CN1573918A - 主动控制振动噪声的装置和方法,及具有该装置的车辆 - Google Patents

Abstract

根据误差信号和通过从一个代表余弦校正值C0和参考余弦信号的乘积的信号减去代表正弦校正值C1和参考正弦信号的乘积的信号产生的第一参考信号，顺序地更新自适应陷波滤波器(14)的滤波系数，以使误差信号最小。根据误差信号和通过将一个代表参考正弦信号和余弦校正值C0的乘积的信号与代表参考余弦信号和正弦校正值C1的乘积的信号彼此相加产生的第二参考信号，顺序地更新一个自适应陷波滤波器(15)的滤波系数，以使误差信号最小。

Description

主动控制振动噪声的装置和方法， 及具有该装置的车辆

技术领域

本发明涉及一种可以在车辆上使用的、利用自适应陷波滤波器主动控制振动噪声的装置和方法，以及具有主动振动噪声控制装置的车辆。

背景技术说明

迄今为止，车厢中主动振动噪声控制领域中的一般做法是，利用FIR滤波器模拟要控制的信号传送特性，向FIR滤波器提供基于与要控制的振动噪声高度相关的发动机转动速度和悬挂振动输出的输入脉冲，利用来自FIR滤波器的输出信号作为参考信号，自适应地生成一个信号以产生用于减小来自参考信号和误差信号的误差信号的抵消振动噪声，和把生成的信号施加到一个激励器以产生减小振动噪声的二次振动噪声。

根据上述主动振动噪声控制方法的一个例子，通过一个参考信号发生器响应发动机转速信号来产生参考信号，把产生的参考信号施加到一个自适应FIR滤波器，自适应FIR滤波器产生输出信号，以驱动扬声器。安装在车厢中的话筒检测从扬声器辐射的输出能在车厢中造成的振动噪声与发动机转动等在车厢中生成振动噪声之间的差，并且控制自适应FIR滤波器以减小来自话筒的输出信号(例如，见日本专利申请公开1-501344)。

已知的另一个例子是附图的图14中所示的利用自适应陷波滤波器的主动振动噪声控制装置。这种主动振动噪声控制装置基于车厢中的振动噪声与发动机输出轴的转动同步产生的事实。利用自适应陷波滤波器压制车厢中产生的基于发动机输出轴的转动的频率的振动噪声。

在如图14中所示的利用自适应陷波滤波器的已知主动振动噪声控制装置中，波形整形器71调整与发动机输出轴的转动同步的发动机脉冲的波形，将波形整形器71的输出信号分别施加到产生余弦波信号和正弦波信号的余弦波发生器72和正弦波发生器73。余弦波信号通过自适应陷波滤波器74，正弦波信号通过自适应陷波滤波器75。加法器76将来自自适应陷波滤波器74，75的输出信号相加，得到一个和信号，施加和信号以激励二次振动噪声发生器77。

将余弦波信号施加到具有与发动机输出轴的转动同步的频率下的车厢信号传送特性(γ0)的传输元件78，并且将正弦波信号施加到一个具有与发动机输出轴的转动同步的频率下的车厢信号传送特性(γ1)的传输元件79。加法器80把来自传输元件78，79的输出信号相加成一个第一参考信号。将正弦波信号施加到一个具有车厢信号传送特性(γ0)的传输元件81，并且将余弦波信号施加到一个具有车厢信号传送特性(-γ1)的传输元件82。加法器83将来自传输元件81，82的输出信号相加成第二参考信号。根据基于第一参考信号的自适应算法更新自适应陷波滤波器74的滤波系数，并且根据基于第二参考信号的自适应算法更新自适应陷波滤波器75的滤波系数，从而使误差检测装置86检测的误差信号最小。要获得详细情况，请参考，例如，日本专利申请公开2000-99037。

上述使用FIR滤波器产生参考信号的主动振动噪声控制方法的例子(例如，日本专利申请公开1-501344)的问题在于，由于要用FIR滤波器进行卷积计算，如果主动振动噪声控制方法要在车辆迅速加速时消除车厢振动噪声，需要提高采样频率，并且也需要增加FIR滤波器的抽头的数量，结果是FIR滤波器处理负担大，并且用于执行主动振动噪声控制方法的主动振动噪声控制装置需要一个诸如数字信号处理器之类的具有大的处理能力的处理器，从而增加了成本。

使用自适应陷波滤波器的主动振动噪声控制装置(例如，日本专利申请公开2000-99034)的缺点在于，尽管产生参考信号所需的计算量可以比较小，但是不能足够好地模拟从二次振动噪声发生器到误差信号检测装置的信号传送特性，和不能获得更新自适应陷波滤波器的滤波系数的最佳参考信号，结果，主动振动噪声控制装置发现难于消除车辆迅速加速时的车厢振动噪声，并且不能提供足够的振动噪声控制能力。

发明内容

本发明的目的是要提供一种利用减少的产生参考信号所需的计算量的、具有足够的振动噪声控制能力的装置和方法，以及一种其中结合有这种主动振动噪声控制装置的车辆。

在根据本发明的主动振动噪声控制装置中，参考信号发生装置输出作为参考信号的、具有基于来自振动噪声源的振动频率的频率的参考正弦波信号和参考余弦波信号。为了抵消根据来自振动噪声动源的振动产生的生成振动噪声，第一自适应陷波滤波器根据参考余弦波信号输出第一控制信号，第二自适应陷波滤波器根据参考正弦波信号输出第二控制信号。代表第一控制信号和第二控制信号的和的和信号输入到振动噪声抵消装置，振动噪声抵消装置输出抵消振动噪声，以抵消生成的振动噪声。

为了抵消生成振动噪声，误差信号检测装置根据生成的振动噪声与从振动噪声抵消装置输出的抵消振动噪声之间的差，检测误差信号。校正装置输出一个通过从基于信号传送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值与参考余弦波信号的乘积，减去基于从振动噪声抵消装置到误差信号检测装置的、有关参考信号的频率的、信号传送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值与参考正弦波信号的乘积而产生的信号，作为第一参考信号，并且输出一个通过将正弦校正值和参考余弦波信号的乘积与余弦校正值和参考正弦波信号的乘积彼此相加产生的信号，作为第二参考信号。滤波器系数更新装置根据误差信号以及第一和第二参考信号，顺序地更新第一和第二自适应陷波滤波器的滤波系数，以使误差信号最小。通过从振动噪声抵消装置输出的抵消振动噪声，抵消了生成振动噪声。

