構成のみを示し、その他の遅延処理部３１
Ａ12〜３１ＡLMに関する構成は、これと同様の構成で済
むため、その図示及び説明は省略する。即ち、周波数判
断部３３は、クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数ｆを
電圧値に変換する周波数−電圧変換器３３Ａと、その周
波数−電圧変換器３３Ａの出力をディジタル値に変換す
るＡ／Ｄ変換器３３Ｂとを有していて、そのＡ／Ｄ変換
器３３Ｂでディジタル値に変換された周波数−電圧変換
器３３Ａの出力が、周波数−遅延量テーブル３２Ａ11に
供給される。なお、その周波数−電圧変換器３３Ａの出
力は、同時に他の周波数−遅延量テーブル３２Ａ12〜３
２ＡLMにも供給される。
機能構成例を示す。ただし、図７には、遅延処理部３１
Ａ11に関する構成のみを示し、その他の遅延処理部３１
Ａ12〜３１ＡLMに関する構成は、これと同様の構成で済
むため、その図示及び説明は省略する。即ち、周波数判
断部３３は、クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数ｆを
電圧値に変換する周波数−電圧変換器３３Ａと、その周
波数−電圧変換器３３Ａの出力をディジタル値に変換す
るＡ／Ｄ変換器３３Ｂとを有していて、そのＡ／Ｄ変換
器３３Ｂでディジタル値に変換された周波数−電圧変換
器３３Ａの出力が、周波数−遅延量テーブル３２Ａ11に
供給される。なお、その周波数−電圧変換器３３Ａの出
力は、同時に他の周波数−遅延量テーブル３２Ａ12〜３
２ＡLMにも供給される。
【００４９】そして、周波数−遅延量テーブル３２Ａ11
は、周波数判断部３３から供給される電圧値をアドレス
に変換する電圧値−アドレス変換器３２Ｂ11を有し、そ
の電圧値−アドレス変換器３２Ｂ11で決定されたアドレ
スがメモリ３２Ｃ11に供給され、そのアドレスに記憶さ
れている遅延量ｄｔがメモリ３２Ｃ11から遅延処理部３
１Ａ11に供給される。
は、周波数判断部３３から供給される電圧値をアドレス
に変換する電圧値−アドレス変換器３２Ｂ11を有し、そ
の電圧値−アドレス変換器３２Ｂ11で決定されたアドレ
スがメモリ３２Ｃ11に供給され、そのアドレスに記憶さ
れている遅延量ｄｔがメモリ３２Ｃ11から遅延処理部３
１Ａ11に供給される。
【００５０】遅延処理部３１Ａ11では、供給される遅延
量ｄｔだけクランク角検出信号ｘ（ｎ）を遅延させて、
基準処理信号としての処理信号ｒ11（ｎ）を出力する。
このように、遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLMにおける遅
延操作処理の遅延時間ｄｔを、クランク角検出信号ｘ
（ｎ）の周波数に応じて可変となっているから、周波数
によって変化する実際の空間における音響の伝達特性に
より近い処理が実行されることになり、制御特性の向上
が図られる。
量ｄｔだけクランク角検出信号ｘ（ｎ）を遅延させて、
基準処理信号としての処理信号ｒ11（ｎ）を出力する。
このように、遅延処理部３１Ａ11〜３１ＡLMにおける遅
延操作処理の遅延時間ｄｔを、クランク角検出信号ｘ
（ｎ）の周波数に応じて可変となっているから、周波数
によって変化する実際の空間における音響の伝達特性に
より近い処理が実行されることになり、制御特性の向上
が図られる。
【００５１】しかも、基準信号として用いているクラン
ク角検出信号ｘ（ｎ）が正弦波であるから、基準信号処
理部３０から出力される処理信号ｒ（ｎ）と、伝達関数
モデルを用いた処理を行って得られる処理信号との差
は、実質的には振幅だけとなり、その振幅の差も、上記
（７）式の収束係数αを適宜選定することにより吸収で
きるから、結局、本実施例の構成であれば、伝達関数モ
デルを用いた処理を行う従来の装置と同等の効果を得る
ことができる。
ク角検出信号ｘ（ｎ）が正弦波であるから、基準信号処
理部３０から出力される処理信号ｒ（ｎ）と、伝達関数
モデルを用いた処理を行って得られる処理信号との差
は、実質的には振幅だけとなり、その振幅の差も、上記
（７）式の収束係数αを適宜選定することにより吸収で
きるから、結局、本実施例の構成であれば、伝達関数モ
デルを用いた処理を行う従来の装置と同等の効果を得る
ことができる。
【００５２】そして、基準信号処理部３０における処理
は、周波数−電圧変換器３３Ａにおける処理と、電圧値
−アドレス変換器３２Ｂ11における処理と、メモリ３２
Ｃ11から遅延量ｄｔを読み出す処理との３ステップで済
