WO2009144976A1 - 能動型騒音制御装置 - Google Patents

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WO2009144976A1
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reference signal
signal
waveform data
phase
canceling
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坂本浩介
井上敏郎
高橋彰
小林康統
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本田技研工業株式会社
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Definitions

  • the present invention generates an canceling sound having an opposite phase and close to equal amplitude with respect to noise generated in a space such as a passenger compartment, and reduces the noise by interference between the generated canceling sound and the noise.
  • the present invention relates to a noise control device.
  • the active noise control device is an adaptive notch filter that operates as a noise canceller (“ADAPIVE SIGNAL PROCESSING” Bernard Widrow, Stanford University, Samuel D. Stearns IndustriP. , New Jersey 07632 (see FIG. 12.6, Page 317), and by making this adaptive notch filter function as a notch filter having a predetermined center frequency (road noise frequency) and pass band, A corresponding control signal is generated.
  • ADAPIVE SIGNAL PROCESSING Bernard Widrow, Stanford University, Samuel D. Stearns IndustriP. , New Jersey 07632 (see FIG. 12.6, Page 317)
  • noise reduction control is performed on noise having a predetermined bandwidth such as road noise
  • noise reduction area is adjusted to the bandwidth using a feedback type active noise control device, on the frequency axis,
  • the frequency region on both sides of the silence region is a sound increase region.
  • the amplitude characteristic 90 of the controller including the adaptive notch filter is 35 [Hz] to 45 [Hz]. It is negative in the band of, and has a good control performance (silence performance), but on the other hand, it becomes positive in the band of 25 [Hz] to 35 [Hz] and 45 [Hz] to 55 [Hz], and the silencing control Becomes a sound increase region that does not function effectively.
  • phase of the cancellation signal is adjusted using a phase shifter (delayor) in the controller so that the cancellation sound has an opposite phase to the road noise at the evaluation point where the microphone is arranged.
  • phase characteristic 82 of the controller changes as the frequency changes, so in the vicinity (35 [Hz], 45 [Hz]) of the frequency (40 [Hz]) to be silenced. This is because effective control performance cannot be ensured by the frequency change (phase delay) of the phase characteristic 82.
  • the bandwidth that can be silenced is further narrowed by further phase delay at the frequency to be silenced and an increase in the rate of phase change with respect to the frequency.
  • the control performance is further deteriorated.
  • the phase of the cancellation signal can be adjusted without using a phase shifter (delay unit), and the silencing performance (control performance) can be secured by suppressing the phase change of the cancellation signal with respect to the frequency. It is an object to be able to achieve a wider frequency band.
  • the active noise control device is: A canceling sound generator for generating a canceling sound for canceling noise; An error signal detector for detecting an error signal based on a difference between the noise and the canceling sound; A waveform data table storing predetermined waveform data; A reference signal generator for generating a reference signal based on the frequency of the noise by sequentially reading the waveform data from the waveform data table; A first adaptive filter that generates a control signal by applying a filter coefficient to the reference signal; A subtractor that subtracts the control signal from the error signal to generate a corrected error signal; A filter coefficient updater for sequentially updating the filter coefficient of the first adaptive filter so that the correction error signal is minimized based on the reference signal and the correction error signal; An adjustment reference signal generator for generating an adjustment reference signal by sequentially reading the waveform data from a reading position shifted by a predetermined amount from the reading position of the reference signal for the waveform data; A second adaptive filter for generating a cancellation signal by multiplying the adjustment reference signal by the filter coefficient;
  • the adjustment reference signal is generated from a reading position shifted by the predetermined amount from the reading position of the reference signal, and the cancellation signal is generated by multiplying the generated adjustment reference signal by the filter coefficient. That is, the adjustment reference signal generator uses the waveform data stored in the waveform data table to generate the adjustment reference signal whose phase is shifted from the reference signal by a phase amount corresponding to the predetermined amount.
  • the cancellation signal is a signal whose phase is shifted from the reference signal by the phase amount.
  • the active noise control device can adjust the phase of the cancellation signal without using a phase shifter (delay device). Further, since the phase shifter is not necessary, the phase change of the canceling signal with respect to the frequency is suppressed, so that the silencing performance (control performance) can be secured, and the frequency band capable of silencing can be widened. It becomes possible.
  • the active noise control device further includes an amplitude adjuster that adjusts an amplitude of the canceling signal and outputs the adjusted canceling signal to the canceling sound generator.
  • the canceling signal for generating the canceling sound (in response to the canceling signal (in response to the canceling sound) so that the canceling sound has an opposite phase and an equal amplitude with respect to the noise)
  • the phase of the adjustment reference signal is adjusted by the adjustment reference signal generator, while the amplitude of the cancellation signal is adjusted by the amplitude adjuster.
  • the adjustment reference signal generator sets the phase amount corresponding to a value obtained by multiplying the reciprocal of the sound transfer characteristic from the canceling sound generator to the error signal detector by ⁇ 1 as the predetermined amount, and the reference signal The adjustment reference signal whose phase is shifted by the phase amount is generated.
  • a canceling sound having an opposite phase and close to equal amplitude can be generated reliably at the evaluation point, and the noise at the evaluation point can be reliably reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an active noise control apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a more detailed configuration of the active noise controller of FIG. 3A and 3B are explanatory diagrams of waveform data stored in the waveform data table.
  • 4A to 4C are explanatory diagrams schematically showing the generation of the reference signal by the reference signal generator of FIGS. 1 and 2.
  • FIG. 5A to 5C are explanatory diagrams schematically showing the generation of the adjustment reference signal by the adjustment reference signal generator of FIGS. 1 and 2.
  • FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an active noise controller according to a comparative example.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing the phase characteristics of the phase / gain adjuster.
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing the closed loop characteristic (phase characteristic) of the ANC device.
  • FIG. 9 is a characteristic diagram showing the closed loop characteristic (amplitude characteristic) of the ANC device.
  • the active noise control device 10 basically corrects the amplitude (gain) of the control signal Scp.
  • the speaker (cancellation sound generator) 8 that outputs the corrected control signal Sca as the canceling sound, and the canceling noise that cancels (cancels) the road noise at the evaluation point and the road noise (noise of a predetermined frequency)
  • a microphone (error calculation signal detector) 6 that outputs (detects) residual noise as an error signal e1 and an active noise controller 18 that receives the error signal e1 from the microphone 6 and outputs a correction control signal Sca to the speaker 8 Composed.