根据本发明的主动振动噪声控制装置使用通过从基于信号传送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值与参考余弦波信号的乘积，减去基于从振动噪声抵消装置到误差信号检测装置的信号传送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值与参考正弦波信号的乘积产生的信号作为第一参考信号，并且使用通过将正弦校正值和参考余弦波信号的乘积与余弦校正值和参考正弦波信号的乘积彼此相加产生的信号作为第二参考信号，而不使用FIR滤波器产生参考信号。因此，最优地校正了用于更新第一和第二自适应陷波滤波器的滤波系数的参考信号。即使在装配了该装置的车辆迅速加速，参考信号的频率以瞬变形式改变的时候，也可以根据来自第一和第二自适应陷波滤波器的输出信号，精确地抵消生成振动噪声。

由于从参考信号获得了作为最佳校正信号的第一和第二参考信号，恒等平方误差曲线的轮廓成为同心圆，利用迅速收敛能力抵消了生成的振动噪声。

每当更新第一和第二自适应陷波滤波器的滤波系数，根据本发明的主动振动噪声控制装置需要执行四次乘法和两次加法来产生第一和第二参考信号，以抵消振动噪声。因此，获得第一和第二参考信号的计算量大大小于使用FIR滤波器时的计算量，这使得能够低成本地制造主动振动噪声控制装置。

在主动振动噪声控制装置中，余弦校正值和正弦校正值是预先与参考信号的频率结合地存储在存储设备中的，并且与参考信号的频率结合地从存储设备读出。将读出的余弦校正值和正弦校正值与参考余弦波信号和参考正弦波信号相乘，并且把乘积相加，以产生第一和第二参考信号。因此，可以简单地计算第一和第二参考信号。

在主动振动噪声控制装置中，信号传送特性中的预定频率的测量增益被校正到预定的值，并且存储在存储设备中的、有关具有相同频率的参考信号的余弦校正值和正弦校正值包括根据校正的增益和测量的相位特性确定的值。

余弦校正值和正弦校正值包括增益变化范围以及基于相位特性(φ)的余弦和正弦值的变化范围。在计算过程中，由于有效数字的数量，发生数字抵消，导致计算第一和第二参考信号或第一和第二自适应陷波滤波器的滤波系数的精度降低，因此声音抑制性能降低。滤波系数的收敛速度降低，导致灵敏度降低。

通过使用借助校正测量增益从而不在计算过程中造成数字抵消产生的增益，和根据测量的相位特性基本确定余弦校正值和正弦校正值，提高了第一和第二参考信号或第一或第二自适应陷波滤波器的滤波系数的计算精度，从而提高了声音抑制精度。适当地调节更新第一和第二自适应陷波滤波器的滤波系数的步长参数，从而提高滤波系数的收敛速度，导致更好的灵敏度。

此外，根据本发明，一种主动控制振动噪声的方法包括步骤：

输出具有基于来自振动噪声源的振动频率的频率参考正弦波信号和参考余弦波信号作为参考信号；

根据参考余弦波信号通过第一自适应陷波滤波器输出第一控制信号，和根据参考正弦波信号通过第二自适应陷波滤波器输出第二控制信号，以便抵消根据来自振动噪声源的振动产生的生成振动噪声；

将代表第一控制信号和第二控制信号的和的和信号输入到振动噪声抵消装置，并且从振动噪声抵消装置输出抵消振动噪声以抵消生成的振动噪声；

根据生成的振动噪声和从振动噪声抵消装置输出的抵消振动噪声之间的差，从误差信号检测装置输出误差信号；

根据对应于从振动噪声抵消装置到误差信号检测装置的、有关参考信号的频率的、信号传送特性的校正值，校正参考余弦波信号和参考正弦波信号，并且输出校正的参考余弦波信号和校正的正弦波信号，分别作为第一和第二参考信号；和

根据误差信号以及第一和第二参考信号，顺序地更新第一自适应陷波滤波器和第二自适应陷波滤波器的滤波系数，以使误差信号最小；

其中，校正步骤输出一个通过从基于信号传送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值与参考余弦波信号的乘积，减去基于信号传输特性的相位特性的正弦值的正弦校正值与参考正弦波信号的乘积产生的信号，作为第一参考信号，并且输出一个通过把正弦校正值和参考余弦波信号的乘积与余弦校正值和参考正弦波信号的乘积彼此相加产生的信号，作为第二参考信号；和

其中，更新步骤根据第一参考信号和误差信号连续地更新第一自适应陷波滤波器的滤波系数，并且根据第二参考信号和误差信号连续地更新第二自适应陷波滤波器的滤波系数。

在上述方法中，余弦校正值和正弦校正值与参考信号的频率结合地预先存储在存储设备中，并且与参考信号结合地从其读出。

在上述方法中，将信号传送特性中的预定频率的测量增益校正到预定值，并且存储在存储设备中的、有关具有相同频率的参考信号的余弦校正值和正弦校正值包括根据校正增益和测量的相位特性确定的值。

通过把根据本发明的主动振动噪声控制装置结合在车辆中，可以有效地抵消车辆的车厢中的低沉声音。

从以下结合附图的说明中，可以对本发明的上述和其它目的、特征、和优点有更清楚的了解，在附图中通过图示例子的方式示出了本发明的优选实施例。

附图说明

图1是根据本发明的一个实施例的主动振动噪声控制装置的方框图；

图2是明根据本发明实施例的主动振动噪声控制装置的低沉声音抵消过程的曲线图；

图3是执行根据本发明实施例的主动振动噪声控制装置的低沉声音抵消过程的布置的方框图；

图4是显示根据本发明的实施例的主动振动噪声控制装置的低沉声音抵消过程的信号传送特性与误差信号之间的关系的曲线图；

图5A至5D是说明根据本发明的实施例的主动振动噪声控制装置的低沉声音抵消过程的曲线图；

图6是显示根据本发明的实施例的主动振动噪声控制装置结合在车辆中的系统的方框图；

图7A至7D是说明结合在车辆中的根据本发明的实施例的主动振动噪声控制装置执行的余弦校正值计算和正弦校正值计算的曲线图；

图8是用于测量根据本发明的实施例的主动振动噪声控制装置的信号传送特性的系统的方框图；

图9A和9B是显示根据本发明的实施例的主动振动噪声控制装置的低沉声音抵消过程的结果的曲线图；

图10A至10D是说明结合在车辆中的根据本发明实施例的主动振动噪声控制装置执行的余弦校正值计算和正弦校正值计算的曲线图；

图11A至11D是说明结合在车辆中的根据本发明实施例的主动振动噪声控制装置执行的余弦校正值计算和正弦校正值计算的曲线图；

图12是显示根据本发明实施例的主动振动噪声控制装置结合在车辆中的第一改进系统的方框图；

图13是显示根据本发明实施例的主动振动噪声控制装置结合在车辆中的第二改进系统的方框图；和

图14是使用自适应陷波滤波器的惯用主动振动噪声控制装置的方框图。

具体实施方式

以下说明根据本发明优选实施例的主动振动噪声控制装置。

图1以方框图的形式示出了根据本发明一个实施例的主动振动噪声控制装置。

在图1中由10总体指定的主动振动控制装置被安排用于例如抵消车辆的发动机的低沉声音，发动机的低沉声音是车厢中的主要振动噪声。

如图1中所示，主动振动噪声控制装置10具有通过微计算机1实现其功能的主要组件。一个霍尔器件检测作为发动机脉冲的发动机输出轴的转动速度，例如，上死点脉冲。检测的发动机脉冲提供到主动振动噪声控制装置10的频率检测电路11。频率检测电路11检测来自发动机脉冲的发动机脉冲的频率，并且根据检测的频率产生信号。