むため、それらの処理を１回の演算と数えれば計３回の
演算で済み、上記第１実施例で行った比較と同様の比較
を行えば、演算量は８５分の１以下となり、短時間での
処理が可能となる。
は、周波数−電圧変換器３３Ａにおける処理と、電圧値
−アドレス変換器３２Ｂ11における処理と、メモリ３２
Ｃ11から遅延量ｄｔを読み出す処理との３ステップで済
むため、それらの処理を１回の演算と数えれば計３回の
演算で済み、上記第１実施例で行った比較と同様の比較
を行えば、演算量は８５分の１以下となり、短時間での
処理が可能となる。
【００５３】なお、その他の作用効果は、上記第１実施
例と同様であるため、説明は省略する。図８及び図９
は、本発明の第３実施例を示す図である。なお、全体構
成は、上記第２実施例と同様であるため、その図示及び
説明は省略する。即ち、本実施例における基準信号処理
手段としての基準信号処理部３０は、図８に示すよう
に、任意の周波数及び位相の正弦波を生成して出力する
正弦波生成器３４Ａ11〜３４ＡLMと、それら正弦波生成
器３４Ａ11〜３４ＡLMのそれぞれに対応して設けられ、
クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数情報ｆ及び位相情
報θが入力される遅延時間決定手段としての周波数−遅
延量テーブル３５Ａ11〜３５ＡLMとを有している。
例と同様であるため、説明は省略する。図８及び図９
は、本発明の第３実施例を示す図である。なお、全体構
成は、上記第２実施例と同様であるため、その図示及び
説明は省略する。即ち、本実施例における基準信号処理
手段としての基準信号処理部３０は、図８に示すよう
に、任意の周波数及び位相の正弦波を生成して出力する
正弦波生成器３４Ａ11〜３４ＡLMと、それら正弦波生成
器３４Ａ11〜３４ＡLMのそれぞれに対応して設けられ、
クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周波数情報ｆ及び位相情
報θが入力される遅延時間決定手段としての周波数−遅
延量テーブル３５Ａ11〜３５ＡLMとを有している。
【００５４】そして、この基準信号処理部３０に基準信
号として入力されるのは、クランク角検出信号ｘ（ｎ）
そのものではなく、そのクランク角検出信号ｘ（ｎ）の
周波数情報ｆ及び位相情報θである。しかし、クランク
角検出信号ｘ（ｎ）は、上記第２実施例で説明したよう
に（図６参照）、正弦波を描くため、周波数情報ｆ及び
位相情報θが供給されるということは、クランク角検出
信号ｘ（ｎ）が供給されることと実質的に同じである。
号として入力されるのは、クランク角検出信号ｘ（ｎ）
そのものではなく、そのクランク角検出信号ｘ（ｎ）の
周波数情報ｆ及び位相情報θである。しかし、クランク
角検出信号ｘ（ｎ）は、上記第２実施例で説明したよう
に（図６参照）、正弦波を描くため、周波数情報ｆ及び
位相情報θが供給されるということは、クランク角検出
信号ｘ（ｎ）が供給されることと実質的に同じである。
【００５５】なお、周波数情報ｆ及び位相情報θは、例
えば周波数検出手段としての周波数−電圧変換器，位相
検出手段としての位相−電圧変換器（図示せず）の出力
として得ることができる。図９に、正弦波生成器３４Ａ
11及び周波数−遅延量テーブル３５Ａ11の構成例を示
す。なお、その他の正弦波生成器３４Ａ12〜３４ＡLM及
び周波数−遅延量テーブル３５Ａ12〜３５ＡLMは、これ
と同様の構成で済むため、その図示及び説明は省略す
る。
えば周波数検出手段としての周波数−電圧変換器，位相
検出手段としての位相−電圧変換器（図示せず）の出力
として得ることができる。図９に、正弦波生成器３４Ａ
11及び周波数−遅延量テーブル３５Ａ11の構成例を示
す。なお、その他の正弦波生成器３４Ａ12〜３４ＡLM及
び周波数−遅延量テーブル３５Ａ12〜３５ＡLMは、これ
と同様の構成で済むため、その図示及び説明は省略す
る。
【００５６】即ち、周波数−遅延量テーブル３５Ａ
11は、周波数情報ｆが供給され、対応するアドレス値を
出力する周波数情報−アドレス変換器３５Ｂ11と、この
周波数情報−アドレス変換器３５Ｂ11から出力されたア
ドレスに記憶されている遅延時間としての位相遅延量デ
ータθ0を出力するメモリ３５Ｃ11と、位相情報θの非
反転値と位相遅延量データθ0 の反転値とを加算する加
算器３５Ｄ11とを備えている。
11は、周波数情報ｆが供給され、対応するアドレス値を
出力する周波数情報−アドレス変換器３５Ｂ11と、この
