JP3572953B2 - 能動型騒音振動制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、周期的な騒音又は振動に制御音又は制御振動を干渉させることにより騒音レベル又は振動レベルの低減を図る能動型騒音振動制御装置に関し、特に、ディジタル信号である駆動信号によってラウドスピーカや制御振動発生装置を駆動させることにより制御音や制御振動を発生させるようになっているものにおいて、騒音又は振動の一周期内に生成される駆動信号としてのディジタル信号の個数の切り換えや、駆動信号を生成する際に使用する基準信号の構成の切り換えによる制御特性の劣化を軽減できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の技術としては、騒音低減制御に関するものであるが、例えば特開平８−３３９１９２号公報に記載された能動型騒音制御装置がある。即ち、かかる従来の装置にあっては、エンジン回転騒音のような周期的な騒音を相殺できる制御音を、逐次更新型の適応アルゴリズムであるＬＭＳアルゴリズムに従って生成するようになっている。そして、その一実施例では、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を、４パルス又は８パルスのいずれかにするようになっていて、そのパルス数の切り換えを、騒音周波数の２００Ｈｚを境界として行うようになっている。
【０００３】
つまり、騒音の周波数が高い（周期が短い）状況で、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数が多いと、各パルスの出力に同期して実行されるフィルタ係数の更新処理や割り込み処理として実行されるＤ／Ａ変換処理等に費やせる時間が短くなって、処理を実行するマイクロプロセッサの能力によっては演算が間に合わない場合があるし、逆に、騒音の周波数が低い（周期が長い）状況で、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数が少ないと、同じパルス信号の出力時間が長くなり、実際にラウドスピーカから発せられる制御音の滑らかさが失われて騒音低減効果が低くなってしまう場合がある、という問題点がある。そこで、上記従来の装置にあっては、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を固定ではなく可変にして、上記問題点に対処することとしているのである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の装置では、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を騒音周波数に応じて単に切り換える構成であるため、そのパルス数を切り換える際に騒音低減制御の悪化を招くという問題点がある。
【０００５】
つまり、上記従来の装置にあっては、各パルス信号の出力間隔（サンプリング・クロック）は、常に騒音の周期Ｔをパルス数（分割数）Ｄで割ったＴ／Ｄであり、そのときのパルス数が４、８のいずれであっても、騒音の一周期に同期した信号（タコパルス信号）の立ち上がり検知後直ちに第一番目のパルスの出力を開始し、それからＴ／Ｄ経過後に第二番目のパルスの出力を開始し、それからさらにＴ／Ｄ経過後に第三番目のパルスの出力を開始し…、という具合であったので、それら４パルス時と８パルス時とで同じパルス信号が存在する場合、その同じパルス信号の中間時点（パルス信号の出力を開始してから次のパルス信号の出力を開始するまでの中間の時点）を騒音の一周期に対する位置として表現すると、４パルス時と８パルス時とで異なってしまい、その分位相特性が変化して、適応演算が収束するまでの間は騒音低減制御が悪化してしまうのである。
【０００６】
換言すれば、適応処理を行うようになっている上記従来の装置にあっては、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を切り換える際に、その制御音となる駆動信号の相対的な精度低下が必ず生じてしまい、適応演算によって適応ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束するまでの間、騒音レベルの悪化を余儀なくされていたのである。
【０００７】
その他、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数が一定であっても、その制御音を、騒音の発生状態を表す基準信号とフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタとの畳み込みによって演算するようになっている装置においては、その畳み込みに用いる基準信号の構成を切り換えた結果、生成される制御音の位相特性が変化してしまう場合が有り、これによっても、上記と同様に、適応演算によって適応ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束するまでの間、騒音レベルが悪化することになる。
【０００８】
本発明は、このような従来の技術が有する未解決の課題に着目してなされたものであって、上記のような駆動信号の位相特性の変化を低減することにより、騒音・振動の低減効果が大きく低下することを防止できる能動型騒音振動制御装置を提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、周期的な騒音又は振動と干渉する制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動が低減するように前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記騒音又は振動の基本周期を所定の分割数で分割した時間をサンプリング周期として、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタを用いて前記駆動信号を生成するようになっているとともに、前記分割数を所定の条件に従って切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置において、前記分割数を切り換える際には、その分割数の切り換えに伴う前記駆動信号の位相特性の変化を低減する位相特性変化低減処理を、前記適応ディジタルフィルタに対して実行し、その位相特性変化低減処理が実行された適応ディジタルフィルタを、前記分割数の切り換え後における前記駆動信号の生成処理に用いるようにした。
【００１０】
請求項２に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して正方行列による変換を施す処理を含むようにした。
【００１１】
また、請求項３に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して前記位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな適応ディジタルフィルタを作成し、その作成された適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなる新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１２】
そして、請求項４に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して前記位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１３】
また、請求項５に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して、切り換え前の前記分割数と同じ次数の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの各要素を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなる新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１４】
そして、請求項６に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して、前記切り換え後の分割数と同じ次数の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの各要素をフィルタ係数として新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１５】
さらに、請求項７に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記周期的な騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、二つのフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタを畳み込んで前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数を要素としたベクトルに対して、二次の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの二つの要素をフィルタ係数として新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１６】
一方、上記目的を達成するために、請求項８に係る発明は、周期的な騒音又は振動と干渉する制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記周期的な騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動が低減するように前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する制御手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を前記基準信号として生成するようになっており、前記制御手段は、前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタを畳み込んで前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えており、前記駆動信号生成手段は、前記畳み込みに使用する前記基準信号の構成を前記騒音又は振動の基本周期に応じて切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置において、前記畳み込みに使用する前記基準信号の構成を切り換える際には、その切り換えに伴う前記駆動信号の位相特性の変化を低減する位相特性変化低減処理を、前記適応ディジタルフィルタに対して実行し、その位相特性変化低減処理が実行された適応ディジタルフィルタを、前記切り換え後における前記駆動信号の生成処理に用いるようにした。
【００１７】
ここで、請求項１〜７に係る発明にあっては、分割数を切り換える際に、位相特性変化低減処理が適応ディジタルフィルタに対して実行され、その処理が実行された適応ディジタルフィルタが、分割数の切り換え後における駆動信号の生成処理に用いられるため、分割数の切り換え前に使用していた適応ディジタルフィルタをそのまま分割数の切り換え後に使用する場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになる。
【００１８】
特に、請求項２に係る発明は、正方行列による変換を施す処理を位相特性変化低減処理に含ませているため、その正方行列を適宜作成しておくことにより、所望の位相特性変化を適応ディジタルフィルタに確実に与えることができる。
【００１９】
請求項３〜び請求項６に係る発明は、同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム（以下、ＳＦＸアルゴリズムと称す。）等のように、基準信号として騒音又は振動の基本周期に同期したインパルス列を用いるようになっている適応アルゴリズムを適用した能動型騒音振動制御装置に関するものであって、この場合、適応ディジタルフィルタは、分割数と同数のフィルタ係数を有することになる。このため、分割数が切り換わると、適応ディジタルフィルタのフィルタ係数の個数（タップ数）も増加又は減少することになる。
【００２０】
すると、適応ディジタルフィルタのタップ数を増加させる場合であれば、例えば元の適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を用いた補間演算により新たなフィルタ係数を生成しタップ数を増加させることになるし、逆に、タップ数を減少させる場合であれば、例えば元の適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を間引くことによりタップ数を減少させることになる。
【００２１】
そして、位相特性変化低減処理にあっては、請求項３又は５に係る発明のように、元の適応ディジタルフィルタに対して位相調整のための処理を施した後に、上記のような補間演算や間引くことによってタップ数を増減して新たな適応ディジタルフィルタを作成してもよいし、或いは、請求項４又は６に係る発明のように、先ずは上記のような補間演算や間引くことによってタップ数を増減してディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタに対して位相調整のための処理を施して新たな適応ディジタルフィルタを作成してもよい。
【００２２】
請求項７に係る発明は、通常のＬＭＳアルゴリズム等のように、基準信号として騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を用いるようになっている適応アルゴリズムを適用した能動型騒音振動制御装置に関するものであって、しかも、適応ディジタルフィルタのタップ数を２としている。この場合、分割数が切り換わっても、適応ディジタルフィルタのタップ数は２のままである。従って、位相特性変化低減処理は、適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数を要素としたベクトルに対して、二次元（２×２）の正方行列による変換を施す処理によって実現される。
【００２３】
一方、請求項８に係る発明は、サンプリング周期（駆動信号の出力周期）を一定とした能動型騒音振動制御装置であって、しかも、通常のＬＭＳアルゴリズム等のように、基準信号として騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を用いるようになっている適応アルゴリズムを適用した能動型騒音振動制御装置に関するものである。そして、駆動信号を生成する際の畳み込み演算に使用する基準信号の構成を、騒音又は振動の基本周期に応じて切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置を前提としている。
【００２４】
ここで、「基準信号の構成を切り換える」とは、例えば、適応ディジタルフィルタのタップ数を２、サンプリング周期に同期してサンプリングされる基準信号をｘ（ｎ）、ｘ（ｎ−１）、ｘ（ｎ−２）とする（ｎ、ｎ−１、ｎ−２は、サンプリング時刻）と、駆動信号を生成するための畳み込み演算に使用される基準信号は、通常はｘ（ｎ）とｘ（ｎ−１）とであるが、これを、所定の条件に従って、ｘ（ｎ）とｘ（ｎ−２）とに変更するようなことを意味している。
【００２５】
このように基準信号の構成を切り換える理由としては、基準信号の実質的なサンプリング周期と騒音又は振動の基本周期との比を１：４に近づけることが、ＬＭＳアルゴリズム等の勾配アルゴリズムにおいていわゆるエラーサーフェイスの形状を真円に近づける上で有益だからである。この点は、例えば本出願人が先に提案した特開平５−３２３９７５号公報にも詳しい。
【００２６】
そして、基準信号の構成を上記のように切り換えれば、駆動信号のサンプリング周期はそのままでも、基準信号の実質的なサンプリング周期を変えることができ、その結果、上記比を所望の値に容易に近づけることができるのである。
【００２７】
しかし、基準信号の構成を上記のように切り換えると、その切り換え前後で、駆動信号の位相特性が変化してしまい、騒音又は振動の低減代を悪化させる要因になるのである。
【００２８】
そこで、この請求項６に係る発明のように、基準信号の構成を切り換える際に位相特性変化低減処理を適応ディジタルフィルタに対して実行すれば、そのような処理を行わない場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになる。
【００２９】
【発明の効果】
請求項１〜７に係る発明によれば、分割数を切り換える際に、位相特性変化低減処理を適応ディジタルフィルタに対して実行し、その処理が実行された適応ディジタルフィルタを分割数の切り換え後における駆動信号の生成処理に用いるようにしたため、分割数の切り換え前に使用していた適応ディジタルフィルタをそのまま分割数の切り換え後に使用する場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになり、それだけ良好な騒音又は振動の低減制御が実行できるという効果がある。
【００３０】
また、請求項８に係る発明によれば、基準信号の構成を切り換える際に位相特性変化低減処理を適応ディジタルフィルタに対して実行するようにしたため、そのような処理を行わない場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになり、それだけ良好な騒音又は振動の低減制御が実行できるという効果がある。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１乃至図５は本発明の一実施の形態を示す図であって、図１は本発明に係る能動型騒音振動制御装置の一形態である能動型振動制御装置を適用した車両の概略側面図である。
【００３２】
先ず、構成を説明すると、横置きに搭載したエンジン１７が、車体前後方向の後方に配置した能動型エンジンマウント２０を介して、サスペンションメンバ等から構成される車体１８に支持されている。なお、実際には、エンジン１７及び車体１８間には、能動型エンジンマウント２０の他にエンジン１７及び車体１８間の相対変位に応じた受動的な支持力を発生する複数のエンジンマウントも介在している。受動的なエンジンマウントとしては、例えばゴム状の弾性体で荷重を支持する通常のエンジンマウントや、ゴム状の弾性体内部に減衰力発生可能に流体を封入してなる公知の流体封入式のマウントインシュレータ等が適用できる。
【００３３】
図２は、エンジン１７に固定したブラケット（図示せず）を介して連結する能動型エンジンマウント２０の上部構造を平面視で示すものであり、エンジン側連結部材３０から上方に向けて突出している２本の連結ボルト３０ａを、上述したブラケットの挿通孔に下側から挿通し、ナットを螺合することによりエンジン１７に上端部が固定される。また、符号６０はリバウンド規制部材であり、このリバウンド規制部材６０は、２本の連結ボルト３０ａ間を結ぶ線に対して直交し、エンジン側連結部材３０の上方をアーチ状に延在しながら装置ケース４３に固定されており、エンジン側連結部材３０の上面に固定したゴム製の弾性体からなるリバウンドストッパ３１の上方に位置している。
【００３４】
図３は、図２の矢視断面図で示す能動型エンジンマウント２０の内部構造を示すものであり、図２の２本の連結ボルト３０ａ間を結ぶ線に沿うＡ−Ａ矢視断面を、図３の軸心（以下、マウント軸と称する）Ｐ１ を境界として右側に示し、図２の２本の連結ボルト３０ａ間を結ぶ線に対して直交する方向のＢ−Ｂ矢視断面を、図３のマウント軸Ｐ１ を境界として右側に示している。
【００３５】
この能動型エンジンマウント２０は、装置ケース４３に外筒３４、中間筒３６、オリフィス構成部材３７、支持弾性体３２等のマウント部品を内蔵し、これらマウント部品の下部に、流体室８４の隔壁の一部を形成しながら弾性支持された可動部材７８を流体室８４の容積が変化する方向に変位させる電磁アクチュエータ５２と、図示しない車体メンバの振動状況を検出する荷重センサ６４とを内蔵した装置であり、より具体的に説明していくと、前述したエンジン側連結部材３０は、下端周縁部３０ｇが丸みを付けて形成されていると共に、マウント軸Ｐ１ に沿う位置に第１孔３０ｃが形成されている。また、このエンジン連結部材３０に下側から嵌入されて上方を向いている連結ボルト３０ａは、その頭部３０ｄがエンジン側連結部材３０の下面から突出している。ここで、その頭部３０ｄの外周縁部は、丸みが付けられて形成されている。
【００３６】
また、エンジン側連結部材３０の下面には、断面逆台形状の中空筒体３０ｂが固定されている。この中空筒体３０ｂには、連結ボルト３０ａに近接する位置に第２孔３０ｅが形成されていると共に、マウント軸Ｐ１ に沿う下面に第３孔３０ｆが形成されている。なお、この中空筒体３０ｂの連結ボルト３０ａから離間している位置には、孔を形成していない。
