CN103210235A - 主动型振动或噪音抑制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够使振动或噪音尽早地收敛的主动型振动或噪音抑制装置。正弦波控制信号y_(n)由振动或噪音的发生源的频率、作为自适应滤波系数的振幅滤波系数a_(n)、相位滤波系数Φ_(n)构成。另外，用具有振幅成分和相位成分的正弦波表示正弦波控制信号y_(n)，振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)包含具有振幅成分和相位成分的正弦波项或余弦波项。对正弦波控制信号y_(n)的相位成分乘以1以外的系数。或者对振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)的正弦波项或余弦波项的相位成分乘以1以外的系数。由此，能够使振动或噪音尽早地收敛。

Description

主动型振动或噪音抑制装置

技术领域

本发明涉及能够使用自适应控制来主动地控制振动或噪音的主动型振动或噪音抑制装置。

背景技术

以往，作为使用自适应控制而主动地抑制振动或噪音的装置，有在日本特开平8-44377号公报、日本特开平8-272378号公报、日本特开平5-61483号公报记载的技术。在这些文件中，记载了作为自适应控制算法而应用了LMS算法的控制方法。特别在日本特开平8-44377号公报和日本特开平8-272378号公报中，记载了Filtered-X LMS算法中的DXHS算法。

发明内容

发明要解决的问题

本发明的目的在于：提供一种能够使振动或噪音更早地收敛的主动型振动或噪音抑制装置。

用于解决问题的方案

(1)第一方案的主动型振动或噪音抑制装置

第一方案的主动型振动或噪音抑制装置是输出控制振动或控制音来主动地抑制评价点处的振动或噪音的主动型振动或噪音抑制装置，其具备：控制信号生成部，其生成由振动或噪音的发生源的频率、作为自适应滤波系数的振幅滤波系数、相位滤波系数构成的正弦波控制信号y_(n)；控制振动或控制音产生装置，其输出与上述正弦波控制信号y_(n)对应的上述控制振动或控制音；残留信号检测部，其检测在上述评价点处由于上述发生源的振动或噪音与上述控制振动或控制音之间的干扰而产生的残留信号e_(n)；振幅滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述振幅滤波系数a_(n)进行加减运算而更新的振幅更新项Δa_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小；相位滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述相位滤波系数Φ_(n)进行加减运算而更新的相位更新项ΔΦ_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小。

另外，用具有振幅成分和相位成分的正弦波表示上述正弦波控制信号y_(n)，上述振幅更新项Δa_(n+1)和上述相位更新项ΔΦ_(n+1)包含具有振幅成分和相位成分的正弦波项或余弦波项，将上述正弦波控制信号y_(n)的相位成分乘以1以外的系数、或者将上述振幅更新项Δa_(n+1)和上述相位更新项ΔΦ_(n+1)的正弦波项或余弦波项的相位成分乘以1以外的系数。

根据本方案，能够在评价点使控制振动或控制音的相位收敛，使得相对于从发生源传递的振动或噪音的相位尽早地成为相反相位。能够尽早地使评价点处的振动或噪音自身收敛。

以下，作为第一方案的主动型振动或噪音抑制装置的具体形式，记载(第一具体方式)、(第二具体方式)、(第三具体方式)。

(第一方案的第一具体方式)

另外，上述正弦波控制信号y_(n)也可以包含将上述相位滤波系数Φ_(n)乘以比1大的值所得的值而作为相位成分。

由此，在正弦波控制信号y_(n)的相位成分中，不直接使用在相位滤波系数更新部中更新后的相位滤波系数Φ_(n)原值，而使用将相位滤波系数Φ_(n)乘以比1大的值所得的值。即，使用与更新后的相位滤波系数Φ_(n)成比例的值。由此，能够在评价点处使控制振动或控制音的相位以相对于从发生源传递的振动或噪音的相位尽早地成为相反相位的方式来收敛。其结果是能够尽早地使评价点处的振动或噪音自身收敛。

另外，也可以用数式(1)来表示上述正弦波控制信号y_(n)。由此，能够确保实现上述效果。

[数式1]

y_(n)=a_(n)·sin(ω·t_(n)+q·φ_(n))···(1)

y_(n)：正弦波控制信号

a_(n)：振幅滤波系数

Φ_(n)：相位滤波系数

ω：角频率

q：相位乘法系数(q>1)

t_(n)：采样时刻

(n)：采样数(时间步长)。

另外，也可以是上述振幅更新项Δa_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项是数式(2)的项，上述相位更新项ΔΦ_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项是数式(3)的项。

[数式2]

$a1\·e_{\left(n\right)}\·\sin (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\φ}1)\·\·\·\left(2\right)$

e_(n)：残留信号

a1：振幅系数

Φ1：相位系数

m：稳定化系数(m≥1)。

[数式3]

$a2\·e_{\left(n\right)}\·\cos (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\φ}2)\·\·\·\left(3\right)$

a2：振幅系数

Φ2：相位系数。

由此，除了上述的效果、即能够使评价点处的振动或噪音自身尽早收敛以外，还实现以下的效果。即，正弦波控制信号y_(n)经由传递函数G传递到评价点的情况下的该控制振动或控制音相对于从振动发生源传递到评价点的振动或噪声无论是怎样的相位，最终都能够使控制不发散而使其收敛。另外，稳定化系数m可以是1，也可以是比1大的值。

这样，能够使数式(2)中的振幅系数a1、相位系数Φ1、数式(3)中的振幅系数a2、相位系数Φ2成为不依赖于上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数G的系数。作为振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)的周期函数的相位成分，即使设为与传递函数G无关的值，最终也能够使控制收敛。因此，不需要同定(identify)传递函数G，并且也不需要追求同定精度。因此，能够简化运算处理，并且能够降低运算处理负荷。

在此，在将振幅系数a2和相位系数Φ2设为不依赖于传递函数G的系数的情况下，可以设为数式(2)是数式(4)，数式(3)是数式(5)。由此，能够确保使控制收敛。

[数式4]

${\mathrm{\μ}}_{a2}\·e_{\left(n\right)}\·\sin (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m})\·\·\·\left(4\right)$

μ_a2：步长大小参数。

[数式5]

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\φ}2}\·e_{\left(n\right)}\·\cos (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m})\·\·\·\left(5\right)$

μ_Φ2：步长大小参数。

另一方面，也能够将振幅更新项Δa_(n+1)和上述相位更新项ΔΦ_(n+1)设为使用了传递函数G的项。在该情况下也可以是，上述主动型振动或噪音抑制装置还具备估计传递函数存储部，该估计传递函数存储部预先存储上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数的估计值，上述主动型振动或噪音抑制装置将数式(2)中的振幅系数a1和相位系数Φ1的至少一个、数式(3)中的振幅系数a2和相位系数Φ2的至少一个设为根据上述传递函数的估计值得到的系数。

这时，即使传递函数G的相位成分Φ_G和估计传递函数Gh的相位成分Φh_G为－90°～90°的范围以外，也能够最终使控制不发散而使其收敛。例如，即使设相位差为180°，也能够使其收敛。但是，如果传递函数的同定精度高，则能够使其更早地收敛。

另外，在使用估计传递函数的情况下，可以设为数式(2)是数式(6)，数式(3)是数式(7)。由此，能够确保使控制收敛。

[数式6]

$\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{al}}\·e_{\left(n\right)}\·\sin (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\Φ}}}{p})}{\hat{A}}\·\·\·\left(6\right)$

μ_a1：步长大小参数

传递函数的估计值的振幅成分

传递函数的估计值的相位成分

p：系数。

[数式7]

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\φ}1}\·e_{\left(n\right)}\·\cos (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\Φ}}}{p})\·\·\·\left(7\right)$

μ_Φ1：步长大小参数。

另外也可以是，上述稳定化系数m1被设定为比1大的值，上述相位乘法系数q被设定为比上述稳定化系数m大的值。在此，在q≤m的情况下，振幅滤波系数a_(n)有可能为比收敛值大的值。即，振幅滤波系数a_(n)有可能过冲(overshoot)。但是，通过将相位乘法系数q设为比稳定化系数m大，能够使相位尽早地收敛，因此能够抑制过冲的发生。

(第一方案的第二具体方式)

另外，也可以在用数式(8)表示上述正弦波控制信号y_(n)的情况下，振幅更新项Δa_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项包含数式(9)的正弦波项，上述相位更新项ΔΦ_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项包含数式(10)的余弦波项。

[数式8]

y_(n)=a_(n)·sin(ω·t_(n)+φ_(n))···(8)

y_(n)：正弦波控制信号

a_(n)：振幅滤波系数

Φ_(n)：相位滤波系数

ω：角频率

t_(n)：采样时刻

(n)：采样数(时间步长)。

[数式9]

$a1\·e_{\left(n\right)}\·\sin (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\φ}1)\·\·\·\left(9\right)$

e_(n)：残留信号

a1：振幅系数

Φ1：相位系数

m：稳定化系数(m＞1)。

[数式10]

$a2\·e_{\left(n\right)}\·\cos (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\φ}2)\·\·\·\left(10\right)$

a2：振幅系数

Φ2：相位系数。

由此，如数式(9)所示，在振幅更新项Δa_(n+1)中的ω的周期函数即正弦波项的相位成分中包含前次更新后的相位滤波系数Φ_(n)。将该相位滤波系数Φ_(n)除以稳定化系数m所得的项加上ωt_(n)。进而，稳定化系数m是大于1的值。另外，如数式(10)所示，在相位更新项ΔΦ_(n+1)中的ω的周期函数即余弦波项的相位成分中包含前次更新后的相位滤波系数Φ_(n)。对于该相位更新项ΔΦ_(n+1)的相位滤波系数Φ_(n)也与上述相同地除以稳定化系数m，将该项加上ωt_(n)。

