JP4930040B2 - 状態量推定装置及び角速度推定装置 - Google Patents

Description

この発明は、状態量推定装置及び角速度推定装置の改良に関する。

同一次元オブザーバを用いて風車の角速度を推定するものがある（特許文献１参照）。
特開２００４−６４８０９号公報

ところで、一般的に入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバは、モデル化誤差や確率的なノイズが無い状態を前提条件とし、制御対象モデルの観測可能な出力ｙと、同一次元オブザーバの出力であるｙの推定値とを比較して両者の偏差ｅがゼロに収束するように設計される。

しかしながら、同一次元オブザーバを用いて実際の制御対象の状態変数ｘ2を推定する場合、実際の制御対象と制御対象モデルとの間には少なからずモデル化誤差があるので、状態変数ｘ2の推定値は必ずしも真値に収束しない。また、ノイズがある場合にはオブザーバゲインを十分大きくとることができない。

具体例として、制御対象を直流モータを有する回転体（例えばスロットルバルブ）とし、入力ｕをこの直流モータの駆動電流Ｉ、出力ｙを回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）（回転角度θは計測可能）とし、かつ状態変数ｘ1を回転体の回転角度θ、状態変数ｘ2を回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する事例を挙げると、回転角度θの推定誤差がゼロに収束するように同一次元オブザーバは設計されるが、制御対象の内部状態量である回転角速度ωθの推定精度は制御対象モデルの正確さに依存している。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデルの出力である回転角度θの推定誤差に比べて、回転角速度ωθの推定誤差が大きく残り易いという問題がある。

そこで本発明は、状態変数ｘ₂の推定精度を高め得る状態量推定装置及び回転角速度ωθの推定精度を高め得る角速度推定装置を提供することを目的とする。

本発明は、入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルであって、状態変数ｘ ₂ の推定値より、出力であるｙの推定値から前記制御対象モデルの出力ｙを差し引いた値に前記ゲインＫ ₁ （ただし、Ｋ ₁ は同一次元オブザーバのゲインベクトルにおけるｘ ₁ の微分値に対応する部分である。）を乗算した値を差し引き、その差し引いた値を前記積分器で積分した値を状態変数ｘ ₁ の推定値としている同一次元オブザーバの状態方程式を、

とし、制御対象の内部状態量（ｘ₁、ｘ₂、…、ただしｙ＝ｘ₁、ｘ₁の微分値＝ｘ₂）を推定する状態量推定装置において、状態変数ｘ₂の推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数であるｘ₂の推定値ではなく、前記状態変数ｘ₁の推定値を微分した値を用いる。

また、本発明は、入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルであって、状態変数ｘ ₂ の推定値より、出力であるｙの推定値から前記制御対象モデルの出力ｙを差し引いた値に前記ゲインＫ ₁ （ただし、Ｋ ₁ は同一次元オブザーバのゲインベクトルにおけるｘ ₁ の微分値に対応する部分である。）を乗算した値を差し引き、その差し引いた値を前記積分器で積分した値を状態変数ｘ ₁ の推定値としている同一次元オブザーバの状態方程式を、前記（１）式とし、制御対象の内部状態量（ｘ₁、ｘ₂、…、ただしｙ＝ｘ₁、ｘ₁の微分値＝ｘ₂）を推定する状態量推定装置に対し、前記制御対象を直流モータを有する回転体（例えばスロットルバルブ）とし、前記入力ｕをモータ駆動電流Ｉ、前記出力ｙを前記回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）とし、かつ状態変数ｘ₁を前記回転体の回転角度θ、状態変数ｘ₂を前記回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する角速度推定装置において、前記回転角速度ωθの推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値ではなく、前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値を用いる。

一般に、同一次元オブザーバ内部の変数である状態変数ｘ₂の推定精度は、同一次元オブザーバの設計に使われる制御対象モデルの正確さに依存する。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデルの出力であるｙの推定誤差に比べて状態変数ｘ₂の推定誤差が大きく残り易いという問題がある。