【００３７】
そして、前記エンジン側連結部材３０の下面側には、中空筒体３０ｂの内部及びエンジン側連結部材３０の下部側を覆うように、ゴム製の支持弾性体３２が加硫接着により固定されている。
【００３８】
すなわち、この支持弾性体３２は、エンジン側連結部材３０側から下方に向けて拡径した形状のゴム製の弾性体であって、内面に断面山形状の空洞部３２ａを形成しているが、連結ボルト３０ａから離れている部分の支持弾性体３２の外周面は、図３の左側に示すように、エンジン側連結部材３０の外周部を覆いながらリバウンドストッパ３１に連続している。一方、連結ボルト３０ａに近接している支持弾性体３２は、図３の右側に示すように、連結ボルト３０ａの頭部３０ｄの全域を覆う被覆部３２ｂが形成されていると共に、頭部３０ｄの下方位置の外周を、内側に大きく凹んだ形状としている（以下、符号３２ｃで示す凹み外周部と称する）。そして、前述した空洞部３２ａを形成しながら前記凹み外周部３２ｃに対向している支持弾性体３２の内面も、内側に大きく膨らんだ形状としている（以下、符号３２ｄで示す膨らみ内周部と称する）。そして、連結ボルト３０ａに近接している部分の支持弾性体３２の肉厚は、凹み外周部３２ｃに対向して膨らみ内周部３２ｄを設けたことにより、連結ボルト３０ａから離れている部分の肉厚と略同一に設定している。
【００３９】
そして、薄肉形状とした支持弾性体３２の下端部は、マウント軸Ｐ１ が中空筒体３０ｂと同軸に振動体支持方向を向く中間筒体３６の内周面に加硫接着により結合している。
【００４０】
中間筒体３６は、同一外周径とした上端筒部３６ａ及び下端筒部３６ｂの間に小径筒部３６ｃを連続して形成した部材であり、外周に環状凹部を設けている。また、図示しないが、小径筒部３６ｃには開口部が形成されており、この開口部を介して中間筒体３６の内側及び外側が連通している。
【００４１】
中間筒体３６の外側には外筒３４が嵌合しており、この外筒３４は内周径を中間筒体３６の上端筒部３６ａ及び下端筒部３６ｂの外周径と同一寸法とし、軸方向の長さを中間筒体３６と同一寸法に設定した円筒部材である。また、この外筒３４には開口部３４ａが形成されており、この開口部３４ａの開口縁部にゴム製の薄膜弾性体からなるダイアフラム４２の外周が結合して開口部３４ａを閉塞しつつ、外筒３４の内側に向けて膨出している。
【００４２】
そして、上記構成の外筒３４を、環状凹部を囲むように中間筒体３６に外嵌すると、外筒３４及び中間筒体３６間の周方向に環状空間が画成され、その環状空間にダイアフラム４２が膨出した状態で配設される。そして、中間筒体３６の内側に、筒状のオリフィス構成部材３７が嵌合している。
【００４３】
このオリフィス構成部材３７は、中間筒体３６の小径筒部３６ｃより小径に形成した最小径筒部３７ａを備え、その最小径筒部３７ａの上下端部に径方向外方に向けて上部環状部３７ｂ及び下部環状部３７ｃが形成されており、これら最小径筒部３７ａ、上部及び下部環状部３７ｂ、３７ｃで囲んだ位置と中間筒体３６との間に環状空間が設けられている。また、最小径筒部３７ａの一部に第２開口部３７ｄが形成されている。ここで、上部環状部３７ｂは、支持弾性体３２の下方に位置しているが、図２の右側に示すように、連結ボルト３０ａに近接している支持弾性体３２の下方に位置している上部環状部３７ｂ１ は肉厚を薄く形成して凹みを設けており、支持弾性体３２の膨らみ内周部３２ｄから離れた位置で対向している。
【００４４】
また、装置ケース４３は、その上端部に上端筒部３６ａの外周径より小径の円形開口部を有する上端かしめ部４３ａが形成されていると共に、この上端かしめ部４３ａと連続するケース本体の形状を、内周径が外筒３４の外周径と同一寸法で下端開口部まで連続する円筒形状（下端開口部を図２の破線で示した形状）とした部材であり、全てのマウント部品の組み込みが完了した後に下端開口部を径方向内方に向けてかしめていくことにより、図２の実線で示すかしめ部が形成される。
【００４５】
そして、支持弾性体３２、中間筒体３６、オリフィス構成部材３７及びダイアフラム４２を一体化した外筒３４を装置ケース４３の下端開口部から内部に嵌め込んでいき、上端かしめ部４３ａの下面に外筒３４及び中間筒体３６の上端部を当接させると、それらが装置ケース４３内の上部に配設される。この際、装置ケース４３の内周面とダイヤフラム４２とで囲まれた部分に空気室４２ｃが画成されるが、この空気室４２ｃを臨む位置に空気孔４３ａが形成されており、この空気孔４３ａを介して空気室４２ｃと大気が連通している。
【００４６】
装置ケース４３内の下部には円筒状のスペーサ７０が嵌め込まれており、このスペーサ７０内の上部に可動部材７８が配置されていると共に、スペーサ７０内の下部に電磁アクチュエータ５２が配置されている。前記スペーサ７０は、円筒状の上部筒体７０ａと、円筒状の下部筒体７０ｂと、これら筒体の上下端部間に加硫接着したゴム製の薄膜弾性体からなる略円筒状のダイアフラム７０ｃとで構成されている。
【００４７】
前記電磁アクチュエータ５２は、外観円筒形のヨーク５２ａと、ヨーク５２ａの上端面側に配設した円環状の励磁コイル５２ｂと、ヨーク５２ａの上面中央部に磁極を上下方向に向けて固定した永久磁石５２ｃとで構成されている。また、前記ヨーク５２ａは、円環状の第１ヨーク部材５３ａと、中央円筒部に永久磁石５２ｃを固定した第２ヨーク部材５３ｂとで構成されている。
【００４８】
そして、上部及び下部筒体７０ａ、７０ｂ間のダイアフラム７０ｃは、ヨーク５２ａの外周に形成した凹部５２ｄに向かって膨出している。
また、ヨーク５２ａの下面と、車体側連結ボルト６０を備えた蓋部材６２との間には、振動低減制御に必要な残留振動を検出するために、荷重センサ６４が介装されている。荷重センサ６４としては、圧電素子，磁歪素子，歪ゲージ等が適用可能であり、このセンサの検出結果は、図１に示すように、残留振動信号ｅとしてコントローラ２５に供給されるようになっている。
【００４９】
一方、前記電磁アクチュエータ５２の上方には、シール部材固定用のシールリング７２と、後述する板ばね８２の外周部を下側から自由端支持する支持リング７４と、電磁アクチュエータ５２の永久磁石５２ｃ及び可動部材７８間のギャップＨを設定するギャップ保持リング７６とが配置されている。これらシールリング７２、支持リング７４及びギャップ保持リング７６の外周径は、前述したスペーサ７０の上部筒体７０ａの内周径と同一寸法に設定されており、ヨーク５２ａから上方に突出している上部筒体７０ａ内にシールリング７２、支持リング７４及びギャップ保持リング７６の全てが内嵌されている。そして、これらシールリング７２、支持リング７４及びギャップ保持リング７６の内側には、上下方向に変位可能となるように可動部材７８が配置されている。
【００５０】
この可動部材７８は、外観円盤状の隔壁形成部材７８Ａと、この隔壁形成部材７８Ａより大径円盤状に形成した磁路形成部材７８Ｂとで構成した部材であって、電磁アクチュエータ５２に対して遠い方に位置する隔壁形成部材７８Ａの軸心にボルト孔８０ａを形成し、電磁アクチュエータ５２に近い磁路形成部材７８Ｂを貫通した可動部材用ボルト８０がボルト孔８０ａに螺合することにより、隔壁形成部材７８Ａ及び磁路形成部材７８Ｂを一体に連結した構造となっている。
【００５１】
隔壁形成部材７８Ａ及び磁路形成部材７８Ｂ間には、リング状に連続したくびれ部７９が画成されているが、このくびれ部７９に可動部材７８を弾性支持するための板ばね８２が収容されている。つまり、板ばね８２は、中央部に孔部を形成した円盤形状の部材であり、この板ばね８２の内周部を隔壁形成部材７８Ａの裏面中央部の下側から自由端支持し、板ばね８２の外周部を支持リング７４のばね支持部７４ａが下側から自由端支持しており、これにより可動部材７８が装置ケース４３に板ばね８２を介して弾性支持されている。
【００５２】
前記隔壁形成部材７８Ａは、流体室８４に面している隔壁部８０ｃの肉厚を薄くし、隔壁部８０ｃの外周から上方に突出する環状のリブ８０ｂを形成した部材である。そして、隔壁形成部材７８Ａの上面と、支持弾性体３２の下面と、オリフィス構成部材３７の内周面とで流体室８４が形成され、この流体室８４内に流体が封入される。
【００５３】
また、流体室８４から板ばね８２を収容しているくびれ部７９側への流体の漏洩を防止するため、隔壁形成部材７８Ａの外周とシールリング７２の内周との間には、ゴム状弾性体からなるリング形状のシール部材８６が固定されており、このシール部材８６の弾性変形によって、シールリング７２や装置ケース４３に対する可動部材７８の上下方向への相対変位を許容している。
【００５４】
次に、本実施形態の能動型エンジンマウント２０の振動入力減衰作用について簡潔に説明する。本実施形態の能動型エンジンマウント２０は、支持弾性体３２の空洞部３２ａとオリフィス構成部材３７の軸中央空間とが連通し、オリフィス構成部材３７の軸中央空間及びオリフィス構成部材３７と中間筒体３６との間の環状空間が、第２開口部３７ｄを介して連通し、前記環状空間及びダイアフラム４２が膨出している空間が、中間筒体３６に形成した開口部を介して連通しており、これら支持弾性体３２の空洞部３２ａからダイアフラム４２が膨出している空間までの連通路内に、エチレングリコール等の流体が封入されている。
【００５５】
そして、支持弾性体３２の空洞部３２ａからオリフィス構成部材３７と中間筒体３６との間の環状空間までの連通路を主流体室８４とすると、中間筒体３６に形成した開口部の近傍をオリフィスとし、この開口部に対向しながらダイアフラム４２に囲まれている領域を副流体室とした流体共振系が形成されている。この流体共振系の特性、即ち、オリフィス内の流体の質量と、支持弾性体３２の拡張方向ばね、ダイアフラム４２の拡張方向ばねで決まる特性は、車両停止中のアイドル振動の発生時、つまり２０〜３０Ｈｚでエンジンマウント２０Ａ、２０Ｂが加振された場合に高動ばね定数、高減衰力を示すように調整されている。
【００５６】
一方、電磁アクチュエータ５２の励磁コイル５２ｂは、コントローラ２５から例えばハーネスを通じて供給される電流である駆動信号ｙに応じて所定の電磁力を発生するようになっている。コントローラ２５は、マイクロコンピュータ，必要なインタフェース回路，Ａ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換器，アンプ、ＲＯＭ，ＲＡＭ等の記憶媒体等を含んで構成され、エンジン１７で発生する振動を低減できる能動的な支持力が能動型エンジンマウント２０に発生するように、能動型エンジンマウント２０に対する駆動信号ｙを生成し出力するようになっている。
【００５７】
また、前述したように能動型エンジンマウント２０には荷重センサ６４が内蔵されており、車体１８の振動状況を荷重の形で検出して残留振動信号ｅとして出力し、その残留振動信号ｅが干渉後における振動を表す信号として例えばハーネスを通じてコントローラ２５に供給されている。
【００５８】
ここで、エンジン１７で発生するアイドル振動やこもり音振動は、例えばレシプロ４気筒エンジンの場合、エンジン回転２次成分のエンジン振動が車体１８に伝達されることが主な原因であるから、そのエンジン回転２次成分に同期して駆動信号ｙを生成し出力すれば、車体側振動の低減が可能となる。そこで、本実施の形態では、エンジン１７のクランク軸の回転に同期した（例えば、レシプロ４気筒エンジンの場合には、クランク軸が１８０度回転する度に一つの）インパルス信号を生成し基準信号ｘとして出力するパルス信号生成器１９を設けていて、その基準信号ｘが、コントローラ２５に供給されている。
【００５９】
そして、コントローラ２５は、供給される残留振動信号ｅ及び基準信号ｘに基づき、適応アルゴリズムの一つであるＳＦＸアルゴリズムを実行することにより、能動型エンジンマウント２０に対する駆動信号ｙを演算し、その駆動信号ｙを能動型エンジンマウント２０に出力するようになっている。
【００６０】
具体的には、コントローラ２５は、フィルタ係数Ｗｉ （ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉはタップ数）可変の適応ディジタルフィルタＷを有していて、最新の基準信号ｘが入力された時点から所定のサンプリング・クロックの間隔で、その適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を順番に駆動信号ｙとして出力する一方、基準信号ｘ及び残留振動信号ｅに基づいて適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を適宜更新する処理を実行するようになっている。
【００６１】
適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ の更新式は、ＳＦＸアルゴリズムに従った下記の（１）式のようになる。
Ｗｉ （ｎ＋１）＝Ｗｉ （ｎ）＋αＲＴ ｅ（ｎ） ……（１）
ここで、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項は、サンプリング時刻ｎ，ｎ＋１，における値であることを表している。また、更新用基準信号ＲＴ は、理論的には、基準信号ｘを、能動型エンジンマウント２０の電磁アクチュエータ５２及び荷重センサ６４間の伝達関数Ｃをモデル化した伝達関数フィルタＣ＾でフィルタ処理をした値であるが、基準信号ｘの大きさは“１”であるから、伝達関数フィルタＣ＾のインパルス応答を基準信号ｘに同期して次々と生成した場合のそれらインパルス応答波形のサンプリング時刻ｎにおける和に一致する。
【００６２】
また、理論的には、基準信号ｘを適応ディジタルフィルタＷでフィルタ処理して駆動信号ｙを生成するのであるが、基準信号ｘの大きさが“１”であるため、フィルタ係数Ｗｉ を順番に駆動信号ｙとして出力しても、フィルタ処理の結果を駆動信号ｙとしたのと同じ結果になる。
【００６３】
そして、コントローラ２５は、上記のような駆動信号ｙの出力処理及び適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ の更新処理を、基準信号ｘの最新のインパルスが生成された時点を基準に開始されるサンプリング・クロックに同期して実行するようになっており、そのサンプリング・クロックの周期（サンプリング周期）ＴＳ は、本実施の形態では、振動の基本周期、つまり基準信号ｘの周期Ｔを分割数Ｄで割った時間（ＴＳ ＝Ｔ／Ｄ）とするようになっている。
【００６４】
具体的には、コントローラ２５は、その機能構成をブロック線図で表す図４に示すように、適応ディジタルフィルタＷと、その適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗのフィルタ係数Ｗｉ を上記（１）式に従って更新するフィルタ係数更新部２５Ａと、基準信号ｘの最新のインパルスが生成された時点からサンプリング周期毎に適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を順番にアナログ信号に変換して駆動信号ｙとして出力するＤ／Ａ変換器２５Ｂと、同じくサンプリング周期毎に残留振動信号ｅをディジタル信号に変換してフィルタ係数更新部２５Ａに供給するＡ／Ｄ変換器２５Ｃと、を備えていて、基本的には、適応ディジタルフィルタＷ及びフィルタ係数更新部２５ＡによってＳＦＸアルゴリズムが実行されるようになっている。
【００６５】
そして、コントローラ２５は、基準信号ｘの最新のインパルスとその一つ前のインパルスとの入力間隔に基づいて振動の基本周期Ｔを求める周期測定部２５Ｄと、この周期測定部２５Ｄが求めた基本周期Ｔに基づいて分割数Ｄを設定する分割数設定部２５Ｅと、基本周期Ｔ及び分割数Ｄに基づいてサンプリング周期ＴＳ （＝Ｔ／Ｄ）を設定するサンプリング周期設定部２５Ｆと、を備えている。
【００６６】
分割数設定部２５Ｅは、例えば基本周期Ｔの長さを所定のしきい値に基づいて二段階（長、短）に分類し、基本周期Ｔが長い場合には例えばＤ＝８、基本周期Ｔが短い場合には例えばＤ＝４とするようになっている。
【００６７】
さらに、コントローラ２５は、分割数ＤがＤ１ からＤ２ に切り換わった際（以下、切り換え前の分割数をＤ１ 、切り換え後の分割数をＤ２ とする。）に、適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して、分割数Ｄの切り換わりに伴う駆動信号ｙの位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな適応ディジタルフィルタＷを作成し、次いで、その補間演算後の適応ディジタルフィルタＷ各フィルタ係数Ｗｉ を適宜補間又は間引くことによりＤ２ 個のフィルタ係数からなる新たな適応ディジタルフィルタＷを作成する位相特性変化低減処理部２５Ｇを備えていて、分割数Ｄが切り換わった後には、その新たな適応ディジタルフィルタＷを用いて駆動信号ｙを生成する処理を実行するようになっている。
【００６８】
位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理をさらに詳述すると、ここでは、分割数Ｄを常時監視していて、その分割数Ｄが切り換わった場合にのみ、所定の処理を実行するようになっている。
【００６９】
そして、位相特性変化低減処理部２５Ｇは、先ず、分割数Ｄの切り換えに伴う駆動信号ｙの位相のずれ量Ｐを演算する。即ち、図５（ａ）は、Ｄ＝４における駆動信号ｙの出力波形を示し、図５（ｂ）は、Ｄ＝８における駆動信号ｙの出力波形を示しているが、第１番目の駆動信号ｙの出力開始時点は一周期内で同じ位置にあるため、第１番目の駆動信号ｙの中間時点は、Ｄ＝４の場合とＤ＝８の場合とで、Ｐだけずれてしまうのであり、そのずれ量Ｐに応じた位相調整を適応ディジタルフィルタＷに施すことにより、分割数Ｄが切り換わっても、結果として、駆動信号ｙに位相ずれが生じないようにしたいのである。
【００７０】
ずれ量Ｐは、下記の（２）式に従って演算される。
Ｐ＝（１／２Ｄ１ −１／２Ｄ２ ）／（１／Ｄ１ ）
＝（Ｄ２ −Ｄ １）／２Ｄ２ ……（２）
この（２）式で求められるずれ量Ｐは、切り換え前の分割数Ｄ１ で正規化した値であり、例えば、Ｄ１ ＝４、Ｄ２ ＝８の場合のずれ量Ｐ（図５に図示したずれ量Ｐ）は、１／４となる。
【００７１】
次に、ずれ量Ｐに基づいて適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を補間して、ずれ量Ｐに応じた分だけ位相が進んだ（Ｄ２ ＞Ｄ１ の場合）又はその分だけ位相が遅れた（Ｄ２ ＜Ｄ１ の場合）適応ディジタルフィルタＷの新たなフィルタ係数Ｗｉ を作成する。このときの演算式は、下記のようになる。
【００７２】
ｉ＜Ｄ１ −１；
Ｗｉ ＝（１−Ｐ）×Ｗｉ ＋Ｐ×Ｗ（ｉ＋１） ……（３）
ｉ＝Ｄ１ −１；
Ｗ（Ｄ１−１）＝（１−Ｐ）×Ｗ（Ｄ１−１）＋Ｐ×Ｗ０ ……（４）
その後、上記（３）式及び（４）式で求められたタップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ をさらに補間し、位相特性及びゲイン特性は変わらないように、タップ数Ｄ２ の新たな適応ディジタルフィルタＷを作成する。例えば、Ｄ１ ＝４、Ｄ２ ＝８の場合の演算式は、下記のようになる。
【００７３】
ｉ＝０、２、４、６；
ＷＢＵＦｉ＝Ｗ（ｉ／２） ……（５）
ｉ＝１、３、５、７；
ＷＢＵＦｉ＝（２２／１ ／２）×｛Ｗ（ｉ−１） ＋Ｗ（ｉ＋１） ｝ ……（６）
Ｗｉ ＝ＷＢＵＦｉ ……（７）
なお、（３）〜（７）式の演算は、タップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷに対してずれ量Ｐに基づいて位相調整を行った後に、それをタップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷに変換するような手順に従っているが、これとは逆に、タップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷをタップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷに変換した後に、ずれ量Ｐに基づいた位相調整を行うようにしてもよい。つまり、上記（５）〜（７）式の補間演算を行った後に、上記（３）、（４）式の演算を行うようにしてもよい。ただし、かかる場合には、ずれ量Ｐを、切り換え後の分割数Ｄ２ に基づいて正規化する必要があるため、ずれ量Ｐの演算式は下記のようになる。
【００７４】
Ｐ＝（１／２Ｄ１ −１／２Ｄ２ ）／（１／Ｄ２ ）
＝（Ｄ２ −Ｄ １）／２Ｄ１ ……（８）
次に、本実施の形態の動作を説明する。
【００７５】
即ち、エンジンシェイク発生時には、オリフィス５ａの流路形状等を適宜選定している結果、この能動型エンジンマウント１は高動ばね定数，高減衰力の支持装置として機能するため、エンジン３０側で発生したエンジンシェイクが能動型エンジンマウント１によって減衰され、車体３５側の振動レベルが低減される。なお、エンジンシェイクに対しては、特に可動板１２を積極的に変位させる必要はない。
【００７６】
一方、オリフィス５ａ内の流体がスティック状態となり流体室１５及び副流体室１６間での流体の移動が不可能になるアイドル振動周波数以上の周波数の振動が入力された場合には、コントローラ２５は、所定の演算処理を実行し、電磁アクチュエータ１０に駆動信号Ｙを出力し、能動型エンジンマウント１に振動を低減し得る能動的な支持力を発生させる。