  • the microphone 6 that receives the road noise and the canceling sound of the road noise has a position of the antinode ⁇ 20 to 150 [Hz] bandwidth in the primary or secondary mode of the acoustic eigenmode in the longitudinal direction of the vehicle interior space 4. It is provided at a position where the sound pressure of the standing wave of the interior resonance sound of 40 [Hz] is high during road noise ⁇ .
  • the cross-section in the width direction of the vehicle becomes a closed space, for example, near the front position, more specifically, near the feet of the front seat, near the rearview mirror, and behind the instrument panel. And so on.
  • the plurality of speakers 8 are disposed, for example, on the left and right kick panel portions on the front seat side of the vehicle, on the lower center portion of the instrument panel, on the left and right body portions on the lower portion of the C pillar on the rear seat side.
  • the Note that the 0.1ch woofers have almost no directionality and are therefore arranged at arbitrary positions.
  • the active noise controller 18 is configured to include a computer, and operates as a function realization means for realizing various functions by the CPU executing programs stored in a memory such as a ROM based on various inputs.
  • the A / D converter 35 constituting the active noise controller 18 converts the analog signal error signal e1 detected by the microphone 6 into a digital signal error signal e1 and supplies it to the subtracted input of the subtractor 20. To do.
  • the D / A converter 37 constituting the active noise controller 18 converts the digital correction control signal Sca into an analog correction control signal Sca and supplies the converted signal to the speaker 8.
  • the active noise controller 18 includes an adaptive notch filter 32 and a phase / gain adjuster 46 in addition to the A / D converter 35, the D / A converter 37, and the subtractor 20 described above.
  • the subtracter 20 generates a correction error signal e2 by subtracting the control signal Sc from the error signal e1, so that the filter coefficient updater (algorithm calculator) 38 can use the correction error signal e2 at the next sampling.
  • the correction error signal e2 is supplied to the one sample time delay (Z ⁇ 1 ) 36 constituting the adaptive notch filter 32.
  • the adaptive notch filter 32 includes a reference signal generator 22, a one-tap adaptive filter 28 (adaptive filters 28 a and 28 b) as a first adaptive filter, a waveform data table 34, and a filter coefficient updater 38, in addition to a one-sample time delay unit 36. (Filter coefficient updaters 38a and 38b) and an adder 58.
  • the adaptive filter 28a outputs the cosine wave signal Src multiplied by the filter coefficient Wc
  • the adaptive filter 28b outputs the sine wave signal Srs multiplied by the filter coefficient Ws
  • the adder 58 adds Wc ⁇ Src + Ws ⁇ Srs.
  • the signal is output as the control signal Sc.
  • the filter coefficient updater 38a is an adaptive control algorithm, for example, LMS (Least Mean Square), which is a kind of steepest descent method, so that the correction error signal e2 becomes a minimum value.
  • LMS Least Mean Square
  • the filter coefficient Wc of the adaptive filter 28a is updated based on the algorithm.
  • the filter coefficient updater 38b based on the sine wave signal Srs and the correction error signal e2, sets the filter coefficient Ws of the adaptive filter 28b based on the adaptive control algorithm (LMS algorithm) so that the correction error signal e2 becomes the minimum value. Update.
  • 3A to 4C are explanatory diagrams relating to the generation of the reference signal Sr (the sine wave signal Srs and the cosine wave signal Src) by the reference signal generator 22 using the waveform data table 34.
  • FIG. 1 the reference signal Sr (the sine wave signal Srs and the cosine wave signal Src) by the reference signal generator 22 using the waveform data table 34.
  • the waveform data table 34 represents each instantaneous value data representing each instantaneous value when the waveform for one period of the sine wave is equally divided into a predetermined number (N) in the time axis direction.
  • N predetermined number
  • one cycle of a sine wave is sampled by dividing it into N in the time direction, each sampling point is sequentially set as an address of the waveform data table 34, and the instantaneous value of the sine wave at each sampling point is quantized.
  • the converted data is stored as waveform data at the address position of the corresponding waveform data table 34.
  • the address conversion unit 50 (see FIG. 2) constituting the reference signal generator 22 designates an address based on the road noise frequency fd as a read address for the waveform data table 34.
  • the ⁇ / 4 phase shift unit 52 reads an address that is shifted by a 1 ⁇ 4 period (90 [°] or ⁇ / 4 [rad]) from the address specified by the address conversion unit 50 with respect to the waveform data table 34. Specify as.
  • 4A to 4C are diagrams schematically showing the generation of the reference signal Sr by the reference signal generator 22.
  • n is an integer of 0 or more, and is a sampling count value (timing signal count value) in the adaptive notch filter 32.
  • 4A schematically shows the relationship between the address of the waveform data table 34 and the waveform data
  • FIG. 4B schematically shows the generation of the sine wave signal Srs
  • FIG. 4C schematically shows the generation of the cosine wave signal Src. Is shown.
  • the address conversion unit 50 performs road noise every predetermined sampling as shown by the following equation (1).
  • a read address i (n) is designated at an address interval is based on the frequency fd.
  • an address shifted (added) by 1 ⁇ 4 period is designated as a read address i ′ (n) as shown by the following equation (4).
  • the reference signal generator 22 corresponds to the frequency fd for each sampling from the address i ′ (n) obtained by shifting the address by 1 ⁇ 4 period with respect to the address i (n) of the sine wave signal Srs (n).
  • the cosine wave signal Src (n) is generated by sequentially reading the waveform data in the waveform data table 34 at the address interval.
  • i ′ (n) 900, 940, 980, 1020,... Every sampling, that is, every 1/3600 [s]. , 860, 900,... Are sequentially read out to generate a cosine wave signal Src (n) of 40 [Hz].
  • the phase / gain adjuster 46 includes an adjustment reference signal generator 40, a 1-tap adaptive filter 42 (adaptive filters 42a and 42b) as a second adaptive filter, and a gain adjuster (amplitude adjuster). ) 44 and an adder 60.
  • the adjustment reference signal generator 40 is located (according to the angle ⁇ a) from the read address of the reference signal Sr (the sine wave signal Srs and the cosine wave signal Srn) with respect to the waveform data (see FIGS. 3A and 3B).
  • the adjusted reference signal Sra adjusted sine wave signal Sras and adjusted cosine wave whose phase is shifted by the predetermined amount with respect to the reference signal Sr.
  • Signal Srac
  • the adaptive filter 42a to which the filter coefficient Wc of the adaptive filter 28a has been copied outputs the adjusted cosine wave signal Srac multiplied by the filter coefficient Wc
  • the adaptive filter 42b to which the filter coefficient Ws of the adaptive filter 28b has been copied has an adjusted sine wave.