根据这些更新项来更新正弦波控制信号y_(n)的自适应滤波系数W，由此无论正弦波控制信号y_(n)经由传递函数G传递到评价点的情况下的该控制振动或控制音相对于从振动发生源传递到评价点的振动或噪声是怎样的相位，最终都能够使控制不发散而使其收敛。

这样，能够使数式(9)中的振幅系数a1、相位系数Φ1以及数式(10)中的振幅系数a2、相位系数Φ2成为不依赖于上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数G的系数。作为振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)的正弦波项或余弦波项的相位成分，即使设为与传递函数G无关的值，最终也能够使控制收敛。因此，不需要同定传递函数G，并且也不需要追求同定精度。因此，能够简化运算处理，并且能够降低运算处理负荷。

在此，在将振幅系数a2和相位系数Φ2设为不依赖于传递函数G的系数的情况下，可以设为数式(9)是数式(11)，数式(10)是数式(12)。由此，能够确保使控制收敛。

[数式11]

${\mathrm{\μ}}_{a2}\·e_{\left(n\right)}\·\sin (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m})\·\·\·\left(11\right)$

μ_a2：步长大小参数。

[数式12]

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\φ}2}\·e_{\left(n\right)}\·\cos (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m})\·\·\·\left(12\right)$

μ_Φ2：步长大小参数。

另一方面，也能够将振幅更新项Δa_(n+1)和上述相位更新项ΔΦ_(n+1)设为使用了传递函数G的项。在该情况下也可以是，上述主动型振动或噪音抑制装置还具备估计传递函数存储部，该估计传递函数存储部预先存储上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数的估计值，上述主动型振动或噪音抑制装置将数式(9)中的振幅系数a1和相位系数Φ1的至少一个、数式(10)中的振幅系数a2和相位系数Φ2的至少一个设为根据上述传递函数的估计值得到的系数。

这时，即使传递函数G的相位成分Φ_G和估计传递函数Gh的相位成分Φh_G为－90°～90°的范围以外，也能够最终使控制不发散而使其收敛。例如，即使设相位差为180°，也能够使其收敛。但是，如果传递函数的同定精度高，则能够更早地收敛。

另外，在使用估计传递函数的情况下，可以设为数式(9)是数式(13)，数式(10)是数式(14)。由此，能够确保使控制收敛。

[数式13]

$\frac{{\mathrm{\μ}}_{a1}\·e_{\left(n\right)}\·\sin (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\Φ}}}{p})}{\hat{A}}\·\·\·\left(13\right)$

μ_a1：步长大小参数。

传递函数的估计值的振幅成分

传递函数的估计值的相位成分

p：系数。

[数式14]

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\φ}1}\·e_{\left(n\right)}\·\cos (\mathrm{\ω}\·t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\φ}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\Φ}}}{p})\·\·\·\left(14\right)$

μ_Φ1：步长大小参数。

也可以将上述相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为满足数式(15)的范围。在此，对振幅、相位的各滤波系数的一个周期(0～T)进行平均化处理(应用平均化法)，使用平均化后的一个周期的各滤波系数，导出各滤波系数更新项的关系式。将在导出的各滤波系数更新项的关系式为0时的各滤波系数的解(a，Φ)、即更新项的平衡点导出。通常，为了得到多个平衡点(a，Φ)，对多个平衡点(a，Φ)分别进行稳定分析。这样，根据控制稳定的平衡点(a，Φ)，导出当使相位滤波系数在满足数式(15)的范围则控制稳定的情况。因此，通过将相位滤波系数的初始值设定在满足数式(15)的范围，能够从稳定状态开始控制，因此能够抑制控制的发散，并且尽早地收敛。

[数式15]

$\frac{4k+1}{2}\mathrm{\&pi;}<{\mathrm{\&phi;}}_{\left(0\right)}<\frac{4k+3}{2}\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

k：整数。

另外，可以设为上述振幅滤波系数是正数。在此，如上述那样，导出控制稳定的平衡点。这样，根据控制稳定的平衡点(a，Φ)，导出当将振幅滤波系数设为正数则控制稳定的情况。因此，通过使振幅滤波系数更新为正数，能够抑制控制的发散，并且能够更早地收敛。

(第一方案的第三具体方式)

也可以是，根据前次收敛时的上述相位滤波系数Φ_(Last)来设定上述相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。在此，说明相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。主动型振动或噪音抑制装置更新自适应滤波器而进行自适应控制。假设在发生源的振动或噪音固定的情况下，通过执行自适应控制，控制逐渐收敛。这样，维持评价点处的振动或噪音小的状态。这时，成为正弦波控制信号y_(n)的自适应滤波器也收敛的状态。但是，在实际的控制中，自适应滤波器稍微地变动，因此有时不是完全的固定值。因此，在自适应滤波器成为持续地被包含在考虑到变动误差的规定范围内的状态的情况下，能够判定为自适应滤波器收敛。

另外，存在以下情况：在控制的开始时采样时刻n为0、在运算处理上采样时刻为0。需要将n=0时的自适应滤波系数的初始值设定为任意的值。在此，以前一般进行处理而将自适应滤波系数的初始值设为零，并逐渐使其自适应。

与此相对，如上述那样，不是将作为自适应滤波系数的相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎简单地设定为零，而是根据前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)来设定。这时，能够认为前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)为考虑到前次收敛的时刻的传递函数G的相位的值。即，可以说相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎跟随当前的传递函数G的经时变化。因此，能够抑制控制发散的情况，最终使控制收敛。

上述相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎也可以为前次收敛时的上述相位滤波系数Φ_(Last)。由此，能够简单地决定相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎，能够实现上述效果。

另外，也可以根据前次收敛时的上述相位滤波系数Φ_(Last)、前次收敛时的频率f以及当前的频率f，来设定上述相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。由此，即使在前次收敛时的频率f以及当前的频率f变化的情况下，也能够设定与频率f对应的相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。其结果是能够尽早地收敛。

在该情况下，也可以根据当前的频率f设定上述振幅滤波系数的初始值a₍₀₎。由此，能够尽早地收敛。

另外，也可以根据前次收敛时的上述振幅滤波系数a_(Last)设定上述振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数。以前，一般将振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数设定为固定值。与此相对，通过根据前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)设定振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数，能够尽早地收敛。

传递函数G的振幅有时与相位同样地经时地变化。另外，能够认为前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)为考虑到前次收敛的时刻的传递函数G的振幅的值。即，可以说振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数跟随当前的传递函数G的经时变化。因此，能够确保尽早收敛。

另外，上述主动型振动或噪音抑制装置也可以应用于具有引擎的车辆中，上述振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数被设定为前次收敛时的上述振幅滤波系数a_(Last)除以上述引擎的驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值(除法值)的比例值。

在此，在引擎作为振动或噪音的发生源的情况下，从引擎传递到评价点的振动或噪音与引擎的驱动扭矩变动量trq成比例。即，在控制收敛的状态下，从输出控制信号到评价点的传递函数G的振幅与将振幅滤波系数a_(Last)除以驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值对应。另外，如上述那样，将前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)除以前次收敛时的驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值的比例值设定为振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数，由此，该步长大小参数与前次收敛时的传递函数G的振幅对应。因此，能够确保尽早收敛。

(第二方案的主动型振动或噪音抑制装置)

本方案是抽出上述第一方案的第三具体方式所得的方案。即，本方案的主动型振动或噪音抑制装置是输出控制振动或控制音而主动地抑制评价点处的振动或噪音的主动型振动或噪音抑制装置，具备：控制信号生成部，其生成由振动或噪音的发生源的频率、作为自适应滤波的振幅滤波系数、相位滤波系数构成的正弦波控制信号y_(n)；控制振动或控制音产生装置，其输出与上述正弦波控制信号y_(n)对应的上述控制振动或控制音；残留信号检测部，其检测在上述评价点处由于上述发生源的振动或噪音与上述控制振动或控制音之间的干扰而产生的残留信号e_(n)；振幅滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述振幅滤波系数a_(n)进行加减运算而更新的振幅更新项Δa_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小；相位滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述相位滤波系数Φ_(n)进行加减运算而更新的相位更新项ΔΦ_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小。另外，根据前次收敛时的上述相位滤波系数Φ_(Last)设定上述相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。

根据本方案，不是简单地将作为自适应滤波系数的相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为零，而是根据前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)来进行设定。这时，能够认为前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)为考虑到前次收敛的时刻的传递函数G的相位的值。即，可以说相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎跟随当前的传递函数G的经时变化。因此，能够抑制控制发散的情况，最终使控制收敛。另外，同样能够对本方案应用上述的第一方案的第三具体方式所记载的各形式，实质上实现同样的效果。

附图说明

图1是表示第一实施方式的主动型振动或噪音抑制装置的控制框图。

图2表示在数式(56)中q=p=3、并且(3Φ_G－Φh_G)=0的情况下n=0、1时各个相位滤波系数Φ(t)的范围。

图3表示在数式(56)中q=p=3的情况下n=－1、0、1时的稳定区域和不稳定区域。横轴是(3Φ_G－Φh_G)，纵轴是Φ。

图4A表示第一实施方式的第一传递函数G的相位成分Φ_G与第一估计传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位差为150°的情况下的分析结果中的残留信号。

图4B表示上述分析结果中的正弦波控制信号。

图4C表示上述分析结果中的振幅滤波系数。

图4D表示上述分析结果中的相位滤波系数。

图5是表示第二实施方式的主动型振动或噪音抑制装置的控制框图。

图6A表示第四实施方式的第一传递函数G的相位成分Φ_G与第一估计传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位差为150°的情况下的分析结果中的残留信号。