频率检测电路11以大大高于发动机脉冲的频率的抽样频率监视发动机脉冲，检测发动机脉冲的极性改变的定时，测量检测的定时之间的时间间隔，以检测作为发动机输出轴的转动速度的发动机脉冲的频率，并且根据检测的频率、输出与发动机输出轴的转动速度同步的控制频率。

由于发动机的低沉声音是在发动机输出轴转动产生的振动力传送到车体时产生的振动辐射声音。低沉声音具有与发动机输出轴的转动速度同步的周期性。例如，如果发动机包括一个4-周期4-气缸发动机，那么由于每当汽油燃烧发动机输出轴转动半周时的扭矩变化使得发动机产生振动，噪声车辆车厢中的振动噪声。

由于如果发动机包括4-周期4气缸发动机，那么产生具有发动机输出轴的转动速度两倍频率的称为转动二次分量的振动噪声，所以频率检测电路11产生和输出两倍于检测频率的频率，作为控制频率。

来自频率检测电路11的输出信号提供到一个余弦波产生电路12，余弦波产生电路12产生并输出具有从频率检测电路11输出的频率的参考余弦波信号。同样，来自频率检测电路11的输出信号提供到一个正弦波产生电路13，正弦波产生电路13产生并输出具有从频率检测电路11输出的频率的参考正弦波信号。将这样产生和输出的参考余弦波信号和参考正弦波信号用作具有发动机输出轴的转动频率的谐振频率的参考信号。

参考余弦波信号被提供到一个以后要说明的第一自适应陷波滤波器14，第一自适应陷波滤波器14的滤波系数是通过一种LMS算法自适应地处理和更新的。参考正弦波信号被提供到一个以后要说明的第二自适应陷波滤波器15，第二自适应陷波滤波器15的滤波系数是通过一种LMS算法自适应地处理的更新的。将来自第一自适应陷波滤波器14的输出信号和来自第二自适应陷波滤波器15的输出信号提供到一个加法器16，加法器16将输出的和信号提供到一个D/A转换器17a。D/A转换器17a将输出和信号转换成模拟信号，模拟信号通过一个低通滤波器(LPF)17b和一个放大器(AMP)17c提供到扬声器17，扬声器17输出辐射声音。

因此，将来自加法器16的输出和信号(振动噪声抵消信号)提供到安装在车厢中以产生抵消振动噪声的扬声器17。因此，扬声器17是由来自加法器16的输出和信号驱动的。车厢中容纳着一个用于检测车厢中剩余振动噪声和把检测到的剩余振动噪声作为误差信号输出的话筒18。

将来自话筒18的输出信号通过一个放大器(AMP)18a和一个带通滤波器(BPF)18b提供到一个A/D转换器18c，A/D转换器18c将提供的信号转换成输入到LMS算法处理器30，31的数字数据。

频率检测电路11也产生具有微计算机1的采样周期的定时信号(抽样脉冲)。微计算机1根据定时信号执行一个处理序列。

参考信号产生电路20具有存储设备21，存储设备21包括用于与控制频率相关地存储基于扬声器17和话筒18之间的信号传送特性中的相位滞后的余弦值的余弦校正值C0的存储器22，和用于与控制频率相关地存储基于扬声器17和话筒18之间的信号传送特性中相位滞后的正弦值的正弦校正值C1的存储器23。通过从频率检测电路11输出的定时信号存取存储设备21，以从对应的存储器22，23读出对应于控制频率的余弦校正值C0和正弦校正值C1。

参考信号产生电路20也具有一个用于将从存储设备21读出的余弦校正值C0与从余弦波产生电路12输出的参考余弦波信号彼此相乘的乘法器24，一个用于将从存储设备21读出的正弦校正值C1与从正弦波产生电路13输出的参考正弦波信号彼此相乘的乘法器25，一个用于从乘法器24的输出信号减去乘法器25的输出信号并且输出作为第一参考信号的差值信号的加法器26，一个用于将从存储设备21读出的余弦校正值C0与从正弦波产生电路13输出的参考正弦波信号彼此相乘的乘法器27，一个用于将从存储设备21读出的正弦校正值C1与从余弦波产生电路12输出的参考余弦波信号彼此相乘的乘法器28，和一个用于将乘法器27的输出信号与乘法器28的输出信号彼此相加并且输出作为第二参考信号的和信号的加法器29。

将从加法器26输出的第一参考信号和从话筒18输出的信号提供到LMS算法处理器30，并且根据LMS算法处理。根据来自LMS算法处理30的输出信号更新第一自适应陷波滤波器14的滤波系数，以使来自话筒18的输出信号，即，误差信号，最小。将从加法器29输出的第二参考信号和来自话筒18的输出信号提供到LMS算法处理器31并且根据LMS算法处理。根据来自LMS算法处理器31的输出信号更新第二自适应陷波滤波器15的滤波系数，以使来自话筒18的输出信号，即，误差信号，最小。

以下说明余弦校正值C0和正弦校正值C1的产生，以及主动振动噪声控制装置10的操作。

因为低沉声音是由于汽油在发动机中燃烧产生的，因此发动机的低沉声音代表具有与发动机输出轴的转动同步的狭窄频带的振动噪声。可以用具有低沉声音的频率f的相互正交的余弦和正弦波的和代表所有低沉声音(波)。可以用如图2中所示的复平面上的实线曲线表示低沉声音，即，表示为(pcos2πft+iqsin2πft)。因此，可以如点划线U，V所示，通过产生相互正交的参考余弦波信号(Cs(＝cos2πft)，0)和参考正弦波信号(0，Sn(＝sin2πft))，将低沉声音表示为一个具有两个系数p，q的向量。

因此，通过产生两个相互正交的参考信号，用两个系数p，q表示低沉声音。为了抵消作为振动噪声的低沉声音，可以产生如图2中用间断线指示的、具有用a(＝-1×p)，b(＝-1×q)表示的系数的抵消振动噪声。

图1中所示布置可以被如图3中所示那样示意代表。在图3中，具有基于从频率检测电路11输出的信号的控制频率的输入参考信号x通过具有信号传送特性k1的控制器34发送到扬声器17。要被控制在参考信号x的频率的、从扬声器17输出的抵消振动噪声通过具有信号传送特性m1的车厢发送到话筒18。也通过一个诸如具有信号传送特性n1的车体之类的未知系统35，将参考信号x发送到话筒18，话筒18产生误差信号e。