周波数情報−アドレス変換器３５Ｂ11から出力されたア
ドレスに記憶されている遅延時間としての位相遅延量デ
ータθ0を出力するメモリ３５Ｃ11と、位相情報θの非
反転値と位相遅延量データθ0 の反転値とを加算する加
算器３５Ｄ11とを備えている。
【００５７】そして、正弦波生成器３４Ａ11には、周波
数情報ｆと、加算器３５Ｄ11の出力（θ−θ0 ）とが供
給され、正弦波生成器３５Ａ11は、それらに応じて、正
弦波である処理信号ｒ11（ｎ）を出力する。本実施例の
構成であっても、基準信号処理部３０から出力される処
理信号ｒ（ｎ）は、上記第２実施例における基準信号処
理部３０の出力と同じであるから、上記第２実施例と同
様の作用効果が得られるし、特に、クランク角検出信号
ｘ（ｎ）の周波数情報ｆ及び位相情報θが検出されれば
基準信号処理部３０における遅延操作処理が可能である
から、クランク角検出信号ｘ（ｎ）を高精度に検出する
必要がなく、このため、エンジンの振動発生状態を精度
良く検出することが不可能な場合であっても、高精度の
処理が可能である。このことは、クランク角センサに高
精度（従って、高価）なセンサを用いる必要なないとい
うことでもあるから、コストの低減にも寄与する。
数情報ｆと、加算器３５Ｄ11の出力（θ−θ0 ）とが供
給され、正弦波生成器３５Ａ11は、それらに応じて、正
弦波である処理信号ｒ11（ｎ）を出力する。本実施例の
構成であっても、基準信号処理部３０から出力される処
理信号ｒ（ｎ）は、上記第２実施例における基準信号処
理部３０の出力と同じであるから、上記第２実施例と同
様の作用効果が得られるし、特に、クランク角検出信号
ｘ（ｎ）の周波数情報ｆ及び位相情報θが検出されれば
基準信号処理部３０における遅延操作処理が可能である
から、クランク角検出信号ｘ（ｎ）を高精度に検出する
必要がなく、このため、エンジンの振動発生状態を精度
良く検出することが不可能な場合であっても、高精度の
処理が可能である。このことは、クランク角センサに高
精度（従って、高価）なセンサを用いる必要なないとい
うことでもあるから、コストの低減にも寄与する。
【００５８】また、本実施例における演算量は、周波数
情報−アドレス変換器３５Ｂ11における処理と、メモリ
３５Ｃ11から位相遅延量データθ0 を読み出す処理と、
加算器３５Ｄ11における加算と、正弦波生成器３４Ａ11
で正弦波を生成して出力する処理とで済むから、それら
の処理を１回の演算と数えれば計４回の演算で済み、上
記第１実施例で行った比較と同様の比較を行えば、演算
量は６４分の１となり、やはり短時間での処理が可能と
なる。
情報−アドレス変換器３５Ｂ11における処理と、メモリ
３５Ｃ11から位相遅延量データθ0 を読み出す処理と、
加算器３５Ｄ11における加算と、正弦波生成器３４Ａ11
で正弦波を生成して出力する処理とで済むから、それら
の処理を１回の演算と数えれば計４回の演算で済み、上
記第１実施例で行った比較と同様の比較を行えば、演算
量は６４分の１となり、やはり短時間での処理が可能と
なる。
【００５９】図１０及び図１１は、本発明の第４実施例
を示す図である。なお、全体構成は、上記第２実施例と
同様であるため、その図示及び説明は省略する。即ち、
本実施例における基準信号処理手段としての基準信号処
理部３０は、図１０に示すように、正弦波生成器３４Ａ
11〜３４ＡLMと、それら正弦波生成器３４Ａ11〜３４Ａ
LMのそれぞれに対応して設けられ、クランク角検出信号
ｘ（ｎ）の周波数情報ｆ及び位相情報θが入力される周
波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ11〜３６ＡLMとを
有している。
を示す図である。なお、全体構成は、上記第２実施例と
同様であるため、その図示及び説明は省略する。即ち、
本実施例における基準信号処理手段としての基準信号処
理部３０は、図１０に示すように、正弦波生成器３４Ａ
11〜３４ＡLMと、それら正弦波生成器３４Ａ11〜３４Ａ
LMのそれぞれに対応して設けられ、クランク角検出信号
ｘ（ｎ）の周波数情報ｆ及び位相情報θが入力される周
波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ11〜３６ＡLMとを
有している。
【００６０】図１１に、正弦波生成器３４Ａ11及び周波
数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ 11の構成例を示す。
なお、その他の正弦波生成器３４Ａ12〜３４ＡLM及び周