【００７７】
つまり、駆動信号Ｙが出力されると、励磁コイル１０Ｂに駆動信号Ｙに応じた磁力が発生するが、磁路部材１２には、既に永久磁石１０Ｃによる一定の磁力が付与されているから、その励磁コイル１０Ｂによる磁力は永久磁石１０Ｃの磁力を強める又は弱めるように作用すると考えることができる。つまり、励磁コイル１０Ｂに駆動信号Ｙが供給されていない状態では、磁路部材１２は、板ばね１１による支持力と、永久磁石１０Ｃの磁力との釣り合った中立の位置に変位することになる。そして、この中立の状態で励磁コイル１０Ｂに駆動信号Ｙが供給されると、その駆動信号Ｙによって励磁コイル１０Ｂに発生する磁力が永久磁石１０Ｃの磁力と逆方向であれば、磁路部材１２は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが増大する方向に変位する。逆に、励磁コイル１０Ｂに発生する磁力が永久磁石１０Ｃの磁力と同じ方向であれば、磁路部材１２は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが減少する方向に変位する。
【００７８】
このように磁路部材１２は正逆両方向に変位可能であり、磁路部材１２が変位すれば主流体室１５の容積が変化し、その容積変化によって支持弾性体６の拡張ばねが変形するから、この能動型エンジンマウント１に正逆両方向の能動的な支持力が発生するのである。
【００７９】
一方、コントローラ２５内では、基準信号ｘの入力間隔を例えばクロックパルスの間隔で計数することにより、周期演算部２５Ｄにおいて基準信号ｘの周期Ｔが演算される。なお、ここで求められる周期Ｔは、最新の基準信号ｘとその一つ前の基準信号ｘとの入力間隔であるため、その最新の基準信号ｘが入力された後の新たな周期の長さを表しているとは厳密にはいえないが、車両の加減速中であっても基準信号ｘの隣り合った周期は略等しいと見なせることができるから、特に問題はない。
【００８０】
周期演算部２５Ｄにおいて周期Ｔが演算されると、分割数設定部２５Ｅは、その周期Ｔの長短に基づいて、分割数Ｄを、例えば４又は８に設定する。
分割数Ｄが設定されると、サンプリング周期設定部は、周期Ｔを分割数Ｄで割ることにより、サンプリング周期ＴＳ を演算し設定する。すると、Ｄ／Ａ変換器２５Ｂからは、そのサンプリング周期ＴＳ の間隔で適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を順番に駆動信号ｙとしてアナログ信号に変換し電磁アクチュエータ１０に出力する一方、Ａ／Ｄ変換器２５Ｃも、サンプリング周期ＴＳ の間隔で残留振動信号ｅをディジタル信号に変換してフィルタ係数更新部２５Ａに供給する。残留振動信号ｅが供給されたフィルタ係数更新部２５Ａも、サンプリング周期ＴＳ に同期し、上記（１）式に従って適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を更新する。
【００８１】
ここで、サンプリング周期ＴＳ は、周期Ｔと分割数Ｄとの両方で決まるため、分割数Ｄが変化しなくても、周期Ｔの増減に応じても変化する。
これに対し、分割数Ｄが変化しなければ、適応ディジタルフィルタＷのタップ数も変化しないため、位相特性変化低減処理部２５Ｇは待機したままである。
【００８２】
そして、分割数Ｄが、例えば４から８、或いは、８から４に変化すると、位相特性変化低減処理は、上記（３）〜（７）式に示したような補間演算を適応ディジタルフィルタＷに対して実行し、その補間演算が施された適応ディジタルフィルタＷが、それ以降の駆動信号ｙの生成処理に用いられるようになる。
【００８３】
すると、分割数Ｄを切り換えた直後でも、その切り換え前と同じ位相特性を示す適応ディジタルフィルタＷを用いた振動低減処理が実行されるから、位相特性が変化することにより極短い時間であっても信号低減処理の効果が低くなるような状態を避けることができ、それだけ良好な振動低減処理が可能になる。
【００８４】
ここで、本実施の形態では、能動型エンジンマウント１が制御振動源に対応し、コントローラ２５が制御手段に対応し、パルス信号生成器１９が基準信号生成手段に対応し、荷重センサ６４が残留振動検出手段に対応し、サンプリング周期設定部２５Ｆがサンプリング周期設定手段に対応し、Ｄ／Ａ変換器２５Ｂが駆動信号生成手段に対応し、フィルタ係数更新部２５Ａが適応処理手段に対応し、分割数設定部２５Ｅが分割数設定手段に対応し、位相特性変化低減処理部２５Ｇが位相特性変化低減処理手段に対応する。
【００８５】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、この第２の実施の形態の車両等に関する全体的な構成及びコントローラ２５の機能構成の基本的な部分は、上記第１の実施の形態と同様であるため、重複する部分についての図示及び説明は省略する。
【００８６】
具体的には、本実施の形態は、上記第１の実施の形態と比較して、コントローラ２５内の位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理の内容が異なるだけで、それ以外の構成及び作用は同じである。そこで、本実施の形態でも、図４を参照して説明を行う。
【００８７】
即ち、本実施の形態の位相特性変化低減処理部２５Ｇでは、適応ディジタルフィルタＷを、そのフィルタ係数Ｗｉ を要素としたベクトルと見なし、これに正方行列による変換を施すことにより、分割数Ｄの切り換え時における位相特性の変化を相殺するようにしたものである。つまり、上記第１の実施の形態では、適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ に対して内挿（補間）という演算により行った位相特徴の調整処理を、行列とベクトルとの積により実現するものである。
【００８８】
そして、上記正方行列による上記ベクトルに対する変換の目的は、分割数Ｄの切り換えに伴い適応ディジタルフィルタＷに生じるタイミングのずれを周期Ｔで正規化した位相θで表現したとき、適応ディジタルフィルタＷの基本次数成分の位相特性をθだけ、第２調波成分（基本次数の２倍の周波数成分）の位相特性を２θだけ、第ｋ調波成分の位相特性をｋθだけ、遅らせる（Ｄ２ ＜Ｄ１ ）或いは進ませる（Ｄ２ ＞Ｄ１ ）ことである。つまり、解消したいタイミングのずれ（時間軸上でのずれ）を位相（周期Ｔに対する角度）で表現すると、低い周波数成分に対しては小さい位相、高い周波数成分に対しては大きな位相となるから、上記のような割合で位相を遅らせる或いは進ませることが必要なのである。
【００８９】
基準信号ｘが、本実施の形態のように、騒音の基本周期に対して一つだけパルスを持つインパルス列であるときには、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数列がそのまま駆動信号列となるから、各周波数成分に対して上記のような位相特性があるディジタルフィルタが存在したとして、適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を繰り返した信号列をそのディジタルフィルタで畳み込み、その畳込みの結果から一周期分だけ取り出したものは、元の適応ディジタルフィルタＷの各周波数成分毎の位相特性を、上記変換の目的として説明した分だけ変化させたものになる。
【００９０】
ただし、分割数Ｄを切り換えるのであるから、上記第１の実施の形態と同様に適応ディジタルフィルタＷのタップ数を増減させるための補間処理を、例えば上記正方行列による位相変換処理を実行する前に行っておく必要がある。
【００９１】
図６は、本実施の形態の位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理の概要を示したフローチャートであって、先ず、ステップ１０１において、タップ数Ｄ１ の元の適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を補間する若しくは間引くことにより、位相特性等はそのままで、タップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷを作成する。
【００９２】
次いで、ステップ１０２に移行し、ステップ１０１で作成したタップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を要素としたベクトルに対して正方行列による位相変換を施して、ベクトルＷＢＵＦ を作成し、そして、ステップ１０３に移行し、そのベクトルＷＢＵＦ の各要素を用いて新たな適応ディジタルフィルタＷを作成し、それ以降は、その新たな適応ディジタルフィルタＷを用いて駆動信号ｙの生成処理を実行する。
【００９３】
以上がこの実施の形態における位相特性変化低減処理の概要であるが、ここで重要なのは、上記のような正方行列の作成手順であるから、以下、その点について詳述する。ただし、ここでは、図６に示したように正方行列による位相変換処理の前にタップ数の調整処理を実行し、且つ、切り換え後の分割数Ｄ２ が、偶数の場合について詳述し、それ以外の場合について後述することとする。
【００９４】
先ず、分割数ＤがＤ１ からＤ２ に切り換わった場合に駆動信号ｙに生じる位相特性の変化分（図５におけるずれ量Ｐに対応）は、下記式のようになる。
θ＝π／Ｄ２ −π／Ｄ１ ……（９）
次に、下記のようなベクトルＶを考える。
【００９５】
【数１】
【００９６】
……（１０）
このベクトルＶは、実現すべき位相特性を、各次数毎にフーリエ係数の形で表現し、それを順に縦に並べたものである。ただし、実数演算のみで処理が行えるように、フーリエ係数の実数部と虚数部とを、その順番で別の行に表している。また、Ｄ２ ／２次の高調波成分に関しては、ナイキスト周波数に相当するため、位相特性を変化させることはできないので、実数成分のみを調整するようベクトルＶの最終行を１としている。また、その上の行を０としているのは、直流成分をゼロにするためである。
【００９７】
次に、下記のような行列Ｍを考える。
【００９８】
【数２】
【００９９】
……（１１）
この行列Ｍは、ＦＩＲ型フィルタ（有限インパルス応答型フィルタ）のフーリエ係数を求める計算を、実数のみの行列とベクトルとの積で行えるように、実数項と虚数項とを別の行に分けて、各行内は基本次数から順番に係数を並べたものである。
【０１００】
従って、行列Ｍと任意のベクトルＡとの積（Ｍ・Ａ）は、そのベクトルＡをＦＩＲ型フィルタと解釈したときの位相特性、つまりフーリエ係数を、基本次数から順に実数部と虚数部を縦に並べたものになる。
【０１０１】
ここで、ベクトルＡ（＝［Ａ（１） Ａ（２） Ａ（３） …Ａ（Ｎ） ］）の要素がその順番で繰り返し表れる信号列の周波数特性Ｖ（＝［Ｖ（１） Ｖ（２） Ｖ（３） …Ｖ（Ｎ） ］）を求める計算式は、下記のようになる。
【０１０２】
【数３】
【０１０３】
……（１２）
なお、ｊは虚数単位であり、下記の関係がある。
【０１０４】
【数４】
【０１０５】
……（１３）
このとき、Ｖ（１） は信号列の周波数０、すなわち直流成分の特性を、Ｖ（２） は信号列の基本周波数（繰り返し周波数）成分の特性を、Ｖ（ｋ） は基本周波数のｋ−１倍（ｋ＝３、４、５、…、Ｎ／２）の周波数成分の特性を、それぞれ表している。
【０１０６】
上記（１３）式から、上記（１２）式によって得られるフーリエ係数は複素数であり、いま仮にこの信号列の基本周波数での特性が、位相θ、ゲインＢであるとすると、Ｖ（１） は下記のようになる。
【０１０７】
Ｖ（１） ＝Ｂ・ｃｏｓ（θ）＋ｊ・Ｂ・ｓｉｎ（θ） ……（１４）
以上の（１２）〜（１４）式に関する説明は、周期的信号列に対する離散フーリエ変換の簡単な説明であるが、信号列の各要素をディジタルフィルタのフィルタ係数に置き換えれば、同様の計算によって、ディジタルフィルタの周波数特性を求めることが可能である。
【０１０８】
そこで、ベクトルＡの要素は全て実数であるから、上記（１２）式を下記のように実数部ＶＲｅと虚数部ＶＩｍとに分けることにより、実数のみの計算で周波数特性を求められるようにする。
【０１０９】
【数５】
【０１１０】
……（１５）
【０１１１】
【数６】
【０１１２】
……（１６）
上記（１０）式のベクトルＶは、１番目の要素が基本周波数（ｋ＝１）において求められる周波数特性（フーリエ係数）の実数項、つまり上記（１５）式によって得られるＶＲｅ（２） 、２番目の要素が基本周波数において求められる周波数特性の虚数項、つまり上記（１６）式によって得られるＶＩｍ（２） 、というように、Ｎ−２番目までに基本周波数の（Ｎ／２−１）倍の周波数における特性の実数項と虚数項とを順番に並べた後、ナイキスト周波数、すなわち基本周波数のＮ／２倍の周波数における特性と、直流成分に対する特性とを並べたものである。
【０１１３】
なお、ナイキスト周波数及び直流成分に対する周波数特性は、実数項のみになるため、ベクトルＶの要素としては一つずつとなっている。
そして、上記（１１）式の行列Ｍの各要素は、上記（１５）式や（１６）式における右辺の「ｃｏｓ（２π・ｋ・ｉ／Ｎ）」や「−ｓｉｎ（２π・ｋ・ｉ／Ｎ）」に相当する。
【０１１４】
つまり、Ｍ・Ａ＝ＶとなるようにベクトルＡを定めれば、ベクトルＡの要素を並べたディジタルフィルタＡは、ベクトルＶと同じ周波数特性のディジタルフィルタとなるから、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ をディジタルフィルタＡで畳み込んだものは、適応ディジタルフィルタＷの基本次数成分及び高調波成分の各位相を、ベクトルＶで定めるように調整したものとなる。
【０１１５】
つまり、ベクトルＡは、
Ａ＝Ｄ２ ・Ｍ−１・Ｖ ……（１７）
として求まり、このベクトルＡの要素を畳み込みの計算手順に従って並べれば、図６のステップ１０２の演算に用いる正方行列が求まり、ステップ１０２における演算は下記のようになる。
【０１１６】
【数７】
【０１１７】
……（１８）
切り換え後の分割数Ｄ２ が奇数の場合には、ベクトルＶ及び行列Ｍは、下記のようになる。
【０１１８】
【数８】
【０１１９】
……（１９）
【０１２０】
【数９】
【０１２１】
……（２０）
分割数Ｄ２ が奇数の場合には、ベクトルＶの最終行は必要なくなるので、その分、ベクトルＶ及び行列Ｍの形が、分割数Ｄ２ が偶数の場合と異なっている。
【０１２２】
また、図７は、位相特性変化低減処理部２５Ｇが、図６の場合とは逆に、適応ディジタルフィルタＷの位相調整を行った後にタップ数の調整を行うようにした場合の処理の概要を示すフローチャートである。
【０１２３】
この場合は、先ずステップ２０１において、タップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を要素としたベクトルに対して正方行列による位相変換を施して、ベクトルＷＢＵＦ を作成し、次いで、ステップ２０２に移行し、そのベクトルＷＢＵＦ の各要素を用いて新たな適応ディジタルフィルタＷを作成する。そして、ステップ２０３に移行し、その新たな適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を補間する若しくは間引くことにより、位相特性等はそのままで、そのタップ数をＤ１ からＤ２ に変更し、それ以降は、そのタップ数が変更された新たな適応ディジタルフィルタＷを用いて駆動信号ｙの生成処理を実行する。
【０１２４】
位相特性変化低減処理部２５Ｇが、図７の処理を実行するようになっている場合であって、切り換え前の分割数Ｄ１ が偶数の場合のベクトルＶ及び行列Ｍは、下記の（２１）式、（２２）式のようになり、その分割数Ｄ１ が奇数の場合のベクトルＶベクトルＶ及び行列Ｍは、下記の（２３）式、（２４）式のようになる。
【０１２５】
【数１０】
【０１２６】
……（２１）
【０１２７】
【数１１】
【０１２８】
……（２２）
【０１２９】
【数１２】
【０１３０】
……（２３）
【０１３１】
【数１３】
【０１３２】
……（２４）
そして、ベクトルＡは、
Ａ＝Ｄ１ ・Ｍ−１・Ｖ ……（２５）
として求まり、このベクトルＡの要素を畳み込みの計算手順に従って並べれば、図７のステップ２０１の演算に用いる正方行列が求まり、ステップ２０１における演算は下記のようになる。
【０１３３】
【数１４】
【０１３４】
……（２６）
正方行列Ａは、実際には、分割数設定部２５Ｅで選択される分割数Ｄや、位相特性変化低減処理部２５Ｇが図６又は図７のいずれの処理を実行するようになっているかに基づいて、予め演算して求めておき、その結果だけをＲＯＭ等の記憶装置に保存しておき、それを読み出して上記（１８）又は（２６）式の演算に用いるようになっている。
【０１３５】
そして、分割数Ｄが切り換わる際に、位相特性変化低減処理部２５Ｇが、図６又は図７に示す処理を実行するから、本実施の形態にあっても、上記第１の実施の形態と同様に、分割数Ｄを切り換えた直後でもその切り換え前と同じ位相特性を示す適応ディジタルフィルタＷを用いた振動低減処理が実行されるから、位相特性が変化することにより極短い時間であっても信号低減処理の効果が低くなるような状態を避けることができ、それだけ良好な振動低減処理が可能になる。
【０１３６】
しかも、本実施の形態にあっては、上述したような手順で作成される正方行列を用いて適応ディジタルフィルタＷに対する位相調整処理を実行するようになっているから、より高精度の位相調整処理が可能であるという利点もある。
【０１３７】
図８は本発明の第３の実施の形態を示す図であって、上記第１の実施の形態における図５と同様に、コントローラ２５の機能構成を示すブロック図である。なお、全体構成は上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及び説明は省略するとともに、コントローラ２５の機能構成に関しても同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明は省略する。
【０１３８】
即ち、本実施の形態のコントローラ２５は、振動の基本周期に同期した基準信号ｘを受け取り、それと同じ周期の正弦波Ｘを生成する正弦波生成部２５Ｈを備えていて、この正弦波生成部２５Ｈが生成した正弦波Ｘが、適応ディジタルフィルタＷ及びフィルタ係数更新部２５Ａに、基準信号ｘの代わりに供給されるようになっている。つまり、本実施の形態では、正弦波Ｘを基準信号Ｘとして用いるようになっている。
【０１３９】
一方、適応ディジタルフィルタＷは、Ｗ０ 、Ｗ１ という二つのフィルタ係数からなるのディジタルフィルタであって、駆動信号ｙは、その適応ディジタルフィルタＷと基準信号Ｘとを畳み込むことにより生成されるようになっている。
【０１４０】
従って、駆動信号ｙの演算式は、下記のようになる。
ｙ（ｎ）＝Ｗ０ ・Ｘ（ｎ）＋Ｗ１ ・Ｘ（ｎ−１） ……（２７）
ここで、上記（１４）式で示したフーリエ係数と位相特性との関係を図で表現すると、図９に示すようになる。
【０１４１】
即ち、図９（ａ）及び（ｂ）は複素数であるフーリエ係数とその周波数成分の波形との関係を示しており、同（ａ）は、実数軸（Ｒｅａｌ ）と虚数軸（Ｉｍａｇ ）とからなる直交座標系に、原点からフーリエ係数に至るベクトルをプロットし、そのベクトルを反時計方向に回転させたものであり、同（ｂ）は、その反時計方向に回転するベクトルの実数成分を横時間軸でプロットしたものであって、これが周波数成分の波形である。そして、ベクトルの長さが周波数成分の大きさを示し、ベクトルと実数軸とがなす角度がその周波数成分の位相を示している。
【０１４２】
次に、図１０及び図１１を参照して、２タップの適応ディジタルフィルタの動作を説明する。
２タップの適応ディジタルフィルタにおけるフィルタ処理は、上記（２７）式に示す通りであるから、図１０（ａ）及び（ｃ）に示した正弦波のそれぞれをＷ０ 倍、Ｗ１ 倍して加算したものが出力（駆動信号ｙ）となる。なお、図１０（ｃ）中の「Ｄ」は、分割数のことであり、Ｘ（ｎ−１）は、Ｘ（ｎ）と比較して２π／Ｄだけ位相が遅れていることを示している。
【０１４３】
駆動信号ｙの位相や振幅は、図１１のように表現できる。即ち、実数軸に重ねてＷ０ 軸を定め、その実数軸から時計方向に２π／Ｄだけ回転した軸を、Ｗ１ 軸と定める。
【０１４４】
そして、Ｗ０ 軸及びＷ１ 軸のそれぞれに、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ の値をプロットし、原点からそのプロットした点に向かうベクトルを、ベクトルＷ０ 、Ｗ１ とする。
【０１４５】
適応ディジタルフィルタＷの特性は、それら二つのベクトルＷ０ 、Ｗ１ を合成したもので表される。即ち、合成したベクトルの座標を、元の実数軸と虚数軸からなる座標系で読み取ったものが、その適応ディジタルフィルタＷの位相と振幅を表現するフーリエ係数である。図１１では、その合成したベクトルを太線で示しているが、その値は、次のようにして求められる。
【０１４６】
Ｗ（実数部）＝Ｗ０ ＋Ｗ１ ・ｃｏｓ（２π／Ｄ） ……（２８）
Ｗ（虚数部）＝−Ｗ１ ・ｓｉｎ（２π／Ｄ） ……（２９）
