JPH0535285A - 能動型騒音制御装置 - Google Patents
能動型騒音制御装置Info
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- JPH0535285A JPH0535285A JP3194293A JP19429391A JPH0535285A JP H0535285 A JPH0535285 A JP H0535285A JP 3194293 A JP3194293 A JP 3194293A JP 19429391 A JP19429391 A JP 19429391A JP H0535285 A JPH0535285 A JP H0535285A
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- signal
- control
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 閉空間内の残留騒音に、基準信号に対して位
相ずれの一定した高調波成分を含む場合でもその高調波
成分の影響を除去した制御を可能とする。 【構成】 騒音に干渉させる制御音を発生して評価点の
騒音低減を図る制御音源と、前記干渉後の所定位置の残
留騒音を検出する手段と、騒音源の騒音発生状態に関す
る基準信号を検出する手段と、前記残留騒音検出手段の
出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基準信号とに基
づき最急降下アルゴリズムを用いて前記制御音源を駆動
する信号を出力する制御手段とを備えた能動型騒音制御
装置であって、前記基準信号の周波数ｆを所定量△ｆず
らせる調整手段を設けたことを特徴とする。
相ずれの一定した高調波成分を含む場合でもその高調波
成分の影響を除去した制御を可能とする。 【構成】 騒音に干渉させる制御音を発生して評価点の
騒音低減を図る制御音源と、前記干渉後の所定位置の残
留騒音を検出する手段と、騒音源の騒音発生状態に関す
る基準信号を検出する手段と、前記残留騒音検出手段の
出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基準信号とに基
づき最急降下アルゴリズムを用いて前記制御音源を駆動
する信号を出力する制御手段とを備えた能動型騒音制御
装置であって、前記基準信号の周波数ｆを所定量△ｆず
らせる調整手段を設けたことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、自動車の車室や航空
機の客室等の騒音を能動的に低減する能動型騒音制御装
置に関する。
機の客室等の騒音を能動的に低減する能動型騒音制御装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の能動型騒音制御装置とし
ては、例えば英国公開特許公報第２１４９６１４号記載
の図１０に示すようなものがある。
ては、例えば英国公開特許公報第２１４９６１４号記載
の図１０に示すようなものがある。
【０００３】この従来装置は航空機の客室やこれに類す
る閉空間に適用されるもので、閉空間１０１内にラウド
スピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃおよびマイクロ
ホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄを備えて
おり、ラウドスピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃに
よって騒音に干渉させる制御音を発生し、マイクロホン
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄによって残差
信号（残留騒音）を測定するようになっている。これら
ラウドスピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃ、マイク
ロホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄは信号
処理機１０７に接続されており、信号処理機１０７は基
本周波数測定手段によって測定した騒音源の基本周波数
とマイクロホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５
ｄからの入力信号とを受けとり、閉空間１０１内の音圧
レベルを最小にするようにラウドスピーカ１０３ａ，１
０３ｂ，１０３ｃに駆動信号を出力するものである。
る閉空間に適用されるもので、閉空間１０１内にラウド
スピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃおよびマイクロ
ホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄを備えて
おり、ラウドスピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃに
よって騒音に干渉させる制御音を発生し、マイクロホン
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄによって残差
信号（残留騒音）を測定するようになっている。これら
ラウドスピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃ、マイク
ロホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄは信号
処理機１０７に接続されており、信号処理機１０７は基
本周波数測定手段によって測定した騒音源の基本周波数
とマイクロホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５