图6B表示上述分析结果中的正弦波控制信号。

图6C表示上述分析结果中的振幅滤波系数。

图6D表示上述分析结果中的相位滤波系数。

图7是表示第五实施方式的主动型振动或噪音抑制装置的控制框图。

图8A表示第五实施方式的第一传递函数G的相位成分Φ_G与第一估计传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位差为150°的情况下的分析结果中的残留信号。

图8B表示上述分析结果中的正弦波控制信号。

图8C表示上述分析结果中的振幅滤波系数。

图8D表示上述分析结果中的相位滤波系数。

图9是表示第六实施方式的主动型振动或噪音抑制装置的控制框图。

具体实施方式

以下，说明本发明的实施方式。首先，说明各实施方式的概要，后面将详细进行说明。

第一实施方式将正弦波控制信号y_(n)设为对作为其相位成分的相位滤波系数Φ_(n)乘以相位乘法系数q(q>1)的关系式。进而，第一实施方式将振幅更新项Δa_(n+1)的正弦波项和相位更新项ΔΦ_(n+1)的余弦波项设为将它们的相位成分除以稳定化系数m(m≥1)的关系式。进而，第一实施方式根据前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)设定相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。

第二实施方式相对于第一实施方式，在自适应滤波系数W的更新式中不使用第一传递函数G的估计值Gh。

第三实施方式相对于第一实施方式，将振幅滤波系数a_(n+1)的更新项Δa_(n+1)和相位滤波系数Φ_(n)的更新项ΔΦ_(n+1)设为其他关系式(置换前的更新项、即m=1的更新项)。

第四实施方式相对于第一实施方式，将正弦波控制信号y_(n)设为不将作为其相位成分的相位滤波系数Φ_(n)乘以相位乘法系数q的关系式。即，相当于q=1的情况。

第五实施方式相对于第四实施方式，将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设为零。

第六实施方式相对于第五实施方式，在自适应滤波系数W的更新式中，不使用第一传递函数G的估计值Gh。

<第一实施方式>

(1．主动型振动或噪音抑制装置的概要)

说明主动型振动或噪音抑制装置100的概要。主动型振动或噪音抑制装置100是以下的装置：在各种发生源产生振动或噪音的情况下，为了在希望的位置(评价点)处主动地对抑制对象的振动或噪音进行抑制，而产生与正弦波控制信号y_(n)对应的控制振动或控制音。即，通过将控制振动或控制音与抑制对象的振动或噪音合成，而作用为在规定位置(评价点)处由控制振动或控制音抵消抑制对象的振动或噪音。其结果是在评价点处对抑制对象的振动或噪音进行抑制。

列举汽车为例子进行说明。在汽车中，引擎(内燃机)是振动或噪音发生源，理想的是由引擎产生的振动、噪音不传递到车厢内。因此，为了主动地抑制由引擎产生的振动或噪音，通过产生装置产生控制振动或控制音。另外，在以下，列举应用于汽车而抑制由引擎产生的振动或噪音的装置来说明主动型振动或噪音抑制装置，但并不限于此。只要是产生应该抑制的振动、噪音的装置，则全都能够应用。

另外，主动型振动或噪音抑制装置的自适应控制算法使用自适应最小平均自乘滤波器(Filtered-X LMS)、特别使用DXHS算法。即，该装置是以下的装置：计算作为自适应滤波系数W_(n)的振幅滤波系数a_(n)、相位滤波系数Φ_(n)，使用该滤波系数a_(n)、Φ_(n)、引擎的振动或噪音的角频率ω，来生成正弦波控制信号y_(n)，输出与正弦波控制信号y_(n)对应的控制振动或控制音，主动地抑制评价点20处的振动或噪音。

(2．主动型振动或噪音抑制装置的详细结构)

参照图1，说明主动型振动或噪音抑制装置100的详细结构。主动型振动或噪音抑制装置100如上述那样，应用使用了DXHS算法的自适应控制。另外，如图1所示，主动型振动或噪音抑制装置100是以下的装置：用于在通过引擎控制部30驱动引擎(在图1中记载为“E/G”)10时，在由引擎10产生的抑制对象的振动或噪音经由第二传递函数H传递到评价点20的情况下，降低评价点20处的振动或噪音。

主动型振动或噪音抑制装置100具备频率计算部110、控制信号生成部120、产生装置130、残留信号检测部140、第一估计传递函数设定部(以下称为“Gh数据设定部”)150、自适应滤波系数更新部160、参数设定部170。另外，在[数式]和附图中，使用表示估计值的“^”，但在说明书的正文中为了记载的方便，将“估计值(^)”记载为“h”。以下，说明主动型振动或噪音抑制装置100的各结构。

从检测引擎10的转速的旋转检测器(未图示)向频率计算部110输入周期性的脉冲信号，频率计算部110根据该脉冲信号，计算引擎10产生的振动或噪音(抑制对象振动等)的主成分的频率f。另外，将该频率f乘以2π所得的值为角频率ω。即，频率计算部110也能够计算角频率ω。

控制信号生成部120生成正弦波控制信号y_(n)。如数式(16)那样表示正弦波控制信号y_(n)。在此，下标的_(n)是表示采样数(时间步长)的下标。即，如由数式(16)和数式(17)可知的那样，正弦波控制信号y_(n)是构成成分中包含角频率ω、作为自适应滤波系数W_(n)的振幅滤波系数a_(n)、相位滤波系数Φ_(n)的、时刻t_(n)的信号。

[数式16]

y_(n)=a_(n)·sin(ω·t_(n)+q·φ_(n))···(16)

y_(n)：正弦波控制信号

a_(n)：振幅滤波系数

Φ_(n)：相位滤波系数

ω：角频率

q：相位乘法系数(q>1)

t_(n)：采样时刻

(n)：采样数(时间步长)。

在此，数式(16)中的角频率ω是基于由频率计算部110计算出的频率f计算出的值、或在频率计算部110中计算出的值。因此，正弦波控制信号y_(n)是与引擎10的振动或噪音的主成分的频率f对应的值。进而，如数式(16)所示那样，作为周期函数(sin函数)的相位，设为对相位滤波系数Φ_(n)乘以比1大的相位乘法系数q所得的值加上ωt_(n)。另外，数式(16)中的振幅滤波系数a_(n)、相位滤波系数Φ_(n)如数式(17)所示那样，是DXHS算法中的自适应滤波系数W_(n)，自适应地被更新。

[数式17]

$W_{\left(n\right)}=\left(\begin{array}{c}{a}_{\left(n\right)}\\ {\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(17\right)$

W_(n)：自适应滤波系数

a_(n)：振幅滤波系数

Φ_(n)：相位滤波系数。

用数式(18)表示该自适应滤波系数W_(n)的更新式。这样对前次值W_(n)加减更新项ΔW_(n+1)来更新自适应滤波系数W_(n+1)。另外，通过后述的自适应滤波系数更新部160自适应地确定更新项ΔW_(n+1)。

[数式18]

W_(n+1)=W_(n)-ΔW_(n+1)···(18)

在分别用振幅滤波系数a_(n)和相位滤波系数Φ_(n)表示该数式(18)的情况下，成为数式(19)和数式(20)。即，如数式(19)所示那样，对前次更新后的振幅滤波系数a_(n)加减振幅更新项Δa_(n+1)来更新振幅滤波系数a_(n+1)。另外，如数式(20)所示那样，对前次更新后的相位滤波系数Φ_(n)加减相位更新项ΔΦ_(n+1)来更新相位滤波系数Φ_(n+1)。

[数式19]

a_(n+1)=a_(n)-Δa_(n+1)···(19)

[数式20]

φ_(n+1)=φ_(n)-Δφ_(n+1)···(20)

在此，由参数设定部170设定振幅滤波系数的初始值a₍₀₎和相位滤波系数Φ₍₀₎。在此，也可以通过启动引擎10而对采样时刻n进行复位。在该情况下，在采样时刻n为0的情况下，为启动引擎10时。除此以外，在运算处理中，在达到n能够取得的最大值n(max)时也为n=0。

控制装置130是实际产生振动、声音的装置。该产生装置130根据由控制信号生成部120生成的正弦波控制信号y_(n)进行驱动。例如，产生控制振动的产生装置130例如是配置在与车辆的驱动系统联结的框架、悬架部件等子框架上的振动产生装置。另外，产生控制音的产生装置130例如是配置在车厢内的扬声器等。在产生装置130是例如螺线管、音圈等那样使用磁力产生控制振动、控制音的装置的情况下，与各时刻t_(n)的正弦波控制信号y_(n)对应地驱动向线圈(未图示)供给的电流、电压或电力，由此，产生装置130产生与正弦波控制信号y_(n)对应的控制振动或控制音。

这样，在评价点20处，由产生装置130产生的控制振动或控制音经由传递系统G1传递后的控制振动或控制音Z_(n)对由引擎10产生的抑制对象的振动或噪音经由第二传递函数H传递后的振动或噪音X_(n)干扰。

因此，残留信号检测部140被配置在评价点20处，检测评价点20处的残留振动或残留噪音(相当于本发明的“残留信号”)e_(n)。用数式(21)表示该残留信号e_(n)。例如，能够应用加速度传感器等来作为检测残留振动的残留信号检测部140。另外，能够应用吸音麦克风等来作为检测残留振动的残留信号检测部140。由残留信号检测部140检测出的残留信号e_(n)为零是理想状态。