  • the signal Sras is output after being multiplied by the filter coefficient Ws, and the adder 60 outputs the addition signal of Wc ⁇ Srac + Ws ⁇ Sras as the control signal Scp.
  • the gain adjuster 44 multiplies the control signal Scp by the gain G and outputs a correction control signal Sca.
  • the road noise at the evaluation point can be silenced by bringing the canceling sound to the road noise in the opposite phase and close to the same amplitude.
  • the phase / gain adjuster 46 generates a phase of the correction control signal Sca for generating the canceling sound so that the canceling sound has an opposite phase and approaches an equal amplitude with respect to the road noise at the evaluation point.
  • the amplitude that is, the phase of the adjustment control signal Sra for generating the correction control signal Sca and the amplitude of the control signal Scp are adjusted.
  • the adjustment reference signal generator 40 has a phase amount corresponding to ( ⁇ 1 / C) in the equation (6) so that the phase of the canceling sound Sca ⁇ C is opposite to the road noise Nr.
  • the adjustment reference signal Sra is generated by shifting the phase of the reference signal Sr by the angle ⁇ a (the phase of the adjustment reference signal Sra is adjusted).
  • the gain adjuster 44 adjusts the amplitude of the control signal Scp based on the adjustment reference signal Sra so that the amplitude of the canceling sound Sca ⁇ C approaches the same amplitude as the road noise Nr (multiply the control signal Scp by the gain G). ).
  • FIG. 5A to 5C are diagrams schematically showing generation of the adjustment reference signal Sra by the adjustment reference signal generator 40.
  • FIG. 5A schematically shows the relationship between the address of the waveform data table 34 and the waveform data
  • FIG. 5B schematically shows the generation of the adjusted sine wave signal Sras
  • FIG. 5C shows the generation of the adjusted cosine wave signal Srac.
  • the solid lines are the waveform 72 of the adjusted sine wave signal Sras and the waveform 70 of the adjusted cosine wave signal Srac
  • the broken lines are the waveform 76 of the sine wave signal Srs and the waveform 74 of the cosine wave signal Src. It is.
  • the first address shift unit 54 constituting the adjustment reference signal generator 40 is a read address of the sine wave signal Srs (n) output from the address conversion unit 50 (specified by the address conversion unit 50).
  • An address shifted (subtracted) from i (n) by an amount corresponding to the angle ⁇ a described above is designated as a read address ia (n), as shown by the following equation (7).
  • ⁇ a ⁇ 100 [°].
  • Ia (n) i (n) -1000-3600 (8)
  • the first address shift unit 54 shifts (subtracts) the address from the address i (n) of the sine wave signal Srs (n) by an amount corresponding to ⁇ 100 [°], from the address ia (n).
  • the adjusted sine wave signal Sras (n) is generated by sequentially reading the waveform data in the waveform data table 34 at an address interval corresponding to the frequency fd for each sampling.
  • the second address shift unit 56 constituting the adjustment reference signal generator 40 is output from the ⁇ / 4 phase shift unit 52 (designated by the ⁇ / 4 phase shift unit 52), and the cosine wave signal Src (n).
  • the second address shift unit 56 shifts (subtracts) the address by an amount corresponding to ⁇ 100 [°] with respect to the address i ′ (n) of the cosine wave signal Src (n). ),
  • the adjusted cosine wave signal Srac (n) is generated by sequentially reading the waveform data in the waveform data table 34 at an address interval corresponding to the frequency fd for each sampling.
  • FIG. 6 is a block diagram of the ANC device 62 according to the comparative example.
  • the phase / gain adjuster 46 is a delay device having an N sample time delay that operates as a phase shifter instead of the adjustment reference signal generator 40.
  • Z -N ) 64 The delay unit 64 delays the reference signal Sr by N sample times (phase shift) to generate a delayed reference signal Srd, and outputs the generated delayed reference signal Srd to the 1-tap adaptive filter 42.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing the phase characteristics of the phase / gain adjuster 46.
  • the phase / gain adjuster 46 of the ANC device 62 employs the delay unit 64 and generates the correction control signal Sca based on the delay reference signal Srd generated by delaying (shifting) the reference signal Sr. Therefore, the phase characteristic 82 is a characteristic that changes as the frequency changes.
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing the closed loop characteristics of the ANC device 10 (the phase characteristic 84 of the ANC device 10 and the phase characteristic 86 of the ANC device 62).
  • FIG. 9 is a characteristic diagram showing the closed loop characteristics of the ANC device 10 (the amplitude characteristic 88 of the ANC device 10 and the amplitude characteristic 90 of the ANC device 62).
  • a band of 35 [Hz] to 45 [Hz] having a center frequency of 40 [Hz] is a frequency band (negative region) in which the silencing performance is ensured
  • Bands of 25 [Hz] to 35 [Hz] and 45 [Hz] to 55 [Hz] are sound increase regions (positive regions) where the silencing control does not function effectively.
  • the phase characteristic 86 in the frequency region of 35 [Hz] or less and 45 [Hz] or more, the phase is shifted by 90 [°] or more with respect to the center frequency (40 [Hz]). This is because it is not possible to ensure a sufficient silencing performance.
  • the band of 30 [Hz] to 50 [Hz] with 40 [Hz] as the center frequency is a frequency band (negative region) in which the silencing performance is ensured.
  • the frequency region in which the silencing control functions effectively is widened.
  • the ANC device 10 includes the speaker 8 that generates a canceling sound for canceling the road noise, and the microphone 6 that detects the error signal e1 based on the difference between the road noise and the canceling sound.
  • a waveform data table 34 storing waveform data
  • a reference signal generator 22 for generating a reference signal Sr based on the road noise frequency fd by sequentially reading the waveform data from the waveform data table 34, and a filter on the reference signal Sr
  • a one-tap adaptive filter 28 that generates a control signal Sc by multiplying the coefficient W, a subtracter 20 that subtracts the control signal Sc from the error signal e1 to generate a correction error signal e2, and a reference signal Sr and a correction error signal e2.
  • the filter coefficient W of the one-tap adaptive filter 28 is sequentially updated so that the correction error signal e2 is minimized.
  • a filter coefficient updater 38 and an adjustment reference signal for generating an adjustment reference signal Sra by sequentially reading the waveform data from a reading position shifted by a predetermined amount (according to the angle ⁇ a) from the reading position of the reference signal Sr with respect to the waveform data A generator 40 and a one-tap adaptive filter 42 that generates a control signal Scp by multiplying the adjustment reference signal Sra by a filter coefficient W are included.