ｄからの入力信号とを受けとり、閉空間１０１内の音圧
レベルを最小にするようにラウドスピーカ１０３ａ，１
０３ｂ，１０３ｃに駆動信号を出力するものである。
【０００４】ここで閉空間１０１内には、３個のラウド
スピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃと４個のマイク
ロホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄとが設
けられているが、説明を単純化するため、それぞれ１０
３ａ，１０５ａの一個ずつ設けられているものとする。
今、騒音源からマイクロホン１０５ａまでの伝達関数を
Ｈとし、ラウドスピーカ１０３ａからマイクロホン１０
５ａまでの伝達関数をＣとし、騒音源が発生する音源情
報信号をＸp とすると、マイクロホン１０５ａで観測さ
れる残留騒音としてのノイズ信号Ｅは、 Ｅ＝Ｘp ・Ｈ＋Ｘp ・Ｇ・Ｃ となる。ここでＧは、消音するために必要な伝達関数で
ある。消音対象点（マイクロホン１０５ａの位置）にお
いて、騒音が完全に打ち消されたとき、Ｅ＝０となる。
このときＧは、 Ｇ＝−Ｈ／Ｃ となる。そして、マイク検出信号Ｅが最小となるＧを求
め、このＧに基づいて信号処理器１０７内のフィルタ係
数を適応的に更新するようにしている。マイク検出信号
Ｅを最小にするようフィルタ係数を求める手法として、
最急降下法の一種であるＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓ
ｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）などがある。
スピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃと４個のマイク
ロホン１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄとが設
けられているが、説明を単純化するため、それぞれ１０
３ａ，１０５ａの一個ずつ設けられているものとする。
今、騒音源からマイクロホン１０５ａまでの伝達関数を
Ｈとし、ラウドスピーカ１０３ａからマイクロホン１０
５ａまでの伝達関数をＣとし、騒音源が発生する音源情
報信号をＸp とすると、マイクロホン１０５ａで観測さ
れる残留騒音としてのノイズ信号Ｅは、 Ｅ＝Ｘp ・Ｈ＋Ｘp ・Ｇ・Ｃ となる。ここでＧは、消音するために必要な伝達関数で
ある。消音対象点（マイクロホン１０５ａの位置）にお
いて、騒音が完全に打ち消されたとき、Ｅ＝０となる。
このときＧは、 Ｇ＝−Ｈ／Ｃ となる。そして、マイク検出信号Ｅが最小となるＧを求
め、このＧに基づいて信号処理器１０７内のフィルタ係
数を適応的に更新するようにしている。マイク検出信号
Ｅを最小にするようフィルタ係数を求める手法として、
最急降下法の一種であるＬＭＳアルゴリズム（Ｌｅａｓ
ｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）などがある。
【０００５】また図１０のように、マイクロホンが複数
設置されている場合には、例えば各マイクロホン１０５
ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄで検出した信号の総
和が最小となるように制御されるものである。
設置されている場合には、例えば各マイクロホン１０５
ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄで検出した信号の総
和が最小となるように制御されるものである。
【０００６】ここで、ＬＭＳアルゴリズムについてさら
に具体的に説明する。ｌ番面のマイクロホン１０５ａ
（１０５ｂ…）が検出したノイズ信号をｅl （n)、ラウ
ドスピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃからの制御音
が無いときのｌ番目のマイクロホン１０５ａ（１０５
ｂ，…）が検出したノイズ信号をｅpl（n)、ｍ番目のラ
ウドスピーカ１０３ａ（１０３ｂ，…）とｌ番目の評価
点、すなわち作業位置との間の伝達関数（ＦＩＲ（有限
インパルス応答）関数）のｊ番目（ｊ＝０，１，２…，
Ｉc −１）の項をディジタルフィルタで表わしたときの
フィルタ係数をＣlm j 、基準信号すなわち音源情報信号
ｘp （ｎ）、基準信号ｘp （ｎ）を入力しｍ番目のラウ
ドスピーカ１０３ａ（１０３ｂ，…）を駆動する適応フ
ィルタのｉ番目（ｉ＝０，１，２，１…，ＩK −１）の
係数をＷmiとすると、
に具体的に説明する。ｌ番面のマイクロホン１０５ａ
（１０５ｂ…）が検出したノイズ信号をｅl （n)、ラウ
ドスピーカ１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃからの制御音
が無いときのｌ番目のマイクロホン１０５ａ（１０５
ｂ，…）が検出したノイズ信号をｅpl（n)、ｍ番目のラ
ウドスピーカ１０３ａ（１０３ｂ，…）とｌ番目の評価
点、すなわち作業位置との間の伝達関数（ＦＩＲ（有限
インパルス応答）関数）のｊ番目（ｊ＝０，１，２…，
Ｉc −１）の項をディジタルフィルタで表わしたときの
フィルタ係数をＣlm j 、基準信号すなわち音源情報信号
ｘp （ｎ）、基準信号ｘp （ｎ）を入力しｍ番目のラウ
ドスピーカ１０３ａ（１０３ｂ，…）を駆動する適応フ
ィルタのｉ番目（ｉ＝０，１，２，１…，ＩK −１）の
係数をＷmiとすると、
【０００７】
【数１】
【０００８】が成立する。
【０００９】次いで、評価関数（最少にすべき変数）Ｊ
ｅを、
ｅを、
【００１０】
【数２】
【００１１】とおく。
【００１２】そして、評価関数Ｊｅを最少にするフィル
タ係数Ｗmiを求めるために、ＬＭＳアルゴリズムを採用