[数式21]

e_(n)=X_(n)+Z_(n)···(21)

e_(n)：评价点处的残留信号

X_(n)：经由第二传递函数H传递的发生源的振动或噪音造成的评价点处的控制对象的振动或噪音

Z_(n)：经由第一传递函数G传递的控制信号造成的评价点处的控制振动或控制音。

在此，第一传递函数G是控制信号生成部120与评价点20之间的传递系统的传递函数。即，第一传递函数G包含产生装置130本身的传递函数、产生装置130与评价点120之间的传递系统G1的传递函数。另外，以与频率f对应的振幅成分A_G和相位成分Φ_G来表示第一传递函数G。另外，第二传递函数H是引擎10与评价点20之间的传递系统的传递函数。即，以振幅成分A_H与相位成分Φ_H来表示第二传递函数H。这样，如数式(22)那样表示数式(21)。

[数式22]

e_(n)=A_H·sin(ω·t_(n)+Φ_H)+A_G·a_(n)·sin(ω·t_(n)+q·φ_(n)+Φ_G)···(22)

在Gh数据设定部150中存储有根据公知的传递函数同定处理计算出的第一估计传递函数Gh(第一传递函数G的估计值)。另外，以与频率f对应的振幅成分A_G和相位成分Φ_G来表示第一传递函数G。因此，如数式(23)所示那样，作为第一估计传递函数Gh，以与频率f对应的振幅成分Ah_G和相位成分Φh_G来表示。另外，在数式(23)中，第一估计传递函数Gh、振幅成分Ah_G、相位成分Φh_G与频率f对应，因此，为了明确记载是f的函数的情况，分别记载为Gh(f)、Ah_G(f)、Φh_G(f)。

[数式23]

$\hat{G}\left(f\right)=\left(\begin{array}{c}{\hat{A}}_G\left(f\right)\\ {\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G\left(f\right)\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(23\right)$

与频率f对应的第一估计传递函数

与频率f对应的第一估计传递函数的振幅成分

与频率f对应的第一估计传递函数的相位成分。

另外，Gh数据设定部150从存储的第一估计传递函数Gh中，选择与由频率计算部110计算出的频率f对应的第一估计传递函数Gh。即，Gh数据设定部150确定与由频率计算部110计算出的频率f对应的振幅成分Ah_G和相位成分Φh_G。

自适应滤波系数更新部160(相当于本发明的“振幅滤波系数更新部”、“相位滤波系数更新部”)计算用于对由控制信号生成部120生成的自适应滤波系数W_(n)进行加减运算的更新项ΔW_(n+1)，以使残留信号e_(n)变小。自适应滤波系数W_(n)如上述那样由振幅滤波系数a_(n)和相位滤波系数Φ_(n)构成。即，自适应滤波系数更新部160计算用于对振幅滤波系数a_(n)进行加减运算的振幅更新项Δa_(n+1)、用于对相位滤波系数Φ_(n)进行加减运算的相位更新项ΔΦ_(n+1)。

该自适应滤波系数更新部160计算出自适应滤波系数W_(n)的更新项ΔW_(n+1)，使得根据残留信号e_(n)设定的评价函数J_(n)为最小。另外，由于应用DXHS算法，自适应滤波系数更新部160在计算更新项ΔW_(n+1)时，使用由频率计算部110计算出的频率f(或角频率ω)、由Gh数据设定部150确定的第一估计传递函数Gh的振幅成分Ah_G、相位成分Φh_G。

以下，说明在自适应滤波系数更新部160中导出自适应滤波系数W_(n)的更新项ΔW_(n+1)的方法。如数式(24)那样定义评价函数J_(n)。即，评价函数J_(n)为由残留信号检测部140检测出的残留信号e_(n)的平方。求出评价函数J_(n)为最小的正弦波控制信号y_(n)。

[数式24]

J_(n)=e_(n) ²···(24)

接着，依照数式(25)计算出LMS算法中的斜率向量▽_(n)。用自适应滤波系数W_(n)对评价函数J_(n)进行偏微分来得到斜率向量▽_(n)。这样，如数式(25)的右边那样表示斜率向量▽_(n)。

[数式25]

${\&dtri;}_{\left(n\right)}=\frac{{\&PartialD;J}_{\left(n\right)}}{{\&PartialD;W}_{\left(n\right)}}=2e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\frac{{\&PartialD;e}_{\left(n\right)}}{{\&PartialD;W}_{\left(n\right)}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(25\right)$

另外，如数式(26)所示那样，将计算出的斜率向量▽_(n)乘以步长大小参数μ所得的项设为更新项ΔW_(n+1)。

[数式26]

${\mathrm{\&Delta;W}}_{(n+1)}=\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;\left({\&dtri;}_{\left(n\right)}\right)$

$=\mathrm{\&mu;}({2e}_{\left(n\right)}\&CenterDot;\frac{{\&PartialD;e}_{\left(n\right)}}{{\&PartialD;W}_{\left(n\right)}})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(26\right)$

根据数式(18)和数式(26)，如数式(27)那样表示自适应滤波系数W_(n)的更新式。

[数式27]

$W_{(n+1)}=W_{\left(n\right)}-\mathrm{\&mu;}({2e}_{\left(n\right)}\&CenterDot;\frac{{\&PartialD;e}_{\left(n\right)}}{{\&PartialD;W}_{\left(n\right)}})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(27\right)$

在此，自适应滤波系数W_(n)如上述那样，由振幅滤波系数a_(n)和相位滤波系数Φ_(n)构成。另外，将数式(22)中的第一传递函数G的振幅成分A_G、相位成分Φ_G分别置换为第一传递函数Gh的振幅成分Ah_G、相位成分Φh_G，来计算数式(27)。这样，以数式(28)那样的正弦波项来表示与振幅滤波系数a_(n)对应的振幅更新项Δa_(n+1)，以数式(29)那样的余弦波项来表示与相位滤波系数Φ_(n)对应的相位更新项ΔΦ_(n+1)。在此，数式(28)的(1/Ah_G)是对振幅滤波系数a_(n)的更新施加标准化处理。

[数式28]

${\mathrm{\&Delta;a}}_{(n+1)}=\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+q\&CenterDot;{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}+{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G)}{{\hat{A}}_G}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(28\right)$

μ_a1：振幅用步长大小参数。

[数式29]

${\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{(n+1)}={\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+q\&CenterDot;{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}+{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(29\right)$

μ_Φ1：相位用步长大小参数。

在此，在应用了数式(28)、数式(29)的更新项的情况下，如果第一传递函数G的相位成分Φ_G与第一传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的偏差是－90°～90°的范围，则能够使控制收敛。但是，在相位的偏差超过－90°～90°的范围时，成为控制的不稳定区域，控制有可能发散。因此，将数式(28)和数式(29)置换为数式(30)和数式(31)。即，数式(30)、数式(31)是在数式(28)、数式(29)的更新项的数式中删除了相位乘法系数q所得的数式。但是，数式(16)所示的正弦波控制信号y_(n)的相位乘法系数q保持不变。由此，能够使控制不发散而收敛。将在后面说明该理论。

[数式30]

${\mathrm{\&Delta;a}}_{(n+1)}=\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}+{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G)}{{\hat{A}}_G}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(30\right)$

[数式31]

${\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{(n+1)}={\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}+{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(31\right)$

进而，为了确保收敛，将数式(30)和数式(32)置换为数式(32)的正弦波项和数式(33)的余弦波项。即，在各个更新项的数式中，将前次更新后的相位滤波系数Φ_(n)除以比1大的值即稳定化系数m。其中，相位乘法系数q是比稳定化系数m大的值。进而，在各个更新项的数式中，将第一估计传递函数Gh的相位成分Φh_G除以任意的系数p。该系数p包含1，也可以是1以外的数。由此，能够确保收敛。

[数式32]

${\mathrm{\&Delta;a}}_{(n+1)}=\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})}{{\hat{A}}_G}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(32\right)$

m：稳定化系数(m>1)

p：任意系数。

[数式33]

${\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{(n+1)}={\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(33\right)$

这样，如数式(34)那样表示振幅滤波系数a_(n)的更新式，如数式(35)那样表示相位滤波系数Φ_(n)的更新式。

[数式34]

$a_{(n+1)}=a_{\left(n\right)}-\left\{\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})}{{\hat{A}}_G}\right\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(34\right)$

[数式35]

${\mathrm{\&phi;}}_{(n+1)}={\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}-\{{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(35\right)$

这样，自适应滤波系数更新部160计算与振幅滤波系数a_(n)对应的振幅更新项Δa_(n+1)、与相位滤波系数Φ_(n)对应的相位更新项ΔΦ_(n+1)。即，在控制信号生成部120中，能够使用该更新项Δa_(n+1)、ΔΦ_(n+1)自适应地更新正弦波控制信号y_(n)。

参数设定部170在控制信号生成部120中设定作为正弦波控制信号y₍₀₎的自适应滤波系数W_(n)的初始值W₍₀₎。具体地说，参数设定部170设定振幅滤波系数的初始值a₍₀₎和相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。在此，在初始值a₍₀₎、Φ₍₀₎的采样时刻n=0时，如上述那样，例如是启动引擎10时等。在该情况下，采样时刻n在引擎10启动后到引擎10停止为止的期间中增加。除此以外，在运算处理中，在n达到能够取得的最大值n(max)时，也为n=0。

首先，振幅滤波系数的初始值a₍₀₎如数式(36)所示那样为0。相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎如数式(37)所示那样为前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)。另外，在数式(37)中，将初始值Φ₍₀₎设为前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)，但也可以设为该相位滤波系数Φ_(Last)的比例值等。

[数式36]

a₍₀₎=0···(36)

[数式37]