これに対して本発明によれば、同一次元オブザーバ内部の変数であるｘ₂の推定値の代わりに、同一次元オブザーバの出力であるｘ₁の推定値を微分した値、すなわち
ｘ₁の推定値を微分した値＝ｘ₂の推定値−Ｋ₁
・（制御対象モデルの出力ｙの推定値−制御対象モデルの出力ｙ）
の式により得られる「ｘ₁の推定値を微分した値」を状態変数ｘ₂の推定値として用いるので、モデル化誤差の影響を軽減でき、推定精度を向上できることとなった。

なお、同一次元オブザーバの演算では、もともと「ｘ₁の推定値を微分した値」を積分計算してｘ₁の推定値を算出しているので、演算を増やすことなく本発明を適用できる（図７（Ａ）参照）。

また、入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバの状態方程式を、上記（１）式とし、同一次元オブザーバ内部の状態量（ｘ₁、ｘ₂、…、ただしｙ＝ｘ₁、ｘ₁の微分値＝ｘ₂）を推定する状態量推定装置に対し、前記制御対象を直流モータを有する回転体（例えばスロットルバルブ）とし、前記入力ｕをモータ駆動電流Ｉ、前記出力ｙを前記回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）とし、かつ状態変数ｘ₁を前記回転体の回転角度θ、状態変数ｘ₂を前記回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する角速度推定装置において、一般に、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定精度は、同一次元オブザーバの設計に使われる制御対象モデルの正確さに依存する。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデルの出力である回転角度θの推定誤差に比べて回転角速度ωθの推定誤差が大きく残り易いという問題がある。

これに対して本発明によれば、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値の代わりに、同一次元オブザーバの出力である回転角度θの推定値を微分した値、すなわち
回転角度θの推定値を微分した値＝回転角速度ωθの推定値
−Ｋ₁（回転角度θの推定値−制御対象モデルの出力である回転角度θ）
の式により得られる「回転角度θの推定値を微分した値」を回転角速度ωθの推定値として用いるので、モデル化誤差の影響を軽減でき、回転角速度ωθの推定精度を向上できる（図８、図９参照）。

なお、同一次元オブザーバの演算では、もともと「回転角度θの推定値を微分した値」を積分計算して回転角度θの推定値を算出しているので、演算を増やすことなく本発明を適用できる（図７（Ｂ）参照）。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は一実施形態のスロットルバルブ位置決め制御装置の構成を示す機能ブロック図であり、本発明の角速度推定装置をスロットルバルブ位置決め制御装置に適用した例である。

スロットルアクチュエータ１は内燃機関（エンジン）の吸入空気流路に設けられたバタフライ型スロットルバルブ１Ａを駆動する。すなわち、バルブシャフト１Ｂが減速機１Ｃ（２つのギア１Ｄ、１Ｅからなる）を介してモータ１Ｆの軸に連結されている。アクチュエータの駆動源には直流モータ１Ｆが用いられ、モータ１Ｆの出力を減速機１Ｃにより減速して、図示しないバネにより閉方向に付勢されているスロットルバルブ１Ａを開方向に駆動する。

センサ２はスロットルバルブ１Ａの開口角度（簡単に「スロットル角度」ともいう。あるいは「スロットル開度」ともいう。）を検出する。この実施形態ではアナログ信号を出力する安価なポテンショメータ式とするが、高精度な光学式エンコーダを用いてもよい。

センサ信号処理回路３は増幅器およびＡ／Ｄ変換器を有し、スロットル開度センサ２からのアナログ信号を増幅してディジタル信号に変換する。

スロットルバルブ位置決めコントローラ４はＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、デジタルポート、Ａ／Ｄポート、Ｄ／Ａポート、各種タイマー機能を内蔵するワンチップマイコン（あるいは同機能を実現する複数チップのマイコン）と高速通信用回路等から構成され、スロットルバルブ開度検出値であるスロットル開度θがスロットル開度指令値θ_COMに追従するようなモータ電流指令値Ｉ_COMを演算する。