  • the speaker 8 generates a correction control signal Sca based on the control signal Scp as a canceling sound.
  • the adjustment reference signal Sra is generated from the reading position shifted by the predetermined amount from the reading position of the reference signal Sr, and the control signal Scp is generated by applying the filter coefficient W to the generated adjustment reference signal Sra. That is, the adjustment reference signal generator 40 uses the waveform data stored in the waveform data table 34 to generate the adjustment reference signal Sra whose phase is shifted from the reference signal Sr by the angle ⁇ a corresponding to the predetermined amount.
  • the control signal Scp and the correction control signal Sca are signals that are out of phase by the angle ⁇ a from the reference signal Sr. Thereby, the ANC apparatus 10 can adjust the phase of the correction control signal Scp (control signal Scp) without using a phase shifter (delay device).
  • phase shifter since the phase shifter is not necessary, the phase change of the correction control signal Scp (control signal Scp) with respect to the frequency is suppressed, so that the silencing performance (control performance) can be ensured and the frequency band that can be silenced. Can be widened.
  • the ANC apparatus 10 further includes a gain adjuster 44 that adjusts the amplitude (gain) of the control signal Scp to generate the correction control signal Sca.
  • the adjustment reference signal Sra corresponding to the correction control signal Sca (for generating the canceling sound so that the canceling sound has an opposite phase and approaches an equal amplitude with respect to the road noise at the evaluation point where the microphone 6 is disposed. ) Is adjusted by the adjustment reference signal generator 40, while the amplitude of the control signal Scp (correction control signal Sca) is adjusted by the gain adjuster 44.
  • the phase and amplitude of the correction control signal Sca can be easily adjusted, and the road noise at the evaluation point can be effectively silenced.
  • the adjustment reference signal generator 40 uses the angle ⁇ a as a phase amount corresponding to a value ( ⁇ 1 / C) obtained by multiplying the reciprocal of the sound transfer characteristic C from the speaker 8 to the microphone 6 by ⁇ 1.
  • An adjustment reference signal Sra whose phase is shifted by an angle ⁇ a with respect to the reference signal Sr is generated.

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Abstract

 能動型騒音制御装置(10)において、調整基準信号生成器(40)は、基準信号生成器(22)での波形データに対する基準信号Srの読み込み位置から所定量だけずらした読み込み位置より、前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号Sraを生成する。1タップ適応フィルタ(42)は、調整基準信号Sraにフィルタ係数Wをかけて制御信号Scpを生成する。ゲイン調整器(44)は、制御信号ScpにゲインGを乗じて補正制御信号Scaを出力する。スピーカ(8)は、補正制御信号Scaを相殺音として出力する。

Description

能動型騒音制御装置
 この発明は、車室内等の空間に発生する騒音に対して逆位相で且つ等振幅に近づけた相殺音を生成し、生成した前記相殺音と前記騒音との干渉により該騒音を低減する能動型騒音制御装置に関する。
 車両の走行中に道路(ロード)から受ける車輪の振動がサスペンションを介して車体に伝わり、特に車室内のような閉空間の音響的な共鳴特性により励起されることで、前記車室内に発生する、40[Hz]程度にピークを有し且つ20~150[Hz]の帯域幅のロードノイズ(「ゴー」というこもった音で、ドラミングノイズとも呼ばれる。)を、マイクロフォンが配置される評価点(受聴点)において前記ロードノイズと逆位相の相殺音により打ち消す能動型騒音制御装置が提案されている(特開2007-25527号公報参照)。