φ₍₀₎=φ_(last)···（37）

Φ_(Last)：前次收敛时的相位滤波系数。

在此，参数设定部170如下这样取得作为初始值Φ₍₀₎使用的相位滤波系数Φ_(Last)并存储。始终取得由残留信号检测部140检测出的残留信号e_(n)，判定残留信号e_(n)的绝对值是否为接近零的设定值以下，判定控制是否收敛。除了残留信号e_(n)以外，还能够根据振幅滤波系数a_(n)的振幅更新项Δa_(n+1)或相位滤波系数Φ_(n)的相位更新项ΔΦ_(n+1)的绝对值是否为接近零的设定值以下，来判定控制是否收敛。另外，参数设定部170从控制信号生成部120取得判定为控制收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)。参数设定部170存储这样取得的前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)。

在此，在上述数式(36)中，始终将振幅滤波系数的初始值a₍₀₎设为0。除此以外，还能够将振幅滤波系数的初始值a₍₀₎设定为与频率f对应的值。在该情况下，例如参数设定部170预先存储与频率f对应的振幅滤波系数的初始值a₍₀₎相关的对应表，根据当前的频率f和存储在该对应表中的信息，设定振幅滤波系数的初始值a₍₀₎。通过这样设定与当前的频率f对应的振幅滤波系数的初始值a₍₀₎，能够实现尽早的收敛。

另外，在上述数式(37)中，相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎为前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)。除此以外，也能够将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为与频率f对应的值。在该情况下，也可以预先存储前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)和前次收敛时的频率f，将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设为将前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)乘以用于将前次收敛时的频率f变换为当前的频率f的系数所得的值。例如，参数设定部170预先存储与频率f对应的相位滤波系数的变换系数(比例系数)有关的对应表，将前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)乘以该变换系数所得的值设为相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。通过这样设定与当前的频率f对应的相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎，能够实现尽早的收敛。

这样，在参数设定部170根据频率f设定各个初始值的情况下，在图1中，将信息从频率计算部110传送到参数设定部170。即，在图1中，通过从频率计算部110向参数设定部170的虚线的箭头来表示。另外，在如上述那样设定与频率f不对应的初始值的实施方式中，不从频率计算部110向参数设定部170传送信息，因此，在图1中用虚线的箭头进行了图示。

(2．理论说明)

接着，说明上述那样将与振幅滤波系数a_(n)对应的振幅更新项Δa_(n+1)、与相位滤波系数Φ_(n)对应的相位更新项ΔΦ_(n+1)更新的情况下的理论。当以连续时间表示数式(22)、数式(30)、数式(31)时，如数式(38)那样表示上述的DXHS算法的基本数式。但是，如上述那样，实际上不是应用数式(30)、数式(31)，而是应用数式(32)、数式(33)。另外，在以下，(t)表示时刻t的函数。另外，定义为Φ_imag(t)=q×Φ(t)，定义为μ_Φ11=ｑ×μ_Φ1。

[数式38]

e(t)=D·sin(ω·t)+A_G·a(t)·sin(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)

$\frac{\mathrm{da}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=-\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e\left(t\right)\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})}{{\hat{A}}_G}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(38\right)$

$\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;e\left(t\right)\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})$

在此，在数式(38)中，为了更简化，而省略振幅成分A_G和Ah_G，在标准化前恢复更新项da/dt。这样，如数式(39)那样表示数式(38)。

[数式39]

e(t)=D·sin(ω·t)+a(t)·sin(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)

$\frac{\mathrm{da}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e\left(t\right)\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(39\right)$

$\frac{{\mathrm{d\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;e\left(t\right)\&CenterDot;a\left(t\right)\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})$

当考虑控制稳定的情况时，在t→∞时可以为e²→0。即，在t足够大的情况下，如果满足数式(40)，则保证控制稳定。

[数式40]

$\frac{{\mathrm{de}}^2}{\mathrm{dt}}<0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(40\right)$

因此，根据数式(39)的第一式，如数式(41)那样表示。

[数式41]

$\frac{{\mathrm{de}\left(t\right)}^2}{\mathrm{dt}}=2e\left(t\right)\&CenterDot;\frac{\mathrm{de}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}$

$=2e\left(t\right)\&CenterDot;(D\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t)+\frac{\mathrm{da}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)$

$+a\left(t\right)\&CenterDot;(\mathrm{\&omega;}+\frac{d{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}})\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(41\right)$

在将数式(39)的第二式和第三式代入到数式(41)中而展开时，成为数式(42)那样。

[数式42]

$\frac{\mathrm{de}{\left(t\right)}^2}{\mathrm{dt}}=2e\left(t\right)\&CenterDot;D\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t)$

$-2{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})$

$+2e\left(t\right)\&CenterDot;a\left(t\right)\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)$

$-2{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;{e\left(t\right)}^2\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(42\right)$

在此，当将数式(39)的第一式代入到数式(42)的右边的第一项进行计算时，为数式(43)那样。另外，当将数式(39)的第一式代入到数式(42)的右边的第三项进行计算时，成为数式(44)那样。

[数式43]

2e(t)·D·ω·cos(ω·t)=2·D·ω·{D·sin(ω·t)+a(t)·sin(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)}·cos(ω·t）

＝2·D²·ω·sin(ω·t)·cos(ω·t)+2·a(t)·D·ω·sin(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)·cos(ω·t)

···(43)

[数式44]

2e(t)·a(t)·ω·cos(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)

=2{D·sin(ω·t)+a(t)·sin(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)}·a(t)·ω·cos(ω·t+Φ_imag(t)+Φ_G)

=2D·a(t)·ω·sin(ω·t)·cos(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)

+2·a(t)²·ω·sin(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)·cos(ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)

···(44)

另外，当将数式(43)和数式(44)相加时，成为数式(45)。

[数式45]

2D·a(t)·ω·sin(2ω·t+φ_imag(t)+Φ_G)+a(t)²·ω·sin(2ω·t+2φ_imag(t)+2Φ_G)

+D²·ω·sin(2ω·t)

···(45)

在此，当计算数式(42)的右边的第二项时，成为数式(46)那样。另外，当计算数式(45)的右边的第四项时，成为数式(47)那样。

[数式46]

$-2\&CenterDot;{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})$

$={\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;{e\left(t\right)}^2\&CenterDot;\{\cos (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))$

$-\cos (({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(46\right)$

[数式47]

$-2q\&CenterDot;{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{m}+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})$

$=-{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2\&CenterDot;\{\cos (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))$

$+\cos (({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(47\right)$

另外，当将数式(46)和数式(47)相加时，成为数式(48)。

[数式48]

$e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;({\mathrm{\&mu;}}_{a1}-{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2)\&CenterDot;\cos (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))$

$-e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;({\mathrm{\&mu;}}_{a1}+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2)\&CenterDot;\cos (({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(48\right)$

根据数式(45)和数式(48)，如数式(49)那样表示表示数式(42)。

[数式49]

$\frac{\mathrm{de}{\left(t\right)}^2}{\mathrm{dt}}=2D\&CenterDot;a\left(t\right)\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\sin (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+{\mathrm{\&Phi;}}_G)$

$+a{\left(t\right)}^2\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\sin (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+2{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+2{\mathrm{\&Phi;}}_G)$

$+D^2\&CenterDot;\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\sin (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t)$

$+e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;({\mathrm{\&mu;}}_{a1}-{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2)\&CenterDot;\cos (2\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t+({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G+\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))$

$-e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;({\mathrm{\&mu;}}_{a1}+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2)\&CenterDot;\cos (({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(49\right)$

在此，在数式(49)中，第五项以外全部为2ω的周期函数。另外，由于考虑到t→∞时控制收敛的状态，所以在t→∞时，e(t)、a(t)、Φ(t)收敛为固定值。这样，在t→∞时，数式(49)的从第一项到第四项的周期函数的和必须为固定值。但是，固定值并不限于零，也可以是零以外的值。

另外，为了导出上述的固定值，计算各个周期函数的平均值。数式(49)的从第一项到第四项的周期函数全部是2ω的函数，在假设经过了足够的时间时，各个周期函数的平均值成为零。根据数式(50)能够导出该情况。在此，T表示周期。

[数式50]

$\underset{T\&RightArrow;\&infin;}{\lim }\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{T}f\left(t\right)\mathrm{dt}=0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(50\right)$

T：周期。

因此，能够估计数式(49)的从第一项到第四项的周期函数的和的收敛值为零。这样，在数式(49)中，只要研究第五项就足够了。因此，根据数式(40)和数式(49)的第五项，为了保证控制稳定，必须至少满足数式(51)的条件。

[数式51]

$-e{\left(t\right)}^2\&CenterDot;({\mathrm{\&mu;}}_{a1}+{\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}11}\&CenterDot;a{\left(t\right)}^2)\&CenterDot;\cos (({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))<0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(51\right)$

在此，根据数式(52)，数式(53)的条件是必要的。

[数式52]

e(t)²·(μ_a1+μ_φ11·a(t)²)＞0···(52)

[数式53]

$\cos (({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p}))>0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(53\right)$

根据数式(53)，数式(54)的条件是必要的。其中，n是整数。

[数式54]

$-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}+2\mathrm{n\&pi;}<({\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)-\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\mathrm{imag}}\left(t\right)}{q})+({\mathrm{\&Phi;}}_G-\frac{{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{p})<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}+2\mathrm{n\&pi;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(54\right)$

另外，当前q>1，p是任意系数，因此能够如数式(55)那样展开数式(54)。即，在t→∞时，设定满足数式(55)那样的相位滤波系数Φ(t)，由此使控制不发散。

[数式55]