分割数Ｄが切り換わることにより駆動信号ｙに生じる位相ずれは、図５に示すようなものであるから、そのような位相ずれが相殺されるように、元の適応ディジタルフィルタＷの位相特性を予めその分だけ逆方向に回転させておけばよい。具体的には、上記（２８）式、（２９）式に示す適応ディジタルフィルタＷの実数部と虚数部とが、分割数を切り換えた後に位相変化が生じると丁度元の適応ディジタルフィルタＷの位相特性と同じになるように、フィルタ係数Ｗ０ 及びＷ１ を変化させておけばよい。
【０１４７】
一方、本実施の形態の場合、分割数Ｄが切り換わると、図１０に示したような基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）との位相関係も同時に変わり、それによっても駆動信号ｙの位相特性が変化してしまう。
【０１４８】
つまり、分割数Ｄが切り換わると、大きく別けて二つの理由によって、駆動信号ｙの位相特性が変化するのであり、その一つが図５に示したような理由、もう一つが図１０に示したような理由である。
【０１４９】
後者の理由について、具体的に分割数ＤがＤ１ ＝６からＤ２ ＝８に変化する場合を想定して、図１２を参照しつつ説明する。
即ち、分割数Ｄ１ ＝６のときには、実数軸に重なるＷ０ 軸から時計方向に２π／Ｄ１ ＝６０°回転したところにＷ１ 軸がある。しかし、分割数Ｄ２ ＝８になると、Ｗ１ 軸は、Ｗ０ 軸から時計方向に２π／８＝４５°回転したところに存在する。従って、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ の大きさが変化しなくても、分割数Ｄが６から８に変化したことのみによって、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ特性（フーリエ係数）は、図１２に合成ベクトルで示すように、大きく変化してしまうのである。
【０１５０】
このような特性変化を防止するためには、図１３に示すように、分割数Ｄ１ ＝６のときのフィルタ係数Ｗ１ を、分割数Ｄ２ ＝８のときのＷ０ 軸とＷ１ 軸との成分に分解し（つまり、両軸に射影し）て、その分解したうちのＷ０ 軸成分については、元からあるＷ０ 軸成分（フィルタ係数Ｗ０ ）に加え、Ｗ１ 軸成分については、その射影分を新たなＷ１ 軸成分（フィルタ係数Ｗ１ ）とすればよい。
【０１５１】
かかる操作をすれば、図１２に示したような理由による適応ディジタルフィルタＷの位相変化が相殺されるようになるから、そのような操作が行われた後の適応ディジタルフィルタＷについて、上記各実施の形態と同様の手法により位相調整すればよい。
【０１５２】
つまり、上記（２８）式、（２９）式で示される複素数を要素とするベクトルを、θ（＝π／Ｄ２ −π／Ｄ１ ）だけ反時計方向に回転させたものが、最終的に作成された新たな適応ディジタルフィルタＷのフィルタ特性となるように、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を変化させればよい。
【０１５３】
ここで、実数軸と虚数軸とが直交する複素平面上で回転を表す行列は、下記のようになる。
【０１５４】
【数１５】
【０１５５】
……（３０）
ここで回転の対象となるのは、上記（２８）式、（２９）式の実数部と虚数部とを要素とする列ベクトルであり、その列ベクトルは、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を要素とする列ベクトルに、下記式で表される行列を、左からかけたものと等価である。
【０１５６】
【数１６】
【０１５７】
……（３１）
従って、分割数ＤがＤ１ ＝６のときの上記（３１）式の行列をＭ１ 、分割数ＤがＤ２ ＝８のときの上記（３１）式の行列をＭ２ 、上記（３０）式の行列をＭＲ 、分割数Ｄの切り換え前のフィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を要素とする列ベクトルをＶＷ 、正方行列をＭＷ とすると、列ベクトルＶＷ に正方行列ＭＷ をかけたもの（位相調整処理を行った後の適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ からなるベクトル）に、さらに行列Ｍ２ をかけたものが、最終的な位相調整処理を完了した後の適応ディジタルフィルタＷの特性（フーリエ係数）であり、これが、分割数切り換え前の列ベクトルＶＷ に行列Ｍ１ をかけたもの（切り換え前の適応ディジタルフィルタＷの特性（フーリエ係数））にさらに行列ＭＲ をかけたもの（図５に示したようなずれの補正）と等しくなればよい。
【０１５８】
即ち、下記式を成立するように正方行列ＭＷ を定めれば、分割数Ｄの変化による駆動信号ｙの位相特性の変化を相殺できて、上記第１の実施の形態と同様に、良好な振動低減制御が可能となるのである。
【０１５９】
ＭＲ ・Ｍ１ ・ＶＷ ＝Ｍ２ ・ＭＷ ・ＶＷ ……（３２）
よって、正方行列ＭＷ は下記式で求められる。
ＭＷ ＝Ｍ２ −１・ＭＲ ・Ｍ１ ……（３３）
この正方行列ＭＷ は、分割数Ｄの切り換わりパターン毎に予め演算して求めておき、それをコントローラ２５内のＲＯＭ等に記憶しておいて、位相特性変化低減処理部２５Ｇでは、分割数Ｄの切り換わりに応じて正方行列ＭＷ を読み出して使用すればよい。
【０１６０】
従って、分割数Ｄが切り換わる際の位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理の概要は、図１４に示すようになる。
即ち、ステップ３０１において、その時点の適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を用いて、列ベクトルＶＷ を作成し、次いでステップ３０２に移行し、分割数Ｄの切り換えパターンに従って読み出した正方行列ＭＷ と、ステップ３０１で作成した列ベクトルＶＷ とをかけあわせて、ディジタルフィルタＷＢＵＦ を作成し、ステップ３０３に移行し、そのディジタルフィルタＷＢＵＦ の各要素を用いて新たな適応ディジタルフィルタＷを作成し、それ以降の振動低減処理では、その新たな適応ディジタルフィルタＷを使用する。
【０１６１】
なお、正方行列ＭＷ を求める手順は、例えば以下のようなものであって構わない。
先ずは、分割数ＤがＤ１ からＤ２ に変化しても、基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）との位相関係が変化しないように、Ｘ（ｎ−１）の特性を調整することを想定する。
【０１６２】
例えば、分割数Ｄが４と８との間で切り換わる構成の場合、Ｄ＝４のときは、上記（２７）式に示したように、基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）とを用いて駆動信号ｙを生成する一方、Ｄ＝８のときは、基準信号Ｘ（ｎ−１）の代わり、その一つ前のサンプリング時刻に取り込んだ基準信号Ｘ（ｎ−２）を使用する、といった具合である。これは、ＬＭＳアルゴリズムのエラーサーフェイスの等高線を真円に近づけて、最適値への収束性を良好にするために採用される手法の一つである。つまり、駆動信号ｙの生成のための畳み込み演算に使用する基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）との位相関係を、できるだけπ／２（ｒａｄ ）に近づけたい場合に採用される手法である。
【０１６３】
この場合、分割数Ｄ＝４であるときの駆動信号ｙの計算式は上記（２７）式に示す通りであるが、分割数Ｄ＝８であるときの駆動信号ｙの計算式は、下記のようになる。
【０１６４】
ｙ（ｎ）＝Ｗ０ ・Ｘ（ｎ）＋Ｗ１ ・Ｘ（ｎ−２） ……（３４）
この場合には、分割数Ｄが変化しても、Ｗ０ 軸とＷ１ 軸との関係は変化しないので、上述した分割数Ｄが切り換わることにより駆動信号ｙの位相特性が変化する理由のうちの二つ目は考えなくてもよくなり、その結果、上記（３２）式は下記のようになる。
【０１６５】
ＭＲ ・Ｍ１ ・ＶＷ ＝Ｍ１ ・ＭＷ ・ＶＷ ……（３５）
よって、正方行列ＭＷ は下記式で求められる。
ＭＷ ＝Ｍ１ −１・ＭＲ ・Ｍ１ ……（３６）
ここで、本実施の形態では、パルス信号生成器１９及び正弦波生成部２５Ｈによって基準信号生成手段が構成され、Ａ／Ｄ変換器２５Ｂ及び上記（２７）、（３４）式の演算によって駆動信号生成手段が構成される。
【０１６６】
図１５は本発明の第４の実施の形態を示す図であって、上記第１の実施の形態における図５と同様に、コントローラ２５の機能構成を示すブロック図である。なお、全体構成は上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及び説明は省略するとともに、コントローラ２５の機能構成に関しても上記各実施の形態と同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明は省略する。
【０１６７】
即ち、本実施の形態のコントローラ２５は、上記第３の実施の形態と同様にタップ数２の適応ディジタルフィルタＷを有するとともに、正弦波生成部２５の出側に基準信号構成変更部２５Ｉを設けていて、この基準信号構成変更部２５Ｉには、正弦波である基準信号Ｘの他に、周期測定部２５Ｄが測定した周期Ｔも供給されるようになっている。そして、基準信号構成変更部２５Ｉは、周期Ｔに基づき、駆動信号ｙの生成のための畳み込み演算に使用する二つの基準信号Ｘの位相関係ができるだけπ／２（ｒａｄ ）に近づくように、例えば、周期Ｔが短いときには基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）とを出力し、周期Ｔが長いときには基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−２）とを、或いは、基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−３）とを出力するようになっている。
【０１６８】
従って、駆動信号ｙの計算式は、例えば駆動信号ｙの生成に用いられる基準信号Ｘの構成が二つのパターンの間で切り換わると仮定した場合、下記式のようになる。
【０１６９】
ｙ（ｎ）＝Ｗ０ ・Ｘ（ｎ）＋Ｗ１ ・Ｘ（ｎ−ｋｉ ） ；ｉ＝１、２……（３７）
また、本実施の形態では、駆動信号ｙの出力周期であるサンプリング周期は一定であって、周期Ｔが変化しても同じサンプリング周期が用いられるようになっている。
【０１７０】
一方、位相特性変化低減処理部２５Ｇにも周期Ｔが供給されていて、位相特性変化低減処理部２５Ｇは、その周期Ｔに基づいて基準信号Ｘの構成が切り換わるタイミングであるか否かを判断し、それが切り換わる際には、上記第３の実施の形態で説明した図１４の手順に従って、適応ディジタルフィルタＷに対して位相調整処理を実行するようになっている。
【０１７１】
正方行列ＭＷ を求める手順も、上記第３の実施の形態の場合と同様であるが、その際の分割数Ｄ１ 、Ｄ２ は、下記のように定義される。
Ｄ１ ＝ｋ１ ・ｆＳ ／ｆＶ ……（３８）
Ｄ２ ＝ｋ２ ・ｆＳ ／ｆＶ ……（３９）
ｋ１ 、ｋ２ は、上記（３７）式の右辺第２項の基準信号Ｘの離散時刻を表すかっこ内のｋｉ のことであり、ｆＳ はサンプリング周波数、ｆＶ は基準信号ｘの基本周波数である。
【０１７２】
本実施の形態にあっても、基準信号Ｘの構成を切り換える際に、適応ディジタルフィルタＷに対して位相調整を施すようにしたため、基準信号Ｘの構成を切り換えに伴い生じる駆動信号ｙの位相特性の変化を低減又は相殺できるから、それだけ良好な振動低減制御が実行できる。
【０１７３】
ここで、本実施の形態にあっては、Ｄ／Ａ変換器２５Ｂ及び基準信号構成変更部２５Ｉ並びに上記（３７）式の演算によって駆動信号生成手段が構成される。
なお、上記第１の実施の形態では、上記（３）式、（４）式を用いた補間演算により適応ディジタルフィルタＷの位相調整を行うようにしているが、このような補間演算ではなく、例えば、ずれ量Ｐごとに、つまり分割数Ｄ１ 、Ｄ２ の切り換えパターン毎に、予め計算しておいた係数を用いた下記式のような計算式を用いてもよい。
【０１７４】
ｉ＜Ｄ１ −１；
Ｗｉ ＝ａ１（Ｐ）×Ｗｉ ＋ａ２（Ｐ）×Ｗ（ｉ＋１） ……（４０）
ｉ＝Ｄ１ −１；
Ｗ（Ｄ１−１）＝ａ１（Ｐ）×Ｗ（Ｄ１−１）＋ａ２（Ｐ）×Ｗ０ ……（４１）
例えば、Ｄ１ ＝４、Ｄ２ ＝８の場合には、
ａ１ ＝０．９２３９、ａ２ ＝０．３８２７
とする。これは、エンジン１７で発生する振動波形の基本次数を重視して補間演算を行う場合に相当する。因みに、上記（３）式、（４）式を用いる場合には、基本次数以外の高調波成分にも広く影響する補間演算となる。
【０１７５】
なお、上記（４０）式、（４１）式は、適応ディジタルフィルタＷのタップ数を、Ｄ１ からＤ２ に変更した後に位相調整を行う場合の計算式であり、これとは逆に先に位相調整を行う場合の計算式は下記のようになる。
【０１７６】
ｉ＜Ｄ２ −１；
Ｗｉ ＝ａ１（Ｐ）×Ｗｉ ＋ａ２（Ｐ）×Ｗ（ｉ＋１） ……（４２）
ｉ＝Ｄ２ −１；
Ｗ（Ｄ２−１）＝ａ１（Ｐ）×Ｗ（Ｄ２−１）＋ａ２（Ｐ）×Ｗ０ ……（４３）
また、上記第１の実施の形態等では、分割数Ｄを周期Ｔに基づいて設定、つまり周期Ｔが短くなると分割数Ｄが少なくなる傾向で設定するようにしているが、例えば、コントローラ２５が振動低減制御以外の制御、例えばエンジンの点火時期制御や駆動力制御等を実行するようになっている場合には、それら振動低減制御以外の制御の演算負荷の軽重変化に応じて、分割数Ｄを設定するようにしてもよい。つまり、振動低減制御よりも優先度の高い制御の演算負荷が大きくなると、振動低減制御用の演算時間を割いてでもその優先度の高い制御に演算時間を割り当てる方が車両全体として望ましい場合があるからである。
【０１７７】
そして、上記各実施の形態では、エンジン３０から車体３５に伝達される振動を低減する車両用の能動型振動制御装置に適用した場合について説明したが、かかる発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、例えば騒音を低減する装置であってもよい。かかる能動型騒音制御装置とする場合には、車室内に制御音を発生するための制御音源としてのラウドスピーカと、車室内の残留騒音を検出する残留騒音検出手段としてのマイクロフォンとを設け、上記実施の形態と同様の演算処理を実行すれば、上記実施の形態と同様の作用効果が得られる。
【０１７８】
さらに、本発明の適用対象は車両に限定されるものではなく、エンジン３０以外で発生する周期的な振動や騒音を低減するための能動型振動制御装置，能動型騒音制御装置であっても本発明は適用可能であり、適用対象に関係なく上記各実施の形態と同等の作用効果を奏することができる。例えば、工作機械からフロアや室内に伝達される振動や騒音を低減する装置等であっても、本発明は適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態を示す車両の概略側面図である。
【図２】能動型エンジンマウントの一例を平面視で示した図である。
【図３】図２のＡ−Ａ矢視断面及びＢ−Ｂ矢視断面図である。
【図４】第１の実施の形態のコントローラの機能構成を示すブロック図である。
【図５】駆動信号の位相変化を説明する波形図である。
【図６】第１の実施の形態の処理の概要を示すフローチャートである。
【図７】第１の実施の形態の処理の概要を示すフローチャートである。
【図８】第２の実施の形態のコントローラの機能構成を示すブロック図である。
【図９】フーリエ係数と周波数成分との関係を示す図である。
【図１０】タップ数２の適応ディジタルフィルタの動作の説明図である。
【図１１】適応ディジタルフィルタの特性の説明図である。
【図１２】分割数と位相変化との関係を説明する図である。
【図１３】位相変化の相殺原理を説明する図である。
【図１４】第３の実施の形態の処理の概要を示すフローチャートである。
【図１５】第４の実施の形態のコントローラの機能構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１７ エンジン（振動源）
１８ 車体
１９ パルス信号生成器（基準信号生成手段）
２０ 能動型エンジンマウント（制御振動源）
２５ コントローラ（制御手段）
２５Ａ フィルタ係数更新部（フィルタ係数更新手段）
２５Ｂ Ｄ／Ａ変換器（駆動信号生成手段）
２５Ｃ Ａ／Ｄ変換器
２５Ｄ 周期測定部
２５Ｅ 分割数設定部（分割数設定手段）
２５Ｆ サンプリング周期設定部（サンプリング周期設定手段）
２５Ｇ 位相特性変化低減処理部（位相特性変化低減処理手段）
５２ 電磁アクチュエータ
６４ 荷重センサ（残留振動検出手段）
【発明の属する技術分野】
この発明は、周期的な騒音又は振動に制御音又は制御振動を干渉させることにより騒音レベル又は振動レベルの低減を図る能動型騒音振動制御装置に関し、特に、ディジタル信号である駆動信号によってラウドスピーカや制御振動発生装置を駆動させることにより制御音や制御振動を発生させるようになっているものにおいて、騒音又は振動の一周期内に生成される駆動信号としてのディジタル信号の個数の切り換えや、駆動信号を生成する際に使用する基準信号の構成の切り換えによる制御特性の劣化を軽減できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の技術としては、騒音低減制御に関するものであるが、例えば特開平８−３３９１９２号公報に記載された能動型騒音制御装置がある。即ち、かかる従来の装置にあっては、エンジン回転騒音のような周期的な騒音を相殺できる制御音を、逐次更新型の適応アルゴリズムであるＬＭＳアルゴリズムに従って生成するようになっている。そして、その一実施例では、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を、４パルス又は８パルスのいずれかにするようになっていて、そのパルス数の切り換えを、騒音周波数の２００Ｈｚを境界として行うようになっている。
【０００３】
つまり、騒音の周波数が高い（周期が短い）状況で、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数が多いと、各パルスの出力に同期して実行されるフィルタ係数の更新処理や割り込み処理として実行されるＤ／Ａ変換処理等に費やせる時間が短くなって、処理を実行するマイクロプロセッサの能力によっては演算が間に合わない場合があるし、逆に、騒音の周波数が低い（周期が長い）状況で、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数が少ないと、同じパルス信号の出力時間が長くなり、実際にラウドスピーカから発せられる制御音の滑らかさが失われて騒音低減効果が低くなってしまう場合がある、という問題点がある。そこで、上記従来の装置にあっては、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を固定ではなく可変にして、上記問題点に対処することとしているのである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の装置では、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を騒音周波数に応じて単に切り換える構成であるため、そのパルス数を切り換える際に騒音低減制御の悪化を招くという問題点がある。
【０００５】
つまり、上記従来の装置にあっては、各パルス信号の出力間隔（サンプリング・クロック）は、常に騒音の周期Ｔをパルス数（分割数）Ｄで割ったＴ／Ｄであり、そのときのパルス数が４、８のいずれであっても、騒音の一周期に同期した信号（タコパルス信号）の立ち上がり検知後直ちに第一番目のパルスの出力を開始し、それからＴ／Ｄ経過後に第二番目のパルスの出力を開始し、それからさらにＴ／Ｄ経過後に第三番目のパルスの出力を開始し…、という具合であったので、それら４パルス時と８パルス時とで同じパルス信号が存在する場合、その同じパルス信号の中間時点（パルス信号の出力を開始してから次のパルス信号の出力を開始するまでの中間の時点）を騒音の一周期に対する位置として表現すると、４パルス時と８パルス時とで異なってしまい、その分位相特性が変化して、適応演算が収束するまでの間は騒音低減制御が悪化してしまうのである。
【０００６】
換言すれば、適応処理を行うようになっている上記従来の装置にあっては、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数を切り換える際に、その制御音となる駆動信号の相対的な精度低下が必ず生じてしまい、適応演算によって適応ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束するまでの間、騒音レベルの悪化を余儀なくされていたのである。
【０００７】
その他、騒音の一周期内に出力する制御音のパルス数が一定であっても、その制御音を、騒音の発生状態を表す基準信号とフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタとの畳み込みによって演算するようになっている装置においては、その畳み込みに用いる基準信号の構成を切り換えた結果、生成される制御音の位相特性が変化してしまう場合が有り、これによっても、上記と同様に、適応演算によって適応ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束するまでの間、騒音レベルが悪化することになる。