 この場合、能動型騒音制御装置は、ノイズキャンセラーとして動作する適応ノッチフィルタ(「ADAPTIVE SIGNAL PROCESSING」Bernard Widrow、Stanford University、Samuel D.Stearns、Sandia National Laboratories、1985 by Prentice-Hall,Inc.,Englewood Cliffs,New Jersey 07632(Figure 12.6,Page 317)参照)を有し、この適応ノッチフィルタを所定の中心周波数(ロードノイズ周波数)及び通過帯域を有するノッチフィルタとして機能させることにより、前記相殺音に応じた制御信号を生成する。
 しかしながら、ロードノイズのような所定の帯域幅を有する騒音に対して消音制御を行う場合に、フィードバック型の能動型騒音制御装置を用いて消音領域を前記帯域幅に合わせると、周波数軸上で、前記消音領域の両側の周波数領域が増音領域となる。
 すなわち、図9において、適応ノッチフィルタの中心周波数(ロードノイズ周波数)が40[Hz]である場合に、該適応ノッチフィルタを含む制御器の振幅特性90は、35[Hz]~45[Hz]の帯域では負となり、良好な制御性能(消音性能)となっているが、一方で、25[Hz]~35[Hz]及び45[Hz]~55[Hz]の帯域では正となり、消音制御が有効に機能しない増音領域となる。
 これは、マイクロフォンが配置される評価点において、ロードノイズに対して相殺音が逆位相となるように、前記制御器内で移相器(遅延器)を用いて相殺信号の位相を調整する際に、図7に示すように、前記制御器の位相特性82が周波数の変化に伴って変化するので、消音したい周波数(40[Hz])の周辺(35[Hz]、45[Hz])においては、前記位相特性82の周波数変化(位相遅延)によって有効な制御性能を確保することができないためである。
 そこで、前記増音の影響を排除するために、前記消音領域をさらに絞ると、前記消音したい周波数でのさらなる位相遅延と、周波数に対する位相変化率の増加とによって、消音可能な帯域幅がさらに狭くなり、制御性能が一層低下する。
 この発明は、移相器(遅延器)を用いることなく相殺信号の位相調整が可能になると共に、周波数に対する相殺信号の位相変化を抑制して消音性能(制御性能)を確保し、消音可能な周波数帯域の広帯域化を図ることが可能になることを目的とする。
 この発明に係る能動型騒音制御装置は、
 騒音を相殺するための相殺音を発生する相殺音発生器と、
 前記騒音と前記相殺音との差に基づく誤差信号を検出する誤差信号検出器と、
 所定の波形データが格納された波形データテーブルと、
 前記波形データテーブルから前記波形データを順次読み込むことにより前記騒音の周波数に基づく基準信号を生成する基準信号生成器と、
 前記基準信号にフィルタ係数をかけて制御信号を生成する第1適応フィルタと、
 前記誤差信号から前記制御信号を減算して補正誤差信号を生成する減算器と、
 前記基準信号及び前記補正誤差信号に基づいて前記補正誤差信号が最小となるように前記第1適応フィルタの前記フィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新器と、
 前記波形データに対する前記基準信号の読み込み位置から所定量ずらした読み込み位置より前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号を生成する調整基準信号生成器と、
 前記調整基準信号に前記フィルタ係数をかけて相殺信号を生成する第2適応フィルタと、
 を備え、
 前記相殺音発生器は、前記相殺信号に基づいて前記相殺音を発生することを特徴としている。
 この発明によれば、前記基準信号の読み込み位置から前記所定量ずらした読み込み位置より前記調整基準信号を生成し、生成した前記調整基準信号に前記フィルタ係数をかけて前記相殺信号を生成する。すなわち、前記調整基準信号生成器は、前記波形データテーブルに格納された前記波形データを用いて、前記所定量に応じた位相量だけ前記基準信号から位相がずれた前記調整基準信号を生成するので、前記相殺信号は、前記基準信号から前記位相量だけ位相がずれた信号となる。これにより、前記能動型騒音制御装置は、移相器(遅延器)を用いることなく、前記相殺信号の位相調整を行うことができる。また、前記移相器が不要となるので、周波数に対する前記相殺信号の位相変化が抑制されて、消音性能(制御性能)を確保することができると共に、消音可能な周波数帯域を広帯域化することが可能となる。
 ここで、前記能動型騒音制御装置は、前記相殺信号の振幅を調整し、調整した前記相殺信号を前記相殺音発生器に出力する振幅調整器をさらに有することが好ましい。
 この場合、前記誤差信号検出器が配置される評価点において前記騒音に対し前記相殺音が逆位相で且つ等振幅に近づくように、前記相殺音を生成するための前記相殺信号(に応じた前記調整基準信号)の位相が前記調整基準信号生成器により調整され、一方で、前記相殺信号の振幅が前記振幅調整器により調整される。これにより、前記相殺信号の位相及び振幅を容易に調整することが可能となり、前記評価点における前記騒音を効率よく消音することができる。
 すなわち、前記調整基準信号生成器は、前記相殺音発生器から前記誤差信号検出器までの音の伝達特性の逆数に-1を乗じた値に相当する位相量を前記所定量とし、前記基準信号に対して前記位相量だけ位相がずれた前記調整基準信号を生成する。これにより、前記評価点において、前記騒音に対して確実に逆位相で且つ等振幅に近づけた相殺音を発生することができ、該評価点における前記騒音を確実に低減することが可能となる。
図1は、この発明の一実施形態に係る能動型騒音制御装置の構成を示すブロック図である。 図2は、図1の能動型騒音制御器のより詳細な構成を示すブロック図である。 図3A及び図3Bは、波形データテーブルに格納された波形データの説明図である。 図4A~図4Cは、図1及び図2の基準信号生成器による基準信号の生成を模式的に示した説明図である。 図5A~図5Cは、図1及び図2の調整基準信号生成器による調整基準信号の生成を模式的に示した説明図である。 図6は、比較例に係る能動型騒音制御器の構成を示すブロック図である。 図7は、位相・ゲイン調整器の位相特性を示す特性図である。 図8は、ANC装置の閉ループ特性(位相特性)を示す特性図である。 図9は、ANC装置の閉ループ特性(振幅特性)を示す特性図である。
 この発明の一実施形態に係る能動型騒音制御装置(以下、ANC装置ともいう。)10は、図1及び図2に示すように、基本的には、制御信号Scpの振幅(ゲイン)が補正された補正制御信号Scaを相殺音として出力するスピーカ(相殺音発生器)8と、評価点におけるロードノイズ(所定周波数のノイズ)と該ロードノイズを相殺する(打ち消す)前記相殺音との干渉による残留騒音を誤差信号e1として出力(検出)するマイクロフォン(誤算信号検出器)6と、マイクロフォン6から誤差信号e1が入力されて補正制御信号Scaをスピーカ8に出力する能動型騒音制御器18とから構成される。
 ロードノイズ及び該ロードノイズの相殺音を受音するマイクロフォン6は、車室内空間4の前後方向の音響固有モードの1次又は2次モードにおける腹部分の位置{20~150[Hz]帯域幅のロードノイズ中、40[Hz]の車室内共鳴音の定在波の音圧が大きな位置}に設けられている。具体的には、車両がセダンであれば、車両の幅方向の断面が閉空間となる、例えば前部位置近傍、より詳細には、前座席の足元付近、ルームミラー近傍、インストルメントルパネルの奥の位置等である。