将用于产生抵消振动噪声的控制器34的信号传送特性k1表达为：

k1＝-n1/m1

并且将话筒18产生的误差信号e表达为：

e＝n1·x+k1·m1·x

用下面的方程式(1)表达误差信号e的均方误差的斜率Δ：

$\mathrm{\Δ}=\frac{\∂\left(e^2\right)}{\∂k1}=2\·e\·\frac{\∂e}{\∂k1}=2\·e\·m1\·x\·\·\·\left(1\right)$

因此，将自适应控制下产生的误差信号e的均方误差的斜率Δ表示为如图4中所示。为了获得其中平方误差(e²)最小的信号传送特性k1的最佳值，重复地计算下面示出的方程式(2)。在方程式(2)中，n是一个0或更大的整数，并且代表对应于用于抽样用于A/D转换的参考余弦波和用于A/D转换的参考正弦波的抽样脉冲计数(定时计数)的自适应计算的数量，自适应计算的数量每当更新滤波系数时递增，和μ代表步长参数。方程式(2)是一个利用LMS算法计算的自适应更新公式，并且用于根据自适应处理序列抵消振动噪声。

K1_n+1＝k1_n-μ·e_n·m1·x_n    …(2)

更具体地讲，在主动振动噪声控制装置10中，将信号传送特性k1表达为相互正交的信号a(＝系数a)和信号b(＝系数b)。

以下参考图5A至5D说明余弦校正值C0和正弦校正值C1的产生。

当把作为参考信号的参考余弦波信号(此后也称为参考波cos)和参考正弦波信号(此后也称为参考波sin)分别作为信号Cs和Sn从扬声器17直接输出时，根据从扬声器17到用作评价点的话筒18的信号传送特性将参考参考波cos和sin发送到话筒18。以下说明当参考波cos，sin达到话筒18时，它们是如何改变的过程。

将从扬声器17到话筒18的车厢的信号传送特性分割成增益(幅度改变)和相位特性(相位滞后)。

从扬声器17到话筒18的信号传送特性是这样的，当参考信号到达话筒18时，将这些参考信号的幅度乘以α，并且其相位延迟φ度。当参考信号到达话筒18时，分别用New_Cs，New_Sn代表它们。

仅仅考虑有关具有某种控制频率的参考信号的phase_lag(φ)。phase_lag(φ)对应于参考信号(向量)在复平面上相对于原点的φ度的转动。因此，仅考虑phase_lag(φ)，用以下的方程式(3)表达用于将向量转动phase_lag(φ)的线性变换矩阵P’_1m(φ)：

${P^{\′}}_{1m}\left(\mathrm{\φ}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}& i\sin \mathrm{\φ}\\ i\sin \mathrm{\φ}& \cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$

其中P’_1m(φ)是当仅考虑phase_lag(φ)时的信号传送特性的变换公式，1是扬声器的数量(输出的振动噪声抵消信号的数量)，m是话筒的数量。如果扬声器的数量是2和话筒的数量是2，那么变换矩阵P’₁₁，P’₁₂，P’₂₁，P’₂₂出现在每个信号传输路径中。

当也考虑gain(α)时，用下面的方程式(4)表示信号传送特性的变换公式P_1m(φ)：

$P_{1m}\left(\mathrm{\φ}\right)=\mathrm{\α}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}& i\sin \mathrm{\φ}\\ i\sin \mathrm{\φ}& \cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

从上述的方程式(4)也可以容易地理解变换公式P_1m(φ)。

当用图5A中的实线指示的信号Cs，Sn代表参考余弦波信号和参考正弦波信号的瞬时值时，也考虑信号传送特性中的gain(α)，图5A中的间断线代表信号New_Cs，New_Sn，信号New_Cs，New_Sn是在信号Cs和Sn通过具有带有gain(α)和phase_lag(φ)的信号传送特性的车厢到达话筒18时，它们转变成的信号。

即，当参考余弦波信号Cs和参考正弦波信号Sn到达话筒18时，它们通过乘以增益α和转动phase_lag(φ)分别转变成信号New_Cs，New_Sn。

信号New_Cs，New_Sn分别用下面的方程式(5)，(6)表示：

$\mathrm{New}\_\mathrm{Cs};\left[\begin{array}{c}\mathrm{Csr}\\ \mathrm{Csi}\end{array}\right]=\mathrm{\α}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}& i\sin \mathrm{\φ}\\ i\sin \mathrm{\φ}& \cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Cs}\\ 0\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}\mathrm{\α}\·\mathrm{Cs}\·\cos \mathrm{\φ}\\ \mathrm{i\α}\·\mathrm{Cs}\·\sin \mathrm{\φ}\end{array}\right]\·\·\·\left(5\right)$

$\mathrm{New}\_\mathrm{Sn};\left[\begin{array}{c}\mathrm{Snr}\\ \mathrm{Sni}\end{array}\right]=\mathrm{\α}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}& i\sin \mathrm{\φ}\\ i\sin \mathrm{\φ}& \cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{iSn}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}-\mathrm{\α}\·\mathrm{Sn}\·\sin \mathrm{\φ}\\ \mathrm{i\α}\·\mathrm{Sn}\·\cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

如果将信号New_Cs，New_Sn表示为向量，那么，如图5A中所示，根据下面所示的方程式(7)表达它们。

New_Cs＝(α·Cs·cosφ，iα·Cs·sinφ)

                                            …(7)

New_Sn＝(-α·Sn·sinφ，iα·Sn·cosφ)

根据低沉声音是由余弦波信号和正弦波信号的组合代表的事实，主动振动噪声控制装置10通过根据LMS算法计算顺序地更新图2中所示的复平面上的实轴上的系数a和复平面上的虚轴上的系数b以便使话筒18的位置上的误差信号e最小而抵消低沉声音。根据话筒18的位置的实轴上的信号顺序地更新实轴上的系数a(见图2)和根据话筒18的位置的虚轴上的信号顺序地更新虚轴上的系数b(见图2)，从而抑制振动噪声。因此，需要从信号New_Cs，New_Sn确定实轴上的信号和虚轴上的信号。

现在，说明从信号New_Cs，New_Sn确定实轴上的系数a和虚轴上的系数b的过程。

通过把信号New_Cs，New_Sn投射到实轴上，获得包括在这些信号中的实部分量幅度。如图5B中所示，分别用Real_New_Cs(也称为Real_Cs)和Real_New_Sn(也称为Real_Sn)代表它们的值。通过把信号New_Cs，New_Sn投射到虚轴上，获得包括在这些信号中的虚部分量的幅度。如图5C中所示，分别用Imagi_New_Cs(也称为Imagi_Cs)和Imagi_New_Sn(也称为Imagi_Sn)代表它们的值。