【０００８】
本発明は、このような従来の技術が有する未解決の課題に着目してなされたものであって、上記のような駆動信号の位相特性の変化を低減することにより、騒音・振動の低減効果が大きく低下することを防止できる能動型騒音振動制御装置を提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に係る発明は、周期的な騒音又は振動と干渉する制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動が低減するように前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記騒音又は振動の基本周期を所定の分割数で分割した時間をサンプリング周期として、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタを用いて前記駆動信号を生成するようになっているとともに、前記分割数を所定の条件に従って切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置において、前記分割数を切り換える際には、その分割数の切り換えに伴う前記駆動信号の位相特性の変化を低減する位相特性変化低減処理を、前記適応ディジタルフィルタに対して実行し、その位相特性変化低減処理が実行された適応ディジタルフィルタを、前記分割数の切り換え後における前記駆動信号の生成処理に用いるようにした。
【００１０】
請求項２に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して正方行列による変換を施す処理を含むようにした。
【００１１】
また、請求項３に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して前記位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな適応ディジタルフィルタを作成し、その作成された適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなる新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１２】
そして、請求項４に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して前記位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１３】
また、請求項５に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して、切り換え前の前記分割数と同じ次数の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの各要素を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなる新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１４】
そして、請求項６に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して、前記切り換え後の分割数と同じ次数の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの各要素をフィルタ係数として新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１５】
さらに、請求項７に係る発明は、上記請求項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、前記周期的な騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を前記基準信号として生成するようになっており、前記適応ディジタルフィルタは、二つのフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタを畳み込んで前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数を要素としたベクトルに対して、二次の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの二つの要素をフィルタ係数として新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理とした。
【００１６】
一方、上記目的を達成するために、請求項８に係る発明は、周期的な騒音又は振動と干渉する制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記周期的な騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動が低減するように前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する制御手段と、を備えるとともに、前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を前記基準信号として生成するようになっており、前記制御手段は、前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタを畳み込んで前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えており、前記駆動信号生成手段は、前記畳み込みに使用する前記基準信号の構成を前記騒音又は振動の基本周期に応じて切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置において、前記畳み込みに使用する前記基準信号の構成を切り換える際には、その切り換えに伴う前記駆動信号の位相特性の変化を低減する位相特性変化低減処理を、前記適応ディジタルフィルタに対して実行し、その位相特性変化低減処理が実行された適応ディジタルフィルタを、前記切り換え後における前記駆動信号の生成処理に用いるようにした。
【００１７】
ここで、請求項１〜７に係る発明にあっては、分割数を切り換える際に、位相特性変化低減処理が適応ディジタルフィルタに対して実行され、その処理が実行された適応ディジタルフィルタが、分割数の切り換え後における駆動信号の生成処理に用いられるため、分割数の切り換え前に使用していた適応ディジタルフィルタをそのまま分割数の切り換え後に使用する場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになる。
【００１８】
特に、請求項２に係る発明は、正方行列による変換を施す処理を位相特性変化低減処理に含ませているため、その正方行列を適宜作成しておくことにより、所望の位相特性変化を適応ディジタルフィルタに確実に与えることができる。
【００１９】
請求項３〜び請求項６に係る発明は、同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム（以下、ＳＦＸアルゴリズムと称す。）等のように、基準信号として騒音又は振動の基本周期に同期したインパルス列を用いるようになっている適応アルゴリズムを適用した能動型騒音振動制御装置に関するものであって、この場合、適応ディジタルフィルタは、分割数と同数のフィルタ係数を有することになる。このため、分割数が切り換わると、適応ディジタルフィルタのフィルタ係数の個数（タップ数）も増加又は減少することになる。
【００２０】
すると、適応ディジタルフィルタのタップ数を増加させる場合であれば、例えば元の適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を用いた補間演算により新たなフィルタ係数を生成しタップ数を増加させることになるし、逆に、タップ数を減少させる場合であれば、例えば元の適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を間引くことによりタップ数を減少させることになる。
【００２１】
そして、位相特性変化低減処理にあっては、請求項３又は５に係る発明のように、元の適応ディジタルフィルタに対して位相調整のための処理を施した後に、上記のような補間演算や間引くことによってタップ数を増減して新たな適応ディジタルフィルタを作成してもよいし、或いは、請求項４又は６に係る発明のように、先ずは上記のような補間演算や間引くことによってタップ数を増減してディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタに対して位相調整のための処理を施して新たな適応ディジタルフィルタを作成してもよい。
【００２２】
請求項７に係る発明は、通常のＬＭＳアルゴリズム等のように、基準信号として騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を用いるようになっている適応アルゴリズムを適用した能動型騒音振動制御装置に関するものであって、しかも、適応ディジタルフィルタのタップ数を２としている。この場合、分割数が切り換わっても、適応ディジタルフィルタのタップ数は２のままである。従って、位相特性変化低減処理は、適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数を要素としたベクトルに対して、二次元（２×２）の正方行列による変換を施す処理によって実現される。
【００２３】
一方、請求項８に係る発明は、サンプリング周期（駆動信号の出力周期）を一定とした能動型騒音振動制御装置であって、しかも、通常のＬＭＳアルゴリズム等のように、基準信号として騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を用いるようになっている適応アルゴリズムを適用した能動型騒音振動制御装置に関するものである。そして、駆動信号を生成する際の畳み込み演算に使用する基準信号の構成を、騒音又は振動の基本周期に応じて切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置を前提としている。
【００２４】
ここで、「基準信号の構成を切り換える」とは、例えば、適応ディジタルフィルタのタップ数を２、サンプリング周期に同期してサンプリングされる基準信号をｘ（ｎ）、ｘ（ｎ−１）、ｘ（ｎ−２）とする（ｎ、ｎ−１、ｎ−２は、サンプリング時刻）と、駆動信号を生成するための畳み込み演算に使用される基準信号は、通常はｘ（ｎ）とｘ（ｎ−１）とであるが、これを、所定の条件に従って、ｘ（ｎ）とｘ（ｎ−２）とに変更するようなことを意味している。
【００２５】
このように基準信号の構成を切り換える理由としては、基準信号の実質的なサンプリング周期と騒音又は振動の基本周期との比を１：４に近づけることが、ＬＭＳアルゴリズム等の勾配アルゴリズムにおいていわゆるエラーサーフェイスの形状を真円に近づける上で有益だからである。この点は、例えば本出願人が先に提案した特開平５−３２３９７５号公報にも詳しい。
【００２６】
そして、基準信号の構成を上記のように切り換えれば、駆動信号のサンプリング周期はそのままでも、基準信号の実質的なサンプリング周期を変えることができ、その結果、上記比を所望の値に容易に近づけることができるのである。
【００２７】
しかし、基準信号の構成を上記のように切り換えると、その切り換え前後で、駆動信号の位相特性が変化してしまい、騒音又は振動の低減代を悪化させる要因になるのである。
【００２８】
そこで、この請求項６に係る発明のように、基準信号の構成を切り換える際に位相特性変化低減処理を適応ディジタルフィルタに対して実行すれば、そのような処理を行わない場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになる。
【００２９】
【発明の効果】
請求項１〜７に係る発明によれば、分割数を切り換える際に、位相特性変化低減処理を適応ディジタルフィルタに対して実行し、その処理が実行された適応ディジタルフィルタを分割数の切り換え後における駆動信号の生成処理に用いるようにしたため、分割数の切り換え前に使用していた適応ディジタルフィルタをそのまま分割数の切り換え後に使用する場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになり、それだけ良好な騒音又は振動の低減制御が実行できるという効果がある。
【００３０】
また、請求項８に係る発明によれば、基準信号の構成を切り換える際に位相特性変化低減処理を適応ディジタルフィルタに対して実行するようにしたため、そのような処理を行わない場合に比べて、駆動信号の位相特性の変化が低減される、或いは、そのような位相特性の変化が解消されるようになり、それだけ良好な騒音又は振動の低減制御が実行できるという効果がある。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１乃至図５は本発明の一実施の形態を示す図であって、図１は本発明に係る能動型騒音振動制御装置の一形態である能動型振動制御装置を適用した車両の概略側面図である。
【００３２】
先ず、構成を説明すると、横置きに搭載したエンジン１７が、車体前後方向の後方に配置した能動型エンジンマウント２０を介して、サスペンションメンバ等から構成される車体１８に支持されている。なお、実際には、エンジン１７及び車体１８間には、能動型エンジンマウント２０の他にエンジン１７及び車体１８間の相対変位に応じた受動的な支持力を発生する複数のエンジンマウントも介在している。受動的なエンジンマウントとしては、例えばゴム状の弾性体で荷重を支持する通常のエンジンマウントや、ゴム状の弾性体内部に減衰力発生可能に流体を封入してなる公知の流体封入式のマウントインシュレータ等が適用できる。
【００３３】
図２は、エンジン１７に固定したブラケット（図示せず）を介して連結する能動型エンジンマウント２０の上部構造を平面視で示すものであり、エンジン側連結部材３０から上方に向けて突出している２本の連結ボルト３０ａを、上述したブラケットの挿通孔に下側から挿通し、ナットを螺合することによりエンジン１７に上端部が固定される。また、符号６０はリバウンド規制部材であり、このリバウンド規制部材６０は、２本の連結ボルト３０ａ間を結ぶ線に対して直交し、エンジン側連結部材３０の上方をアーチ状に延在しながら装置ケース４３に固定されており、エンジン側連結部材３０の上面に固定したゴム製の弾性体からなるリバウンドストッパ３１の上方に位置している。
【００３４】
図３は、図２の矢視断面図で示す能動型エンジンマウント２０の内部構造を示すものであり、図２の２本の連結ボルト３０ａ間を結ぶ線に沿うＡ−Ａ矢視断面を、図３の軸心（以下、マウント軸と称する）Ｐ１ を境界として右側に示し、図２の２本の連結ボルト３０ａ間を結ぶ線に対して直交する方向のＢ−Ｂ矢視断面を、図３のマウント軸Ｐ１ を境界として右側に示している。
【００３５】
この能動型エンジンマウント２０は、装置ケース４３に外筒３４、中間筒３６、オリフィス構成部材３７、支持弾性体３２等のマウント部品を内蔵し、これらマウント部品の下部に、流体室８４の隔壁の一部を形成しながら弾性支持された可動部材７８を流体室８４の容積が変化する方向に変位させる電磁アクチュエータ５２と、図示しない車体メンバの振動状況を検出する荷重センサ６４とを内蔵した装置であり、より具体的に説明していくと、前述したエンジン側連結部材３０は、下端周縁部３０ｇが丸みを付けて形成されていると共に、マウント軸Ｐ１ に沿う位置に第１孔３０ｃが形成されている。また、このエンジン連結部材３０に下側から嵌入されて上方を向いている連結ボルト３０ａは、その頭部３０ｄがエンジン側連結部材３０の下面から突出している。ここで、その頭部３０ｄの外周縁部は、丸みが付けられて形成されている。
【００３６】
また、エンジン側連結部材３０の下面には、断面逆台形状の中空筒体３０ｂが固定されている。この中空筒体３０ｂには、連結ボルト３０ａに近接する位置に第２孔３０ｅが形成されていると共に、マウント軸Ｐ１ に沿う下面に第３孔３０ｆが形成されている。なお、この中空筒体３０ｂの連結ボルト３０ａから離間している位置には、孔を形成していない。
【００３７】
そして、前記エンジン側連結部材３０の下面側には、中空筒体３０ｂの内部及びエンジン側連結部材３０の下部側を覆うように、ゴム製の支持弾性体３２が加硫接着により固定されている。
【００３８】
すなわち、この支持弾性体３２は、エンジン側連結部材３０側から下方に向けて拡径した形状のゴム製の弾性体であって、内面に断面山形状の空洞部３２ａを形成しているが、連結ボルト３０ａから離れている部分の支持弾性体３２の外周面は、図３の左側に示すように、エンジン側連結部材３０の外周部を覆いながらリバウンドストッパ３１に連続している。一方、連結ボルト３０ａに近接している支持弾性体３２は、図３の右側に示すように、連結ボルト３０ａの頭部３０ｄの全域を覆う被覆部３２ｂが形成されていると共に、頭部３０ｄの下方位置の外周を、内側に大きく凹んだ形状としている（以下、符号３２ｃで示す凹み外周部と称する）。そして、前述した空洞部３２ａを形成しながら前記凹み外周部３２ｃに対向している支持弾性体３２の内面も、内側に大きく膨らんだ形状としている（以下、符号３２ｄで示す膨らみ内周部と称する）。そして、連結ボルト３０ａに近接している部分の支持弾性体３２の肉厚は、凹み外周部３２ｃに対向して膨らみ内周部３２ｄを設けたことにより、連結ボルト３０ａから離れている部分の肉厚と略同一に設定している。
【００３９】
そして、薄肉形状とした支持弾性体３２の下端部は、マウント軸Ｐ１ が中空筒体３０ｂと同軸に振動体支持方向を向く中間筒体３６の内周面に加硫接着により結合している。
【００４０】
中間筒体３６は、同一外周径とした上端筒部３６ａ及び下端筒部３６ｂの間に小径筒部３６ｃを連続して形成した部材であり、外周に環状凹部を設けている。また、図示しないが、小径筒部３６ｃには開口部が形成されており、この開口部を介して中間筒体３６の内側及び外側が連通している。
【００４１】
中間筒体３６の外側には外筒３４が嵌合しており、この外筒３４は内周径を中間筒体３６の上端筒部３６ａ及び下端筒部３６ｂの外周径と同一寸法とし、軸方向の長さを中間筒体３６と同一寸法に設定した円筒部材である。また、この外筒３４には開口部３４ａが形成されており、この開口部３４ａの開口縁部にゴム製の薄膜弾性体からなるダイアフラム４２の外周が結合して開口部３４ａを閉塞しつつ、外筒３４の内側に向けて膨出している。
【００４２】
そして、上記構成の外筒３４を、環状凹部を囲むように中間筒体３６に外嵌すると、外筒３４及び中間筒体３６間の周方向に環状空間が画成され、その環状空間にダイアフラム４２が膨出した状態で配設される。そして、中間筒体３６の内側に、筒状のオリフィス構成部材３７が嵌合している。
【００４３】
このオリフィス構成部材３７は、中間筒体３６の小径筒部３６ｃより小径に形成した最小径筒部３７ａを備え、その最小径筒部３７ａの上下端部に径方向外方に向けて上部環状部３７ｂ及び下部環状部３７ｃが形成されており、これら最小径筒部３７ａ、上部及び下部環状部３７ｂ、３７ｃで囲んだ位置と中間筒体３６との間に環状空間が設けられている。また、最小径筒部３７ａの一部に第２開口部３７ｄが形成されている。ここで、上部環状部３７ｂは、支持弾性体３２の下方に位置しているが、図２の右側に示すように、連結ボルト３０ａに近接している支持弾性体３２の下方に位置している上部環状部３７ｂ１ は肉厚を薄く形成して凹みを設けており、支持弾性体３２の膨らみ内周部３２ｄから離れた位置で対向している。
【００４４】
また、装置ケース４３は、その上端部に上端筒部３６ａの外周径より小径の円形開口部を有する上端かしめ部４３ａが形成されていると共に、この上端かしめ部４３ａと連続するケース本体の形状を、内周径が外筒３４の外周径と同一寸法で下端開口部まで連続する円筒形状（下端開口部を図２の破線で示した形状）とした部材であり、全てのマウント部品の組み込みが完了した後に下端開口部を径方向内方に向けてかしめていくことにより、図２の実線で示すかしめ部が形成される。
【００４５】
そして、支持弾性体３２、中間筒体３６、オリフィス構成部材３７及びダイアフラム４２を一体化した外筒３４を装置ケース４３の下端開口部から内部に嵌め込んでいき、上端かしめ部４３ａの下面に外筒３４及び中間筒体３６の上端部を当接させると、それらが装置ケース４３内の上部に配設される。この際、装置ケース４３の内周面とダイヤフラム４２とで囲まれた部分に空気室４２ｃが画成されるが、この空気室４２ｃを臨む位置に空気孔４３ａが形成されており、この空気孔４３ａを介して空気室４２ｃと大気が連通している。
【００４６】