 複数のスピーカ8は、5chサウンドのサラウンド効果を高めるために、例えば、車両前席側の左右キックパネル部、インストルメントルパネル中央下部、車両後席側のCピラー下部の左右ボディ部等に配置される。なお、0.1ch分のウーハは方向性をほとんど持たないので任意の位置に配置される。
 能動型騒音制御器18は、コンピュータを含んで構成され、CPUが各種入力に基づきROM等のメモリに記憶されているプログラムを実行することで各種の機能を実現する機能実現手段として動作する。
 能動型騒音制御器18を構成するA/D変換器35は、マイクロフォン6で検出されたアナログ信号の誤差信号e1をデジタル信号の誤差信号e1に変換して、減算器20の被減算入力に供給する。能動型騒音制御器18を構成するD/A変換器37は、デジタル信号の補正制御信号Scaをアナログ信号の補正制御信号Scaに変換してスピーカ8に供給する。
 能動型騒音制御器18は、上記のA/D変換器35、D/A変換器37、及び減算器20の他、適応ノッチフィルタ32と位相・ゲイン調整器46とから構成される。
 減算器20は、誤差信号e1から制御信号Scを減算して補正誤差信号e2を生成し、次回のサンプリング時にフィルタ係数更新器(アルゴリズム演算器)38が補正誤差信号e2を用いることができるように、適応ノッチフィルタ32を構成する1サンプル時間遅延器(Z-1)36に該補正誤差信号e2を供給する。
 適応ノッチフィルタ32は、1サンプル時間遅延器36の他、基準信号生成器22、第1適応フィルタとしての1タップ適応フィルタ28(適応フィルタ28a、28b)、波形データテーブル34、フィルタ係数更新器38(フィルタ係数更新器38a、38b)及び加算器58を有する。
 基準信号生成器22は、後述するように、波形データテーブル34から図3Aに示す波形データを順次読み込むことにより、ロードノイズの周波数fd(この実施形態では、fd=40[Hz]とする。)を有し、且つ、それぞれが基準信号Srである余弦波信号Src{Src=cos(2πfdt)}及び正弦波信号Srs{Srs=sin(2πfdt)}を生成する。適応フィルタ28aは、余弦波信号Srcにフィルタ係数Wcをかけて出力し、適応フィルタ28bは、正弦波信号Srsにフィルタ係数Wsをかけて出力し、加算器58は、Wc×Src+Ws×Srsの加算信号を制御信号Scとして出力する。フィルタ係数更新器38aは、余弦波信号Src及び補正誤差信号e2に基づいて、補正誤差信号e2が最小値となるように適応制御アルゴリズム、例えば、最急降下法の一種であるLMS(Least Mean Square)アルゴリズムに基づいて適応フィルタ28aのフィルタ係数Wcを更新する。また、フィルタ係数更新器38bは、正弦波信号Srs及び補正誤差信号e2に基づいて、補正誤差信号e2が最小値となるように適応制御アルゴリズム(LMSアルゴリズム)に基づいて適応フィルタ28bのフィルタ係数Wsを更新する。
 図3A~図4Cは、波形データテーブル34を用いた基準信号生成器22による基準信号Sr(正弦波信号Srs及び余弦波信号Src)の生成に関わる説明図である。
 波形データテーブル34は、図3A及び図3Bに模式的に示すように、正弦波1周期分の波形を時間軸方向に所定数(N)等分したときの各瞬時値を表す各瞬時値データを、アドレス毎に波形データとして記憶している。なお、前記アドレス(i)は、0から(前記所定数-1)までの整数(i=0、1、2、…、N-1)であり、図3A及び図3Bに記載されるAは、1又は任意の正の実数である。従って、アドレスiの波形データは、Asin(360°×i/N)で算出される。すなわち、波形データテーブル34では、1サイクルの正弦波を時間方向にN分割して標本化し、各標本化点を順次波形データテーブル34のアドレスとし、各標本化点における正弦波の瞬時値を量子化したデータを波形データとして、対応する波形データテーブル34のアドレス位置に格納している。
 基準信号生成器22を構成するアドレス変換部50(図2参照)は、ロードノイズの周波数fdに基づいたアドレスを、波形データテーブル34に対する読み出しアドレスとして指定する。π/4移相部52は、アドレス変換部50で指定されたアドレスに対し1/4周期分(90[°]又はπ/4[rad])だけシフトしたアドレスを波形データテーブル34に対する読み出しアドレスとして指定する。
 図4A~図4Cは、基準信号生成器22による基準信号Srの生成を模式的に示した図である。ここで、nは0以上の整数であって、適応ノッチフィルタ32におけるサンプリングの計数値(タイミング信号計数値)である。図4Aは、波形データテーブル34のアドレスと波形データとの関係を模式的に示し、図4Bは、正弦波信号Srsの生成を模式的に示し、図4Cは、余弦波信号Srcの生成を模式的に示している。
 ここでは、一定のサンプリング周期でサンプリングする場合(固定サンプリング方式)を前提として説明する。また、図3A~図4Cに示すように、所定数(N)は3600と仮定する。そのため、アドレスは、i=0、1、2、…、N-1=0、1、2、…、3599となり、1/4周期分のシフト量はN/4=900となる。また、説明を簡単にするために、サンプリング間隔(時間)tは、t=1/N=1/3600[s]と規定する。
 この場合、サンプリング間隔が1/3600[s](1/N[s])であるため、アドレス変換部50は、所定のサンプリング毎に、下記の(1)式で示されるように、ロードノイズの周波数fdに基づくアドレス間隔isで読み出しアドレスi(n)を指定する。
 is=N×fd×t=3600×fd×1/3600=fd   (1)
 従って、あるタイミングのアドレスi(n)は、下記の(2)式となる。
 i(n)=i(n-1)+is=i(n-1)+fd      (2)
 なお、i(n)>3599(=N-1)のとき、アドレスi(n)は、下記の(3)式となる。
 i(n)=i(n-1)+fd-3600           (3)
 このため、基準信号生成器22は、サンプリング毎に、ロードノイズの周波数fdに相当するアドレス間隔isで波形データテーブル34の波形データを順次読み出すことにより正弦波信号Srs(n)を生成する。すなわち、fd=40[Hz]の場合に、制御が開始されると、サンプリング毎、すなわち、1/3600[s]毎に、i(n)=0、40、80、120、…、3560、0、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることになり、40[Hz]の正弦波信号Srs(n)が生成される。
 また、π/4移相部52は、sin(θ+π/2)=cosθより、アドレス変換部50から出力される(アドレス変換部50で指定された)正弦波信号Srs(n)の読み出しアドレスi(n)に対して、下記の(4)式で示すように、1/4周期分だけシフト(加算)したアドレスを、読み出しアドレスi´(n)として指定する。
 i´(n)=i(n)+N/4=i(n)+900       (4)
 なお、i´(n)>3599(=N-1)のとき、読み出しアドレスi´(n)は、下記の(5)式となる。
 i´(n)=i(n)+900-3600           (5)
 従って、基準信号生成器22は、正弦波信号Srs(n)のアドレスi(n)に対してアドレスを1/4周期だけシフトしたアドレスi´(n)から、サンプリング毎に周波数fdに相当するアドレス間隔で波形データテーブル34の波形データを順次読み出すことにより余弦波信号Src(n)を生成する。