当根据从扬声器17到话筒18的车厢的信号传送特性，将参考余弦波信号Cs和参考正弦波信号Sn乘以gain(α)并且转动phase_lag(φ)时，它们的实部分量和虚部分量由图5C中的间断线指示。将这些实部分量和虚部分量分别组合成图5D中实线指示的Real_Cs，Imagi_Sn。

通过如下的计算确定实和虚轴上的信号：

分别用Real_New_Cs(向量RNCs)和Imagi_New_Cs(向量INCs)代表通过把信号New_Cs投射到实和虚轴上在实和虚轴上产生的信号。分别用Real_New_Sn(向量RNSn)和Imagi_New_Sn(向量INSn)代表通过把信号New_Sn投射到实和虚轴上在实和虚轴上产生的信号。用(向量RCs)代表实轴上的信号Real_Cs，用(向量ISn)代表虚轴上的信号Imagi_Sn，用(向量Cs)代表信号Cs，和用(向量Sn)代表信号Sn。在下面所示的方程式中，用顶部的箭头指示一个向量。

向量RCs是向量RNCs和向量RNSn的和，并且向量RNCs和向量RNSn是通过把向量NCs或向量NSn投射到向量Cs上产生的。因此，用下式(8)表达向量RNCs和向量RNSn：

因此，通过下式(9)表达的向量RCs：

$\stackrel{\→}{\mathrm{RCs}}=(\mathrm{\α}\·\mathrm{Cs}\·\cos \mathrm{\φ}-\mathrm{\α}\·\mathrm{Sn}\·\sin \mathrm{\φ},0)\·\·\·\left(9\right)$

$=\mathrm{\α}(\mathrm{Cs}\·\cos \mathrm{\φ}-\mathrm{Sn}\·\sin \mathrm{\φ},0)$

由于向量ISn是向量INCs和向量INSn的和，向量INCs和向量INSn是通过把向量NCs或向量NSn投射到向量Sn上产生的，因此，用下式(10)表达向量INCs和向量INSn：

因此，用下式(11)表达向量RCs：

$\stackrel{\→}{\mathrm{ISn}}=(0,i\[\mathrm{\α}\·\mathrm{Cs}\·\sin \mathrm{\φ}+\mathrm{\α}\·\mathrm{Sn}\·\cos \mathrm{\φ}\])\·\·\·\left(11\right)$

$=\mathrm{i\α}(0,\mathrm{Cs}\·\sin \mathrm{\φ}+\mathrm{Sn}\·\cos \mathrm{\φ})$

信号传送特性是来自扬声器17的输出声音的频率的函数。因此，可以用复数如下表达信号传送特性：

P_1m(f)＝P_1mx(f)+iP_1my(f)

P_1mx(f)＝α(f)·cosφ(f)

P_1my(f)＝α(f)·sinφ(f)

如果考虑参考信号的整个控制频率范围，那么可以用下面所示的方程式(12)表达向量RCs和向量ISn(见图5D)。这些向量代表最终组合信号的实部和虚部分量。

$\stackrel{\→}{\mathrm{RCs}}=(\mathrm{Cs}\·P_{1\mathrm{mx}}\left(f\right)-\mathrm{Sn}\·P_{1\mathrm{my}}\left(f\right),0)$

$\stackrel{\→}{\mathrm{ISn}}=(0,i\[\mathrm{Cs}\·P_{1\mathrm{my}}\left(f\right)+\mathrm{Sn}\·P_{1\mathrm{mx}}\left(f\right)\])\·\·\·\left(12\right)$

从上面的方程式，可以如下表达用于更新自适应陷波滤波器14的滤波系数(对应于图2中的系数a)的第一参考信号r_x(f)：

r_x(f)＝Cs·P_1mx(f)-Sn·P_1my(f)

如下表达用于更新自适应陷波滤波器15的滤波系数(对应于图2中的系数b)的第二参考信号r_y(f)：

r_y(f)＝Cs·P_1my(f)+Sn·P_1mx(f)

因为信号Cs是参考余弦波信号的瞬时值，信号Sn是参考正弦波信号的瞬时值，因此，可以通过下面的方程式(13)给出参考信号，并且主动振动噪声控制装置10如图1所示布置的。

用方程式(13)代表的参考信号r_x(f)，r_y(f)可以利用上述n如下表达：从P_1m(f)＝α(f)·cosφ(f)和P_1m(f)＝α(f)·sinφ(f)，通过下面的方程式(14)给出参考信号r_x(f，n)，r_y(f，n)：

r_x(f，n)＝P_1mx(f)·cos 2π(f，n)-P_1my(f)·sin 2π(f，n)

    ＝α(f)[cos(φ(f))·cos 2π(f，n)-sin(φ(f))·sin 2π(f，n)]    …(14)

r_y(f，n)＝P_1my(f)·cos 2π(f，n)+P_1mx(f)·sin 2π(f，n)

    ＝α(f)[sin(φ(f))·cos 2π(f，n)+cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]

其中α(f)代表一个增益，这个增益可以是有关cos(φ(f))，sin(φ(f))的系数。因此，用α(f)·cos(φ(f))代表余弦校正值C0，和用α(f)·sin(φ(f))代表正弦校正值C1。可以为每个控制频率预先测量余弦校正值C0和正弦校正值C1，作为基于相位滞后的余弦值的余弦校正值和基于相位滞后的正弦值的正弦校正值，并且与参考信号的频率f相关地预先存储再存储器22，23中。

从图4，通过在方程式(2)中，用a₁(n)，b₁(n)替换k1m，用a和b替换k1，和用r(f，n)替换m1·x，可以将用于更新滤波系数的方程式提供为a₁(n+1)＝a₁(n)-μ·e_m(n)·r_x(f，n)和b₁(n+1)＝b₁(n)-μ·e_m(n)·r_y(f，n)。根据参考信号r_x(f，n)，前一个方程式给出为下面所示的方程式(15-1)，并且根据参考信号r_y(f，n)，后一个方程式给出为下面所示的方程式(15-2)。

a₁(n+1)＝a₁(n)-μ·e_m(n)·α(f)[cos(φ(f))·cos 2π(f，n)-sin(φ(f))·sin 2π(f，n)]

       ＝a₁(n)-μ’(f)·e_m(n)[cos(φ(f))·cos 2π(f，n)-cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]

                                                              …    (15-1)

b₁(n+1)＝b₁(n)-μ·e_m(n)·α(f)[sin(φ(f))·cos 2π(f，n)+cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]

       ＝b₁(n)-μ’(f)·e_m(n)[sin(φ(f))·cos 2π(f，n)+cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]

                                                              …    (15-2)