装置ケース４３内の下部には円筒状のスペーサ７０が嵌め込まれており、このスペーサ７０内の上部に可動部材７８が配置されていると共に、スペーサ７０内の下部に電磁アクチュエータ５２が配置されている。前記スペーサ７０は、円筒状の上部筒体７０ａと、円筒状の下部筒体７０ｂと、これら筒体の上下端部間に加硫接着したゴム製の薄膜弾性体からなる略円筒状のダイアフラム７０ｃとで構成されている。
【００４７】
前記電磁アクチュエータ５２は、外観円筒形のヨーク５２ａと、ヨーク５２ａの上端面側に配設した円環状の励磁コイル５２ｂと、ヨーク５２ａの上面中央部に磁極を上下方向に向けて固定した永久磁石５２ｃとで構成されている。また、前記ヨーク５２ａは、円環状の第１ヨーク部材５３ａと、中央円筒部に永久磁石５２ｃを固定した第２ヨーク部材５３ｂとで構成されている。
【００４８】
そして、上部及び下部筒体７０ａ、７０ｂ間のダイアフラム７０ｃは、ヨーク５２ａの外周に形成した凹部５２ｄに向かって膨出している。
また、ヨーク５２ａの下面と、車体側連結ボルト６０を備えた蓋部材６２との間には、振動低減制御に必要な残留振動を検出するために、荷重センサ６４が介装されている。荷重センサ６４としては、圧電素子，磁歪素子，歪ゲージ等が適用可能であり、このセンサの検出結果は、図１に示すように、残留振動信号ｅとしてコントローラ２５に供給されるようになっている。
【００４９】
一方、前記電磁アクチュエータ５２の上方には、シール部材固定用のシールリング７２と、後述する板ばね８２の外周部を下側から自由端支持する支持リング７４と、電磁アクチュエータ５２の永久磁石５２ｃ及び可動部材７８間のギャップＨを設定するギャップ保持リング７６とが配置されている。これらシールリング７２、支持リング７４及びギャップ保持リング７６の外周径は、前述したスペーサ７０の上部筒体７０ａの内周径と同一寸法に設定されており、ヨーク５２ａから上方に突出している上部筒体７０ａ内にシールリング７２、支持リング７４及びギャップ保持リング７６の全てが内嵌されている。そして、これらシールリング７２、支持リング７４及びギャップ保持リング７６の内側には、上下方向に変位可能となるように可動部材７８が配置されている。
【００５０】
この可動部材７８は、外観円盤状の隔壁形成部材７８Ａと、この隔壁形成部材７８Ａより大径円盤状に形成した磁路形成部材７８Ｂとで構成した部材であって、電磁アクチュエータ５２に対して遠い方に位置する隔壁形成部材７８Ａの軸心にボルト孔８０ａを形成し、電磁アクチュエータ５２に近い磁路形成部材７８Ｂを貫通した可動部材用ボルト８０がボルト孔８０ａに螺合することにより、隔壁形成部材７８Ａ及び磁路形成部材７８Ｂを一体に連結した構造となっている。
【００５１】
隔壁形成部材７８Ａ及び磁路形成部材７８Ｂ間には、リング状に連続したくびれ部７９が画成されているが、このくびれ部７９に可動部材７８を弾性支持するための板ばね８２が収容されている。つまり、板ばね８２は、中央部に孔部を形成した円盤形状の部材であり、この板ばね８２の内周部を隔壁形成部材７８Ａの裏面中央部の下側から自由端支持し、板ばね８２の外周部を支持リング７４のばね支持部７４ａが下側から自由端支持しており、これにより可動部材７８が装置ケース４３に板ばね８２を介して弾性支持されている。
【００５２】
前記隔壁形成部材７８Ａは、流体室８４に面している隔壁部８０ｃの肉厚を薄くし、隔壁部８０ｃの外周から上方に突出する環状のリブ８０ｂを形成した部材である。そして、隔壁形成部材７８Ａの上面と、支持弾性体３２の下面と、オリフィス構成部材３７の内周面とで流体室８４が形成され、この流体室８４内に流体が封入される。
【００５３】
また、流体室８４から板ばね８２を収容しているくびれ部７９側への流体の漏洩を防止するため、隔壁形成部材７８Ａの外周とシールリング７２の内周との間には、ゴム状弾性体からなるリング形状のシール部材８６が固定されており、このシール部材８６の弾性変形によって、シールリング７２や装置ケース４３に対する可動部材７８の上下方向への相対変位を許容している。
【００５４】
次に、本実施形態の能動型エンジンマウント２０の振動入力減衰作用について簡潔に説明する。本実施形態の能動型エンジンマウント２０は、支持弾性体３２の空洞部３２ａとオリフィス構成部材３７の軸中央空間とが連通し、オリフィス構成部材３７の軸中央空間及びオリフィス構成部材３７と中間筒体３６との間の環状空間が、第２開口部３７ｄを介して連通し、前記環状空間及びダイアフラム４２が膨出している空間が、中間筒体３６に形成した開口部を介して連通しており、これら支持弾性体３２の空洞部３２ａからダイアフラム４２が膨出している空間までの連通路内に、エチレングリコール等の流体が封入されている。
【００５５】
そして、支持弾性体３２の空洞部３２ａからオリフィス構成部材３７と中間筒体３６との間の環状空間までの連通路を主流体室８４とすると、中間筒体３６に形成した開口部の近傍をオリフィスとし、この開口部に対向しながらダイアフラム４２に囲まれている領域を副流体室とした流体共振系が形成されている。この流体共振系の特性、即ち、オリフィス内の流体の質量と、支持弾性体３２の拡張方向ばね、ダイアフラム４２の拡張方向ばねで決まる特性は、車両停止中のアイドル振動の発生時、つまり２０〜３０Ｈｚでエンジンマウント２０Ａ、２０Ｂが加振された場合に高動ばね定数、高減衰力を示すように調整されている。
【００５６】
一方、電磁アクチュエータ５２の励磁コイル５２ｂは、コントローラ２５から例えばハーネスを通じて供給される電流である駆動信号ｙに応じて所定の電磁力を発生するようになっている。コントローラ２５は、マイクロコンピュータ，必要なインタフェース回路，Ａ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換器，アンプ、ＲＯＭ，ＲＡＭ等の記憶媒体等を含んで構成され、エンジン１７で発生する振動を低減できる能動的な支持力が能動型エンジンマウント２０に発生するように、能動型エンジンマウント２０に対する駆動信号ｙを生成し出力するようになっている。
【００５７】
また、前述したように能動型エンジンマウント２０には荷重センサ６４が内蔵されており、車体１８の振動状況を荷重の形で検出して残留振動信号ｅとして出力し、その残留振動信号ｅが干渉後における振動を表す信号として例えばハーネスを通じてコントローラ２５に供給されている。
【００５８】
ここで、エンジン１７で発生するアイドル振動やこもり音振動は、例えばレシプロ４気筒エンジンの場合、エンジン回転２次成分のエンジン振動が車体１８に伝達されることが主な原因であるから、そのエンジン回転２次成分に同期して駆動信号ｙを生成し出力すれば、車体側振動の低減が可能となる。そこで、本実施の形態では、エンジン１７のクランク軸の回転に同期した（例えば、レシプロ４気筒エンジンの場合には、クランク軸が１８０度回転する度に一つの）インパルス信号を生成し基準信号ｘとして出力するパルス信号生成器１９を設けていて、その基準信号ｘが、コントローラ２５に供給されている。
【００５９】
そして、コントローラ２５は、供給される残留振動信号ｅ及び基準信号ｘに基づき、適応アルゴリズムの一つであるＳＦＸアルゴリズムを実行することにより、能動型エンジンマウント２０に対する駆動信号ｙを演算し、その駆動信号ｙを能動型エンジンマウント２０に出力するようになっている。
【００６０】
具体的には、コントローラ２５は、フィルタ係数Ｗｉ （ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉはタップ数）可変の適応ディジタルフィルタＷを有していて、最新の基準信号ｘが入力された時点から所定のサンプリング・クロックの間隔で、その適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を順番に駆動信号ｙとして出力する一方、基準信号ｘ及び残留振動信号ｅに基づいて適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を適宜更新する処理を実行するようになっている。
【００６１】
適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ の更新式は、ＳＦＸアルゴリズムに従った下記の（１）式のようになる。
Ｗｉ （ｎ＋１）＝Ｗｉ （ｎ）＋αＲＴ ｅ（ｎ） ……（１）
ここで、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項は、サンプリング時刻ｎ，ｎ＋１，における値であることを表している。また、更新用基準信号ＲＴ は、理論的には、基準信号ｘを、能動型エンジンマウント２０の電磁アクチュエータ５２及び荷重センサ６４間の伝達関数Ｃをモデル化した伝達関数フィルタＣ＾でフィルタ処理をした値であるが、基準信号ｘの大きさは“１”であるから、伝達関数フィルタＣ＾のインパルス応答を基準信号ｘに同期して次々と生成した場合のそれらインパルス応答波形のサンプリング時刻ｎにおける和に一致する。
【００６２】
また、理論的には、基準信号ｘを適応ディジタルフィルタＷでフィルタ処理して駆動信号ｙを生成するのであるが、基準信号ｘの大きさが“１”であるため、フィルタ係数Ｗｉ を順番に駆動信号ｙとして出力しても、フィルタ処理の結果を駆動信号ｙとしたのと同じ結果になる。
【００６３】
そして、コントローラ２５は、上記のような駆動信号ｙの出力処理及び適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ の更新処理を、基準信号ｘの最新のインパルスが生成された時点を基準に開始されるサンプリング・クロックに同期して実行するようになっており、そのサンプリング・クロックの周期（サンプリング周期）ＴＳ は、本実施の形態では、振動の基本周期、つまり基準信号ｘの周期Ｔを分割数Ｄで割った時間（ＴＳ ＝Ｔ／Ｄ）とするようになっている。
【００６４】
具体的には、コントローラ２５は、その機能構成をブロック線図で表す図４に示すように、適応ディジタルフィルタＷと、その適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗのフィルタ係数Ｗｉ を上記（１）式に従って更新するフィルタ係数更新部２５Ａと、基準信号ｘの最新のインパルスが生成された時点からサンプリング周期毎に適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を順番にアナログ信号に変換して駆動信号ｙとして出力するＤ／Ａ変換器２５Ｂと、同じくサンプリング周期毎に残留振動信号ｅをディジタル信号に変換してフィルタ係数更新部２５Ａに供給するＡ／Ｄ変換器２５Ｃと、を備えていて、基本的には、適応ディジタルフィルタＷ及びフィルタ係数更新部２５ＡによってＳＦＸアルゴリズムが実行されるようになっている。
【００６５】
そして、コントローラ２５は、基準信号ｘの最新のインパルスとその一つ前のインパルスとの入力間隔に基づいて振動の基本周期Ｔを求める周期測定部２５Ｄと、この周期測定部２５Ｄが求めた基本周期Ｔに基づいて分割数Ｄを設定する分割数設定部２５Ｅと、基本周期Ｔ及び分割数Ｄに基づいてサンプリング周期ＴＳ （＝Ｔ／Ｄ）を設定するサンプリング周期設定部２５Ｆと、を備えている。
【００６６】
分割数設定部２５Ｅは、例えば基本周期Ｔの長さを所定のしきい値に基づいて二段階（長、短）に分類し、基本周期Ｔが長い場合には例えばＤ＝８、基本周期Ｔが短い場合には例えばＤ＝４とするようになっている。
【００６７】
さらに、コントローラ２５は、分割数ＤがＤ１ からＤ２ に切り換わった際（以下、切り換え前の分割数をＤ１ 、切り換え後の分割数をＤ２ とする。）に、適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して、分割数Ｄの切り換わりに伴う駆動信号ｙの位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな適応ディジタルフィルタＷを作成し、次いで、その補間演算後の適応ディジタルフィルタＷ各フィルタ係数Ｗｉ を適宜補間又は間引くことによりＤ２ 個のフィルタ係数からなる新たな適応ディジタルフィルタＷを作成する位相特性変化低減処理部２５Ｇを備えていて、分割数Ｄが切り換わった後には、その新たな適応ディジタルフィルタＷを用いて駆動信号ｙを生成する処理を実行するようになっている。
【００６８】
位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理をさらに詳述すると、ここでは、分割数Ｄを常時監視していて、その分割数Ｄが切り換わった場合にのみ、所定の処理を実行するようになっている。
【００６９】
そして、位相特性変化低減処理部２５Ｇは、先ず、分割数Ｄの切り換えに伴う駆動信号ｙの位相のずれ量Ｐを演算する。即ち、図５（ａ）は、Ｄ＝４における駆動信号ｙの出力波形を示し、図５（ｂ）は、Ｄ＝８における駆動信号ｙの出力波形を示しているが、第１番目の駆動信号ｙの出力開始時点は一周期内で同じ位置にあるため、第１番目の駆動信号ｙの中間時点は、Ｄ＝４の場合とＤ＝８の場合とで、Ｐだけずれてしまうのであり、そのずれ量Ｐに応じた位相調整を適応ディジタルフィルタＷに施すことにより、分割数Ｄが切り換わっても、結果として、駆動信号ｙに位相ずれが生じないようにしたいのである。
【００７０】
ずれ量Ｐは、下記の（２）式に従って演算される。
Ｐ＝（１／２Ｄ１ −１／２Ｄ２ ）／（１／Ｄ１ ）
＝（Ｄ２ −Ｄ １）／２Ｄ２ ……（２）
この（２）式で求められるずれ量Ｐは、切り換え前の分割数Ｄ１ で正規化した値であり、例えば、Ｄ１ ＝４、Ｄ２ ＝８の場合のずれ量Ｐ（図５に図示したずれ量Ｐ）は、１／４となる。
【００７１】
次に、ずれ量Ｐに基づいて適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を補間して、ずれ量Ｐに応じた分だけ位相が進んだ（Ｄ２ ＞Ｄ１ の場合）又はその分だけ位相が遅れた（Ｄ２ ＜Ｄ１ の場合）適応ディジタルフィルタＷの新たなフィルタ係数Ｗｉ を作成する。このときの演算式は、下記のようになる。
【００７２】
ｉ＜Ｄ１ −１；
Ｗｉ ＝（１−Ｐ）×Ｗｉ ＋Ｐ×Ｗ（ｉ＋１） ……（３）
ｉ＝Ｄ１ −１；
Ｗ（Ｄ１−１）＝（１−Ｐ）×Ｗ（Ｄ１−１）＋Ｐ×Ｗ０ ……（４）
その後、上記（３）式及び（４）式で求められたタップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ をさらに補間し、位相特性及びゲイン特性は変わらないように、タップ数Ｄ２ の新たな適応ディジタルフィルタＷを作成する。例えば、Ｄ１ ＝４、Ｄ２ ＝８の場合の演算式は、下記のようになる。
【００７３】
ｉ＝０、２、４、６；
ＷＢＵＦｉ＝Ｗ（ｉ／２） ……（５）
ｉ＝１、３、５、７；
ＷＢＵＦｉ＝（２２／１ ／２）×｛Ｗ（ｉ−１） ＋Ｗ（ｉ＋１） ｝ ……（６）
Ｗｉ ＝ＷＢＵＦｉ ……（７）
なお、（３）〜（７）式の演算は、タップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷに対してずれ量Ｐに基づいて位相調整を行った後に、それをタップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷに変換するような手順に従っているが、これとは逆に、タップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷをタップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷに変換した後に、ずれ量Ｐに基づいた位相調整を行うようにしてもよい。つまり、上記（５）〜（７）式の補間演算を行った後に、上記（３）、（４）式の演算を行うようにしてもよい。ただし、かかる場合には、ずれ量Ｐを、切り換え後の分割数Ｄ２ に基づいて正規化する必要があるため、ずれ量Ｐの演算式は下記のようになる。
【００７４】
Ｐ＝（１／２Ｄ１ −１／２Ｄ２ ）／（１／Ｄ２ ）
＝（Ｄ２ −Ｄ １）／２Ｄ１ ……（８）
次に、本実施の形態の動作を説明する。
【００７５】
即ち、エンジンシェイク発生時には、オリフィス５ａの流路形状等を適宜選定している結果、この能動型エンジンマウント１は高動ばね定数，高減衰力の支持装置として機能するため、エンジン３０側で発生したエンジンシェイクが能動型エンジンマウント１によって減衰され、車体３５側の振動レベルが低減される。なお、エンジンシェイクに対しては、特に可動板１２を積極的に変位させる必要はない。
【００７６】
一方、オリフィス５ａ内の流体がスティック状態となり流体室１５及び副流体室１６間での流体の移動が不可能になるアイドル振動周波数以上の周波数の振動が入力された場合には、コントローラ２５は、所定の演算処理を実行し、電磁アクチュエータ１０に駆動信号Ｙを出力し、能動型エンジンマウント１に振動を低減し得る能動的な支持力を発生させる。
【００７７】
つまり、駆動信号Ｙが出力されると、励磁コイル１０Ｂに駆動信号Ｙに応じた磁力が発生するが、磁路部材１２には、既に永久磁石１０Ｃによる一定の磁力が付与されているから、その励磁コイル１０Ｂによる磁力は永久磁石１０Ｃの磁力を強める又は弱めるように作用すると考えることができる。つまり、励磁コイル１０Ｂに駆動信号Ｙが供給されていない状態では、磁路部材１２は、板ばね１１による支持力と、永久磁石１０Ｃの磁力との釣り合った中立の位置に変位することになる。そして、この中立の状態で励磁コイル１０Ｂに駆動信号Ｙが供給されると、その駆動信号Ｙによって励磁コイル１０Ｂに発生する磁力が永久磁石１０Ｃの磁力と逆方向であれば、磁路部材１２は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが増大する方向に変位する。逆に、励磁コイル１０Ｂに発生する磁力が永久磁石１０Ｃの磁力と同じ方向であれば、磁路部材１２は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが減少する方向に変位する。
【００７８】
このように磁路部材１２は正逆両方向に変位可能であり、磁路部材１２が変位すれば主流体室１５の容積が変化し、その容積変化によって支持弾性体６の拡張ばねが変形するから、この能動型エンジンマウント１に正逆両方向の能動的な支持力が発生するのである。
【００７９】
一方、コントローラ２５内では、基準信号ｘの入力間隔を例えばクロックパルスの間隔で計数することにより、周期演算部２５Ｄにおいて基準信号ｘの周期Ｔが演算される。なお、ここで求められる周期Ｔは、最新の基準信号ｘとその一つ前の基準信号ｘとの入力間隔であるため、その最新の基準信号ｘが入力された後の新たな周期の長さを表しているとは厳密にはいえないが、車両の加減速中であっても基準信号ｘの隣り合った周期は略等しいと見なせることができるから、特に問題はない。
【００８０】
周期演算部２５Ｄにおいて周期Ｔが演算されると、分割数設定部２５Ｅは、その周期Ｔの長短に基づいて、分割数Ｄを、例えば４又は８に設定する。
分割数Ｄが設定されると、サンプリング周期設定部は、周期Ｔを分割数Ｄで割ることにより、サンプリング周期ＴＳ を演算し設定する。すると、Ｄ／Ａ変換器２５Ｂからは、そのサンプリング周期ＴＳ の間隔で適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を順番に駆動信号ｙとしてアナログ信号に変換し電磁アクチュエータ１０に出力する一方、Ａ／Ｄ変換器２５Ｃも、サンプリング周期ＴＳ の間隔で残留振動信号ｅをディジタル信号に変換してフィルタ係数更新部２５Ａに供給する。残留振動信号ｅが供給されたフィルタ係数更新部２５Ａも、サンプリング周期ＴＳ に同期し、上記（１）式に従って適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ を更新する。
【００８１】
ここで、サンプリング周期ＴＳ は、周期Ｔと分割数Ｄとの両方で決まるため、分割数Ｄが変化しなくても、周期Ｔの増減に応じても変化する。
これに対し、分割数Ｄが変化しなければ、適応ディジタルフィルタＷのタップ数も変化しないため、位相特性変化低減処理部２５Ｇは待機したままである。
【００８２】
そして、分割数Ｄが、例えば４から８、或いは、８から４に変化すると、位相特性変化低減処理は、上記（３）〜（７）式に示したような補間演算を適応ディジタルフィルタＷに対して実行し、その補間演算が施された適応ディジタルフィルタＷが、それ以降の駆動信号ｙの生成処理に用いられるようになる。
【００８３】
すると、分割数Ｄを切り換えた直後でも、その切り換え前と同じ位相特性を示す適応ディジタルフィルタＷを用いた振動低減処理が実行されるから、位相特性が変化することにより極短い時間であっても信号低減処理の効果が低くなるような状態を避けることができ、それだけ良好な振動低減処理が可能になる。
【００８４】
ここで、本実施の形態では、能動型エンジンマウント１が制御振動源に対応し、コントローラ２５が制御手段に対応し、パルス信号生成器１９が基準信号生成手段に対応し、荷重センサ６４が残留振動検出手段に対応し、サンプリング周期設定部２５Ｆがサンプリング周期設定手段に対応し、Ｄ／Ａ変換器２５Ｂが駆動信号生成手段に対応し、フィルタ係数更新部２５Ａが適応処理手段に対応し、分割数設定部２５Ｅが分割数設定手段に対応し、位相特性変化低減処理部２５Ｇが位相特性変化低減処理手段に対応する。
