JP4456577B2 - 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、車両のエンジン等の騒音源から発生する第１騒音に基づき該車両に発生する第２騒音を、この第２騒音に対する相殺騒音としての第３騒音により低減する能動型騒音制御装置、及び、車両のエンジン等の振動源から発生する第１振動に基づき該車両に発生する第２振動を、この第２振動に対する相殺振動としての第３振動により低減する能動型振動制御装置に関する。

従来から、車両のエンジン等の騒音源から発生する騒音又は振動に起因した車室内の騒音を、当該車室内の乗員の耳位置近傍に配置されたマイクロフォンで検出し、検出した前記騒音に基づいて制御信号を生成する能動型騒音制御装置が開示されている（特許文献１参照）。

このような能動型騒音制御装置では、前記車室内に配置されたスピーカに前記制御信号を出力し、前記スピーカは、入力した前記制御信号を相殺騒音として前記車室内に出力するので、前記乗員の耳位置での騒音は、前記相殺騒音により低減される。

特許第２８２７３７４号公報

ところで、車両の騒音源（振動源）としてのエンジンから発生する騒音（振動）は、エンジン音やエンジン出力軸の回転によって発生した加振力等の周期的な騒音（振動）であるので、該騒音（振動）に起因する車室内の騒音も周期性の騒音となる。換言すれば、車室内の騒音は、実数成分及び虚数成分から構成され、この結果、マイクロフォンから出力される誤差信号も、理想的には、実数成分（実数項）と虚数成分（虚数項）とから構成される。

しかしながら、実際のマイクロフォンでは、前記騒音の実数項しか検出することができないので、該マイクロフォンから出力される誤差信号は、実数項のみで構成されることになる。

従って、特許文献１に開示されている能動型騒音制御装置では、前記実数項と参照信号とに基づいて制御信号を生成することとなる。

すなわち、能動型騒音制御装置を構成するＥＣＵ内では、誤差信号の虚数項を無視して、その実数項及び参照信号に基づいて適応フィルタのフィルタ係数を更新し、該適応フィルタは、前記更新されたフィルタ係数を用いて前記参照信号に基づく制御信号を生成する。従って、前記制御信号に基づいてスピーカから出力される相殺騒音は、前記実数項に応じた音となる。

ここで、車室内の騒音は、前述したように、周期的な騒音、換言すれば、実数項及び虚数項から構成される所定周波数の騒音である。そのため、ＥＣＵ内では、適応フィルタのフィルタ係数を更新する際に、虚数項を無視して該フィルタ係数の更新演算を行っているので、前記実数項に応じた相殺騒音を前記車室内に出力しても、当該車室内の騒音を短時間で確実に低減することができないという問題がある。

また、車両の振動源である前記エンジンからの振動は、前述したように、周期性の振動であるので、該振動に起因して当該車両に発生する振動を低減する場合にも、この振動の虚数項を考慮しなければ、当該車両の振動を短時間で確実に低減することができない。

本発明は、このような問題を考慮してなされたものであり、車室内にいる乗員の耳位置近傍での騒音を短時間で確実に低減することが可能な能動型騒音制御装置と、車両の振動を確実に低減することが可能な能動型振動制御装置とを提供することを目的とする。

本発明に係る能動型騒音制御装置は、車両の騒音源から発生する第１騒音に対して相関性のある信号を参照信号として入力し、この参照信号に基づいて制御信号を生成する適応フィルタと、前記第１騒音に基づいて前記車両に発生する第２騒音を相殺するために前記制御信号に基づいて第３騒音を出力する騒音出力手段と、前記２騒音と前記第３騒音との相殺誤差騒音に基づいて誤差信号を生成する騒音検出手段と、前記騒音出力手段から前記騒音検出手段までの音響伝達特性に基づいて前記参照信号を補正し、前記補正された参照信号を補正信号として出力する参照信号補正手段と、実数項から構成される前記誤差信号に基づいて該誤差信号の虚数項を推定する虚数項推定部を有し、前記虚数項推定部にて推定された前記虚数項、前記実数項及び前記補正信号に基づいて前記誤差信号が最小となるように前記適応フィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを備えることを特徴とする。

上記した構成によれば、虚数項推定部にて誤差信号の虚数項を推定し、フィルタ係数更新手段にて、前記誤差信号の実数項、前記虚数項及び補正信号に基づくフィルタ係数の更新演算を行うので、虚数項を無視して実数項及び補正信号に基づくフィルタ係数の更新演算を行う従来技術と比較して、フィルタ係数の更新量を大きくすることができ、この結果、車室内にいる乗員の耳位置近傍での騒音を短時間で確実に低減することが可能となる。

ここで、前記虚数項推定部は、実数項の時間微分値を算出する実数項微分部を有し、算出された前記時間微分値に基づいて虚数項を推定するか、あるいは、実数項の時間積分値を算出する実数項積分部を有し、算出された前記時間積分値に基づいて虚数項を推定することが好ましい。これにより、所定のサンプリング周期に基づいて前記時間微分値又は前記時間積分値を算出し、前記虚数項の推定を行うことが可能となるので、前記車室内の騒音を効率よく低減することが可能となる。

この場合、前記虚数項推定部は、前記実数項微分部で算出された前記時間微分値を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数で除すると共に−１で乗じ、あるいは、前記実数項積分部で算出された前記時間積分値に前記角周波数を乗ずる第１フィルタ部をさらに有することが好ましい。これにより、前記誤差信号が周期性の信号であり且つ前記誤差信号の周波数が既知である場合に、前記時間微分値又は前記時間積分値を算出したときに発生する角周波数の成分をキャンセルすることができるので、前記虚数項を精度よく推定することが可能となる。

また、前記虚数項推定部は、前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有し、前記実数項微分部で算出された前記時間微分値を通過させ、あるいは、前記角周波数の特性を有し、前記実数項積分部で算出された前記時間積分値を通過させる第１フィルタ部をさらに有することが好ましい。前記誤差信号が周期性の信号であるが、その周波数が未知である場合には、周波数応答特性として前記角周波数の逆数に−１を乗じた特性又は前記角周波数の特性を有する第１フィルタ部に、前記時間微分値又は前記時間積分値を通過させることにより、前記時間微分値又は前記時間積分値を算出したときに発生する角周波数の成分をキャンセルさせることができるので、前記虚数項を精度よく推定することが可能となる。