する。つまり、評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｗmiにつ
いて偏微分した値で当該フィルタ係数Ｗmiを更新する。
タ係数Ｗmiを求めるために、ＬＭＳアルゴリズムを採用
する。つまり、評価関数Ｊｅを各フィルタ係数Ｗmiにつ
いて偏微分した値で当該フィルタ係数Ｗmiを更新する。
【００１３】そこで、（２）式より、
【００１４】
【数３】
【００１５】となるが、（１）式より
【００１６】
【数４】
【００１７】となるから、この（４）式の右辺を
【００１８】
【数５】
【００１９】とおけば、フィルタ係数の書き替え式は以
下の（６）式のＬＭＳアルゴリズムにより得られる。
下の（６）式のＬＭＳアルゴリズムにより得られる。
【００２０】
【数６】
【００２１】この形式から明らかなように、このアルゴ
リズムの安定性と収束性は、
リズムの安定性と収束性は、
【００２２】
【数７】
【００２３】の固有値広がりと収束係数αとによって支
配される。
配される。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な制御において、マイクロホン１０５ａ（１０５ｂ…）
が検出したノイズ信号ｅl (n) は信号処理器１０７のＬ
ＭＳアルゴリズムをベースとするディジタルフィルタに
直接入力され、又、騒音源信号を代表する基準信号ｘp
は、前記ディジタルフィルタ及びもう一方のディジタル
フィルタに直接入力され、この２つの信号ｅ1 (n) 、ｘ
p から適応ディジタルフィルタの係数を書き替えながら
例えばマイクロホン位置で各周波数に対応した逆相のス
ピーカ出力を作るものである。
な制御において、マイクロホン１０５ａ（１０５ｂ…）
が検出したノイズ信号ｅl (n) は信号処理器１０７のＬ
ＭＳアルゴリズムをベースとするディジタルフィルタに
直接入力され、又、騒音源信号を代表する基準信号ｘp
は、前記ディジタルフィルタ及びもう一方のディジタル
フィルタに直接入力され、この２つの信号ｅ1 (n) 、ｘ
p から適応ディジタルフィルタの係数を書き替えながら
例えばマイクロホン位置で各周波数に対応した逆相のス
ピーカ出力を作るものである。
【００２５】一方騒音源が自動車のエンジン等のように
強い周期信号を発する場合に車室内騒音の時歴データは
例えば図１１(a) のようになっている。これを周波数分
析すると図１１(b) のように基本周波数の基準信号及び
位相のずれτ1 , τ2 が一定した正弦波の信号に分解す
ることができる。これら一定の位相関係τ1 ，τ2 を持
つ正弦波は基本周波数の高調波として車室内のマイクロ
ホン１０５ａ（１０５ｂ…）で検出されるノイズ信号ｅ
l (n) に含まれる。すなわち、この高調波成分は前記式
(6) のｅl (n) に含まれることとなる。この場合、前記
アルゴリズムでは、(5) 式においてラウドスピーカ１０
３ａ（１０３ｂ，…）とマイクロホン１０５ａ（１０５
ｂ，…）との間の伝達関数Ｃl mjと基準信号ｘp （n-j-
i)との畳み込み積分をおこない、(6) 式でマイクロホン
１０３ａ（１０３ｂ，…）が検出した騒音信号ｅl (n)
と収束係数αを掛け合わせ、前回使用したフィルタ係数
Ｗmi(n) に加えることによって新たなフィルタ係数Ｗmi
(n+1) を求めるようになっている。そのため、基準信号
ｘp に対して高調波の位相ずれが一定していなければ式
(6) のＬＭＳアルゴリズムにおいて漸時加算又は減算さ
れることによって平均化されて打消されることになる
が、位相のずれτ1 ，τ2 が一定の場合には式(6) にお
いて次々に加算されてしまい、収束係数αが次第に増大
するのと同様な状態となってＬＭＳアルゴリズムの収束
特性が極めて性急となり、さらに条件が悪化する場合に
はマイクロホン位置での音圧上昇を招き、いわゆる発散
状態となる恐れがある。
強い周期信号を発する場合に車室内騒音の時歴データは
例えば図１１(a) のようになっている。これを周波数分
析すると図１１(b) のように基本周波数の基準信号及び
位相のずれτ1 , τ2 が一定した正弦波の信号に分解す
ることができる。これら一定の位相関係τ1 ，τ2 を持
つ正弦波は基本周波数の高調波として車室内のマイクロ
ホン１０５ａ（１０５ｂ…）で検出されるノイズ信号ｅ
l (n) に含まれる。すなわち、この高調波成分は前記式
(6) のｅl (n) に含まれることとなる。この場合、前記
アルゴリズムでは、(5) 式においてラウドスピーカ１０
３ａ（１０３ｂ，…）とマイクロホン１０５ａ（１０５
ｂ，…）との間の伝達関数Ｃl mjと基準信号ｘp （n-j-
i)との畳み込み積分をおこない、(6) 式でマイクロホン
１０３ａ（１０３ｂ，…）が検出した騒音信号ｅl (n)
と収束係数αを掛け合わせ、前回使用したフィルタ係数
Ｗmi(n) に加えることによって新たなフィルタ係数Ｗmi
(n+1) を求めるようになっている。そのため、基準信号
ｘp に対して高調波の位相ずれが一定していなければ式
(6) のＬＭＳアルゴリズムにおいて漸時加算又は減算さ
れることによって平均化されて打消されることになる
が、位相のずれτ1 ，τ2 が一定の場合には式(6) にお
いて次々に加算されてしまい、収束係数αが次第に増大
するのと同様な状態となってＬＭＳアルゴリズムの収束
特性が極めて性急となり、さらに条件が悪化する場合に
はマイクロホン位置での音圧上昇を招き、いわゆる発散
状態となる恐れがある。
【００２６】一例を図１２を用いて更に説明する。この
図１２は騒音発生源から車室内への騒音の伝達状態と、
車室内での騒音制御との関係を示すものである。エンジ
ン７の騒音発生源Ａから発生された基準周波数とその複
数の高調波とからなる信号（イ）は、車両の伝達系Ｅを
経て車体の発音部Ｈにおいて騒音（チ）＋（リ）とな
り、車室内空間の伝達系IIを伝わってマイクロホンＪに
入力される。