从上面的方程式(14)可以知道，反映参考信号r_x(f，n)和参考信号r_y(f，n)中的信号传送特性的增益的α(f)可以是每个频率的系数，并且如方程式(15-1)，(15-2)指示的，与在每个控制频率从恒定步长参数μ到步长参数μ’的变化是同义的。这也意味着，参考信号r_x(f，n)和参考信号r_y(f，n)仅可以精确地反映信号传送特性的phase_lag(φ)，和在每个控制频率下的反映信号传送特性的增益的α(f)可以用一个调节元素替代。

在主动振动噪声控制装置10中，如上所述，参考余弦波信号的频率、参考正弦波信号的频率、余弦校正值C0、和正弦校正值C1根据发动机输出轴的转动速度变化，并且自适应陷波滤波器14，15的陷波频率以相同的方式操作，仿佛它们实质上根据发动机输出轴的转动速度改变，抵消了低沉声音。

此外，在主动振动噪声控制装置10中，由于利用余弦校正值C0和正弦校正值C1最优地模拟了信号传送特性，并且利用自适应陷波滤波器抵消低沉声音，常数平方误差曲线的轮廓成为同心圆，快速地收敛振动噪声的抵消。

以下通过专门的例子说明结合在车辆中的主动振动噪声控制装置10。

图6以方框图的形式示出了带有一个话筒的主动振动噪声控制装置10结合在车辆中以抵消车辆车厢中的低沉声音的系统。

在图6中，主动振动噪声控制装置10具有由便宜的微计算机实现其功能的主要组成部分。在图6中，图1中所示的频率检测电路11、余弦波产生电路12、和正弦波产生电路13用一个参考信号产生装置44代表，并且图1中所示的第一自适应陷波滤波器14、第二自适应陷波滤波器15、参考信号产生电路20、和LMS算法处理器30，31用一个自适应陷波滤波器45代表。从图6中省略了图1中所示的D/A转换器、低通滤波器、放大器、带通滤波器、和A/D转换器，并且也从以后要说明的图12和13中图示例子中省略了它们。

扬声器17设置在车辆41中后座背后的给定位置，并且把话筒18设置在车辆41的车厢顶板的中心部分。也可以将话筒18放置在仪表盘上，而不是车厢顶板上。

从控制车辆41的发动机42的发动机控制器43输出的发动机脉冲输入到与扬声器17和话筒18协作的主动振动噪声控制装置10中。被自适应地控制，以使来自话筒18的输出信号最小的自适应陷波滤波45提供一个输出信号，以激励扬声器17，抵消车辆41的车厢中的振动噪声。有关主动振动噪声控制装置10的抵消振动噪声的过程已经在前面说明过了。

图7A至7D中示出了车厢中扬声器17和话筒18之间的各种频率下的信号传送特性的增益和相位滞后的测量值。在图7C中，以表的形式示出了各种频率下的增益和相位滞后的测量值。在图7C中，增益用dB指示，phase_lag(φ)用度指示(0°≤φ≤360°)。

在至此的说明中，给出的是车厢中扬声器17和话筒18之间的信号传送特性。实际上，如图8中所示，信号传送特性是用包括一个连接到主动振动噪声控制装置10的傅立叶变换器的信号传送特性测量设备100测量的。更具体地讲，信号传送特性测量设备100根据从微计算机1输出到扬声器17的信号和从话筒18输入到微计算机1的信号测量信号传送特性。

因此，根据测量信号传送特性的过程，扬声器17和话筒18之间的信号传送特性包括那些由插在微计算机1输出和输入端之间的模拟电路造成的特性，例如，扬声器17、话筒18、D/A转换器17a、低通滤波器17b、放大器17c、放大器18a、带通滤波器18b、和A/D转换器18c。

换言之，根据测量信号传送特性的过程，车厢中扬声器17和话筒18之间的信号传送特性成为从自适应陷波滤波器的输出端到LMS算法处理器30，31(＝滤波系数更新装置)的输入端的信号传送特性。

在图7D中与对应控制频率结合地示出了代表根据增益和phase_lag(φ)的测量值在对应的控制频率下计算的αcosφ和αsinφ的余弦校正值C0(P_1mx＝P_11x＝αcosφ)和正弦校正值C1(P_1my＝P_11y＝αsinφ)。图7D中示出的余弦校正值C0和正弦校正值C1与参考信号的频率结合地存储在存储器22，23中。

在本发明的实施例中，在安装了4-循环4-气缸发动机的车辆41中，发动机的低沉声音被抵消。因此，作为对应于从1200rpm至6000rpm的发动机转动速度的转动二次分量的控制频率，分布在40Hz至200Hz的范围内。考虑到用作主动振动噪声控制装置10的微计算机(此后也称为振动噪声控制微计算机)发生故障的可能性，如图7D中所示，在30Hz至230Hz的控制频率范围中测量信号传送特性，并且存储在30Hz至230Hz控制频率范围中的余弦校正值C0和正弦校正值C1。

如果作为参考信号频率计算的结果，确定了一个超出控制频率范围之外的频率，那么不读出余弦校正值C0和正弦校正值C1，并且用于振动噪声控制的微计算机将中止控制。存储了上述较宽的控制频率范围内的校正值，以便防止微计算机中止控制。

在本发明的实施例中，由于在从图7C中所示的值计算图7D所示的值的过程的使用了8-位微计算机作为微计算机1，因此，当测量增益是0(dB)时，将计算中使用的gain(α)设置到α＝127。

因此，当放大度是A时，由于gain＝20logA，所以10的(gain/20)次方＝A。如果gain＝-6，那么gain(α)＝α×A＝127×10^(-6/20)＝63.651。

上述构造的主动振动噪声控制装置10结合在车辆41中，利用图7D中所示的余弦校正值C0和正弦校正值C1产生参考信号，并且凭借通过自适应滤波器产生的抵消振动噪声(振动噪声抵消信号)，抵消了发动机的低沉声音。图9A中的实线曲线示出了相对于发动机输出轴的转动速度的低沉声音抵消结果。图9A中的间断线曲线示出了未被抵消的低沉声音。图9A中实线曲线与间断线曲线之间的比较，清楚地示出了主动振动噪声控制装置10充分地抵消了低沉声音。

图9B中所示的实线曲线是在利用日本专利申请公开1-501344中说明的FIR滤波器模拟信号传送特性时画出的，并且低沉声音被带有自适应FIR滤波器的扬声器、话筒主动振动噪声控制装置产生的低沉声音抵消信号抵消。图9B中所示的间断线曲线是在低沉声音没有被抵消时画出的。

从以上的图中可以看到，通过利用余弦校正值C0和正弦校正值C1模拟信号传送特性，并且利用自适应陷波滤波器抵消低沉声音，取得了好的抵消结果。

对于主动振动噪声控制装置10利用余弦校正值C0和正弦校正值C1模拟信号传送特性和利用自适应陷波滤波器抵消低沉声音所需的计算量，可以进行四次乘法和两次加法，以便确定每个自适应处理周期中右方程式(14)表达的参考信号，和可以为使用根据方程式(15-1)，(15-2)的LSM算法计算的自适应处理序列进行八次乘法和四次加法。因此，主动振动噪声控制装置10所需的计算量较小。