また、前記虚数項推定部は、前記補正信号を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数で除すると共に−１で乗ずる第２フィルタ部をさらに有することが好ましい。前記フィルタ係数更新手段での前記フィルタ係数の更新演算において、該フィルタ係数の更新量には、前記誤差信号、前記参照信号及び前記補正信号（音響伝達特性と前記参照信号との積）が含まれている。そのため、前記更新量に関し、前記誤差信号を前記角周波数で除することと、前記参照信号を前記角周波数で除すること、あるいは前記補正信号を前記角周波数で除することとは互いに同義である。従って、前記補正信号を前記角周波数で除することは、前記時間微分値を前記角周波数で除することと同義である。

この場合、前記虚数項推定部は、前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有し、前記補正信号を通過させる第２フィルタ部をさらに有することが好ましい。

また、前記虚数項推定部は、前記参照信号を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数で除すると共に−１で乗ずる第３フィルタ部と、前記音響伝達特性に基づいて前記角周波数で除され且つ−１を乗じられた参照信号を補正する参照信号補正部とをさらに有することが好ましい。この場合も、前述した理由から、前記参照信号を前記角周波数で除することは、前記時間微分値を前記角周波数で除することと同義である。

この場合、前記虚数項推定部は、前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有し、前記参照信号を通過させる第３フィルタ部と、前記音響伝達特性に基づいて前記第３フィルタ部を通過させた参照信号を補正する参照信号補正部とをさらに有することが好ましい。

さらにまた、所定のサンプリング周期毎に、前記制御信号及び前記補正信号の生成と、前記第３騒音の出力と、前記誤差信号の検出と、前記フィルタ係数の更新とを逐次行う場合、前記実数項微分部は、今回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項と、前回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項との差を、前記サンプリング周期で除することに基づいて前記時間微分値を算出することが好ましい。これにより、前記虚数項を容易に演算することができる。

ここで、前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差を前記固定サンプリング周期と前記誤差信号の周波数とで除すると共に−１で乗ずることに基づき前記虚数項を推定し、あるいは、前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差に前記可変サンプリング周期と前記誤差信号の周波数との積の逆数を示す所定数及び−１を乗ずることに基づき前記虚数項を推定することが好ましい。これにより、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、前記虚数項を推定することが可能となる。

さらに、前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差を前記固定サンプリング周期で除し、前記除された差を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定し、あるいは、前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差を前記可変サンプリング周期で除し、前記除された差を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定することも好ましい。この場合でも、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、前記虚数項を推定することが可能となる。

また、所定のサンプリング周期毎に、前記制御信号及び前記補正信号の生成と、前記第３騒音の出力と、前記誤差信号の検出と、前記フィルタ係数の更新とを逐次行う場合、前記実数項積分部は、今回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項と、前回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項との和に、前記サンプリング周期を乗ずることに基づいて前記時間積分値を算出することが好ましい。この場合でも、前記虚数項を容易に演算することができる。

ここで、前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和に前記固定サンプリング周期と前記誤差信号の周波数とを乗ずることに基づき前記虚数項を推定し、あるいは、前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和を前記可変サンプリング周期と前記誤差信号の周波数と積の逆数を示す所定数で除することに基づき前記虚数項を推定することが好ましい。この場合も、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、前記虚数項を推定することが可能となる。

さらに、前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和に前記固定サンプリング周期を乗じ、前記乗じた和を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の特性を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定し、あるいは、前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和に前記可変サンプリング周期を乗じ、前記乗じた和を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定することも好ましい。この場合でも、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、前記虚数項を推定することが可能となる。

上記の各発明において、騒音源は、車両に備わるエンジンであり、第２騒音は、車室内に発生する騒音であり、騒音出力手段は、車室内に配置されたスピーカであり、騒音検出手段は、前記車室内に配置されたマイクロフォンである。これにより、前記エンジンから発生する騒音に基づく前記車室内の騒音を短時間で確実に低減することが可能となる。

また、本発明に係る能動型振動制御装置は、車両の振動源から発生する第１振動に対して相関性のある信号を参照信号として入力し、入力した前記参照信号に基づく制御信号を生成する適応フィルタと、前記第１振動に基づいて前記車両に発生する第２振動を相殺するために前記制御信号に基づいて第３振動を出力する振動出力手段と、前記２振動と前記第３振動との相殺誤差振動に基づく誤差信号を生成する振動検出手段と、前記振動出力手段から前記振動検出手段までの振動伝達特性に基づいて前記参照信号を補正し、前記補正された参照信号を補正信号として出力する参照信号補正手段と、実数項から構成される前記誤差信号に基づいて該誤差信号の虚数項を推定する虚数項推定部を有し、前記虚数項推定部にて推定された前記虚数項、前記実数項及び前記補正信号に基づいて前記誤差信号が最小となるように前記適応フィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段とを備えることを特徴とする。

上記した構成によれば、虚数項推定部にて誤差信号の虚数項を推定し、フィルタ係数更新手段にて、前記誤差信号の実数項、前記虚数項及び補正信号に基づくフィルタ係数の更新演算を行うので、フィルタ係数の更新量を大きくすることができ、この結果、車両における振動を短時間で確実に低減することが可能となる。

この発明によれば、虚数項推定部にて誤差信号の虚数項を推定し、フィルタ係数更新手段にて、前記誤差信号の実数項、前記虚数項及び補正信号に基づく適用フィルタのフィルタ係数の更新演算を行うので、フィルタ係数の更新量を大きくすることができ、この結果、車室内にいる乗員の耳位置近傍での騒音（車両における振動）を短時間で確実に低減することが可能となる。

以下、本発明に係る能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置の好適な実施形態について説明する。