$-\frac{\mathrm{q\&pi;}}{2(q-1)}+\frac{2\mathrm{nq\&pi;}}{q-1}-\frac{q(p{\mathrm{\&Phi;}}_G-{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G)}{p(q-1)}<\mathrm{\&phi;}\left(t\right)<\frac{\mathrm{q\&pi;}}{2(q-1)}+\frac{2\mathrm{nq\&pi;}}{q-1}-\frac{q(p{\mathrm{\&Phi;}}_G-{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G)}{p(q-1)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(55\right)$

在此，在与本实施方式不同的普通的DXHS算法的情况下，是在数式(53)中q=1的情况。这时，如果实际的第一传递函数G的相位成分Φ_G和第一传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位偏差是－90°～90°的范围，则满足q=1的数式(53)的条件。即，在相位偏差为－90°～90°的范围时，保证稳定性。但是，在q=1的情况下，当在－90°～90°的范围以外时，控制会发散。与此相对，在本实施方式中，q>1，因此如上述那样，如果满足数式(55)，则控制收敛。例如，在q=3，p=3的情况下，数式(55)成为数式(56)。

[数式56]

$-\frac{3\mathrm{\&pi;}}{4}+3\mathrm{n\&pi;}-\frac{3{\mathrm{\&Phi;}}_G-{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{2}<\mathrm{\&phi;}\left(t\right)<\frac{3\mathrm{\&pi;}}{4}+3\mathrm{n\&pi;}-\frac{{3\mathrm{\&Phi;}}_G-{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_G}{2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(56\right)$

在数式(56)中，在传递函数相位差(3Φ_G－Φh_G)=0的情况下，相位滤波系数Φ(t)的范围在n=0时为－135°～+135°，在n=1时为+405°～+675°、即+45°～－45°。在以－180°～+180°的范围表示该范围时，成为图2所示那样。即，在设为n=0、1的情况下，n=0、n=1的两个情况下的扭矩的相位滤波系数Φ(t)能够选择360°的全部范围。另外，在n=－1时，成为－675°～－405°、即+45°～－45°。即，在n=0、－1的情况下，与上述同样。

接着，还考虑传递函数相位差(3Φ_G－Φh_G)=0以外的情况。在该情况下，在数式(56)中，在n=－1、0、1的情况下，各个稳定区域和不稳定区域为如图3所示那样。根据该关系，研究能够在哪个范围内设定相位滤波系数Φ(t)的范围。

在q=p=3的情况下，在360°的任意位置都能够选择n=0、1的相位滤波系数Φ(t)，并且传递函数相位差为－720°<(3Φ_G－Φh_G)<+720°。即，在n=0，并且(3Φ_G－Φh_G)=－720°时，为+225°<Φ(t)<+495°。在n=1，并且(3Φ_G－Φh_G)=－720°时，为+765°<Φ(t)<+1035°。在n=0，并且(3Φ_G－Φh_G)=+720°时，为－495°<Φ(t)<－225°。在n=1，并且(3Φ_G－Φh_G)=+720°时，为45°<Φ(t)<315°。如果从这些范围中设为－495°<Φ(t)<+1035°，则能够使得控制不发散、即控制收敛。另外，在q=p=3、n=0、－1的情况下，根据与上述同样的考虑方法，如果设为－1035°<Φ(t)<+495°，则控制不发散。

(分析)

接着，针对上述实施方式，对第一传递函数G的相位成分Φ_G和第一传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位差是180°的情况、相位乘法系数q=3、m=2的情况进行分析。图4A～图4D表示该分析结果。如图4A所示，可知残留信号e收敛。这时的正弦波控制信号y如图4B所示那样。另外，如图4C和图4D所示那样，可知振幅滤波系数a和相位滤波系数Φ分别收敛。特别如图4D所示那样，可知相位滤波系数Φ比振幅滤波系数a更早地收敛。

这样，即使相位差是180°，最终也使控制不发散，并且能够尽早地收敛。因此，即使由于第一传递函数G随着温度、经时变化而第一传递函数G的相位成分和第一估计传递函数Gh的相位成分之间产生偏差，也能够尽早地使控制收敛。进而，通过使用第一估计传递函数Gh，在第一估计传递函数Gh的精度高的情况下，能够尽早地收敛。进而，振幅滤波系数a不会成为比收敛值大的值，而且是收敛的。即，振幅滤波系数a不会过冲。因此，能够在到收敛为止的期间中抑制振动变大的情况。

另外，如上述那样，不是简单地将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为零，而是根据前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)进行设定。这时，能够认为前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)是考虑到前次收敛的时刻的传递函数G的相位的值。即，可以说相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎跟随当前的传递函数G的经时变化。因此，能够抑制控制发散的情况，能够最终使控制收敛。

在此，在上述实施方式中，也能够简单地将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为零。即使这样，也能够实现能够使控制不发散而收敛的效果。但是，在该情况下，与根据前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)来设定相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎的情况相比，尽早收敛的效果差。

<第二实施方式>

参照图5说明本实施方式的主动型振动或噪音抑制装置200。在第一实施方式中，在自适应滤波系数W的更新式中，使用了第一传递函数G的估计值Gh。与此相对，本实施方式的主动型振动或噪音抑制装置200在自适应滤波系数W的更新式中不使用第一传递函数G的估计值Gh。

主动型振动或噪音抑制装置200具备频率计算部110、控制信号生成部120、产生装置130、残留信号检测部140、自适应滤波系数更新部260、扭矩变动量计算部280、参数设定部270。在此，对与第一实施方式相同的结构赋予相同符号并省略说明。即，本实施方式的主动型振动或噪音抑制装置200相对于第一实施方式，自适应滤波系数更新部260、扭矩变动量计算部280、参数设定部270不同。

自适应滤波系数更新部260(相当于本发明的“振幅滤波系数更新部”、“相位滤波系数更新部”)与第一实施方式相同，计算用于对由控制信号生成部120生成的自适应滤波系数W_(n)进行加减运算的更新项ΔW_(n+1)，以使残留信号e_(n)变小。该自适应滤波系数更新部260计算用于对振幅滤波系数a_(n)进行加减运算的振幅更新项Δa_(n+1)、用于对相位滤波系数Φ_(n)进行加减运算的相位更新项ΔΦ_(n+1)。

在此，第一实施方式的振幅更新项Δa_(n+1)如数式(32)所示那样。在数式(32)中，将(μ_a1／Ah_G)设为不依赖于第一估计传递函数Gh的振幅成分Ah_G的固定的振幅用步长大小参数μ_a2，并且将(Φh_G/p)设为零。这样，如数式(57)那样表示振幅更新项Δa_(n+1)。即，用数式(57)表示的振幅更新项Δa_(n+1)为不依赖于第一估计传递函数Gh的更新项。在此，关于振幅用步长大小参数μ_a2将在后面说明，由参数设定部270使用前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)来变更振幅用步长大小参数μ_a2。

[数式57]

${\mathrm{\&Delta;a}}_{(n+1)}={\mathrm{\&mu;}}_{a2}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(57\right)$

μ_a2：振幅用步长大小参数。

另外，第一实施方式中的相位更新项ΔΦ_(n+1)如数式(33)所示那样。在数式(33)中，将(Φh_G/p)设为零。这样，如数式(58)那样表示相位更新项ΔΦ_(n+1)。即，以数式(58)表示的相位更新项ΔΦ_(n+1)为不依赖于第一估计传递函数Gh的更新项。

[数式58]

${\mathrm{\&Delta;\&phi;}}_{(n+1)}={\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}2}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(58\right)$

μ_Φ2：相位用步长大小参数。

扭矩变动量计算部280从引擎控制部30接收与引擎10的驱动扭矩变更量trq_(n)有关的信息，计算引擎10的驱动扭矩变动量trq_(n)。例如，与驱动扭矩变动量trq_(n)有关的信息是指驱动扭矩变动量trq_(n)本身、加速器开度的变化量等。

参数设定部270与第一实施方式同样地如数式(36)、数式(37)所示那样设定振幅滤波系数的初始值a₍₀₎、相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎。进而，参数设定部270使用前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)、前次收敛时的驱动扭矩变动量trq_(Last)，依照数式(59)设定振幅用步长大小参数μ_a2。如数式(59)所示那样，振幅用步长大小参数μ_a2为将前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)除以驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值(除值)再乘以固定的步长大小参数μa3所得的值。

[数式59]

${\mathrm{\&mu;}}_{a2}={\mathrm{\&mu;}}_{a3}\&CenterDot;\frac{a_{\left(\mathrm{last}\right)}}{{\mathrm{trq}}_{\left(\mathrm{last}\right)}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(59\right)$

μa3：步长大小参数。

在此，如在第一实施方式中说明的那样，即使相位滤波系数Φ_(n)选择了360°的全部范围，也能够使控制收敛。因此，在数式(32)、数式(33)中，即使在周期函数(sin函数或cos函数)的相位成分中不使用第一估计传递函数Gh的相位成分Φh_G，也不会由于相位滤波系数Φ_(n)的值而控制发散。因此，即使如数式(57)、数式(58)那样为不使用该相位成分Φh_G的更新式，也能够使控制收敛。

另外，在数式(57)中，不使用第一估计传递函数Gh的振幅成分Ah_G，但振幅更新项Δa_(n+1)的振幅步长大小参数μ_a2基于前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)。能够认为前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)是考虑到前次收敛的时刻的传递函数G的振幅的值。即，可以说振幅更新项Δa_(n+1)的振幅用步长大小参数μ_a2跟随当前的传递函数G的经时变化。