図１２は騒音発生源から車室内への騒音の伝達状態と、
車室内での騒音制御との関係を示すものである。エンジ
ン７の騒音発生源Ａから発生された基準周波数とその複
数の高調波とからなる信号（イ）は、車両の伝達系Ｅを
経て車体の発音部Ｈにおいて騒音（チ）＋（リ）とな
り、車室内空間の伝達系IIを伝わってマイクロホンＪに
入力される。
【００２７】一方、前記騒音発生源Ａから発生した基準
周波数とその複数の高調波からなる信号（イ´）、例え
ばエンジンの点火パルス信号又はエンジンが発生する振
動の検出信号等のうち、主なる騒音源の周期Ｔを基準信
号作成装置Ｂにおいて検出し、その検出された周期Ｔの
正弦波を基準信号（ロ）として出力し、第一ディジタル
フィルタＣに入力してフィルタリングする。これは前記
(4) 式の演算に相当するものである。また、マイクロプ
ロセッサＫでは前記第一ディジタルフィルタＣによって
フィルタリングされた基準信号（ハ）を入力し、マイク
ロホンＪで検出された車室内騒音（ヌ）＋（ル）の２乗
和を最小にするようにＬＭＳアルゴリズムを用いて第二
ディジタルフィルタＤのフィルタ係数を変化させる。こ
のフィルタ係数の書換式は前記(6) 式である。
周波数とその複数の高調波からなる信号（イ´）、例え
ばエンジンの点火パルス信号又はエンジンが発生する振
動の検出信号等のうち、主なる騒音源の周期Ｔを基準信
号作成装置Ｂにおいて検出し、その検出された周期Ｔの
正弦波を基準信号（ロ）として出力し、第一ディジタル
フィルタＣに入力してフィルタリングする。これは前記
(4) 式の演算に相当するものである。また、マイクロプ
ロセッサＫでは前記第一ディジタルフィルタＣによって
フィルタリングされた基準信号（ハ）を入力し、マイク
ロホンＪで検出された車室内騒音（ヌ）＋（ル）の２乗
和を最小にするようにＬＭＳアルゴリズムを用いて第二
ディジタルフィルタＤのフィルタ係数を変化させる。こ
のフィルタ係数の書換式は前記(6) 式である。
【００２８】基準信号作成装置Ｂから出力された基準信
号（ロ）は前記第二ディジタルフィルタＤによってフィ
ルタリングされてスピーカユニットＦより出力される。
スピーカユニットＦから出力された２次音（ト）は車室
内伝達系Ｇを経て車体発音部Ｈから発生し、マイクロホ
ンＪまで伝播した（ニ）を打消し、残った車室内騒音
（ヌ）＋（ル）がマイクロホンＪに入力される。このこ
とは車両の伝達系を伝わり、車体において発音された車
室内騒音のみならず、空気伝播によって騒音発生源から
車室内に透過された騒音（ワ）に対しても同様である。
号（ロ）は前記第二ディジタルフィルタＤによってフィ
ルタリングされてスピーカユニットＦより出力される。
スピーカユニットＦから出力された２次音（ト）は車室
内伝達系Ｇを経て車体発音部Ｈから発生し、マイクロホ
ンＪまで伝播した（ニ）を打消し、残った車室内騒音
（ヌ）＋（ル）がマイクロホンＪに入力される。このこ
とは車両の伝達系を伝わり、車体において発音された車
室内騒音のみならず、空気伝播によって騒音発生源から
車室内に透過された騒音（ワ）に対しても同様である。
【００２９】このようにして次々にＬＭＳアルゴリズム
により第二ディジタルフィルタＤのフィルタ係数が更新
されるのであるが、マイクロホンＪによって検知された
信号（ヌ）および（ル）は常に一定の位相でマイクロプ
ロセッサＫに入力されるため、不要の騒音（ル）の情報
は前記したように加算しても打消すことができない場合
が考えられ、ＬＭＳアルゴリズムにおいて上記のように
発散状態になる恐れがある。
により第二ディジタルフィルタＤのフィルタ係数が更新
されるのであるが、マイクロホンＪによって検知された
信号（ヌ）および（ル）は常に一定の位相でマイクロプ
ロセッサＫに入力されるため、不要の騒音（ル）の情報
は前記したように加算しても打消すことができない場合
が考えられ、ＬＭＳアルゴリズムにおいて上記のように
発散状態になる恐れがある。
【００３０】そこでこの発明は、残留騒音中に基準信号
に対する位相ずれが一定している高調波成分を含む場合
でも適確な騒音制御を行なわせることが可能な能動型騒
音制御装置の提供を目的とする。
に対する位相ずれが一定している高調波成分を含む場合
でも適確な騒音制御を行なわせることが可能な能動型騒
音制御装置の提供を目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の発明は、騒音に干渉させる制御音を発生
して評価点の騒音低減を図る制御音源と、前記干渉後の
所定位置の残留騒音を検出する手段と、騒音源の騒音発
生状態に関する基準信号を検出する手段と、前記残留騒
音検出手段の出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基
準信号とに基づき最急降下アルゴリズムを用いて前記制
御音源を駆動する信号を出力する制御手段とを備えた能
動型騒音制御装置であって、前記基準信号の周波数ｆを
所定量△ｆずらせる調整手段を設けたことを特徴とす
る。
に、請求項１の発明は、騒音に干渉させる制御音を発生
して評価点の騒音低減を図る制御音源と、前記干渉後の
所定位置の残留騒音を検出する手段と、騒音源の騒音発
生状態に関する基準信号を検出する手段と、前記残留騒
音検出手段の出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基
準信号とに基づき最急降下アルゴリズムを用いて前記制
御音源を駆動する信号を出力する制御手段とを備えた能
動型騒音制御装置であって、前記基準信号の周波数ｆを
所定量△ｆずらせる調整手段を設けたことを特徴とす
る。
【００３２】また、請求項２の発明は、調整手段が基準
信号の周波数ｆに比例して所定量△ｆの帯域を変化させ
ることを特徴とする。
信号の周波数ｆに比例して所定量△ｆの帯域を変化させ
ることを特徴とする。
【００３３】