なお、以下の説明では、主として、能動型騒音制御装置について説明する。

図１は、本実施形態の前提となる能動型騒音制御装置（以下、ＡＮＣともいう。）１０の概略ブロック図である。

このＡＮＣ１０は、図示しない車両に適用され、ＥＣＵを構成するマイクロコンピュータ１２と、前記車両の車室に配置されたドアスピーカ、リアスピーカ等の相殺騒音発生手段（騒音出力手段）２２と、前記車室における乗員の耳位置近傍（例えば、各座席のヘッドレスト近傍）に配置されたマイクロフォン（騒音検出手段）２４とから基本的に構成される。

マイクロコンピュータ１２は、適応ノッチフィルタやＦＩＲフィルタ等で構成される適応フィルタ１６、参照信号補正手段１８及びフィルタ係数更新手段２０を有する。

適応フィルタ１６は、エンジン等の騒音源から発生する騒音（第１騒音）（例えば、エンジン音やエンジン出力軸の回転によって発生した加振力等に起因した周期性のある騒音）に対して相関性のある信号（例えば、エンジンの出力軸の回転毎にホール素子等から得られるエンジンパルス）を参照信号ｘとして入力し、この参照信号ｘとフィルタ係数Ｗとに基づいて制御信号（＝Ｗ×ｘ）を生成する。

相殺騒音発生手段２２は、参照信号ｘが前記車両の車体等を示す未知のプラント２６に出力され、この結果、参照信号ｘ及び該プラント２６の伝達関数Ｐによって車室内にＰ×ｘの騒音(第２騒音)が発生した場合、前記制御信号に基づく相殺騒音(第３騒音)を前記車室内に出力する。

マイクロフォン２４は、前記車室内の乗員の耳位置近傍における騒音（＝Ｐ×ｘ）と前記相殺騒音（＝Ｃ×Ｗ×ｘ、Ｃ：相殺騒音発生手段２２からマイクロフォン２４までの音響伝達特性）との相殺誤差騒音を検出し、この相殺誤差騒音に基づく誤差信号ｅをフィルタ係数更新手段２０に出力する。

参照信号補正手段１８は、相殺騒音発生手段２２からマイクロフォン２４までの音響伝達特性Ｃ（あるいはその特性のモデル）を参照信号ｘに乗じ、この信号を補正信号（＝Ｃ×ｘ）としてフィルタ係数更新手段２０に出力する。

フィルタ係数更新手段２０は、最小二乗法（ＬＭＳ）アルゴリズム演算器から構成され、参照信号補正手段１８からの前記補正信号と、マイクロフォン２４からの誤差信号ｅとに基づいて、フィルタ係数Ｗの適応演算処理（誤差信号ｅが最小となるようなフィルタ係数ｗを最小２乗法に基づき算出する演算処理）を行い、この演算結果に基づいて適応フィルタ１６のフィルタ係数Ｗを更新する。

なお、ＡＮＣ１０では、所定のサンプリング周期毎に制御信号及び補正信号の生成と、相殺騒音及び誤差信号ｅの出力と、フィルタ係数Ｗの更新とを逐次行っている。

次に、上述したＡＮＣ１０において、誤差信号ｅを最小化する（マイクロフォン２４の位置での騒音を相殺騒音によって相殺する）ための条件（フィルタ係数Ｗとその更新量とを表わす方程式）と、当該ＡＮＣ１０の課題とについて、下記の数式、図１及び図２を参照しながら説明する。

先ず、誤差信号ｅは、図１のブロック図より、下記の（１）式で表される。
ｅ＝Ｐ・ｘ＋Ｃ・Ｗ・ｘ （１）

前述したように、エンジン等の騒音源から発生する騒音は、周期性のある騒音、換言すれば、所定周波数の騒音であるので、参照信号ｘや、該参照信号ｘを含む誤差信号ｅは、実数項（実数成分）Ｒｅと虚数項（虚数成分）Ｉｅとから構成される下記の（２）式に示す複素数で表わすことができる。なお、ｉは、虚数単位である。
ｅ＝Ｒｅ＋ｉＩｅ （２）

しかしながら、マイクロフォン２４は、前記相殺誤差騒音の実数項しか検出できないので、実際に、マイクロフォン２４から出力される誤差信号ｅは、実数項Ｒｅのみから構成される信号となる。従って、ＡＮＣ１０では、下記の(３)式で表わされるように、誤差信号ｅの実数項Ｒｅが最小となるように、相殺騒音発生手段２２から相殺騒音を出力する。
｜ｅ｜²＝Ｒｅ²＋Ｉｅ² → ｜ｅ｜²＝Ｒｅ²→最小化 （３）

ここで、フィルタ係数Ｗ、参照信号ｘ、プラント２６の伝達関数Ｐ、音響伝達特性Ｃは、下記の（４）式〜（７）式に示す複素数で表わされ、今回(現在)のサンプリングにおけるフィルタ係数Ｗｎは、下記の（８）式で表わされる。
Ｗ＝Ｒｗ＋ｉＩｗ （４）
ｘ＝Ｒｘ＋ｉＩｘ （５）
Ｐ＝Ｒｐ＋ｉＩｐ （６）
Ｃ＝Ｒｃ＋ｉＩｃ （７）
Ｗｎ＝Ｒｗｎ＋ｉＩｗｎ （８）

（１）式、（２）式及び（４）式〜（７）式より、誤差信号ｅ、実数項Ｒｅ及び虚数項Ｉｅは、下記の（９）式〜（１１）式で表される。
ｅ＝（Ｐ＋Ｃ・Ｗ）ｘ
＝｛（Ｒｐ＋Ｒｃ・Ｒｗ−Ｉｃ・Ｉｗ）Ｒｘ
−（Ｉｐ＋Ｒｃ・Ｉｗ＋Ｉｃ・Ｒｗ）Ｉｘ｝
＋ｉ｛（Ｒｐ＋Ｒｃ・Ｒｗ−Ｉｃ・Ｉｗ）Ｉｘ
＋（Ｉｐ＋Ｒｃ・Ｉｗ＋Ｉｃ・Ｒｗ）Ｒｘ｝ （９）
Ｒｅ＝（Ｒｐ＋Ｒｃ・Ｒｗ−Ｉｃ・Ｉｗ）Ｒｘ
−（Ｉｐ＋Ｒｃ・Ｉｗ＋Ｉｃ・Ｒｗ）Ｉｘ （１０）
Ｉｅ＝（Ｒｐ＋Ｒｃ・Ｒｗ−Ｉｃ・Ｉｗ）Ｉｘ
＋（Ｉｐ＋Ｒｃ・Ｉｗ＋Ｉｃ・Ｒｗ）Ｒｘ （１１）