波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ12〜３６ＡLMは、
これと同様の構成で済むため、その図示及び説明は省略
する。
数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ 11の構成例を示す。
なお、その他の正弦波生成器３４Ａ12〜３４ＡLM及び周
波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ12〜３６ＡLMは、
これと同様の構成で済むため、その図示及び説明は省略
する。
【００６１】そして、周波数−遅延量・ゲインテーブル
３６Ａ11は、上記第３実施例における周波数−遅延量テ
ーブル３５Ａ11と略同じ構成であるが、相違点は、メモ
リ３６Ｃ11には、位相遅延量データθ0 とともに、ゲイ
ンデータＧ0 が記憶されていて、周波数情報−アドレス
変換器３６Ｂ11で決定されたアドレスに応じて、メモリ
３６Ｃ11が位相遅延量データθ0 及びゲインデータＧ0
を出力するという点であり、そして、正弦波生成器３４
Ａ11は、周波数情報ｆと、加算器３６Ｄ11の出力（θ−
θ0 ）と、ゲインデータＧ0 とに応じて、正弦波である
処理信号ｒ11（ｎ）を出力する。
３６Ａ11は、上記第３実施例における周波数−遅延量テ
ーブル３５Ａ11と略同じ構成であるが、相違点は、メモ
リ３６Ｃ11には、位相遅延量データθ0 とともに、ゲイ
ンデータＧ0 が記憶されていて、周波数情報−アドレス
変換器３６Ｂ11で決定されたアドレスに応じて、メモリ
３６Ｃ11が位相遅延量データθ0 及びゲインデータＧ0
を出力するという点であり、そして、正弦波生成器３４
Ａ11は、周波数情報ｆと、加算器３６Ｄ11の出力（θ−
θ0 ）と、ゲインデータＧ0 とに応じて、正弦波である
処理信号ｒ11（ｎ）を出力する。
【００６２】つまり、本実施例における基準信号処理部
３０においては、遅延操作処理及び振幅操作処理の両方
が実行されることになる。ここで、本実施例にあって
は、周波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ11〜３６Ａ
LMによって、遅延時間決定手段及びゲイン決定手段が構
成される。即ち、本実施例であれば、正弦波生成器３４
Ａ11〜３４ＡLMから出力される基準信号ｒ11（ｎ）〜ｒ
LM（ｎ）の振幅をも、クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周
波数情報ｆに応じて変えることができるので、さらに実
際の空間における音響の伝達特性に近い処理が実行され
ることになるし、その結果、基準信号としてのクランク
角検出信号ｘ（ｎ）の処理が従来技術と同等のものとな
るから、処理の過程で使用するパラメータを従来と同じ
ものを使用することができ、従来技術で構築されている
データをそのまま生かすことできるという利点がある。
３０においては、遅延操作処理及び振幅操作処理の両方
が実行されることになる。ここで、本実施例にあって
は、周波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ11〜３６Ａ
LMによって、遅延時間決定手段及びゲイン決定手段が構
成される。即ち、本実施例であれば、正弦波生成器３４
Ａ11〜３４ＡLMから出力される基準信号ｒ11（ｎ）〜ｒ
LM（ｎ）の振幅をも、クランク角検出信号ｘ（ｎ）の周
波数情報ｆに応じて変えることができるので、さらに実
際の空間における音響の伝達特性に近い処理が実行され
ることになるし、その結果、基準信号としてのクランク
角検出信号ｘ（ｎ）の処理が従来技術と同等のものとな
るから、処理の過程で使用するパラメータを従来と同じ
ものを使用することができ、従来技術で構築されている
データをそのまま生かすことできるという利点がある。
【００６３】そして、本実施例であっても、上記第３実
施例に比べてゲインデータＧ0 を読み出す処理が増えた
だけであるから、上記第１実施例で行った比較と同様の
比較を行えば、演算量は５０分の１以下となり、やはり
短時間での処理が可能となる。ここで、この第４実施例
で使用する周波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ11〜
３６ＡLMの決定方法を、図１２を伴って説明する。な
お、上記第１乃至第３実施例における遅延操作処理の遅