【作用】請求項１の発明において、制御手段は残留騒音
検出手段の出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基準
信号とに基づき最急降下アルゴリズムを用いて制御音源
を駆動する信号を出力する。これによって、制御音源は
騒音に干渉させる制御音を発生して評価点の騒音低減を
図ることができる。この場合、調整手段が基準信号の周
波数ｆを所定量△ｆずらせるため最急降下アルゴリズム
において不要な高調波成分は加算されることで打消され
る。
検出手段の出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基準
信号とに基づき最急降下アルゴリズムを用いて制御音源
を駆動する信号を出力する。これによって、制御音源は
騒音に干渉させる制御音を発生して評価点の騒音低減を
図ることができる。この場合、調整手段が基準信号の周
波数ｆを所定量△ｆずらせるため最急降下アルゴリズム
において不要な高調波成分は加算されることで打消され
る。
【００３４】また、請求項２の発明では、基準信号の周
波数ｆに比例して所定量△ｆの帯域を変化させるため基
準信号の周波数ｆに応じて周波数のずれが決定され、よ
り適切な制御を行なわせることができる。
波数ｆに比例して所定量△ｆの帯域を変化させるため基
準信号の周波数ｆに応じて周波数のずれが決定され、よ
り適切な制御を行なわせることができる。
【００３５】
【実施例】以下この発明の実施例を説明する。なお説明
は車室内空間を例として行なう。
は車室内空間を例として行なう。
【００３６】図１はこの発明の一実施例に係る能動型騒
音制御装置のブロック図を示すもので、閉空間である車
室１内に制御音源としてのラウドスピーカ３，残留騒音
検出手段としてのマイクロホン５を備え、それぞれ制御
手段としてのコントローラ７に接続されている。コント
ローラ７はディジタルフィルタ９と適応ディジタルフィ
ルタ１１とを有し、前記マイクロホン５は前記ディジタ
ルフィルタ９に前記ラウドスピーカ３は適応ディジタル
フィルタ１１にそれぞれ接続されている。
音制御装置のブロック図を示すもので、閉空間である車
室１内に制御音源としてのラウドスピーカ３，残留騒音
検出手段としてのマイクロホン５を備え、それぞれ制御
手段としてのコントローラ７に接続されている。コント
ローラ７はディジタルフィルタ９と適応ディジタルフィ
ルタ１１とを有し、前記マイクロホン５は前記ディジタ
ルフィルタ９に前記ラウドスピーカ３は適応ディジタル
フィルタ１１にそれぞれ接続されている。
【００３７】車室１内の騒音は例えばパワープラント１
５が騒音源となっており、このパワープラント１５には
エンジン及び動力伝達装置としてのトランスミッショ
ン、ディファレンシャルギヤが一体に収容されている。
そして、基準信号検出手段としては、例えばクランク角
信号センサ１７が用いられ、検出したクランク角信号
は、基準信号作成装置１９に入力されているようになっ
ている。基準信号作成装置１９には調整手段としての関
数発生器２１から信号が入力されるようになっており、
基準信号作成装置１９の出力は前記ディジタルフィルタ
９と適応ディジタルフィルタ１１とに出力する構成とな
っている。
５が騒音源となっており、このパワープラント１５には
エンジン及び動力伝達装置としてのトランスミッショ
ン、ディファレンシャルギヤが一体に収容されている。
そして、基準信号検出手段としては、例えばクランク角
信号センサ１７が用いられ、検出したクランク角信号
は、基準信号作成装置１９に入力されているようになっ
ている。基準信号作成装置１９には調整手段としての関
数発生器２１から信号が入力されるようになっており、
基準信号作成装置１９の出力は前記ディジタルフィルタ
９と適応ディジタルフィルタ１１とに出力する構成とな
っている。
【００３８】なお、前記基準信号検出手段は、騒音源の
騒音発生状態に関する基準信号を検出することができれ
ばよく、信号としては例えばエンジン外表面に設けられ
た振動センサの出力信号、エンジンの点火パルス信号、
クランク軸の回転速度を回転速度センサで検出した回転
速度信号等を用いることもできる。
騒音発生状態に関する基準信号を検出することができれ
ばよく、信号としては例えばエンジン外表面に設けられ
た振動センサの出力信号、エンジンの点火パルス信号、
クランク軸の回転速度を回転速度センサで検出した回転
速度信号等を用いることもできる。
【００３９】次に作用を説明する。
【００４０】図１に記載の装置も基本的には図１０に記
載の装置と同様に作動するものであり、マイクロホン５
が検出したノイズ信号はディジタルフィルタ９に入力さ
れる。又クランク角信号センサ１７からはエンジンの点
火パルス信号が主なる騒音成分に関する信号として基準
信号作成装置１９へ入力され、この基準信号作成装置１
９では前記点火パルス信号の周期と関数発生器２１より
出力された信号の値とにより基準信号ｘp を作成し、デ
ィジタルフィルタ９および適応ディジタルフイルタ１１
に入力している。ディジタルフィルタ９では基準信号ｘ
p を用いて
載の装置と同様に作動するものであり、マイクロホン５
が検出したノイズ信号はディジタルフィルタ９に入力さ
れる。又クランク角信号センサ１７からはエンジンの点
火パルス信号が主なる騒音成分に関する信号として基準
信号作成装置１９へ入力され、この基準信号作成装置１
９では前記点火パルス信号の周期と関数発生器２１より
出力された信号の値とにより基準信号ｘp を作成し、デ
ィジタルフィルタ９および適応ディジタルフイルタ１１
に入力している。ディジタルフィルタ９では基準信号ｘ
p を用いて
【００４１】
【数８】
【００４２】の演算を行なう。そして、適用ディジタル
フイルタ１１のフィルタ係数ｗmiは
フイルタ１１のフィルタ係数ｗmiは
【００４３】
【数９】
【００４４】によって書換えられる。従って、適用ディ