（３）式に示したように、｜ｅ｜²は、Ｒｅ²とＩｅ²との和であるから、（１０）式及び（１１）式より、｜ｅ｜²は、Ｒｗ及びＩｗの２次関数となる。

ここで、フィルタ係数Ｗに関して、誤差信号ｅが最小化されるような値（最適値）をＷ_OPTとすると、フィルタ係数Ｗは、下記の（１２）式で表される。

この場合、フィルタ係数ＷとＣ^-1・Ｐとの関係は、下記の（１３）式及び（１４）式で表わされる。

そして、下記の（１５）式に基づいてフィルタ係数Ｗを逐次更新していくと、誤差信号ｅは、最小２乗法により、その最小値に近づく。なお、添字ｎ＋１は、次回のサンプリングであることを示し、αは、所定数を示している。

なお、実際には、(１５)式を下記の(１６)式〜（１９）式のように、実数項と虚数項とに分けて最小２乗法の演算を行う。

この結果、フィルタ係数Ｗを更新する際の演算式は、下記の（２０）式及び（２１）式で表わされる。なお、μは、前記フィルタ係数Ｗの更新量に係るステップサイズパラメータであり、各式の右辺第１項目は、今回のサンプリングにおけるフィルタ係数の実数項又は虚数項であり、右辺第２項目がフィルタ係数Ｗ（の実数項及び虚数項）の更新量である。
Ｒｗ_n+1＝Ｒｗｎ−μ・Ｒｅ・（Ｒｃ・Ｒｘ−Ｉｃ・Ｉｘ） （２０）
Ｉｗ_n+1＝Ｉｗｎ＋μ・Ｒｅ・（Ｉｃ・Ｒｘ＋Ｒｃ・Ｉｘ） （２１）

図２Ａは、誤差信号ｅの時間変化を示す特性図であり、図２Ｂは、フィルタ係数Ｗの更新量｛（２０）式及び（２１）式の各右辺第２項目｝の時間変化を示す特性図である。なお、図２Ａ及び図２Ｂでは、時刻ｔ０にてＡＮＣ１０がオフ状態からオン状態に移行する場合を示している。

上記の（２０）式及び（２１）式に示すように、フィルタ係数Ｗの更新量は、誤差信号ｅの実数項Ｒｅに比例しているので、誤差信号ｅのレベルが大きい時刻（図２Ａ参照）ではフィルタ係数Ｗの更新量が大きく（図２Ｂ参照）、誤差信号ｅのレベルが小さい時刻ではフィルタ係数Ｗの更新量が小さい。すなわち、誤差信号ｅのレベルの時間変化に同期してフィルタ係数Ｗの更新量も変化しており、誤差信号ｅがゼロレベル（車室内の騒音が相殺騒音によって相殺されるレベル）に収束するまで長時間を要することになる。これは、（３）式で示したように、フィルタ係数Ｗの更新量の演算において、誤差信号ｅの虚数項Ｉｅを無視して該フィルタ係数Ｗの更新量の演算を行っているので、実数項Ｒｅに応じた相殺騒音を前記車室内に出力しても、虚数項Ｉｅに応じた騒音を含む車室内での騒音を相殺するまでに長時間を要し、この結果、当該車室内の騒音を短時間で確実に低減することができないからである。

従って、このＡＮＣ１０では、車室内の騒音を短時間で確実に低減することができない。これが、本実施形態の前提となるＡＮＣ１０の課題である。

次に、本実施形態に係るＡＮＣ３０について、図３〜図８を参照しながら説明する。なお、本実施形態の前提となるＡＮＣ１０（図１参照）と同一の構成要素については、同じ参照符号を付けて、その詳細な説明を省略する。

本実施形態に係るＡＮＣ３０は、図３に示すように、フィルタ係数更新手段３２が、誤差信号ｅの実数項Ｒｅに基づいて虚数項Ｉｅを推定する虚数項推定部３４を有する点で、本実施形態の前提となるＡＮＣ１０（図１参照）とは異なる。

すなわち、ＡＮＣ３０では、虚数項推定部３４が実数項Ｒｅに基づいて虚数項Ｉｅを推定し、フィルタ係数更新手段３２は、実数項Ｒｅ、虚数項Ｉｅ及び補正信号Ｃ・ｘに基づいてフィルタ係数Ｗの更新演算を行う。

具体的には、ＡＮＣ３０では、下記の（２２）式で表わされるように、Ｒｅ²とＩｅ²との和が最小となるように、相殺騒音発生手段２２から相殺騒音を出力するようにしている。
｜ｅ｜²＝Ｒｅ²＋Ｉｅ²→最小化 （２２）

この結果、フィルタ係数更新手段３２における最小２乗法の演算式｛ＡＮＣ１０（図１参照）における(１８)式及び（１９）式に対応した式｝は、下記の（２３）式及び（２４）式で表わされ、フィルタ係数Ｗを更新する際の演算式｛ＡＮＣ１０における（２０）式及び（２１）に対応した式｝は、下記の（２５）式及び（２６）式で表わされる。

Ｒｗ_n+1＝Ｒｗｎ−μ・｛Ｒｅ・（Ｒｃ・Ｒｘ−Ｉｃ・Ｉｘ）
＋Ｉｅ・（Ｒｃ・Ｉｘ＋Ｉｃ・Ｒｘ）｝ （２５）
Ｉｗ_n+1＝Ｉｗｎ＋μ・｛Ｒｅ・（Ｉｃ・Ｒｘ＋Ｒｃ・Ｉｘ）
＋Ｉｅ・（Ｉｃ・Ｉｘ−Ｒｃ・Ｒｘ）｝ （２６）