延時間も、同等の方法で決定することができるので、そ
の説明は省略する。
施例に比べてゲインデータＧ0 を読み出す処理が増えた
だけであるから、上記第１実施例で行った比較と同様の
比較を行えば、演算量は５０分の１以下となり、やはり
短時間での処理が可能となる。ここで、この第４実施例
で使用する周波数−遅延量・ゲインテーブル３６Ａ11〜
３６ＡLMの決定方法を、図１２を伴って説明する。な
お、上記第１乃至第３実施例における遅延操作処理の遅
延時間も、同等の方法で決定することができるので、そ
の説明は省略する。
【００６４】先ず、第１のステップとして、ＬＭＳアル
ゴリズムを用いて、ラウドスピーカＬＳと、マイクロフ
ォンＭＰとの間の伝達関数を、ＦＩＲフィルタとして算
出する。即ち、テスト信号発生器４０から発せられるテ
スト信号をｘ（ｎ）、ｍ番目のラウドスピーカからテス
ト信号ｘ（ｎ）が発せられたときのｌ番目のマイクロフ
ォンの残留騒音信号をｅl （ｎ）、ｍ番目のラウドスピ
ーカとｌ番目のマイクロフォンとの間の伝達関数Ｈlmの
ｊ番目に対応する適応型ディジタルフィルタのフィルタ
係数をＣlmj 、フィルタ係数の更新中の適応型ディジタ
ルフィルタＣの出力をｙ（ｎ）とすると、 となる。次に、評価関数Ｊｅをマイクロフォンの残留騒
音信号ｅl （ｎ）と適応型ディジタルフィルタＣの出力
ｙ（ｎ）との差の自乗とすると、 Ｊｅ＝（ｅl （ｎ）−ｙ（ｎ））2 ＝｛ｅl （ｎ）−ΣＣlmj ｘ（ｎ−１）｝2 ……（９） となり、この評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｃlmj につ
いて偏微分した値で、そのフィルタ係数Ｃlmj を更新す
る。
ゴリズムを用いて、ラウドスピーカＬＳと、マイクロフ
ォンＭＰとの間の伝達関数を、ＦＩＲフィルタとして算
出する。即ち、テスト信号発生器４０から発せられるテ
スト信号をｘ（ｎ）、ｍ番目のラウドスピーカからテス
ト信号ｘ（ｎ）が発せられたときのｌ番目のマイクロフ
ォンの残留騒音信号をｅl （ｎ）、ｍ番目のラウドスピ
ーカとｌ番目のマイクロフォンとの間の伝達関数Ｈlmの
ｊ番目に対応する適応型ディジタルフィルタのフィルタ
係数をＣlmj 、フィルタ係数の更新中の適応型ディジタ
ルフィルタＣの出力をｙ（ｎ）とすると、 となる。次に、評価関数Ｊｅをマイクロフォンの残留騒
音信号ｅl （ｎ）と適応型ディジタルフィルタＣの出力
ｙ（ｎ）との差の自乗とすると、 Ｊｅ＝（ｅl （ｎ）−ｙ（ｎ））2 ＝｛ｅl （ｎ）−ΣＣlmj ｘ（ｎ−１）｝2 ……（９） となり、この評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｃlmj につ
いて偏微分した値で、そのフィルタ係数Ｃlmj を更新す
る。
【００６５】そこで、上記（９）式より、
∂Ｊｅ／∂Ｃlmj ＝−２ｘ（ｎ−ｊ）｛ｅl （ｎ）−ΣＣlmj ｘ（ｎ−１）｝
……（10）
となることから、フィルタ係数Ｃlmj の書換式は、下記
の（11）式のようになる。
の（11）式のようになる。
【００６６】
Ｃlmj （ｎ＋１）＝Ｃlmj （ｎ）
＋μ（ｎ−ｊ）｛ｅl （ｎ）−ΣＣlmj ｘ（ｎ−１）｝
……（11）
ここで、μは収束係数である。そして、上記（11）式に
よる演算を所定回数Ｎ0 回繰り返すことにより、制御ア
ルゴリズム内に含まれる伝達関数Ｈlmを、制御対象であ
る空間の制御音源としてラウドスピーカＬＳと、残留騒
音検出手段としてのマイクロフォンＭＰとの間の伝達関
数に近づけていくことにより、適正な伝達関数Ｈlmを求
める。
よる演算を所定回数Ｎ0 回繰り返すことにより、制御ア
ルゴリズム内に含まれる伝達関数Ｈlmを、制御対象であ
る空間の制御音源としてラウドスピーカＬＳと、残留騒
音検出手段としてのマイクロフォンＭＰとの間の伝達関
数に近づけていくことにより、適正な伝達関数Ｈlmを求
める。
【００６７】第２のステップとして、このようにして求
めた時間領域の伝達関数であるＦＩＲフィルタＣを、周
波数領域に変換する。その計算は、フーリエ変換、若し
くは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いればよい。例え
ば、上述のように、サンプリング周波数１ｋＨｚで１２
８タップのＦＩＲフィルタをＦＦＴによって周波数領域
に変換すれば、周波数分解能は１０００／１２８である
から、約８Ｈｚということになる。もし、この分解能が
不十分であれば、通常のフーリエ変換によって任意の周