ジタルフィルタ１１が基準信号ｘp を用いてラウドスピ
ーカ３の駆動信号を生成し、ラウドスピーカ３は騒音信
号に対し逆相のスピーカ出力を行ない、車室内騒音を制
御する。
ジタルフィルタ１１が基準信号ｘp を用いてラウドスピ
ーカ３の駆動信号を生成し、ラウドスピーカ３は騒音信
号に対し逆相のスピーカ出力を行ない、車室内騒音を制
御する。
【００４５】このような制御においてこの発明実施例で
は、関数発生器２１が存在するため、マイクロホン５が
検出するノイズ信号ｅl(n)の中に、基準信号ｘp に対し
位相の一定した高調波が含まれている場合でも、その影
響を除去して適確な騒音制御を行なうことができる。こ
れを図２を用いて更に説明する。
は、関数発生器２１が存在するため、マイクロホン５が
検出するノイズ信号ｅl(n)の中に、基準信号ｘp に対し
位相の一定した高調波が含まれている場合でも、その影
響を除去して適確な騒音制御を行なうことができる。こ
れを図２を用いて更に説明する。
【００４６】この図２は図１の本発明実施例装置を他の
表現方法においてブロック化したものである。従って図
２の騒音発生源Ａは図１のパワープラント１５に対応し
ている。その他、基準信号作成装置Ｂは基準信号作成装
置１９に、関数発生器Ｒは関数発生器２１に、第一ディ
ジタルフイルタＣはディジタルフィルタ９に、第二ディ
ジタルフィルタＤは適応ディジタルフィルタ１１に夫々
対応している。なお、ＬＭＳアルゴリズムをベースにし
た演算を行なうマイクロプロセッサＫはコントローラ７
に含まれるものとしている。さらに、スピーカユニット
Ｆはラウドスピーカ３に、マイクロホンＪはマイクロホ
ン５に、車室内空間伝達系Ｇ，Ｉは車室内空間に対応
し、車両伝達系Ｅ、車体発音部Ｈは伝達部に対応してい
る。そして、この図２は図１２のブロック図と基本的に
は同様であり、重複した説明は省略することとする。
表現方法においてブロック化したものである。従って図
２の騒音発生源Ａは図１のパワープラント１５に対応し
ている。その他、基準信号作成装置Ｂは基準信号作成装
置１９に、関数発生器Ｒは関数発生器２１に、第一ディ
ジタルフイルタＣはディジタルフィルタ９に、第二ディ
ジタルフィルタＤは適応ディジタルフィルタ１１に夫々
対応している。なお、ＬＭＳアルゴリズムをベースにし
た演算を行なうマイクロプロセッサＫはコントローラ７
に含まれるものとしている。さらに、スピーカユニット
Ｆはラウドスピーカ３に、マイクロホンＪはマイクロホ
ン５に、車室内空間伝達系Ｇ，Ｉは車室内空間に対応
し、車両伝達系Ｅ、車体発音部Ｈは伝達部に対応してい
る。そして、この図２は図１２のブロック図と基本的に
は同様であり、重複した説明は省略することとする。
【００４７】一方、この発明実施例では、図２において
基準信号作成装置Ｂが関数発生器Ｒより出力された信号
の値△Ｔを入力し、検出された主なる騒音成分の周期Ｔ
に加え、Ｔ＋△Ｔの周期を持つ基準信号（ヲ）を出力す
る。この場合関数発生器Ｒより出力される信号の値△Ｔ
は一定の微小な値となっている。このようにして基準信
号の周波数ｆを所定量△ｆずらせる構成にしている。基
準信号作成装置Ｂより出力された基準信号（ヲ）は第一
ディジタルフィルタＣでフィルタリングされ、信号
（カ）としてマイクロプロセッサＫに入力される。この
信号（カ）は、
基準信号作成装置Ｂが関数発生器Ｒより出力された信号
の値△Ｔを入力し、検出された主なる騒音成分の周期Ｔ
に加え、Ｔ＋△Ｔの周期を持つ基準信号（ヲ）を出力す
る。この場合関数発生器Ｒより出力される信号の値△Ｔ
は一定の微小な値となっている。このようにして基準信
号の周波数ｆを所定量△ｆずらせる構成にしている。基
準信号作成装置Ｂより出力された基準信号（ヲ）は第一
ディジタルフィルタＣでフィルタリングされ、信号
（カ）としてマイクロプロセッサＫに入力される。この
信号（カ）は、
【００４８】
【数１０】
【００４９】で表されるものである。
【００５０】一方、マイクロプロセッサＫにはマイクロ
ホンＪで検出された車室内騒音（ヌ）＋（ル）としての
ノイズ信号ｅl (n) が入力され、ＬＭＳアルゴリズムを
ベースにｅl (n) の２乗和を最小にするよう第二ディジ
タルフィルタＤのフィルタ係数Ｗmiを変化させる。そし
て、基準信号作成装置Ｂから出力された基準信号（ヲ）
は前記第二ディジタルフィルタＤによってフィルタリン
グされ、スピーカユニットＦより出力される。スピーカ
ユニットＦから出力された制御音としての２次音（ヨ）
は車室内伝達系Ｇを経て車室内騒音（ニ）を打消し、残
った車室内騒音（ヌ）＋（ル）がマイクロホンＪに入力
される。
ホンＪで検出された車室内騒音（ヌ）＋（ル）としての
ノイズ信号ｅl (n) が入力され、ＬＭＳアルゴリズムを
ベースにｅl (n) の２乗和を最小にするよう第二ディジ
タルフィルタＤのフィルタ係数Ｗmiを変化させる。そし
て、基準信号作成装置Ｂから出力された基準信号（ヲ）
は前記第二ディジタルフィルタＤによってフィルタリン
グされ、スピーカユニットＦより出力される。スピーカ
ユニットＦから出力された制御音としての２次音（ヨ）
は車室内伝達系Ｇを経て車室内騒音（ニ）を打消し、残
った車室内騒音（ヌ）＋（ル）がマイクロホンＪに入力
される。
【００５１】この場合、２次音（ヨ）は、車室内騒音
（ニ）に対して周波数ｆが所定の微小量△ｆずれている
ために、消音後の騒音（ヌ）＋（ル）は前記信号（カ）
とは異なった位相でマイクロプロセッサＫに入力される
こととなる。従って、高調波成分である騒音（ル）は第
一ディジタルフィルタＣより出力された信号（カ）に対
して位相が一定せず、大きくずれたものとなり、
（ニ）に対して周波数ｆが所定の微小量△ｆずれている
ために、消音後の騒音（ヌ）＋（ル）は前記信号（カ）
とは異なった位相でマイクロプロセッサＫに入力される
こととなる。従って、高調波成分である騒音（ル）は第