図４Ａは、誤差信号ｅの時間変化を示す特性図であり、図４Ｂは、フィルタ係数Ｗの更新量｛（２５）式及び（２６）式の各右辺第２項目｝の時間変化を示す特性図である。なお、図４Ａ及び図４Ｂも、図２Ａ及び図２Ｂと同様に、時刻ｔ０でＡＮＣ３０がオフ状態からオン状態に移行している。

上記の（２５）式及び（２６）式に示すように、フィルタ係数Ｗの更新量には、誤差信号ｅの実数項Ｒｅ及び虚数項Ｉｅが含まれているので、前記更新量は、該誤差信号ｅの複素平面上における振幅（実数項Ｒｅ及び虚数項Ｉｅの２乗和の平方根）に比例する。従って、ＡＮＣ３０では、誤差信号ｅの複素平面上における振幅が大きい時刻（図４Ａ参照）ではフィルタ係数Ｗの更新量を大きくし（図４Ｂ参照）、誤差信号ｅの複素平面上における振幅が小さい時刻ではフィルタ係数Ｗの更新量を小さくする。なお、図２Ａ及び図４Ａ中の破線は、誤差信号ｅの複素平面上における振幅の大きさを示している。

従って、ＡＮＣ３０では、ＡＮＣ１０（図１参照）のように、誤差信号ｅのレベルの変化に同期してフィルタ係数Ｗの更新量が変化することがないので(図２Ｂ参照)、誤差信号ｅを短時間でゼロレベル（車室内の騒音が相殺騒音によって相殺されるレベル）にまで収束させることができる。

次に、誤差信号ｅが周期性のある信号（所定周波数の信号）で表される場合での虚数項推定部３４における虚数項Ｉｅの推定について説明する。

先ず、誤差信号ｅの振幅をＡｅとし、位相をθｅとし、角周波数をωとすれば、当該誤差信号ｅ、実数項Ｒｅ及び虚数項Ｉｅは、下記の（２７）式〜（２９）式で表される。
ｅ＝Ａｅ・ｅ^i(ωt+θe) (２７)
Ｒｅ＝Ａｅ・ｃｏｓ（ωｔ＋θｅ） （２８）
Ｉｅ＝Ａｅ・ｓｉｎ（ωｔ＋θｅ） （２９）

ここで、虚数項推定部３４は、下記の（３０）式及び（３１）式で示すように、実数項Ｒｅを時間ｔで微分することに基づいて虚数項Ｉｅを推定している。

すなわち、虚数項推定部３４は、実数項Ｒｅの時間微分値（∂Ｒｅ／∂ｔ）を算出し、さらに、この時間微分値を、周波数応答特性として−ω^-1の特性を有するフィルタ（第１フィルタ部）に通すことにより、虚数項Ｉｅを推定（算出）する。なお、角周波数ωが未知である場合には、前述した特性を有するフィルタに前記時間微分値を通せばよいが、角周波数ωが既知である場合には、前記フィルタにて前記時間微分値に−ω^-1を乗じることに基づき虚数項Ｉｅを推定（算出）することも可能である。

また、誤差信号ｅは、下記の（３２）式のように、フーリエ級数で表すことができる。

この場合、虚数項推定部３４は、各周波数毎の実数項Ｒｅの微分値を、前述した−ω^-1の特性を有するフィルタ（第１フィルタ部）に通すことにより、虚数項Ｉｅを推定する。

さらに、虚数項推定部３４は、実数項Ｒｅに対して下記の（３３）式のように時間積分を行い、その時間積分値を、周波数応答特性としてωの特性を有するフィルタに通すことにより、虚数項Ｉｅを推定することも可能である。

なお、角周波数ωが未知である場合には、前述した特性を有するフィルタに前記時間積分値を通せばよいが、角周波数ωが既知である場合には、前記フィルタにて前記時間積分値にωを乗じることに基づき虚数項Ｉｅを推定（算出）することも可能である。

次に、虚数項推定部３４における差分法を利用した時間微分値及びこの時間微分値を用いた虚数項Ｉｅの算出について説明する。

この場合、虚数項推定部３４では、所定のサンプリング周期毎に、今回入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅと、前回入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅとの差を取り、この差を前記サンプリング周期で除することに基づいて時間微分値や虚数項Ｉｅを算出する。

ここで、サンプリングには、ある一定の周期(固定周期)でサンプリングを行う固定サンプリング周期方式と、基準周波数（参照信号の周波数）の逓倍の周波数にてサンプリングを行う可変サンプリング周期方式とがある。

そこで、誤差信号ｅの周波数をｆｅ、サンプリング周波数（サンプリング周期の逆数）をｆｓとして、角周波数ωを下記の（３４）式で表わすと、固定サンプリング周期方式での虚数項Ｉｅの推定式は、下記の（３５）式で表される。
ω＝２πｆｅ （３４）

一方、可変サンプリング周期方式では、誤差信号ｅの周波数ｆｅと、サンプリング周波数ｆｓとの比（逓倍の値）Ａを下記の（３６）式で表すと、虚数項Ｉｅの推定式は、下記の（３７）式で表される。なお、Ａ／２πは定数であり、虚数項Ｉｅは、乗算１回及び和算１回の簡易な演算で推定することができる。

ｆｓ＝Ａｆｅ （３６）

次に、虚数項推定部３４における差分法を利用した時間積分値及びこの時間積分値を用いた虚数項Ｉｅの算出について説明する。

この場合、虚数項推定部３４では、所定のサンプリング周期の区間内で、今回入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅと、前回入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅとの積分を行うが、サンプリング周波数ｆｓは、誤差信号ｅの周波数ｆｅに対して十分に大きく取るようにする。

ここで、固定サンプリング周期方式では、下記の（３８）式に基づいて虚数項Ｉｅを算出し、可変サンプリング周期方式では、下記の（３９）式に基づいて虚数項Ｉｅを算出する。