特别如数式(59)所示那样，将振幅用步长大小参数μ_a2设定为将前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)除以驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值的比例值。在此，在引擎10设为振动或噪音的发生源的情况下，从引擎10传递到评价点20的振动或噪音与引擎10的驱动扭矩变动量trq成比例。即，在控制收敛的状态下，第一传递函数G的振幅与将振幅滤波系数a_(Last)除以驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值对应。

另外，如上述那样，将前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)除以前次收敛时的驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值的比例值设定为振幅更新项Δa_(n+1)的振幅用步长大小参数μ_a2，该振幅用步长大小参数μ_a2与前次收敛时的第一传递函数G的振幅对应。因此，即使应用数式(57)，振幅的跟随性能也不恶化，能够确保尽早收敛。

这样，如第二实施方式那样，即使不使用第一估计传递函数Gh来更新自适应滤波系数W，也能够与第一实施方式同样地确保并且尽早地使控制收敛。进而，不使用第一估计传递函数Gh，因此不需要第一传递函数G的同定处理，也不需要追求同定精度。因此，能够简化运算处理，并且能够降低运算处理负荷。

在此，在上述实施方式中，根据前次收敛时的相振幅波器系数a_(Last)设定振幅用步长大小参数μ_a2，但也能够简单地设定为固定值。即使这样，也能够实现能够使控制不发散而收敛的效果。但是，在该情况下，与根据前次收敛时的振幅滤波系数a_(Last)设定振幅用步长大小参数μ_a2的情况相比，振幅的跟随性能恶化，尽早收敛的效果差。

<第三实施方式>

在上述第一实施方式中，进行处理而将数式(30)和数式(31)置换为数式(32)和数式(33)。除此以外，也可以对振幅滤波系数a_(n+1)的更新项Δa_(n+1)和相位滤波系数Φ_(n)的更新项ΔΦ_(n+1)使用数式(30)和数式(31)本身。即，相当于在数式(32)、数式(33)中设为m=1的情况。在该情况下，也能够使控制收敛。

<第四实施方式>

在上述第一实施方式中，正弦波控制信号y_(n)如数式(16)所示那样，为对相位滤波系数Φ_(n)乘以比1大的相位乘法系数q的关系式。与此相对，在第四实施方式中，如不乘以相位乘法系数q的关系式、即数式(60)那样表示正弦波控制信号y_(n)。

[数式60]

Y_(n)=a_(n).sin(ω·t_(n)+φ_(n))···(60)

y_(n)：正弦波控制信号

a_(n)：振幅滤波系数

Φ_(n)：相位滤波系数

ω：角频率

t_(n)：采样时刻

(n)：采样数(时间步长)。

在该情况下，用数式(61)表示由残留信号检测部140检测出的残留信号e_(n)。

[数式61]

e_(n)=A_H·sin(ω·t_(n)+Φ_H)+A_G·a_(n)·sin(ω·t_(n)+φ_(n)+Φ_G)···(61)

另外，与振幅滤波系数a_(n)对应的振幅更新项Δa_(n+1)、与相位滤波系数Φ_(n)对应的相位更新项ΔΦ_(n+1)与第一实施方式同样，为数式(32)的正弦波项和数式(33)的余弦波项。

(分析)

针对本实施方式，对第一传递函数G的相位成分Φ_G和第一传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位差是150°的情况进行分析。图6A～图6D表示该分析结果。如图6A所示，可知残留信号e收敛。这时的正弦波控制信号y如图6B所示那样。另外，如图6C和图6D所示那样，可知振幅滤波系数a和相位滤波系数Φ分别收敛。

这样，即使相位差是150°，最终也能够使控制不发散而收敛。因此，即使由于第一传递函数G随着温度、经时变化而第一传递函数G的相位成分和第一估计传递函数Gh的相位成分之间产生偏差，也能够使控制收敛。进而，通过使用第一估计传递函数Gh，在第一估计传递函数Gh的精度高的情况下，能够尽早地收敛。

另外，在本实施方式中将与振幅滤波系数a_(n)对应的振幅更新项Δa_(n+1)、与相位滤波系数Φ_(n)对应的相位更新项ΔΦ_(n+1)进行更新的情况下，在第一实施方式的理论说明中，与将Φ_imag(t)置换为Φ(t)，将q置换为m的状态对应。

<第五实施方式>

在上述第四实施方式中，与第一实施方式同样，不是简单地将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为零，而是根据前次收敛时的相位滤波系数Φ_(Last)进行设定。在本实施方式中，将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为零。参照图7说明该情况下的主动型振动或噪音抑制装置300的详细结构。

如图7所示，本实施方式的装置300相对于第四实施方式的装置100(图1所示)，不具备参数设定部170。即，在第四实施方式的装置100中，由参数设定部170设定初始值a₍₀₎、Φ₍₀₎，但在本实施方式中，将两个初始值a₍₀₎、Φ₍₀₎设为零。除此以外是相同的结构。

(分析)

针对本实施方式，对第一传递函数G的相位成分Φ_G和第一传递函数Gh的相位成分Φh_G之间的相位差是150°的情况进行分析。图8A～图8D表示该分析结果。如图8A所示，可知残留信号e收敛。这时的正弦波控制信号y如图8B所示那样。另外，如图8C和图8D所示那样，可知振幅滤波系数a和相位滤波系数Φ分别收敛。

这样，即使相位差是150°，最终也能够使控制不发散而收敛。因此，即使由于第一传递函数G随着温度、经年变化而第一传递函数G的相位成分和第一估计传递函数Gh的相位成分之间产生偏差，也能够使控制收敛。进而，通过使用第一估计传递函数Gh，在第一估计传递函数Gh的精度高的情况下，能够尽早地收敛。

<第六实施方式>

参照图9说明本实施方式的主动型振动或噪音抑制装置400。在第五实施方式中，在自适应滤波系数W的更新式中，使用了第一传递函数G的估计值Gh。与此相对，本实施方式的装置400在自适应滤波系数W的更新式中不使用第一传递函数G的估计值Gh。

即，如图9所示，该抑制装置400具备频率计算部110、控制信号生成部120、产生装置130、残留信号检测部140、自适应滤波系数更新部460。在此，对与第一实施方式相同的结构赋予相同符号并省略说明。即，本实施方式的该装置400相对于第五实施方式，不具备图7中的Gh数据设定部150,并且自适应滤波系数更新部460不同。

该自适应滤波系数更新部460与第二实施方式的自适应滤波系数更新部260实质上相同，如数式(57)那样表示振幅更新项Δa_(n+1)，如数式(58)那样表示相位更新项ΔΦ_(n+1)。这样，振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)为不依赖于第一估计传递函数Gh的更新项。

在此，与第五实施方式同样，即使相位滤波系数Φ_(n)选择了360°的全部范围，也能够使控制收敛。因此，在数式(30)、数式(31)中，即使在周期函数(sin函数或cos函数)的相位成分中不使用第一估计传递函数Gh的相位成分Φh_G，也不会由于相位滤波系数Φ_(n)的值而控制发散。因此，即使如数式(57)、数式(58)那样为不使用该相位成分Φh_G的更新式，也能够使控制收敛。

另外，在数式(57)、数式(58)中不使用第一估计传递函数Gh的振幅成分Ah_G的情况下，与使用振幅成分Ah_G的更新式相比，振幅的跟随性能有可能恶化。因此，到收敛为止的时间有可能变长。但是，由此控制不会发散。

这样，如本实施方式那样，即使不使用第一估计传递函数Gh来更新自适应滤波系数W，也能够与第五实施方式同样地确保并且尽早地使控制收敛。进而，不使用第一估计传递函数Gh，因此不需要第一传递函数G的同定处理，也不需要追求同定精度。因此，能够简化运算处理，并且能够降低运算处理负荷。

<第七实施方式>

在上述实施方式中，进而追加将振幅滤波系数a_(n)设为正数的条件，并且将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为满足数式(62)的范围。通过这样设定，能够抑制控制的发散，并且尽早地收敛。以下，说明实现上述那样的效果的理由。

对振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)应用平均化法。即，针对振幅滤波系数a_(n)和相位滤波系数Φ_(n)的一个周期量(0～T)，应用平均化法来进行平均化处理。使用平均化后的一个周期量的各滤波系数a_(n)、Φ_(n)，导出各滤波系数更新项Δa_(n+1)、ΔΦ_(n+1)的关系式。将在所导出的各滤波系数更新项Δa_(n+1)、ΔΦ_(n+1)的关系式为0时的各滤波系数a_(n)、Φ_(n)的解(a，Φ)导出。该解(a，Φ)相当于各滤波系数更新项Δa_(n+1)、ΔΦ_(n+1)的平衡点。通常，能够得到多个平衡点(a，Φ)。在本实施方式中，作为平衡点，存在a为正数时成为多个Φ的点、a为负数时成为多个Φ的点。

另外，对多个平衡点(a，Φ)分别进行稳定分析。这样，能够得到一个以上的控制稳定的平衡点(a，Φ)。在多个平衡点(a，Φ)中，还包含不稳定的平衡点(a，Φ)。根据特性方程式的各系数是否为相同符号，来判定是稳定还是不稳定。即，在特性方程式的各系数为相同符号时，判定为控制稳定。在此，在a为正数的情况下，为了满足稳定条件，满足cosΦ<0成为必要条件。另一方面，在a为负数的情况下，不存在满足稳定条件的情况。另外，在a为正数的情况下，能够满足cosΦ<0的Φ为满足数式(62)的范围。

[数式62]