波数の伝達特性を求めればよい。
めた時間領域の伝達関数であるＦＩＲフィルタＣを、周
波数領域に変換する。その計算は、フーリエ変換、若し
くは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いればよい。例え
ば、上述のように、サンプリング周波数１ｋＨｚで１２
８タップのＦＩＲフィルタをＦＦＴによって周波数領域
に変換すれば、周波数分解能は１０００／１２８である
から、約８Ｈｚということになる。もし、この分解能が
不十分であれば、通常のフーリエ変換によって任意の周
波数の伝達特性を求めればよい。
【００６８】第３のステップとして、そのようにして求
められた周波数毎の伝達特性を、メモリに格納し、これ
で、周波数−遅延量・ゲインテーブルが決定される。
められた周波数毎の伝達特性を、メモリに格納し、これ
で、周波数−遅延量・ゲインテーブルが決定される。
【００６９】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１乃至請求
項６記載の発明によれば、基準信号の処理を高速で行う
ことができるので、短時間での処理が可能となるから、
一般に使用されるディジタル信号処理装置であっても十
分実現可能であり、しかも、制御性能に実質的な影響は
与えられず、十分な性能が発揮されるという効果が得ら
れる。
項６記載の発明によれば、基準信号の処理を高速で行う
ことができるので、短時間での処理が可能となるから、
一般に使用されるディジタル信号処理装置であっても十
分実現可能であり、しかも、制御性能に実質的な影響は
与えられず、十分な性能が発揮されるという効果が得ら
れる。
【図１】本発明の第１実施例の全体構成を示すブロック
図である。
図である。
【図２】第１実施例の基準信号処理部の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】第１実施例の遅延処理部の処理を説明する波形
図である。
図である。
【図４】本発明の第２実施例の全体構成を示すブロック
図である。
図である。
【図５】第２実施例の基準信号処理部の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】第２実施例の遅延処理部の処理を説明する波形
図である。
図である。
【図７】第２実施例の周波数−遅延量テーブルの機能構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図８】第３実施例の基準信号処理部の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図９】第３実施例の周波数−遅延量テーブルの機能構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１０】第４実施例の基準信号処理部の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１１】第４実施例の周波数−遅延量・ゲインテーブ
ルの機能構成を示すブロック図である。
ルの機能構成を示すブロック図である。
【図１２】第４実施例の周波数−遅延量・ゲインテーブ
ルの決定方法を説明するブロック図である。
ルの決定方法を説明するブロック図である。
１ 能動型騒音制御装置
２ 騒音源
２Ａ エンジン
３ 空間
３Ａ 車室
４ 振動センサ（騒音発生状態検出手
段） ４Ａ クランク角センサ（騒音発生状態
検出手段） ５ コントローラ １０ 適応型ディジタルフィルタ（制御
手段） ２０ ＬＭＳアルゴリズム実行部（制御
内容調整手段） ３０ 基準信号処理部（基準信号処理手
段） ３１Ａ11〜３１ＡLM 遅延処理部 ３２Ａ11〜３２ＡLM 周波数−遅延量テーブル（遅延時
間決定手段） ３３ 周波数判断部（周波数検出手段） ３４Ａ11〜３４ＡLM 正弦波生成器 ３５Ａ11〜３５ＡLM 周波数−遅延量テーブル（遅延時
間決定手段） ３６Ａ11〜３６ＡLM 周波数−遅延量・ゲインテーブル
（遅延時間決定手段，ゲイン決定手段） ＬＳ1 〜ＬＳM ラウドスピーカ（制御音源） ＭＰ1 〜ＭＰL マイクロフォン（残留騒音検出手
段）
段） ４Ａ クランク角センサ（騒音発生状態
検出手段） ５ コントローラ １０ 適応型ディジタルフィルタ（制御
手段） ２０ ＬＭＳアルゴリズム実行部（制御
内容調整手段） ３０ 基準信号処理部（基準信号処理手
段） ３１Ａ11〜３１ＡLM 遅延処理部 ３２Ａ11〜３２ＡLM 周波数−遅延量テーブル（遅延時