次に、虚数項推定部３４を含むフィルタ係数更新手段３２の具体的構成について、図５〜図８を参照しながら説明する。

図５は、−ω^-1の特性を有する第１フィルタ部３８ａと微分器（実数項微分部）４０とで虚数項推定部３４を構成した一例を示しており、前述した（３１）式、（３５）式及び（３７）式の演算を行うことが可能な虚数項推定部３４を示している。なお、フィルタ係数更新手段３２内には、虚数項推定部３４からの虚数項Ｉｅと、マイクロフォン２４からの誤差信号ｅの実数項Ｒｅと、参照信号補正手段１８からの補正信号とに基づいてフィルタ係数Ｗの更新演算を行うＬＭＳアルゴリズム演算器３６が設けられている。

図６は、−ω^-1の特性を有する第２フィルタ部３８ｂと微分器４０とで虚数項推定部３４を構成した一例を示している。ここで、第２フィルタ部３８ｂは、参照信号補正手段１８からの補正信号を通過させてＬＭＳアルゴリズム演算器３６に出力し、微分器４０は、実数項Ｒｅの時間微分値をＬＭＳアルゴリズム演算器３６に出力する。

この場合、フィルタ係数更新手段３２でのフィルタ係数Ｗの更新演算において、該フィルタ係数Ｗの更新量｛（２０）式、（２１）式、（２５）式及び（２６）式の右辺第２項｝には、誤差信号ｅの実数項Ｒｅや虚数項Ｉｅ、参照信号ｘの実数項Ｒｘや虚数項Ｉｘ、音響伝達特性Ｃの実数項Ｒｃや虚数項Ｉｃが含まれている。すなわち、参照信号ｘと音響伝達特性Ｃとの積である補正信号も前記更新量には含まれている。従って、前記更新量に関し、誤差信号ｅを角周波数ωで除することと、参照信号ｘを角周波数ωで除すること、あるいは前記補正信号を角周波数ωで除することとは互いに同義である。従って、第２フィルタ部３８ｂにより前記補正信号に−ω^-1を乗じて生成された信号は、実質的に、前記時間微分値に−ω^-1を乗じたものと同義となる。

図７は、−ω^-1の特性を有する第３フィルタ部３８ｃと、微分器４０と、音響伝達特性Ｃを有する参照信号補正部４２とで虚数項推定部３４を構成した一例を示している。ここで、第３フィルタ部３８ｃは、参照信号ｘを通過させて−ω^-1・ｘの信号を参照信号補正部４２に出力し、参照信号補正部４２は、入力された−ω^-1・ｘの信号に音響伝達特性Ｃを乗じて−ω^-1・ｘ・Ｃの信号をＬＭＳアルゴリズム演算器３６に出力する。微分器４０は、実数項Ｒｅの時間微分値をＬＭＳアルゴリズム演算器３６に出力する。この場合、前述した理由から、第３フィルタ部３８ｃ及び参照信号補正部４２を介してＬＭＳアルゴリズム演算器３６に出力された信号は、実質的に、前記時間微分値に−ω^-1を乗じたものと同義となる。

図８は、図５の構成をより具体的に図示したものであり、マイクロコンピュータ１２内における適応フィルタ１６及び参照信号補正手段１８の入力側に、周波数検出回路５４及び基準信号生成部５６を有する参照信号生成手段５２を配置した点で、図５とは異なる。なお、図８では、図５に示すプラント２６を省略し、マイクロフォン６２に入力される騒音をスピーカ６０からの相殺騒音で低減する場合を図示している。

この場合、周波数検出回路５４は、図示しないエンジンの出力軸の回転毎にホール素子等から得られるエンジンパルスの周波数（エンジン回転周波数）を車両の走行状態として検出する周波数カウンタである。また、基準信号生成部５６は、前記周波数を基本次数の周波数とする所定調波の基準信号（参照信号）を生成して、この基準信号を適応フィルタ１６及び参照信号補正手段１８に出力する。

このように、ＡＮＣ３０は、虚数項推定部３４にて誤差信号ｅの虚数項Ｉｅを推定し、フィルタ係数更新手段３２にて、実数項Ｒｅ、虚数項Ｉｅ及び補正信号に基づくフィルタ係数Ｗの更新演算を行うので、虚数項Ｉｅを無視して実数項Ｒｅ及び補正信号のみを用いてフィルタ係数Ｗの更新演算を行う従来技術と比較して、フィルタ係数Ｗの更新量を大きくすることができ、この結果、車室内にいる乗員の耳位置近傍での騒音を短時間で確実に低減することが可能となる。

ここで、虚数項推定部３４は、実数項Ｒｅの時間微分値を算出する微分器４０を有するか、あるいは、実数項Ｒｅの時間積分値を算出する積分部を有することが好ましい。これにより、所定のサンプリング周期に基づいて、虚数項Ｉｅの推定を行うことが可能となるので、車室内の騒音を効率よく低減することが可能となる。

この場合、虚数項推定部３４において、微分器４０で算出された時間微分値を誤差信号ｅの周波数ｆｅに対応する角周波数ωで除すると共に−１で乗じ、あるいは、実数項積分部で算出された時間積分値に角周波数ωを乗ずる第１フィルタ部３８ａを有することにより、誤差信号ｅが周期性の信号であり且つ誤差信号ｅの周波数ｆｅが既知である場合に、前記時間微分値又は前記時間積分値を算出したときに発生する角周波数ωの成分（ωの周波数特性）をキャンセルすることができるので、虚数項Ｉｅを精度よく推定することが可能となる。

また、虚数項推定部３４において、誤差信号ｅが周期性の信号であり且つ前記誤差信号の周波数ｆｅが未知である場合には、−ω^-1の特性あるいはωの特性を有する第１フィルタ部３８ａに前記時間微分値又は前記時間積分値を通過させることにより、前記時間微分値又は前記時間積分値を算出したときに発生する角周波数ωの成分（ωの周波数特性）をキャンセルすることができるので、この場合も、虚数項Ｉｅを精度よく推定することが可能となる。