 ここで、fd=40[Hz]の場合に、制御が開始されると、サンプリング毎に、すなわち、1/3600[s]毎に、i´(n)=900、940、980、1020、…、860、900、…のアドレスに相当する波形データが順次読み出されることにより、40[Hz]の余弦波信号Src(n)が生成される。
 以上が波形データテーブル34を用いた基準信号生成器22による基準信号Sr(正弦波信号Srs及び余弦波信号Src)の生成に関する説明である。
 図1及び図2に戻って、位相・ゲイン調整器46は、調整基準信号生成器40、第2適応フィルタとしての1タップ適応フィルタ42(適応フィルタ42a、42b)、ゲイン調整器(振幅調整器)44及び加算器60を有する。
 調整基準信号生成器40は、後述するように、波形データ(図3A及び図3B参照)に対する基準信号Sr(正弦波信号Srs及び余弦波信号Srn)の読み込みアドレスから(角度θaに応じた)所定量だけずらした読み込みアドレスより、波形データテーブル34から前記波形データを順次読み込むことにより、基準信号Srに対して前記所定量だけ位相がずれた調整基準信号Sra(調整正弦波信号Sras及び調整余弦波信号Srac)を生成する。すなわち、調整正弦波信号Srasは、Sras=sin(2πfdt+θa)となり、調整余弦波信号Sracは、Srac=cos(2πfdt+θa)となる。適応フィルタ28aのフィルタ係数Wcがコピーされた適応フィルタ42aは、調整余弦波信号Sracにフィルタ係数Wcをかけて出力し、適応フィルタ28bのフィルタ係数Wsがコピーされた適応フィルタ42bは、調整正弦波信号Srasにフィルタ係数Wsをかけて出力し、加算器60は、Wc×Srac+Ws×Srasの加算信号を制御信号Scpとして出力する。ゲイン調整器44は、制御信号ScpにゲインGを乗じて補正制御信号Scaを出力する。
 これにより、マイクロフォン6が配置される評価点において、ロードノイズに対して相殺音を逆位相で且つ等振幅に近づけることで、前記評価点における前記ロードノイズを消音することが可能となる。つまり、位相・ゲイン調整器46は、前記評価点において、前記ロードノイズに対し前記相殺音が逆位相で且つ等振幅に近づくように、前記相殺音を生成するための補正制御信号Scaの位相及び振幅、すなわち、補正制御信号Scaを生成するための調整制御信号Sraの位相及び制御信号Scpの振幅をそれぞれ調整する。
 ここで、スピーカ8からマイクロフォン6までの音の伝達特性をC、マイクロフォン6の位置(評価点)におけるロードノイズをNr、スピーカ8から出力されてマイクロフォン6に到達する相殺音をSca×Cとすると、ロードノイズNrと相殺音Sca×Cとの関係は、下記の(6)式のようになる。
 Sca×C+Nr=0
 Sca=Nr×(-1/C)                (6)
 従って、調整基準信号生成器40は、相殺音Sca×Cの位相がロードノイズNrに対して逆位相となるように、(6)式中の(-1/C)に相当する位相量である角度θaだけ基準信号Srの位相をずらすことにより調整基準信号Sraを生成する(調整基準信号Sraの位相を調整する)。また、ゲイン調整器44は、相殺音Sca×Cの振幅がロードノイズNrと等振幅に近づくように、調整基準信号Sraに基づく制御信号Scpの振幅を調整する(制御信号ScpにゲインGを乗ずる)。
 図5A~図5Cは、調整基準信号生成器40による調整基準信号Sraの生成を模式的に示した図である。図5Aは、波形データテーブル34のアドレスと波形データとの関係を模式的に示し、図5Bは、調整正弦波信号Srasの生成を模式的に示し、図5Cは、調整余弦波信号Sracの生成を模式的に示している。なお、図5B及び図5Cにおいて、実線は、調整正弦波信号Srasの波形72及び調整余弦波信号Sracの波形70であり、破線は、正弦波信号Srsの波形76及び余弦波信号Srcの波形74である。
 調整基準信号生成器40を構成する第1アドレスシフト部54(図2参照)は、アドレス変換部50から出力される(アドレス変換部50で指定された)正弦波信号Srs(n)の読み出しアドレスi(n)に対して、下記の(7)式で示すように、前述した角度θaに応じた量だけシフト(減算)したアドレスを、読み出しアドレスia(n)として指定する。ここでは、θa=-100[°]とする。
 ia(n)=i(n)+N×(θa/360)
      =i(n)-1000               (7)
 なお、i(n)>3599(=N-1)のとき、読み出しアドレスia(n)は、下記の(8)式となる。
 ia(n)=i(n)-1000-3600          (8)
 従って、第1アドレスシフト部54は、正弦波信号Srs(n)のアドレスi(n)に対してアドレスを-100[°]に応じた量だけシフト(減算)したアドレスia(n)から、サンプリング毎に周波数fdに相当するアドレス間隔で波形データテーブル34の波形データを順次読み出すことにより調整正弦波信号Sras(n)を生成する。
 一方、調整基準信号生成器40を構成する第2アドレスシフト部56は、π/4移相部52から出力される(π/4移相部52で指定された)余弦波信号Src(n)の読み出しアドレスi´(n)に対して、下記の(9)式で示すように、角度θa=-100[°]に応じた量だけシフト(減算)したアドレスを、読み出しアドレスi´a(n)として指定する。
 i´a(n)=i´(n)+N×(θa/360)
       =i´(n)-1000              (9)
 なお、i´a(n)>3599(=N-1)のとき、読み出しアドレスi´a(n)は、下記の(10)式となる。
 i´a(n)=i´(n)-1000-3600         (10)
 従って、第2アドレスシフト部56は、余弦波信号Src(n)のアドレスi´(n)に対してアドレスを-100[°]に応じた量だけシフト(減算)したアドレスi´a(n)から、サンプリング毎に周波数fdに相当するアドレス間隔で波形データテーブル34の波形データを順次読み出すことにより調整余弦波信号Srac(n)を生成する。
 以上のように構成されるANC装置10の効果について、図6~図9を参照しながら説明する。
 図6は、比較例に係るANC装置62のブロック図であり、位相・ゲイン調整器46は、調整基準信号生成器40に代えて、移相器として動作するNサンプル時間遅延を有する遅延器(Z-N)64を有している。この遅延器64は、基準信号SrをNサンプル時間遅延(移相)させて遅延基準信号Srdを生成し、生成した遅延基準信号Srdを1タップ適応フィルタ42に出力する。
 図7は、位相・ゲイン調整器46の位相特性を示す特性図である。
 比較例に係るANC装置62の位相・ゲイン調整器46は、遅延器64を採用し、基準信号Srを遅延(移相)させて生成した遅延基準信号Srdに基づいて補正制御信号Scaを生成するので、その位相特性82は、周波数変化に伴って変化する特性となっている。
 これに対して、この実施形態に係るANC装置10の位相・ゲイン調整器46においては、調整基準信号生成器40が波形データテーブル34に格納された波形データを用いることにより、基準信号Srに対してθa=-100[°]だけ位相のずれた調整基準信号Srが生成され、この調整基準信号Srにフィルタ係数W及びゲインGをかけることにより補正制御信号Scaが生成されるので、その位相特性80は、周波数変化に関わらず一定値(θa=-100[°])に維持された特性となっている。