間決定手段） ３３ 周波数判断部（周波数検出手段） ３４Ａ11〜３４ＡLM 正弦波生成器 ３５Ａ11〜３５ＡLM 周波数−遅延量テーブル（遅延時
間決定手段） ３６Ａ11〜３６ＡLM 周波数−遅延量・ゲインテーブル
（遅延時間決定手段，ゲイン決定手段） ＬＳ1 〜ＬＳM ラウドスピーカ（制御音源） ＭＰ1 〜ＭＰL マイクロフォン（残留騒音検出手
段）
Claims (6)
- 【請求項１】 騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記空間内の所定位置にお
ける残留騒音を検出する残留騒音検出手段と、前記騒音
源の騒音発生状態を検出し基準信号として出力する騒音
発生状態検出手段と、前記基準信号に応じて前記制御音
源を制御する制御手段と、前記基準信号を遅延操作処理
した基準処理信号を出力する基準信号処理手段と、前記
基準処理信号及び前記残留騒音に応じて前記空間内の騒
音が低減するように前記制御手段の制御内容を調整する
制御内容調整手段と、を備えたことを特徴とする能動型
騒音制御装置。 - 【請求項２】 基準信号処理手段は、基準信号を遅延操
作処理及び振幅操作処理した基準処理信号を出力する請
求項１記載の能動型騒音制御装置。 - 【請求項３】 基準信号の周波数を検出する周波数検出
手段と、この周波数検出手段の検出結果に応じて基準信
号処理手段における遅延操作処理の遅延時間を決定する
遅延時間決定手段と、を設け、基準信号処理手段は、基
準信号を前記遅延時間に応じて遅延操作処理する請求項
１又は請求項２記載の能動型騒音制御装置。 - 【請求項４】 基準信号の周波数を検出する周波数検出
手段と、この周波数検出手段の検出結果に応じて基準信
号処理手段における遅延操作処理の遅延時間を決定する
遅延時間決定手段と、前記周波数検出手段の検出結果に
応じて基準信号処理手段における振幅操作処理のゲイン
を決定するゲイン決定手段と、を設け、基準信号処理手
段は、基準信号を前記遅延時間に応じて遅延操作処理し
且つ前記ゲインに応じて振幅操作処理する請求項２記載
の能動型騒音制御装置。 - 【請求項５】 基準信号の周波数を検出する周波数検出
手段と、この周波数検出手段の検出結果に応じて基準信
号処理手段における遅延操作処理の遅延時間を決定する
遅延時間決定手段と、基準信号の位相を検出する位相検
出手段と、を設け、基準信号処理手段は、前記基準信号
の周波数，前記遅延時間及び前記基準信号の位相に応じ
て基準処理信号としての正弦波を出力する請求項１記載
の能動型騒音制御装置。 - 【請求項６】 基準信号の周波数を検出する周波数検出
手段と、この周波数検出手段の検出結果に応じて基準信
号処理手段における遅延操作処理の遅延時間を決定する
遅延時間決定手段と、前記周波数検出手段の検出結果に
応じて基準信号処理手段における振幅操作処理のゲイン
を決定するゲイン決定手段と、基準信号の位相を検出す
る位相検出手段と、を備え、基準信号処理手段は、前記
基準信号の周波数，前記遅延時間，前記ゲイン及び前記
基準信号の位相に応じて基準処理信号としての正弦波を
出力する請求項２記載の能動型騒音制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3189796A JPH0535282A (ja) | 1991-07-30 | 1991-07-30 | 能動型騒音制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3189796A JPH0535282A (ja) | 1991-07-30 | 1991-07-30 | 能動型騒音制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0535282A true JPH0535282A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16247356
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3189796A Pending JPH0535282A (ja) | 1991-07-30 | 1991-07-30 | 能動型騒音制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0535282A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6891416B2 (en) | 1999-03-01 | 2005-05-10 | Sharp Kabushiki Kaisha | Timing generation circuit and method for timing generation |