また、虚数項推定部３４は、補正信号を誤差信号ｅの周波数ｆｅに対応する角周波数ωで除する第２フィルタ部３８ｂを有すると、フィルタ係数Ｗの更新量に誤差信号ｅ、参照信号ｘ及び前記補正信号が含まれているので、前記補正信号を角周波数ωで除することが、前記時間微分値を前記角周波数ωで除することと同義であるため好ましい。この場合、第２フィルタ部３８ｂが−ω^-1の特性を有するフィルタでも、同様の機能を奏することが可能である。

さらに、虚数項推定部３４は、参照信号ｘを誤差信号ｅの周波数ｆｅに対応する角周波数ωで除する第３フィルタ部３８ｃと、音響伝達特性Ｃに基づいて角周波数ωで除された参照信号ｘを補正する参照信号補正部４２とをさらに有することが好ましい。この場合も、前述した理由から、前記参照信号ｘを角周波数ωで除することが、前記時間微分値を角周波数ωで除することと同義であるため好ましい。さらに、第３フィルタ部３８ｃが−ω^-1の特性を有するフィルタであっても、同様の機能を奏することが可能である。

さらにまた、所定のサンプリング周期毎に、前記制御信号及び前記補正信号の生成と、前記相殺騒音の出力と、誤差信号ｅの検出と、フィルタ係数Ｗの更新とを逐次行う場合、微分器４０は、今回のサンプリングにて入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅと、前回のサンプリングにて入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅとの差を、前記サンプリング周期で除することに基づいて前記時間微分値を算出することが好ましい。これにより、虚数項Ｉｅを容易に演算することができる。

ここで、前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、虚数項推定部３４は、前記差を前記固定サンプリング周期と誤差信号ｅの周波数ｆｅとで除すると共に−１で乗ずることに基づき虚数項Ｉｅを推定し、あるいは、前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、虚数項推定部３４は、前記差に前記可変サンプリング周期と誤差信号ｅの周波数ｆｅとの積の逆数を示す所定数Ａ及び−１を乗ずることに基づき虚数項Ｉｅを推定することが好ましい。これにより、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、虚数項Ｉｅを推定することが可能となる。

また、虚数項推定部３４において、誤差信号ｅが周期性の信号であり且つ誤差信号ｅの周波数ｆｅが未知である場合には、第１フィルタ部３８ａに−ω^-1の特性を有するようにすることで、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、虚数項Ｉｅを推定することが可能となる。

さらに、所定のサンプリング周期毎に、前記制御信号及び前記補正信号の生成と、前記相殺騒音の出力と、誤差信号ｅの検出と、フィルタ係数Ｗの更新とを逐次行う場合、前記実数項積分部は、今回のサンプリングにて入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅと、前回のサンプリングにて入力された誤差信号ｅの実数項Ｒｅとの和に、前記サンプリング周期を乗ずることに基づいて前記時間積分値を算出することが好ましい。この場合でも、虚数項Ｉｅを容易に演算することができる。

ここで、前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、虚数項推定部３４は、前記和に前記固定サンプリング周期と誤差信号ｅの周波数ｆｅとを乗ずることに基づき虚数項Ｉｅを推定し、あるいは、前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、虚数項推定部３４は、前記和を前記可変サンプリング周期と誤差信号ｅの周波数ｆｅと積の逆数を示す所定数Ａで除することに基づき虚数項Ｉｅを推定することが好ましい。この場合も、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、虚数項Ｉｅを推定することが可能となる。

また、虚数項推定部３４において、誤差信号ｅが周期性の信号であり且つ誤差信号ｅの周波数ｆｅが未知である場合には、第１フィルタ部３８ａにωの特性を有するようにすることで、固定サンプリング周期方式や可変サンプリング周期方式に関わりなく、虚数項Ｉｅを推定することが可能となる。

なお、本実施形態では、前述したように、ＡＮＣ１０、３０を中心に説明したが、能動型振動制御装置に適用する場合には、車両のエンジン等の振動源から発生する第１振動に対して相関性のある信号を参照信号ｘとして適応フィルタ１６及び参照信号補正手段１８に入力し、相殺騒音発生手段２２を、適応フィルタ１６からの制御信号に基づいて車体等の振動発生箇所を加振するアクチュエータ等の振動出力手段に置き換え、マイクロフォン２４を加速度センサ等の振動検出手段に置き換えて構成する。

上記した構成によれば、虚数項推定部３４にて前記振動検出手段からの誤差信号ｅの虚数項Ｉｅを推定し、フィルタ係数更新手段３２にて、虚数項Ｉｅ、実数項Ｒｅ及び補正信号に基づくフィルタ係数Ｗの更新演算を行うので、前記フィルタ係数Ｗの更新量を大きくすることができ、この結果、車両における振動を短時間で確実に低減することが可能となる。

なお、本発明は、上述した実施形態に限らず、種々の構成を採り得ることは勿論である。

本実施形態の前提となる能動型騒音制御装置の構成を示すブロック図である。 図２Ａは、図１の能動型騒音制御装置を動作させたときの誤差信号の時間変化を示す特性図であり、図２Ｂは、フィルタ係数の更新量の時間変化を示す特性図である。 本実施形態に係る能動型騒音制御装置の構成を示すブロック図である。 図４Ａは、図３の能動型騒音制御装置を動作させたときの誤差信号の時間変化を示す特性図であり、図４Ｂは、フィルタ係数の更新量の時間変化を示す特性図である。 図３の能動型騒音制御装置の虚数推定部を、微分器及び第１フィルタで構成した例のブロック図である。 図３の能動型騒音制御装置の虚数推定部を、微分器及び第２フィルタで構成した例のブロック図である。 図３の能動型騒音制御装置の虚数推定部を、微分器、第３フィルタ及び参照信号補正部で構成した例のブロック図である。 図５の能動型騒音制御装置内に参照信号生成手段を配置した例のブロック図である。

符号の説明

１０、３０…ＡＮＣ １２…マイクロコンピュータ
１６…適応フィルタ １８…参照信号補正手段
２０、３２…フィルタ係数更新手段 ２２…相殺騒音発生手段
２４…マイクロフォン ２６…プラント
３４…虚数項推定部 ３６…ＬＭＳアルゴリズム演算器
３８ａ〜３８ｃ…フィルタ部 ４０…微分器
４２…参照信号補正部