$\frac{4k+1}{2}\mathrm{\&pi;}<{\mathrm{\&phi;}}_{\left(0\right)}<\frac{4k+3}{2}\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(62\right)$

k：整数。

特别地也可以将相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎设定为数式(63)。即，相位滤波系数的初始值Φ₍₀₎为控制的稳定区域中的中央的相位、即最偏离稳定边界的相位。由此，在更新相位滤波系数Φ_(n)时，容易使其在稳定区域内移动。即，通过使稳定状态持续，能够尽早地收敛。

[数式63]

φ₍₀₎=(2k+1)π···(63)

<其他>

在上述实施方式中，振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)为数式(32)、数式(33)、数式(57)、数式(58)所示的更新式。除此以外，振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)也可以是为了提高收敛稳定性等而将数式(32)、数式(33)、数式(57)、数式(58)所示的项加减其他项所得的数式。即，如果振幅更新项Δa_(n+1)和相位更新项ΔΦ_(n+1)为至少包含数式(32)、数式(33)、数式(57)、数式(58)的更新式，则能够发挥上述效果。

附图标记说明：

10：振动或噪音发生源(引擎)；20：评价点；100、200、300、400：主动型振动或噪音抑制装置；110：频率计算部；120：控制信号生成部；130：产生装置；140：残留信号检测部；150：第一估计传递函数设定部；160、260、460：自适应滤波系数更新部；170、270：参数设定部；180：扭矩变动量计算部。

Claims (23)

1.一种主动型振动或噪音抑制装置，其输出控制振动或控制音来主动地抑制评价点处的振动或噪音，其具备：

控制信号生成部，其生成由振动或噪音的发生源的频率、作为自适应滤波系数的振幅滤波系数以及相位滤波系数构成的正弦波控制信号y_(n)；

控制振动或控制音产生装置，其输出与上述正弦波控制信号y_(n)对应的上述控制振动或控制音；

残留信号检测部，其检测在上述评价点处由于上述发生源的振动或噪音与上述控制振动或控制音之间的干扰而产生的残留信号e_(n)；

振幅滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述振幅滤波系数a_(n)进行加减运算而更新的振幅更新项Δa_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小；以及

相位滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述相位滤波系数φ_(n)进行加减运算而更新的相位更新项Δφ_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小，

其中，用具有振幅成分和相位成分的正弦波表示上述正弦波控制信号y_(n)，

上述振幅更新项Δa_(n+1)和上述相位更新项Δφ_(n+1)包含具有振幅成分和相位成分的正弦波项或余弦波项，

将上述正弦波控制信号y_(n)的相位成分乘以1以外的系数、或者将上述振幅更新项Δa_(n+1)和上述相位更新项Δφ_(n+1)的正弦波项或余弦波项的相位成分乘以1以外的系数。

2.根据权利要求1所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述正弦波控制信号y_(n)包含将上述相位滤波系数φ_(n)乘以比1大的值所得的值，来作为相位成分。

3.根据权利要求2所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

用数式1来表示上述正弦波控制信号y_(n)，

[数式1]

y_(n)=a_(n)·sin(ω·t_(n)+q·φ_(n))…（1)

y_(n)：正弦波控制信号

a_(n)：振幅滤波系数

φ_(n)：相位滤波系数

ω：角频率

q：相位乘法系数，其中，q>1

t_(n)：采样时刻

(n)：采样数即时间步长。

4.根据权利要求2或3所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述振幅更新项Δa_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项是数式2的项，

上述相位更新项Δφ_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项是数式3的项，

[数式2]

$a1\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\&phi;}1)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

e_(n)：残留信号

a1：振幅系数

φ1：相位系数

m：稳定化系数，其中，m≥1，

[数式3]

$a2\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\&phi;}2)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

a2：振幅系数

φ2：相位系数。

5.根据权利要求4所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

数式2中的振幅系数a1、相位系数φ1、数式3中的振幅系数a2、相位系数φ2是不依赖于上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数的系数。

6.根据权利要求5所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

数式2是数式4，数式3是数式5，

[数式4]

${\mathrm{\&mu;}}_{a2}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

μ_a2：步长大小参数，

[数式5]

${\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}2}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

μ_φ2：步长大小参数。

7.根据权利要求4所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述主动型振动或噪音抑制装置还具备估计传递函数存储部，该估计传递函数存储部预先存储上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数的估计值，

数式2中的振幅系数a1和相位系数φ1的至少一个、数式3中的振幅系数a2和相位系数φ2的至少一个是根据上述传递函数的估计值得到的系数。

8.根据权利要求7所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

数式2是数式6，数式3是数式7，

[数式6]

$\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}{p})}{\hat{A}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

μ_a1：步长大小参数

：传递函数的估计值的振幅成分

：传递函数的估计值的相位成分

p：系数，

[数式7]

${\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}{p})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

μ_φ1：步长大小参数。

9.根据权利要求4～8中的任意一项所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述稳定化系数m被设定为比1大的值，

上述相位乘法系数q被设定为比上述稳定化系数m大的值。

10.根据权利要求1所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

在用数式8表示上述正弦波控制信号y_(n)的情况下，上述振幅更新项Δa_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项包含数式9的正弦波项，上述相位更新项Δφ_(n+1)的上述正弦波项或余弦波项包含数式10的余弦波项，

[数式8]

y_(n)=a_(n)·sin(ω·t_(n)+φ_(n))…(8)

y_(n)：正弦波控制信号

a_(n)：振幅滤波系数

φ_(n)：相位滤波系数

ω：角频率

t_(n)：采样时刻

(n)：采样数即时间步长，

[数式9]

$a1\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\&phi;}1)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

e_(n)：残留信号

a1：振幅系数

φ1：相位系数

m：稳定化系数，其中，m＞1，

[数式10]

$a2\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\mathrm{\&phi;}2)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

a2：振幅系数

φ2：相位系数。

11.根据权利要求10所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

数式9中的振幅系数a1、相位系数φ1、数式10中的振幅系数a2、相位系数φ2是不依赖于上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数的系数。

12.根据权利要求11所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

数式9是数式11，数式10是数式12，

[数式11]

${\mathrm{\&mu;}}_{a2}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

μ_a2：步长大小参数，

[数式12]

${\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}2}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

μ_φ2：步长大小参数。

13.根据权利要求10所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述主动型振动或噪音抑制装置还具备估计传递函数存储部，该估计传递函数存储部预先存储上述控制信号生成部与上述评价点之间的传递函数的估计值，

数式9中的振幅系数a1和相位系数φ1的至少一个、数式10中的振幅系数a2和相位系数φ2的至少一个是根据上述传递函数的估计值得到的系数。

14.根据权利要求13所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

数式9是数式13，数式10是数式14，

[数式13]

$\frac{{\mathrm{\&mu;}}_{a1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}{p})}{\hat{A}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(13\right)$

μ_a1：步长大小参数

：传递函数的估计值的振幅成分

：传递函数的估计值的相位成分

p：系数，

[数式14]

${\mathrm{\&mu;}}_{\mathrm{\&phi;}1}\&CenterDot;e_{\left(n\right)}\&CenterDot;\cos (\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;t_{\left(n\right)}+\frac{{\mathrm{\&phi;}}_{\left(n\right)}}{m}+\frac{\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}{p})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

μ_φ1：步长大小参数。

15.根据权利要求1～14中的任意一项所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

根据前次收敛时的上述相位滤波系数φ_(Last)设定上述相位滤波系数的初始值φ₍₀₎。

16.根据权利要求15所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

将上述相位滤波系数的初始值φ₍₀₎设定为前次收敛时的上述相位滤波系数φ_(Last)。

17.根据权利要求15所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

根据前次收敛时的上述相位滤波系数φ_(Last)、前次收敛时的频率f以及当前的频率f，设定上述相位滤波系数的初始值φ₍₀₎。

18.根据权利要求15～17中的任意一项所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

根据当前的频率f设定上述振幅滤波系数的初始值a₍₀₎。

19.根据权利要求15～18中的任意一项所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

根据前次收敛时的上述振幅滤波系数a_(Last)设定上述振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数。

20.根据权利要求19所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述主动型振动或噪音抑制装置应用于具有引擎的车辆，

将上述振幅更新项Δa_(n+1)的步长大小参数设定为将前次收敛时的上述振幅滤波系数a_(Last)除以上述引擎的驱动扭矩变动量trq_(Last)所得的值的比例值。

21.根据权利要求1～14中的任意一项所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

将上述相位滤波系数的初始值φ₍₀₎设定为满足数式15的范围，

[数式15]

$\frac{4k+1}{2}\mathrm{\&pi;}<\mathrm{\&phi;}\left(0\right)<\frac{4k+3}{2}\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

k：整数。

22.根据权利要求1～21中的任意一项所述的主动型振动或噪音抑制装置，其特征在于，

上述振幅滤波系数是正数。

23.一种主动型振动或噪音抑制装置，其输出控制振动或控制音而主动地抑制评价点处的振动或噪音，其具备：

控制信号生成部，其生成由振动或噪音的发生源的频率、作为自适应滤波的振幅滤波系数以及相位滤波系数构成的正弦波控制信号y_(n)；

控制振动或控制音产生装置，其输出与上述正弦波控制信号y_(n)对应的上述控制振动或控制音；

残留信号检测部，其检测在上述评价点处由于上述发生源的振动或噪音与上述控制振动或控制音之间的干扰而产生的残留信号e_(n)；

振幅滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述振幅滤波系数a_(n)进行加减运算而更新的振幅更新项Δa_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小；

相位滤波系数更新部，其计算用于对前次更新后的上述相位滤波系数φ_(n)进行加减运算而更新的相位更新项Δφ_(n+1)，以使上述残留信号e_(n)变小，

其中，根据前次收敛时的上述相位滤波系数φ_(Last)设定上述相位滤波系数的初始值φ₍₀₎。

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