| WO2009144976A1 (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-03 | 本田技研工業株式会社 | 能動型騒音制御装置 |
-
1991
- 1991-07-30 JP JP3189796A patent/JPH0535282A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6891416B2 (en) | 1999-03-01 | 2005-05-10 | Sharp Kabushiki Kaisha | Timing generation circuit and method for timing generation |
| WO2009144976A1 (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-03 | 本田技研工業株式会社 | 能動型騒音制御装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5347586A (en) | Adaptive system for controlling noise generated by or emanating from a primary noise source | |
| EP0712115B1 (en) | Active noise and vibration control system accounting for time varying plant, using residual signal to create probe signal | |
| JP3843082B2 (ja) | 能動型振動騒音制御装置 | |
| JP2618121B2 (ja) | 学習モードを不用にした能動適応雑音消去器 | |
| JP4074612B2 (ja) | 能動型振動騒音制御装置 | |
| EP2996112A1 (en) | Adaptive noise control system with improved robustness | |
| US20160314778A1 (en) | Active noise control system | |
| GB2149614A (en) | Active noise reduction apparatus | |
| US5293425A (en) | Active noise reducing | |
| WO2001067434A1 (en) | Active noise reduction system | |
| EP3996086A1 (en) | Virtual location noise signal estimation for engine order cancellation | |
| Mosquera-Sánchez et al. | A multichannel amplitude and relative-phase controller for active sound quality control | |
| KR102640259B1 (ko) | 피드포워드 능동 노이즈 제어 | |
| US5627746A (en) | Low cost controller | |
| JP3579898B2 (ja) | 車両の振動制御装置および振動制御方法 | |
| KR101696597B1 (ko) | 소음제어방법 | |
| JPH0535282A (ja) | 能動型騒音制御装置 | |
| JPH09511081A (ja) | 時間領域適応制御システム | |
| CN116438597A (zh) | 用于适应所估计的次级路径的系统和方法 | |
| JP3380571B2 (ja) | 騒音キャンセル装置 | |
| JPH0553589A (ja) | 能動型騒音制御装置 | |
| JP4581293B2 (ja) | 騒音制御装置 | |
| JPH0736468A (ja) | 適応制御装置 | |
| JPH08179782A (ja) | 能動的消音装置 | |
| JPH0732947A (ja) | 能動型騒音制御装置 |