Claims (21)

1. 車両の騒音源から発生する第１騒音に対して相関性のある信号を参照信号として入力し、この参照信号に基づいて制御信号を生成する適応フィルタと、
   前記第１騒音に基づいて前記車両に発生する第２騒音を相殺するために、前記制御信号に基づいて第３騒音を出力する騒音出力手段と、
   前記第２騒音と前記第３騒音との相殺誤差騒音に基づいて誤差信号を生成する騒音検出手段と、
   前記騒音出力手段から前記騒音検出手段までの音響伝達特性に基づいて前記参照信号を補正し、前記補正された参照信号を補正信号として出力する参照信号補正手段と、
   実数項から構成される前記誤差信号に基づいて該誤差信号の虚数項を推定する虚数項推定部を有し、前記虚数項推定部にて推定された前記虚数項、前記実数項及び前記補正信号に基づいて、前記誤差信号が最小となるように前記適応フィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段と、
   を備える
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
2. 請求項１記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記実数項の時間微分値を算出する実数項微分部を有し、算出された前記時間微分値に基づいて前記虚数項を推定する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
3. 請求項１記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記実数項の時間積分値を算出する実数項積分部を有し、算出された前記時間積分値に基づいて前記虚数項を推定する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
4. 請求項２又は３記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記実数項微分部で算出された前記時間微分値を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数で除すると共に−１で乗じ、あるいは、前記実数項積分部で算出された前記時間積分値に前記角周波数を乗ずる第１フィルタ部をさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
5. 請求項２又は３記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有し、前記実数項微分部で算出された前記時間微分値を通過させ、あるいは、前記角周波数の特性を有し、前記実数項積分部で算出された前記時間積分値を通過させる第１フィルタ部をさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
6. 請求項１又は２記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記補正信号を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数で除すると共に−１で乗ずる第２フィルタ部をさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
7. 請求項１又は２記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有し、前記補正信号を通過させる第２フィルタ部をさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
8. 請求項１又は２記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記参照信号を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数で除すると共に−１で乗ずる第３フィルタ部と、前記音響伝達特性に基づいて前記角周波数で除され且つ−１を乗じられた参照信号を補正する参照信号補正部とをさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
9. 請求項１又は２記載の能動型騒音制御装置において、
   前記虚数項推定部は、前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有し、前記参照信号を通過させる第３フィルタ部と、前記音響伝達特性に基づいて前記第３フィルタ部を通過させた参照信号を補正する参照信号補正部とをさらに有する
   ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
10. 請求項２記載の能動型騒音制御装置において、
    所定のサンプリング周期毎に、前記制御信号及び前記補正信号の生成と、前記第３騒音の出力と、前記誤差信号の検出と、前記フィルタ係数の更新とを逐次行う場合、前記実数項微分部は、今回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項と、前回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項との差を、前記サンプリング周期で除することに基づいて前記時間微分値を算出する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
11. 請求項１０記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差を前記固定サンプリング周期と前記誤差信号の周波数とで除すると共に−１で乗ずることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
12. 請求項１０記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差を前記固定サンプリング周期で除し、前記除された差を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
13. 請求項１０記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差に前記可変サンプリング周期と前記誤差信号の周波数との積の逆数を示す所定数及び−１を乗ずることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
14. 請求項１０記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記差を前記可変サンプリング周期で除し、前記除された差を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の逆数に−１を乗じた特性を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
15. 請求項３記載の能動型騒音制御装置において、
    所定のサンプリング周期毎に、前記制御信号及び前記補正信号の生成と、前記第３騒音の出力と、前記誤差信号の検出と、前記フィルタ係数の更新とを逐次行う場合、前記実数項積分部は、今回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項と、前回のサンプリングにて入力された誤差信号の実数項との和に、前記サンプリング周期を乗ずることに基づいて前記時間積分値を算出する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
16. 請求項１５記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和に前記固定サンプリング周期と前記誤差信号の周波数とを乗ずることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
17. 請求項１５記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和に前記固定サンプリング周期を乗じ、前記乗じた和を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数の特性を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
18. 請求項１５記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和を前記可変サンプリング周期と前記誤差信号の周波数と積の逆数を示す所定数で除することに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
19. 請求項１５記載の能動型騒音制御装置において、
    前記サンプリング周期が可変サンプリング周期の場合、前記虚数項推定部は、前記和に前記可変サンプリング周期を乗じ、前記乗じた和を前記誤差信号の周波数に対応する角周波数を有する第１フィルタに通過させることに基づき前記虚数項を推定する
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
20. 請求項１〜１９のいずれか１項に記載の能動型騒音制御装置において、
    前記騒音源は、前記車両に備わるエンジンであり、
    前記第２騒音は、車室内に発生する騒音であり、
    前記騒音出力手段は、前記車室内に配置されたスピーカであり、
    前記騒音検出手段は、前記車室内に配置されたマイクロフォンである
    ことを特徴とする能動型騒音制御装置。
21. 車両の振動源から発生する第１振動に対して相関性のある信号を参照信号として入力し、入力した前記参照信号に基づく制御信号を生成する適応フィルタと、
    前記第１振動に基づいて前記車両に発生する第２振動を相殺するために、前記制御信号に基づいて第３振動を出力する振動出力手段と、
    前記第２振動と前記第３振動との相殺誤差振動に基づく誤差信号を生成する振動検出手段と、
    前記振動出力手段から前記振動検出手段までの振動伝達特性に基づいて前記参照信号を補正し、前記補正された参照信号を補正信号として出力する参照信号補正手段と、
    実数項から構成される前記誤差信号に基づいて該誤差信号の虚数項を推定する虚数項推定部を有し、前記虚数項推定部にて推定された前記虚数項、前記実数項及び前記補正信号に基づいて、前記誤差信号が最小となるように前記適応フィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段と、
    を備える
    ことを特徴とする能動型振動制御装置。

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