 図8は、ANC装置10の閉ループ特性(ANC装置10の位相特性84及びANC装置62の位相特性86)を示す特性図である。また、図9は、ANC装置10の閉ループ特性(ANC装置10の振幅特性88及びANC装置62の振幅特性90)を示す特性図である。
 比較例に係る振幅特性90において、40[Hz]を中心周波数とする35[Hz]~45[Hz]の帯域は、消音性能が確保された周波数帯域(負の領域)であり、一方で、25[Hz]~35[Hz]及び45[Hz]~55[Hz]の帯域は、消音制御が有効に機能しない増音領域(正の領域)となっている。これは、位相特性86に示すように、35[Hz]以下及び45[Hz]以上の周波数領域においては、中心周波数(40[Hz])に対し位相が90[°]以上ずれており、良好な消音性能を確保できないためである。
 これに対して、この実施形態に係る振幅特性88では、40[Hz]を中心周波数とする30[Hz]~50[Hz]の帯域は、消音性能が確保される周波数帯域(負の領域)となっており、比較例に係る振幅特性90と比較して、消音制御が有効に機能する周波数領域が広帯域化されている。
 これは、前述したように、調整基準信号生成器40が波形データテーブル34に格納された波形データを用いることにより、基準信号Srに対してθa=-100[°]だけ位相のずれた調整基準信号Srが生成されるので、位相・ゲイン調整器46の位相特性80が周波数変化に関わらず一定値(θa=-100[°])に維持され、この結果、良好な消音性能が得られる周波数領域を広帯域化することが可能となるからである。
 以上説明したように、この実施形態に係るANC装置10は、ロードノイズを相殺するための相殺音を発生するスピーカ8と、ロードノイズと相殺音との差に基づく誤差信号e1を検出するマイクロフォン6と、波形データが格納された波形データテーブル34と、波形データテーブル34から波形データを順次読み込むことによりロードノイズ周波数fdに基づく基準信号Srを生成する基準信号生成器22と、基準信号Srにフィルタ係数Wをかけて制御信号Scを生成する1タップ適応フィルタ28と、誤差信号e1から制御信号Scを減算して補正誤差信号e2を生成する減算器20と、基準信号Sr及び補正誤差信号e2に基づいて補正誤差信号e2が最小となるように1タップ適応フィルタ28のフィルタ係数Wを逐次更新するフィルタ係数更新器38と、前記波形データに対する基準信号Srの読み込み位置から(角度θaに応じた)所定量ずらした読み込み位置より前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号Sraを生成する調整基準信号生成器40と、調整基準信号Sraにフィルタ係数Wをかけて制御信号Scpを生成する1タップ適応フィルタ42とを有する。
 また、スピーカ8は、制御信号Scpに基づく補正制御信号Scaを相殺音として発生する。
 この場合、基準信号Srの読み込み位置から前記所定量ずらした読み込み位置より調整基準信号Sraを生成し、生成した調整基準信号Sraにフィルタ係数Wをかけて制御信号Scpを生成する。すなわち、調整基準信号生成器40は、波形データテーブル34に格納された前記波形データを用いて、前記所定量に応じた角度θaだけ基準信号Srから位相がずれた調整基準信号Sraを生成するので、制御信号Scp及び補正制御信号Scaは、基準信号Srから角度θaだけ位相がずれた信号となる。これにより、ANC装置10は、移相器(遅延器)を用いることなく、補正制御信号Scp(制御信号Scp)の位相調整を行うことができる。また、前記移相器が不要となるので、周波数に対する補正制御信号Scp(制御信号Scp)の位相変化が抑制されて、消音性能(制御性能)を確保することができると共に、消音可能な周波数帯域を広帯域化することが可能となる。
 また、ANC装置10は、制御信号Scpの振幅(ゲイン)を調整して補正制御信号Scaを生成するゲイン調整器44をさらに有する。
 これにより、マイクロフォン6が配置される評価点においてロードノイズに対し相殺音が逆位相で且つ等振幅に近づくように、前記相殺音を生成するための補正制御信号Sca(に応じた調整基準信号Sra)の位相が調整基準信号生成器40により調整され、一方で、制御信号Scp(補正制御信号Sca)の振幅がゲイン調整器44により調整される。これにより、補正制御信号Scaの位相及び振幅を容易に調整することが可能となり、前記評価点におけるロードノイズを効率よく消音することができる。
 すなわち、調整基準信号生成器40は、スピーカ8からマイクロフォン6までの音の伝達特性Cの逆数に-1を乗じた値(-1/C)に相当する位相量としての角度θaを用いて、基準信号Srに対して角度θaだけ位相がずれた調整基準信号Sraを生成する。これにより、前記評価点において、ロードノイズに対して確実に逆位相で且つ等振幅に近づけた相殺音を発生することができ、該評価点におけるロードノイズを確実に低減することが可能となる。
 なお、この発明は、上述した実施形態に限らず、明細書及び図面の記載内容に基づき、種々の変更が可能であることは勿論である。

Claims (3)

  1.  騒音を相殺するための相殺音を発生する相殺音発生器(8)と、
     前記騒音と前記相殺音との差に基づく誤差信号を検出する誤差信号検出器(6)と、
     所定の波形データが格納された波形データテーブル(34)と、
     前記波形データテーブル(34)から前記波形データを順次読み込むことにより、前記騒音の周波数に基づく基準信号を生成する基準信号生成器(22)と、
     前記基準信号にフィルタ係数をかけて制御信号を生成する第1適応フィルタ(28)と、
     前記誤差信号から前記制御信号を減算して補正誤差信号を生成する減算器(20)と、
     前記基準信号及び前記補正誤差信号に基づいて、前記補正誤差信号が最小となるように前記第1適応フィルタ(28)の前記フィルタ係数を逐次更新するフィルタ係数更新器(38)と、
     前記波形データに対する前記基準信号の読み込み位置から所定量ずらした読み込み位置より前記波形データを順次読み込むことによって調整基準信号を生成する調整基準信号生成器(40)と、
     前記調整基準信号に前記フィルタ係数をかけて相殺信号を生成する第2適応フィルタ(42)と、
     を備え、
     前記相殺音発生器(8)は、前記相殺信号に基づいて前記相殺音を発生する
     ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
  2.  請求項1記載の能動型騒音制御装置(10)において、
     前記相殺信号の振幅を調整し、調整した前記相殺信号を前記相殺音発生器(8)に出力する振幅調整器(44)をさらに有する
     ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
  3.  請求項1記載の能動型騒音制御装置(10)において、
     前記調整基準信号生成器(40)は、前記相殺音発生器(8)から前記誤差信号検出器(6)までの音の伝達特性の逆数に-1を乗じた値に相当する位相量を前記所定量とすることで、前記基準信号に対して前記位相量だけ位相がずれた前記調整基準信号を生成する
     ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
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