一ディジタルフィルタＣより出力された信号（カ）に対
して位相が一定せず、大きくずれたものとなり、
【００５２】
【数１１】
【００５３】において加算すると打消され、式(6) のノ
イズ信号ｅｌ(n) においては高調波成分（ル）の影響が
見掛け上除去されて、騒音成分（ヌ）のみとなり、式
(6) の演算を適確に行なわせることができ、より確実に
車室内騒音を低減することが可能となる。
イズ信号ｅｌ(n) においては高調波成分（ル）の影響が
見掛け上除去されて、騒音成分（ヌ）のみとなり、式
(6) の演算を適確に行なわせることができ、より確実に
車室内騒音を低減することが可能となる。
【００５４】なお、主なる騒音成分（ヌ）は、低周波で
あり、しかも基準信号（カ）に対して位相ずれが十分に
小さいため、消音効果には影響はない。
あり、しかも基準信号（カ）に対して位相ずれが十分に
小さいため、消音効果には影響はない。
【００５５】図３は関数発生器Ｒより出力される信号の
値△Ｔの他の例を示すものである。すなわち、（ａ）は
正弦波状、（ｂ）は鋸歯状、（ｃ）は矩形波状、（ｄ）
はランダム波状のものとしている。このようにして、基
準信号の周波数ｆを増減することにより高調波成分の位
相を基準信号に対してより非定常なものとし、高調波成
分の影響をより確実に除去することが可能となる。な
お、図３の△Ｔの値は時間平均が略零となるような値と
し、△Ｔによる影響を除去するようにしている。また、
△Ｔの波形は他のものでもよいことは勿論である。
値△Ｔの他の例を示すものである。すなわち、（ａ）は
正弦波状、（ｂ）は鋸歯状、（ｃ）は矩形波状、（ｄ）
はランダム波状のものとしている。このようにして、基
準信号の周波数ｆを増減することにより高調波成分の位
相を基準信号に対してより非定常なものとし、高調波成
分の影響をより確実に除去することが可能となる。な
お、図３の△Ｔの値は時間平均が略零となるような値と
し、△Ｔによる影響を除去するようにしている。また、
△Ｔの波形は他のものでもよいことは勿論である。
【００５６】図４は第２実施例を示すものである。
【００５７】この実施例では、関数発生器Ｒより出力さ
れる信号の値△Ｔを図５のように、主なる騒音成分の周
期Ｔに比例して拡大するようにしている。すなわち、 △Ｔmax ＝αＴ △Ｔmin ＝−αＴ （α 整の常数） となるようにするもので、関数発生器Ｒは基準信号作成
装置Ｂから主なる騒音の周期Ｔを入力し、これに比例し
て△Ｔを出力するようにしている。
れる信号の値△Ｔを図５のように、主なる騒音成分の周
期Ｔに比例して拡大するようにしている。すなわち、 △Ｔmax ＝αＴ △Ｔmin ＝−αＴ （α 整の常数） となるようにするもので、関数発生器Ｒは基準信号作成
装置Ｂから主なる騒音の周期Ｔを入力し、これに比例し
て△Ｔを出力するようにしている。
【００５８】したがって、この実施例では、基準信号の
周波数ｆに比例して周波数ｆをずらす所定量△ｆの帯域
を変化させることができ、基準信号の周波数ｆの変化に
も十分対応することができる。
周波数ｆに比例して周波数ｆをずらす所定量△ｆの帯域
を変化させることができ、基準信号の周波数ｆの変化に
も十分対応することができる。
【００５９】図６は、第３実施例を示すものである。
【００６０】この実施例では、関数発生器に変えて乗算
器Ｓを設けたもので、基準信号作成装置Ｂから出力され
た基準信号（ロ）は乗算器Ｓに入力される。この乗算器
Ｓにおいて基準信号（ロ）にｅ−j2π△ftを乗じ、第一
ディジタルフィルタＣおよび第二ディジタルフィルタＤ
へ基準信号（ネ）として出力する。このとき、△ｆの値
は一定の微小な値としている。
器Ｓを設けたもので、基準信号作成装置Ｂから出力され
た基準信号（ロ）は乗算器Ｓに入力される。この乗算器
Ｓにおいて基準信号（ロ）にｅ−j2π△ftを乗じ、第一
ディジタルフィルタＣおよび第二ディジタルフィルタＤ
へ基準信号（ネ）として出力する。このとき、△ｆの値
は一定の微小な値としている。
【００６１】従って、この実施例においても、騒音信号
（ヌ）＋（ル）としてのノイズ信号ｅl (n) は基準信号
（ナ）とは異なる位相でマイクロプロセッサＫに入力さ
れ、上記同様に高調波成分の影響を除去することが出来
る。
（ヌ）＋（ル）としてのノイズ信号ｅl (n) は基準信号
（ナ）とは異なる位相でマイクロプロセッサＫに入力さ
れ、上記同様に高調波成分の影響を除去することが出来
る。
【００６２】図７は、前記△ｆの他の例を示すもので、
（ａ）は正弦波状、（ｂ）は鋸歯状、（ｃ）は矩形波
状、（ｄ）はランダム波状などの時間平均がほぼ零とな
るような値としたものである。従って、図７に示す場合
にも図３と同様なことが言える。
（ａ）は正弦波状、（ｂ）は鋸歯状、（ｃ）は矩形波
状、（ｄ）はランダム波状などの時間平均がほぼ零とな
るような値としたものである。従って、図７に示す場合
にも図３と同様なことが言える。
【００６３】図８は、この発明の第４実施例を示すもの
である。
である。
【００６４】この実施例では、乗算器Ｓにおいて△ｆの
帯域を、図９のように主なる騒音の周波数ｆに比例して
狭くするようにしたものである。すなわち、 △ｆmax ＝αｆ △ｆmin ＝−αｆ （α：負の常数） となるようにしている。
帯域を、図９のように主なる騒音の周波数ｆに比例して
狭くするようにしたものである。すなわち、 △ｆmax ＝αｆ △ｆmin ＝−αｆ （α：負の常数） となるようにしている。
【００６５】したがって、この実施例では、図４、図５
の場合と略同様な作用効果を奏することができる。
の場合と略同様な作用効果を奏することができる。
【００６６】なお、この発明は上記実施例に限定される
ものではない。例えば、騒音低減を図る評価点とマイク
ロホン位置とが空間的に離れたものであっても所定比に
基づいて評価点の残留騒音を推定し、制御を行なわせる