【００８５】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、この第２の実施の形態の車両等に関する全体的な構成及びコントローラ２５の機能構成の基本的な部分は、上記第１の実施の形態と同様であるため、重複する部分についての図示及び説明は省略する。
【００８６】
具体的には、本実施の形態は、上記第１の実施の形態と比較して、コントローラ２５内の位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理の内容が異なるだけで、それ以外の構成及び作用は同じである。そこで、本実施の形態でも、図４を参照して説明を行う。
【００８７】
即ち、本実施の形態の位相特性変化低減処理部２５Ｇでは、適応ディジタルフィルタＷを、そのフィルタ係数Ｗｉ を要素としたベクトルと見なし、これに正方行列による変換を施すことにより、分割数Ｄの切り換え時における位相特性の変化を相殺するようにしたものである。つまり、上記第１の実施の形態では、適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ に対して内挿（補間）という演算により行った位相特徴の調整処理を、行列とベクトルとの積により実現するものである。
【００８８】
そして、上記正方行列による上記ベクトルに対する変換の目的は、分割数Ｄの切り換えに伴い適応ディジタルフィルタＷに生じるタイミングのずれを周期Ｔで正規化した位相θで表現したとき、適応ディジタルフィルタＷの基本次数成分の位相特性をθだけ、第２調波成分（基本次数の２倍の周波数成分）の位相特性を２θだけ、第ｋ調波成分の位相特性をｋθだけ、遅らせる（Ｄ２ ＜Ｄ１ ）或いは進ませる（Ｄ２ ＞Ｄ１ ）ことである。つまり、解消したいタイミングのずれ（時間軸上でのずれ）を位相（周期Ｔに対する角度）で表現すると、低い周波数成分に対しては小さい位相、高い周波数成分に対しては大きな位相となるから、上記のような割合で位相を遅らせる或いは進ませることが必要なのである。
【００８９】
基準信号ｘが、本実施の形態のように、騒音の基本周期に対して一つだけパルスを持つインパルス列であるときには、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数列がそのまま駆動信号列となるから、各周波数成分に対して上記のような位相特性があるディジタルフィルタが存在したとして、適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を繰り返した信号列をそのディジタルフィルタで畳み込み、その畳込みの結果から一周期分だけ取り出したものは、元の適応ディジタルフィルタＷの各周波数成分毎の位相特性を、上記変換の目的として説明した分だけ変化させたものになる。
【００９０】
ただし、分割数Ｄを切り換えるのであるから、上記第１の実施の形態と同様に適応ディジタルフィルタＷのタップ数を増減させるための補間処理を、例えば上記正方行列による位相変換処理を実行する前に行っておく必要がある。
【００９１】
図６は、本実施の形態の位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理の概要を示したフローチャートであって、先ず、ステップ１０１において、タップ数Ｄ１ の元の適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を補間する若しくは間引くことにより、位相特性等はそのままで、タップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷを作成する。
【００９２】
次いで、ステップ１０２に移行し、ステップ１０１で作成したタップ数Ｄ２ の適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を要素としたベクトルに対して正方行列による位相変換を施して、ベクトルＷＢＵＦ を作成し、そして、ステップ１０３に移行し、そのベクトルＷＢＵＦ の各要素を用いて新たな適応ディジタルフィルタＷを作成し、それ以降は、その新たな適応ディジタルフィルタＷを用いて駆動信号ｙの生成処理を実行する。
【００９３】
以上がこの実施の形態における位相特性変化低減処理の概要であるが、ここで重要なのは、上記のような正方行列の作成手順であるから、以下、その点について詳述する。ただし、ここでは、図６に示したように正方行列による位相変換処理の前にタップ数の調整処理を実行し、且つ、切り換え後の分割数Ｄ２ が、偶数の場合について詳述し、それ以外の場合について後述することとする。
【００９４】
先ず、分割数ＤがＤ１ からＤ２ に切り換わった場合に駆動信号ｙに生じる位相特性の変化分（図５におけるずれ量Ｐに対応）は、下記式のようになる。
θ＝π／Ｄ２ −π／Ｄ１ ……（９）
次に、下記のようなベクトルＶを考える。
【００９５】
【数１】
……（１０）
このベクトルＶは、実現すべき位相特性を、各次数毎にフーリエ係数の形で表現し、それを順に縦に並べたものである。ただし、実数演算のみで処理が行えるように、フーリエ係数の実数部と虚数部とを、その順番で別の行に表している。また、Ｄ２ ／２次の高調波成分に関しては、ナイキスト周波数に相当するため、位相特性を変化させることはできないので、実数成分のみを調整するようベクトルＶの最終行を１としている。また、その上の行を０としているのは、直流成分をゼロにするためである。
【００９７】
次に、下記のような行列Ｍを考える。
【００９８】
【数２】
……（１１）
この行列Ｍは、ＦＩＲ型フィルタ（有限インパルス応答型フィルタ）のフーリエ係数を求める計算を、実数のみの行列とベクトルとの積で行えるように、実数項と虚数項とを別の行に分けて、各行内は基本次数から順番に係数を並べたものである。
【０１００】
従って、行列Ｍと任意のベクトルＡとの積（Ｍ・Ａ）は、そのベクトルＡをＦＩＲ型フィルタと解釈したときの位相特性、つまりフーリエ係数を、基本次数から順に実数部と虚数部を縦に並べたものになる。
【０１０１】
ここで、ベクトルＡ（＝［Ａ（１） Ａ（２） Ａ（３） …Ａ（Ｎ） ］）の要素がその順番で繰り返し表れる信号列の周波数特性Ｖ（＝［Ｖ（１） Ｖ（２） Ｖ（３） …Ｖ（Ｎ） ］）を求める計算式は、下記のようになる。
【０１０２】
【数３】
……（１２）
なお、ｊは虚数単位であり、下記の関係がある。
【０１０４】
【数４】
……（１３）
このとき、Ｖ（１） は信号列の周波数０、すなわち直流成分の特性を、Ｖ（２） は信号列の基本周波数（繰り返し周波数）成分の特性を、Ｖ（ｋ） は基本周波数のｋ−１倍（ｋ＝３、４、５、…、Ｎ／２）の周波数成分の特性を、それぞれ表している。
【０１０６】
上記（１３）式から、上記（１２）式によって得られるフーリエ係数は複素数であり、いま仮にこの信号列の基本周波数での特性が、位相θ、ゲインＢであるとすると、Ｖ（１） は下記のようになる。
【０１０７】
Ｖ（１） ＝Ｂ・ｃｏｓ（θ）＋ｊ・Ｂ・ｓｉｎ（θ） ……（１４）
以上の（１２）〜（１４）式に関する説明は、周期的信号列に対する離散フーリエ変換の簡単な説明であるが、信号列の各要素をディジタルフィルタのフィルタ係数に置き換えれば、同様の計算によって、ディジタルフィルタの周波数特性を求めることが可能である。
【０１０８】
そこで、ベクトルＡの要素は全て実数であるから、上記（１２）式を下記のように実数部ＶＲｅと虚数部ＶＩｍとに分けることにより、実数のみの計算で周波数特性を求められるようにする。
【０１０９】
【数５】
……（１５）
【０１１１】
【数６】
……（１６）
上記（１０）式のベクトルＶは、１番目の要素が基本周波数（ｋ＝１）において求められる周波数特性（フーリエ係数）の実数項、つまり上記（１５）式によって得られるＶＲｅ（２） 、２番目の要素が基本周波数において求められる周波数特性の虚数項、つまり上記（１６）式によって得られるＶＩｍ（２） 、というように、Ｎ−２番目までに基本周波数の（Ｎ／２−１）倍の周波数における特性の実数項と虚数項とを順番に並べた後、ナイキスト周波数、すなわち基本周波数のＮ／２倍の周波数における特性と、直流成分に対する特性とを並べたものである。
【０１１３】
なお、ナイキスト周波数及び直流成分に対する周波数特性は、実数項のみになるため、ベクトルＶの要素としては一つずつとなっている。
そして、上記（１１）式の行列Ｍの各要素は、上記（１５）式や（１６）式における右辺の「ｃｏｓ（２π・ｋ・ｉ／Ｎ）」や「−ｓｉｎ（２π・ｋ・ｉ／Ｎ）」に相当する。
【０１１４】
つまり、Ｍ・Ａ＝ＶとなるようにベクトルＡを定めれば、ベクトルＡの要素を並べたディジタルフィルタＡは、ベクトルＶと同じ周波数特性のディジタルフィルタとなるから、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗｉ をディジタルフィルタＡで畳み込んだものは、適応ディジタルフィルタＷの基本次数成分及び高調波成分の各位相を、ベクトルＶで定めるように調整したものとなる。
【０１１５】
つまり、ベクトルＡは、
Ａ＝Ｄ２ ・Ｍ−１・Ｖ ……（１７）
として求まり、このベクトルＡの要素を畳み込みの計算手順に従って並べれば、図６のステップ１０２の演算に用いる正方行列が求まり、ステップ１０２における演算は下記のようになる。
【０１１６】
【数７】
……（１８）
切り換え後の分割数Ｄ２ が奇数の場合には、ベクトルＶ及び行列Ｍは、下記のようになる。
【０１１８】
【数８】
……（１９）
【０１２０】
【数９】
……（２０）
分割数Ｄ２ が奇数の場合には、ベクトルＶの最終行は必要なくなるので、その分、ベクトルＶ及び行列Ｍの形が、分割数Ｄ２ が偶数の場合と異なっている。
【０１２２】
また、図７は、位相特性変化低減処理部２５Ｇが、図６の場合とは逆に、適応ディジタルフィルタＷの位相調整を行った後にタップ数の調整を行うようにした場合の処理の概要を示すフローチャートである。
【０１２３】
この場合は、先ずステップ２０１において、タップ数Ｄ１ の適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を要素としたベクトルに対して正方行列による位相変換を施して、ベクトルＷＢＵＦ を作成し、次いで、ステップ２０２に移行し、そのベクトルＷＢＵＦ の各要素を用いて新たな適応ディジタルフィルタＷを作成する。そして、ステップ２０３に移行し、その新たな適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗｉ を補間する若しくは間引くことにより、位相特性等はそのままで、そのタップ数をＤ１ からＤ２ に変更し、それ以降は、そのタップ数が変更された新たな適応ディジタルフィルタＷを用いて駆動信号ｙの生成処理を実行する。
【０１２４】
位相特性変化低減処理部２５Ｇが、図７の処理を実行するようになっている場合であって、切り換え前の分割数Ｄ１ が偶数の場合のベクトルＶ及び行列Ｍは、下記の（２１）式、（２２）式のようになり、その分割数Ｄ１ が奇数の場合のベクトルＶベクトルＶ及び行列Ｍは、下記の（２３）式、（２４）式のようになる。
【０１２５】
【数１０】
……（２１）
【０１２７】
【数１１】
……（２２）
【０１２９】
【数１２】
……（２３）
【０１３１】
【数１３】
……（２４）
そして、ベクトルＡは、
Ａ＝Ｄ１ ・Ｍ−１・Ｖ ……（２５）
として求まり、このベクトルＡの要素を畳み込みの計算手順に従って並べれば、図７のステップ２０１の演算に用いる正方行列が求まり、ステップ２０１における演算は下記のようになる。
【０１３３】
【数１４】
……（２６）
正方行列Ａは、実際には、分割数設定部２５Ｅで選択される分割数Ｄや、位相特性変化低減処理部２５Ｇが図６又は図７のいずれの処理を実行するようになっているかに基づいて、予め演算して求めておき、その結果だけをＲＯＭ等の記憶装置に保存しておき、それを読み出して上記（１８）又は（２６）式の演算に用いるようになっている。
【０１３５】
そして、分割数Ｄが切り換わる際に、位相特性変化低減処理部２５Ｇが、図６又は図７に示す処理を実行するから、本実施の形態にあっても、上記第１の実施の形態と同様に、分割数Ｄを切り換えた直後でもその切り換え前と同じ位相特性を示す適応ディジタルフィルタＷを用いた振動低減処理が実行されるから、位相特性が変化することにより極短い時間であっても信号低減処理の効果が低くなるような状態を避けることができ、それだけ良好な振動低減処理が可能になる。
【０１３６】
しかも、本実施の形態にあっては、上述したような手順で作成される正方行列を用いて適応ディジタルフィルタＷに対する位相調整処理を実行するようになっているから、より高精度の位相調整処理が可能であるという利点もある。
【０１３７】
図８は本発明の第３の実施の形態を示す図であって、上記第１の実施の形態における図５と同様に、コントローラ２５の機能構成を示すブロック図である。なお、全体構成は上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及び説明は省略するとともに、コントローラ２５の機能構成に関しても同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明は省略する。
【０１３８】
即ち、本実施の形態のコントローラ２５は、振動の基本周期に同期した基準信号ｘを受け取り、それと同じ周期の正弦波Ｘを生成する正弦波生成部２５Ｈを備えていて、この正弦波生成部２５Ｈが生成した正弦波Ｘが、適応ディジタルフィルタＷ及びフィルタ係数更新部２５Ａに、基準信号ｘの代わりに供給されるようになっている。つまり、本実施の形態では、正弦波Ｘを基準信号Ｘとして用いるようになっている。
【０１３９】
一方、適応ディジタルフィルタＷは、Ｗ０ 、Ｗ１ という二つのフィルタ係数からなるのディジタルフィルタであって、駆動信号ｙは、その適応ディジタルフィルタＷと基準信号Ｘとを畳み込むことにより生成されるようになっている。
【０１４０】
従って、駆動信号ｙの演算式は、下記のようになる。
ｙ（ｎ）＝Ｗ０ ・Ｘ（ｎ）＋Ｗ１ ・Ｘ（ｎ−１） ……（２７）
ここで、上記（１４）式で示したフーリエ係数と位相特性との関係を図で表現すると、図９に示すようになる。
【０１４１】
即ち、図９（ａ）及び（ｂ）は複素数であるフーリエ係数とその周波数成分の波形との関係を示しており、同（ａ）は、実数軸（Ｒｅａｌ ）と虚数軸（Ｉｍａｇ ）とからなる直交座標系に、原点からフーリエ係数に至るベクトルをプロットし、そのベクトルを反時計方向に回転させたものであり、同（ｂ）は、その反時計方向に回転するベクトルの実数成分を横時間軸でプロットしたものであって、これが周波数成分の波形である。そして、ベクトルの長さが周波数成分の大きさを示し、ベクトルと実数軸とがなす角度がその周波数成分の位相を示している。
【０１４２】
次に、図１０及び図１１を参照して、２タップの適応ディジタルフィルタの動作を説明する。
２タップの適応ディジタルフィルタにおけるフィルタ処理は、上記（２７）式に示す通りであるから、図１０（ａ）及び（ｃ）に示した正弦波のそれぞれをＷ０ 倍、Ｗ１ 倍して加算したものが出力（駆動信号ｙ）となる。なお、図１０（ｃ）中の「Ｄ」は、分割数のことであり、Ｘ（ｎ−１）は、Ｘ（ｎ）と比較して２π／Ｄだけ位相が遅れていることを示している。
【０１４３】
駆動信号ｙの位相や振幅は、図１１のように表現できる。即ち、実数軸に重ねてＷ０ 軸を定め、その実数軸から時計方向に２π／Ｄだけ回転した軸を、Ｗ１ 軸と定める。
【０１４４】
そして、Ｗ０ 軸及びＷ１ 軸のそれぞれに、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ の値をプロットし、原点からそのプロットした点に向かうベクトルを、ベクトルＷ０ 、Ｗ１ とする。
【０１４５】
適応ディジタルフィルタＷの特性は、それら二つのベクトルＷ０ 、Ｗ１ を合成したもので表される。即ち、合成したベクトルの座標を、元の実数軸と虚数軸からなる座標系で読み取ったものが、その適応ディジタルフィルタＷの位相と振幅を表現するフーリエ係数である。図１１では、その合成したベクトルを太線で示しているが、その値は、次のようにして求められる。
【０１４６】
Ｗ（実数部）＝Ｗ０ ＋Ｗ１ ・ｃｏｓ（２π／Ｄ） ……（２８）
Ｗ（虚数部）＝−Ｗ１ ・ｓｉｎ（２π／Ｄ） ……（２９）
分割数Ｄが切り換わることにより駆動信号ｙに生じる位相ずれは、図５に示すようなものであるから、そのような位相ずれが相殺されるように、元の適応ディジタルフィルタＷの位相特性を予めその分だけ逆方向に回転させておけばよい。具体的には、上記（２８）式、（２９）式に示す適応ディジタルフィルタＷの実数部と虚数部とが、分割数を切り換えた後に位相変化が生じると丁度元の適応ディジタルフィルタＷの位相特性と同じになるように、フィルタ係数Ｗ０ 及びＷ１ を変化させておけばよい。
【０１４７】
一方、本実施の形態の場合、分割数Ｄが切り換わると、図１０に示したような基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）との位相関係も同時に変わり、それによっても駆動信号ｙの位相特性が変化してしまう。
【０１４８】
つまり、分割数Ｄが切り換わると、大きく別けて二つの理由によって、駆動信号ｙの位相特性が変化するのであり、その一つが図５に示したような理由、もう一つが図１０に示したような理由である。
【０１４９】
後者の理由について、具体的に分割数ＤがＤ１ ＝６からＤ２ ＝８に変化する場合を想定して、図１２を参照しつつ説明する。
即ち、分割数Ｄ１ ＝６のときには、実数軸に重なるＷ０ 軸から時計方向に２π／Ｄ１ ＝６０°回転したところにＷ１ 軸がある。しかし、分割数Ｄ２ ＝８になると、Ｗ１ 軸は、Ｗ０ 軸から時計方向に２π／８＝４５°回転したところに存在する。従って、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ の大きさが変化しなくても、分割数Ｄが６から８に変化したことのみによって、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ特性（フーリエ係数）は、図１２に合成ベクトルで示すように、大きく変化してしまうのである。
【０１５０】
このような特性変化を防止するためには、図１３に示すように、分割数Ｄ１ ＝６のときのフィルタ係数Ｗ１ を、分割数Ｄ２ ＝８のときのＷ０ 軸とＷ１ 軸との成分に分解し（つまり、両軸に射影し）て、その分解したうちのＷ０ 軸成分については、元からあるＷ０ 軸成分（フィルタ係数Ｗ０ ）に加え、Ｗ１ 軸成分については、その射影分を新たなＷ１ 軸成分（フィルタ係数Ｗ１ ）とすればよい。
【０１５１】
かかる操作をすれば、図１２に示したような理由による適応ディジタルフィルタＷの位相変化が相殺されるようになるから、そのような操作が行われた後の適応ディジタルフィルタＷについて、上記各実施の形態と同様の手法により位相調整すればよい。
【０１５２】
つまり、上記（２８）式、（２９）式で示される複素数を要素とするベクトルを、θ（＝π／Ｄ２ −π／Ｄ１ ）だけ反時計方向に回転させたものが、最終的に作成された新たな適応ディジタルフィルタＷのフィルタ特性となるように、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を変化させればよい。
【０１５３】
ここで、実数軸と虚数軸とが直交する複素平面上で回転を表す行列は、下記のようになる。
【０１５４】
【数１５】
……（３０）
ここで回転の対象となるのは、上記（２８）式、（２９）式の実数部と虚数部とを要素とする列ベクトルであり、その列ベクトルは、フィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を要素とする列ベクトルに、下記式で表される行列を、左からかけたものと等価である。
【０１５６】
【数１６】
……（３１）
従って、分割数ＤがＤ１ ＝６のときの上記（３１）式の行列をＭ１ 、分割数ＤがＤ２ ＝８のときの上記（３１）式の行列をＭ２ 、上記（３０）式の行列をＭＲ 、分割数Ｄの切り換え前のフィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を要素とする列ベクトルをＶＷ 、正方行列をＭＷ とすると、列ベクトルＶＷ に正方行列ＭＷ をかけたもの（位相調整処理を行った後の適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ からなるベクトル）に、さらに行列Ｍ２ をかけたものが、最終的な位相調整処理を完了した後の適応ディジタルフィルタＷの特性（フーリエ係数）であり、これが、分割数切り換え前の列ベクトルＶＷ に行列Ｍ１ をかけたもの（切り換え前の適応ディジタルフィルタＷの特性（フーリエ係数））にさらに行列ＭＲ をかけたもの（図５に示したようなずれの補正）と等しくなればよい。
【０１５８】
即ち、下記式を成立するように正方行列ＭＷ を定めれば、分割数Ｄの変化による駆動信号ｙの位相特性の変化を相殺できて、上記第１の実施の形態と同様に、良好な振動低減制御が可能となるのである。
【０１５９】
ＭＲ ・Ｍ１ ・ＶＷ ＝Ｍ２ ・ＭＷ ・ＶＷ ……（３２）