对于日本专利申请公开1-501344中披露的主动振动噪声控制装置，由于它执行卷积计算，如果模拟信号传送特性的FIR滤波器的抽头数量是j＝128，并且自适应FIR滤波器的抽头的数量是i＝64，那么需要进行128次乘法和127次加法运算来确定参考信号，需要对自适应处理序列进行193次乘法和192次加法运算，需要为输出结果进行64次乘法和63次加法运算。由于需要大量的计算，所以不能通过便宜的微计算机来实现主动振动噪声控制装置，而是需要用DSP(数字信号处理器)实现，因此制造成本高。

如图7C中所示，在从30Hz至41Hz的参考信号频率范围中的测量的信号传送特性的增益分布在-30dB至-20dB的范围内，这小于从42Hz至230Hz的另一个参考信号频率范围中的增益范围。因此，gain(α)的值在图7C的大范围中变化。如果通过计算结果具有8位的微计算机利用图7C中所示的值确定余弦校正值C0和正弦校正值C1，那么余弦校正值C0和正弦校正值C1包括增益变化范围和基于phase_lag(φ)的余弦和正弦值的变化范围。便宜的8-位微计算机一般不执行带有值的指数表示的计算。因此，如果余弦校正值C0和正弦校正值C1具有大的变化范围，那么由于在便宜的8-位微计算机执行计算第一和第二参考数的过程或LMS处理序列时的有效数字的数量，将发生数字抵消，导致用于计算第一和第二参考信号或第一和第二自适应陷波滤波器14，15的滤波系数的精度降低，并因此使声音抑制能力降低。

如前面结合方程式(15-1)，(15-2)说明的，由于用gain(α)代替了每个控制频率的步长参数μ，因此，gain(α)的小的值等价于步长参数μ的小的值，并因此降低了收敛滤波系数的速度，导致较差的灵敏度。

以下要说明一种根据如上面结合方程式(14)、(15-1)、(15-2)说明的，余弦校正值C0和正弦校正值C1是基于参考信号的phase_lag(φ)的余弦和正弦值的值，并且gain(α)是一个在每个控制频率的调节元素的思想，在从30Hz至41Hz的低频范围中，通过仅改变增益而不改变测量的phase_lag(φ)提高计算精度和收敛速度的方法。

30Hz至41Hz的参考信号频率范围的测量信号传送特性中的增益从图7A和7C中所示的值提高到一个如图10A和10C所示的、接近在42Hz的参考信号频率的增益的值，例如，-10dB，并且确定余弦校正值C0和正弦校正值C1。如图10B和10C中所示，在这种计算方法中使用的phase_lag(φ)没有被校正，而是如同图7B和7C中所示的一样，是10B和10C中所示的测量phase_lag(φ)。因此，gain(α)的值具有小的变化范围，利用8-位微计算机在30Hz至41Hz频率范围中计算余弦校正值C0和正弦校正值C1的精度，与在42Hz至230Hz的频率范围中计算余弦校正值C0和正弦校正值C1的精度大致相同，并且提高了30Hz至41Hz参考信号频率范围中的收敛速度。

图10D中示出了计算的余弦校正值C0和正弦校正值C1。图10A示出了测量和校正的增益(间断线曲线示出了测量的增益)，图10B示出了测量的phase_lag(φ)。由于使用测量的phase_lag(φ)作为phase_lag(φ)，所以不影响低沉声音的抵消。

在确定余弦校正值C0和正弦校正值C1的计算中，扩展上述校正gain(α)的例子以使gain(α)的值成为基于计算中使用的微计算机的位数的上限值。以这种方式，可以提高计算的精度。

更具体地讲，当通过将增益设置到0dB以将gain(α)设定到α＝127确定各个频率下的余弦校正值C0和正弦校正值C1时，如此确定的各个频率下的余弦校正值C0和正弦校正值C1如图11D中所示。图11A示出了校正的增益(间断线曲线示出了测量的增益)，图11B示出了测量的phase_lag(φ)。图11C示出了校正的gain(α)和测量的phase_lag(φ)的值的表。在这个例子中，通过使增益在整个频率范围中恒定，防止了由于改变gain(α)的值而使计算精度改变，并且通过将增益设置到由计算使用的计算机的位数确定的上限值，提高了计算的精度，也提高了收敛速度。

以下参考图12说明主动振动噪声控制装置10结合在车辆51中的第一改进系统。

图12示意地示出了一种用于抵消带有发动机安装支架的发动机产生的振动噪声的布置。

在第一改进系统中，使用了用于支撑车辆51的发动机52的可以自己膨胀/收缩的发动机安装支架53来代替扬声器17，并且使用设置在发动机安装支架53附近的振动检测传感器54代替话筒18。

在图12中，例如，主动振动噪声控制装置10包括一个8-位微计算机，并且由参考信号产生装置55和自适应陷波滤波器56-1，56-2代表。

从控制车辆51的发动机52的发动机控制器57输出的发动机脉冲输入到与发动机安装支架53和振动检测传感器54协作的主动振动噪声控制装置10。滤波系数被自适应地控制以使来自振动检测传感器54的输出信号最小，即，使得误差信号最小的自适应陷波滤波器56-1，56-2施加输出信号，以彼此独立地激励发动机安装支架53，从而抵消振动噪声和车厢中的低沉声音。有关主动振动噪声控制装置10的抵消振动噪声和低沉声音的过程在上面已经说明过。

以下参考图13说明主动振动噪声控制装置10结合在车辆61中的第二改进系统。

图13示意地示出了一种用于利用具有两个话筒的主动振动噪声控制装置10抵消车辆61的车厢中的低沉声音的布置。

在图13中，例如，主动振动噪声控制装置10包括一个8-位微计算机，并且由一个参考信号发生装置64和自适应陷波滤波器65-1，65-2代表。

扬声器17-2设置在车辆61的后座后面的托架中的给定位置上，并且另一个扬声器17-1设置在靠近前座的门的下部的给定位置上。话筒18-2设置在车厢的面对车辆61的后座的背后的顶板部分，另一个话筒18-1设置在面对车辆61的前座的中央部分。

从控制车辆61的发动机62的发动机控制器63输出的发动机脉冲输入到与扬声器17-1，17-2和话筒18-1，18-1协作的主动振动噪声控制装置10。被自适应地控制以使来自话筒18-1，18-2的输出信号最小的自适应陷波滤波器65-1，65-2施加该输出信号，以激励扬声器17-1，17-2，从而抵消车辆61的车厢中的振动噪声。有关主动振动噪声控制装置10的抵消振动噪声的过程已经在前面说明过。