こともできる。また、上記実施例では、ディジタルフィ
ルタを２つ用いたＦiltered −Ｘアルゴリズムについて
述べきたが、単一フィルタによる制御についても同様に
成り立つものである。更に、振動制御等に応用すること
も可能である。
ものではない。例えば、騒音低減を図る評価点とマイク
ロホン位置とが空間的に離れたものであっても所定比に
基づいて評価点の残留騒音を推定し、制御を行なわせる
こともできる。また、上記実施例では、ディジタルフィ
ルタを２つ用いたＦiltered −Ｘアルゴリズムについて
述べきたが、単一フィルタによる制御についても同様に
成り立つものである。更に、振動制御等に応用すること
も可能である。
【００６７】
【発明の効果】以上より明らかなように、この発明の構
成によれば、残留騒音中に基準信号に対して位相のずれ
が一定した高調波成分を含む場合でもこの高調波成分の
影響を除去することができ、適確な騒音制御を行なわせ
ることが可能となる。
成によれば、残留騒音中に基準信号に対して位相のずれ
が一定した高調波成分を含む場合でもこの高調波成分の
影響を除去することができ、適確な騒音制御を行なわせ
ることが可能となる。
【図１】一実施例に係るブロック図である。
【図２】作用説明のためのブロック図である。
【図３】△Ｔの例を示す波形図である。
【図４】第２実施例に係る作用説明のためのブロック図
である。
である。
【図５】△Ｔの帯域を変化させる説明図である。
【図６】第３実施例に係る作用を説明するブロック図で
ある。
ある。
【図７】△ｆの変化の例を示す波形図である。
【図８】第４実施例に係る作用説明図のためのブロック
図である。
図である。
【図９】△ｆの帯域を変化させる説明図である。
【図１０】従来例に係るブロック図である。
【図１１】ノイズ信号の説明図である。
【図１２】従来例の作用を説明するためのブロック図で
ある。
ある。
３ ラウドスピーカ（制御音源）
５ マイクロホン（残留騒音検出手段）
７ コントローラ（制御手段）
１７ クランク角信号センサ（基準信号検出手段）
１９ 基準信号作成装置
２１（Ｒ） 関数発生器（調整手段）
Ｓ 乗算器（調整手段）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 佐藤 憲治
茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社
日立製作所自動車機器事業部内
Claims (2)
- 【請求項１】 騒音に干渉させる制御音を発生して評価
点の騒音低減を図る制御音源と、前記干渉後の所定位置
の残留騒音を検出する手段と、騒音源の騒音発生状態に
関する基準信号を検出する手段と、前記残留騒音検出手
段の出力信号と騒音発生状態検出手段の出力基準信号と
に基づき最急降下アルゴリズムを用いて前記制御音源を
駆動する信号を出力する制御手段とを備えた能動型騒音
制御装置であって、前記基準信号の周波数ｆを所定量△
ｆずらせる調整手段を設けたことを特徴とする能動型騒
音制御装置。 - 【請求項２】 前記調整手段は、前記基準信号の周波数
ｆに比例して前記所定量△ｆの帯域を変化させることを
特徴とする請求項１記載の能動型騒音制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3194293A JPH0535285A (ja) | 1991-08-02 | 1991-08-02 | 能動型騒音制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3194293A JPH0535285A (ja) | 1991-08-02 | 1991-08-02 | 能動型騒音制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0535285A true JPH0535285A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16322187
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3194293A Pending JPH0535285A (ja) | 1991-08-02 | 1991-08-02 | 能動型騒音制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0535285A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020042357A (ko) * | 2000-11-30 | 2002-06-05 | 이계안 | 개방형 능동 제어방식에 의한 배기소음 저감장치 |
| JP2008122009A (ja) * | 2006-11-14 | 2008-05-29 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 室外設置型室内ユニットおよびこれを用いた空気調和装置 |
-
1991
- 1991-08-02 JP JP3194293A patent/JPH0535285A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020042357A (ko) * | 2000-11-30 | 2002-06-05 | 이계안 | 개방형 능동 제어방식에 의한 배기소음 저감장치 |
| JP2008122009A (ja) * | 2006-11-14 | 2008-05-29 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 室外設置型室内ユニットおよびこれを用いた空気調和装置 |
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