よって、正方行列ＭＷ は下記式で求められる。
ＭＷ ＝Ｍ２ −１・ＭＲ ・Ｍ１ ……（３３）
この正方行列ＭＷ は、分割数Ｄの切り換わりパターン毎に予め演算して求めておき、それをコントローラ２５内のＲＯＭ等に記憶しておいて、位相特性変化低減処理部２５Ｇでは、分割数Ｄの切り換わりに応じて正方行列ＭＷ を読み出して使用すればよい。
【０１６０】
従って、分割数Ｄが切り換わる際の位相特性変化低減処理部２５Ｇにおける処理の概要は、図１４に示すようになる。
即ち、ステップ３０１において、その時点の適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ０ 、Ｗ１ を用いて、列ベクトルＶＷ を作成し、次いでステップ３０２に移行し、分割数Ｄの切り換えパターンに従って読み出した正方行列ＭＷ と、ステップ３０１で作成した列ベクトルＶＷ とをかけあわせて、ディジタルフィルタＷＢＵＦ を作成し、ステップ３０３に移行し、そのディジタルフィルタＷＢＵＦ の各要素を用いて新たな適応ディジタルフィルタＷを作成し、それ以降の振動低減処理では、その新たな適応ディジタルフィルタＷを使用する。
【０１６１】
なお、正方行列ＭＷ を求める手順は、例えば以下のようなものであって構わない。
先ずは、分割数ＤがＤ１ からＤ２ に変化しても、基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）との位相関係が変化しないように、Ｘ（ｎ−１）の特性を調整することを想定する。
【０１６２】
例えば、分割数Ｄが４と８との間で切り換わる構成の場合、Ｄ＝４のときは、上記（２７）式に示したように、基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）とを用いて駆動信号ｙを生成する一方、Ｄ＝８のときは、基準信号Ｘ（ｎ−１）の代わり、その一つ前のサンプリング時刻に取り込んだ基準信号Ｘ（ｎ−２）を使用する、といった具合である。これは、ＬＭＳアルゴリズムのエラーサーフェイスの等高線を真円に近づけて、最適値への収束性を良好にするために採用される手法の一つである。つまり、駆動信号ｙの生成のための畳み込み演算に使用する基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）との位相関係を、できるだけπ／２（ｒａｄ ）に近づけたい場合に採用される手法である。
【０１６３】
この場合、分割数Ｄ＝４であるときの駆動信号ｙの計算式は上記（２７）式に示す通りであるが、分割数Ｄ＝８であるときの駆動信号ｙの計算式は、下記のようになる。
【０１６４】
ｙ（ｎ）＝Ｗ０ ・Ｘ（ｎ）＋Ｗ１ ・Ｘ（ｎ−２） ……（３４）
この場合には、分割数Ｄが変化しても、Ｗ０ 軸とＷ１ 軸との関係は変化しないので、上述した分割数Ｄが切り換わることにより駆動信号ｙの位相特性が変化する理由のうちの二つ目は考えなくてもよくなり、その結果、上記（３２）式は下記のようになる。
【０１６５】
ＭＲ ・Ｍ１ ・ＶＷ ＝Ｍ１ ・ＭＷ ・ＶＷ ……（３５）
よって、正方行列ＭＷ は下記式で求められる。
ＭＷ ＝Ｍ１ −１・ＭＲ ・Ｍ１ ……（３６）
ここで、本実施の形態では、パルス信号生成器１９及び正弦波生成部２５Ｈによって基準信号生成手段が構成され、Ａ／Ｄ変換器２５Ｂ及び上記（２７）、（３４）式の演算によって駆動信号生成手段が構成される。
【０１６６】
図１５は本発明の第４の実施の形態を示す図であって、上記第１の実施の形態における図５と同様に、コントローラ２５の機能構成を示すブロック図である。なお、全体構成は上記第１の実施の形態と同様であるため、その図示及び説明は省略するとともに、コントローラ２５の機能構成に関しても上記各実施の形態と同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明は省略する。
【０１６７】
即ち、本実施の形態のコントローラ２５は、上記第３の実施の形態と同様にタップ数２の適応ディジタルフィルタＷを有するとともに、正弦波生成部２５の出側に基準信号構成変更部２５Ｉを設けていて、この基準信号構成変更部２５Ｉには、正弦波である基準信号Ｘの他に、周期測定部２５Ｄが測定した周期Ｔも供給されるようになっている。そして、基準信号構成変更部２５Ｉは、周期Ｔに基づき、駆動信号ｙの生成のための畳み込み演算に使用する二つの基準信号Ｘの位相関係ができるだけπ／２（ｒａｄ ）に近づくように、例えば、周期Ｔが短いときには基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−１）とを出力し、周期Ｔが長いときには基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−２）とを、或いは、基準信号Ｘ（ｎ）とＸ（ｎ−３）とを出力するようになっている。
【０１６８】
従って、駆動信号ｙの計算式は、例えば駆動信号ｙの生成に用いられる基準信号Ｘの構成が二つのパターンの間で切り換わると仮定した場合、下記式のようになる。
【０１６９】
ｙ（ｎ）＝Ｗ０ ・Ｘ（ｎ）＋Ｗ１ ・Ｘ（ｎ−ｋｉ ） ；ｉ＝１、２……（３７）
また、本実施の形態では、駆動信号ｙの出力周期であるサンプリング周期は一定であって、周期Ｔが変化しても同じサンプリング周期が用いられるようになっている。
【０１７０】
一方、位相特性変化低減処理部２５Ｇにも周期Ｔが供給されていて、位相特性変化低減処理部２５Ｇは、その周期Ｔに基づいて基準信号Ｘの構成が切り換わるタイミングであるか否かを判断し、それが切り換わる際には、上記第３の実施の形態で説明した図１４の手順に従って、適応ディジタルフィルタＷに対して位相調整処理を実行するようになっている。
【０１７１】
正方行列ＭＷ を求める手順も、上記第３の実施の形態の場合と同様であるが、その際の分割数Ｄ１ 、Ｄ２ は、下記のように定義される。
Ｄ１ ＝ｋ１ ・ｆＳ ／ｆＶ ……（３８）
Ｄ２ ＝ｋ２ ・ｆＳ ／ｆＶ ……（３９）
ｋ１ 、ｋ２ は、上記（３７）式の右辺第２項の基準信号Ｘの離散時刻を表すかっこ内のｋｉ のことであり、ｆＳ はサンプリング周波数、ｆＶ は基準信号ｘの基本周波数である。
【０１７２】
本実施の形態にあっても、基準信号Ｘの構成を切り換える際に、適応ディジタルフィルタＷに対して位相調整を施すようにしたため、基準信号Ｘの構成を切り換えに伴い生じる駆動信号ｙの位相特性の変化を低減又は相殺できるから、それだけ良好な振動低減制御が実行できる。
【０１７３】
ここで、本実施の形態にあっては、Ｄ／Ａ変換器２５Ｂ及び基準信号構成変更部２５Ｉ並びに上記（３７）式の演算によって駆動信号生成手段が構成される。
なお、上記第１の実施の形態では、上記（３）式、（４）式を用いた補間演算により適応ディジタルフィルタＷの位相調整を行うようにしているが、このような補間演算ではなく、例えば、ずれ量Ｐごとに、つまり分割数Ｄ１ 、Ｄ２ の切り換えパターン毎に、予め計算しておいた係数を用いた下記式のような計算式を用いてもよい。
【０１７４】
ｉ＜Ｄ１ −１；
Ｗｉ ＝ａ１（Ｐ）×Ｗｉ ＋ａ２（Ｐ）×Ｗ（ｉ＋１） ……（４０）
ｉ＝Ｄ１ −１；
Ｗ（Ｄ１−１）＝ａ１（Ｐ）×Ｗ（Ｄ１−１）＋ａ２（Ｐ）×Ｗ０ ……（４１）
例えば、Ｄ１ ＝４、Ｄ２ ＝８の場合には、
ａ１ ＝０．９２３９、ａ２ ＝０．３８２７
とする。これは、エンジン１７で発生する振動波形の基本次数を重視して補間演算を行う場合に相当する。因みに、上記（３）式、（４）式を用いる場合には、基本次数以外の高調波成分にも広く影響する補間演算となる。
【０１７５】
なお、上記（４０）式、（４１）式は、適応ディジタルフィルタＷのタップ数を、Ｄ１ からＤ２ に変更した後に位相調整を行う場合の計算式であり、これとは逆に先に位相調整を行う場合の計算式は下記のようになる。
【０１７６】
ｉ＜Ｄ２ −１；
Ｗｉ ＝ａ１（Ｐ）×Ｗｉ ＋ａ２（Ｐ）×Ｗ（ｉ＋１） ……（４２）
ｉ＝Ｄ２ −１；
Ｗ（Ｄ２−１）＝ａ１（Ｐ）×Ｗ（Ｄ２−１）＋ａ２（Ｐ）×Ｗ０ ……（４３）
また、上記第１の実施の形態等では、分割数Ｄを周期Ｔに基づいて設定、つまり周期Ｔが短くなると分割数Ｄが少なくなる傾向で設定するようにしているが、例えば、コントローラ２５が振動低減制御以外の制御、例えばエンジンの点火時期制御や駆動力制御等を実行するようになっている場合には、それら振動低減制御以外の制御の演算負荷の軽重変化に応じて、分割数Ｄを設定するようにしてもよい。つまり、振動低減制御よりも優先度の高い制御の演算負荷が大きくなると、振動低減制御用の演算時間を割いてでもその優先度の高い制御に演算時間を割り当てる方が車両全体として望ましい場合があるからである。
【０１７７】
そして、上記各実施の形態では、エンジン３０から車体３５に伝達される振動を低減する車両用の能動型振動制御装置に適用した場合について説明したが、かかる発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、例えば騒音を低減する装置であってもよい。かかる能動型騒音制御装置とする場合には、車室内に制御音を発生するための制御音源としてのラウドスピーカと、車室内の残留騒音を検出する残留騒音検出手段としてのマイクロフォンとを設け、上記実施の形態と同様の演算処理を実行すれば、上記実施の形態と同様の作用効果が得られる。
【０１７８】
さらに、本発明の適用対象は車両に限定されるものではなく、エンジン３０以外で発生する周期的な振動や騒音を低減するための能動型振動制御装置，能動型騒音制御装置であっても本発明は適用可能であり、適用対象に関係なく上記各実施の形態と同等の作用効果を奏することができる。例えば、工作機械からフロアや室内に伝達される振動や騒音を低減する装置等であっても、本発明は適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態を示す車両の概略側面図である。
【図２】能動型エンジンマウントの一例を平面視で示した図である。
【図３】図２のＡ−Ａ矢視断面及びＢ−Ｂ矢視断面図である。
【図４】第１の実施の形態のコントローラの機能構成を示すブロック図である。
【図５】駆動信号の位相変化を説明する波形図である。
【図６】第１の実施の形態の処理の概要を示すフローチャートである。
【図７】第１の実施の形態の処理の概要を示すフローチャートである。
【図８】第２の実施の形態のコントローラの機能構成を示すブロック図である。
【図９】フーリエ係数と周波数成分との関係を示す図である。
【図１０】タップ数２の適応ディジタルフィルタの動作の説明図である。
【図１１】適応ディジタルフィルタの特性の説明図である。
【図１２】分割数と位相変化との関係を説明する図である。
【図１３】位相変化の相殺原理を説明する図である。
【図１４】第３の実施の形態の処理の概要を示すフローチャートである。
【図１５】第４の実施の形態のコントローラの機能構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１７ エンジン（振動源）
１８ 車体
１９ パルス信号生成器（基準信号生成手段）
２０ 能動型エンジンマウント（制御振動源）
２５ コントローラ（制御手段）
２５Ａ フィルタ係数更新部（フィルタ係数更新手段）
２５Ｂ Ｄ／Ａ変換器（駆動信号生成手段）
２５Ｃ Ａ／Ｄ変換器
２５Ｄ 周期測定部
２５Ｅ 分割数設定部（分割数設定手段）
２５Ｆ サンプリング周期設定部（サンプリング周期設定手段）
２５Ｇ 位相特性変化低減処理部（位相特性変化低減処理手段）
５２ 電磁アクチュエータ
６４ 荷重センサ（残留振動検出手段）
Claims (8)
- 周期的な騒音又は振動と干渉する制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動が低減するように前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記騒音又は振動の基本周期を所定の分割数で分割した時間をサンプリング周期として、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタを用いて前記駆動信号を生成するようになっているとともに、前記分割数を所定の条件に従って切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置において、
前記分割数を切り換える際には、その分割数の切り換えに伴う前記駆動信号の位相特性の変化を低減する位相特性変化低減処理を、前記適応ディジタルフィルタに対して実行し、その位相特性変化低減処理が実行された適応ディジタルフィルタを、前記分割数の切り換え後における前記駆動信号の生成処理に用いるようになっていることを特徴とする能動型騒音振動制御装置。 - 前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して正方行列による変換を施す処理を含んでいる請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。
- 前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、
前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、
前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、
前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、
前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して前記位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな適応ディジタルフィルタを作成し、その作成された適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなる新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理である請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。 - 前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、
前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、
前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、
前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、
前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタの各フィルタ係数に対して前記位相特性の変化を相殺するような補間演算を行って新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理である請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。 - 前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、
前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、
前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、
前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、
前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して、切り換え前の前記分割数と同じ次数の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの各要素を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなる新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理である請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。 - 前記騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、
前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期のインパルス列を前記基準信号として生成するようになっており、
前記適応ディジタルフィルタは、前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、
前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号の最新のインパルスが生成された時点から前記サンプリング周期の間隔で前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を順番に前記駆動信号とする駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、
前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数を適宜補間する又は間引くことにより、切り換え後の前記分割数と同じ個数のフィルタ係数からなるディジタルフィルタを作成し、そのディジタルフィルタの各フィルタ係数を要素としたベクトルに対して、前記切り換え後の分割数と同じ次数の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの各要素をフィルタ係数として新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理である請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。 - 前記周期的な騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、を備えるとともに、
前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を前記基準信号として生成するようになっており、
前記適応ディジタルフィルタは、二つのフィルタ係数からなるディジタルフィルタであり、
前記制御手段は、前記サンプリング周期を設定するサンプリング周期設定手段と、前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタを畳み込んで前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、前記分割数を設定する分割数設定手段と、を備えており、
前記位相特性変化低減処理は、前記適応ディジタルフィルタの二つのフィルタ係数を要素としたベクトルに対して、二次の正方行列による変換を施し、その変換後のベクトルの二つの要素をフィルタ係数として新たな前記適応ディジタルフィルタを作成する処理である請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。 - 周期的な騒音又は振動と干渉する制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記周期的な騒音又は振動の発生状態を表す基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振動検出手段と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動が低減するように前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する制御手段と、を備えるとともに、
前記基準信号生成手段は、前記騒音又は振動の基本周期と同じ周期の正弦波を前記基準信号として生成するようになっており、
前記制御手段は、前記基準信号及び前記適応ディジタルフィルタを畳み込んで前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号及び前記基準信号に基づき適応アルゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えており、
前記駆動信号生成手段は、前記畳み込みに使用する前記基準信号の構成を前記騒音又は振動の基本周期に応じて切り換えるようになっている能動型騒音振動制御装置において、
前記畳み込みに使用する前記基準信号の構成を切り換える際には、その切り換えに伴う前記駆動信号の位相特性の変化を低減する位相特性変化低減処理を、前記適応ディジタルフィルタに対して実行し、その位相特性変化低減処理が実行された適応ディジタルフィルタを、前記切り換え後における前記駆動信号の生成処理に用いるようになっていることを特徴とする能動型騒音振動制御装置。
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