根据基于扬声器17-1和话筒18-1之间的信号传送特性的相位滞后和扬声器17-1和话筒18-2之间的信号传送特性的相位滞后的余弦和正弦校正值，产生用于更新自适应陷波滤波器65-1的滤波系数的第一和第二参考信号。响应来自话筒18-1，18-2的误差信号和参考信号，通过从被自适应地控制以使来自话筒18-1，18-2的误差信号最小的自适应陷波滤波器65-1的输出信号，激励扬声器17-1。根据基于扬声器17-2和话筒18-1之间的信号传送特性的相位滞后和扬声器17-2和话筒18-2之间的信号传送特性的相位滞后的余弦和正弦校正值，产生用于更新自适应陷波滤波器65-2的滤波系数的第一和第二参考信号。响应来自话筒18-1，18-2的误差信号的参考信号，通过来自被自适应地控制以使来自话筒18-1，18-2的误差信号最小的自适应陷波滤波器65-2的输出信号，激励扬声器17-2。以这种方式，抵消了车厢中的低沉声音。

根据本发明的主动振动噪声控制装置可以不使用FIR滤波器，而是使用一个通过从基于信号传送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值和参考余弦波信号的乘积，减去基于信号传送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值和参考正弦波信号的乘积，而产生的第一参考信号，和一个通过将正弦校正值和参考余弦波信号的乘积与余弦校正值和参考正弦波信号的乘积彼此相加而产生的第二参考信号，最佳地模拟从振动噪声抵消装置到误差信号检测装置的信号传送特性。主动振动噪声控制装置可以通过具有足够的收敛性能的减少的计算数量，抵消生成振动噪声。

尽管详细显示和说明了本发明的特定优选实施例，但是，应当理解，可以在其中进行各种改变和修改，而不脱离所附权利要求的范围。

Claims (7)

1.一种用于主动地控制振动噪声的装置，包括：

参考信号产生装置，用于输出具有基于来自振动噪声源的振动的频率的参考正弦波信号和参考余弦波信号作为参考信号；

第一自适应陷波滤波器(14)，用于输出基于所述参考余弦波信号的第一控制信号，和第二自适应陷波滤波器(15)，用于输出基于所述参考正弦波信号的第二控制信号，以便抵消根据来自所述振动噪声源的振动产生的生成振动噪声；

振动噪声抵消装置，用于输出代表所述第一控制信号和所述第二控制信号的和的和信号，并且输出抵消振动噪声以抵消生成振动噪声；

误差信号检测装置，用于根据所述生成振动噪声和从所述振动噪声抵消装置输出的抵消振动噪声之间的差值，输出误差信号；

校正装置，用于根据对应于有关所述参考信号的频率的、从所述振动噪声抵消装置到所述误差信号检测装置的信号传送特性的校正值，校正所述参考余弦波信号和所述参考正弦波信号，并且输出经校正的参考余弦波信号和经校正的参考正弦波信号分别作为第一和第二参考信号；和

滤波系数更新装置，用于根据所述误差信号和所述第一和第二参考信号，顺序地更新所述第一自适应陷波滤波器(14)和所述第二自适应陷波滤波器(15)的滤波系数，以便使所述误差信号最小；

其中，所述校正装置输出通过从基于信号传送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值和所述参考余弦波信号的乘积，减去基于信号传送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值和所述参考正弦波信号的乘积产生的信号，作为所述第一参考信号，和输出通过将所述正弦校正值和所述参考余弦波信号的乘积与所述余弦校正值和所述参考正弦波信号的乘积彼此相加产生的信号，作为第二参考信号；和

其中，所述滤波系数更新装置根据所述第一参考信号和所述误差信号顺序地更新所述第一自适应陷波滤波器(14)的滤波系数，并且根据所述第二参考信号和所述误差信号顺序地更新所述第二自适应陷波滤波器(15)的滤波系数。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述余弦校正值和所述正弦校正值与所述参考信号的频率结合地预先存储在存储设备(21)中，并且与所述参考信号的频率结合地从存储设备(21)读出。

3.根据权利要求2所述的装置，其中将信号传送特性中的预定频率的测量增益校正到一个预定值，并且存储在所述存储设备中的有关具有相同频率的参考信号的所述余弦校正值和所述正弦校正值包括根据校正的增益和测量的相位特性确定的值。

4.一种主动地控制振动噪声的方法，包括步骤：

输出具有基于来自振动噪声源的振动频率的频率的参考正弦波信号和参考余弦波信号作为参考信号；

利用第一自适应陷波滤波器(14)，根据所述参考余弦波信号输出第一控制信号，和利用第二自适应陷波滤波器(15)，根据所述参考正弦波信号输出第二控制信号，以便抵消根据来自所述振动噪声源的振动产生的生成振动噪声；

将代表所述第一控制信号和所述第二控制信号的和的和信号输入到振动噪声抵消装置，并且从所述振动噪声抵消装置输出抵消振动噪声，以抵消生成振动噪声；

根据所述生成振动噪声与从所述振动噪声抵消装置输出的抵消振动噪声之间的差值，从误差信号检测装置输出误差信号；

根据与有关所述参考信号的频率的、从所述振动噪声抵消装置到所述误差信号检测装置的信号传输特性对应的校正值，校正所述参考余弦波信号和所述参考正弦波信号，并且输出经校正的参考余弦波信号和经校正的参考正弦波信号分别作为所述第一和第二参考信号；和

根据所述误差信号以及所述第一和第二参考信号，顺序地更新所述第一自适应陷波滤波器(14)和所述第二自适应陷波滤波器(15)的滤波系数，以使所述误差信号最小；

其中，所述校正步骤输出通过从基于从信号传送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值和所述参考余弦波信号的乘积，减去基于信号传送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值和所述参考正弦波信号的乘积产生的信号，作为所述第一参考信号，和输出通过将所述正弦校正值和所述参考余弦波信号的乘积与所述余弦校正值和所述参考正弦波信号的乘积彼此相加产生的值，作为所述第二参考信号；和

其中，所述更新步骤根据所述第一参考信号和所述误差信号连续地更新所述第一自适应陷波滤波器(14)的滤波系数，和根据所述第二参考信号和所述误差信号连续地更新所述第二自适应陷波滤波器(15)的滤波系数。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述余弦校正值和所述正弦校正值与所述参考信号的频率结合地预先存储在存储设备(21)中，并且与所述参考信号的频率结合地从存储设备(21)读出。

6.根据权利要求5所述的方法，其中将信号传输特性中的预定频率的测量增益校正到预定值，并且存储在所述存储设备中的有关具有相同频率的参考信号的所述余弦校正值和所述正弦校正值包括根据校正的增益和测量的相位特性确定的值。

7.一种结合根据权利要求1的用于主动地控制振动噪声的装置的车辆。

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