電流制御アンプ５は、実際のモータ電流Ｉがモータ電流指令値Ｉ_COMに追従するようにパワートランジスタのスイッチング時間を制御する。

本実施例では、電流指令値Ｉ_COM、内部抵抗値、逆起電力推定値から有効電圧指令値を求め、電流制御用パワートランジスタのスイッチング時間を演算制御するフィードフォワード（Ｆ／Ｆ）式電流制御アンプを用いている。

図２は、スロットルバルブ位置決めコントローラ４の機能構成を示す制御ブロック図である。スロットルバルブ位置決めコントローラ４は、スロットル開度指令値θ_COMに対し実際のスロットル開度θが所望の応答特性（規範応答）と一致するように電流指令値Ｉ_COM ＦＦを算出するフィードフォワード補償部２２と、外乱（パラメータ変動を含む）を推定し相殺するように補正することで制御対象２１の動特性を一定化させる外乱補償器２３と、外乱補償器２３の補償遅れの影響として生じた規範応答値と実スロットル開度θの偏差を低減するためのフィードバック補償部２４とで構成されている。さらに、フィードフォワード補償部２２および外乱補償器２３で用いられる入力制限値を逆起電力推定値や内部抵抗推定値、電源電圧から算出する入力制限値算出部２５を有している。

なお、図１に示した電流制御アンプ５、直流モータ１Ｆとバルブ可動機構からなるスロットルアクチュエータ１、スロットル開度センサ２およびセンサ信号処理回路３がコントローラ４の制御対象２１であり、また、スロットル開度指令値θ_COMが上述したスロットルバルブ開度指令値（目標値）、電流指令値Ｉ_COMが上述した駆動指令値（操作量）、スロットル開度θが上述したスロットルバルブ開度検出値（制御量）である。

図３は、スロットルバルブ位置決めコントローラ４のマイコンが行う主なる制御動作を示している。図３のメインルーチンは一定周期（例えば１０ｍｓ）ごとに実行する。

ステップ１では、マイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器を用いて、スロットル開度を計測するためのセンサ信号および電源電圧を計測し、所定の物理単位に変換してスロットル開度θ、電源電圧Ｖ_Bを算出する。

ステップ２では、同一次元オブザーバを用いてスロットルバルブ１Ａ（回転体）の角速度（以下、簡単に「スロットル角速度」という。）ωθを推定し、ステップ３でこのスロットル角速度ωθの推定値に基づいて直流モータ１Ｆの逆起電力Ｖ_REVの推定値を算出する。すなわち、算出したスロットル角速度ωθの推定値に減速機１Ｃのギア比やモータ１Ｆのトルク定数から決まる定数Ｋ_REVを乗じることにより、つまり次の式により逆起電力Ｖ_REVの推定値を算出する。

この場合に、本発明では次のようにしてスロットル角速度ωθを推定する。本実施形態では電流指令値Ｉ_COMからスロットル開度θまでの制御対象２１を２次振動系と仮定したときの連続系伝達特性Ｇｐ（ｓ）を次の式で表している。

状態変数ｘ₁をスロットル角度、ｘ₂をスロットル角速度とし、（３）式を状態空間表現に直すと制御対象モデルの状態方程式は次式となる。

したがって、制御対象モデルに対し同一次元オブザーバを設計すると同一次元オブザーバの状態方程式は次の式のようになる。

ここで、（５）式において状態変数ｘ₁、ｘ₂の頭に付した記号「＾」はオブザーバによる推定値を表している。Ｋ₁、Ｋ₂はオブザーバゲインである。なお、以下では、記号「＾」の付してある変数には記号の後に「推定値」を付していう。例えば、状態変数ｘ₁の頭に記号「＾」の付してあるものは「ｘ₁推定値」あるいは「ｘ₁の推定値」と、状態変数ｘ₂の頭に記号「＾」の付してあるものは「ｘ₂推定値」あるいは「ｘ₂の推定値」という。また、上述したようにスロットル角速度ωθの頭に記号「＾」の付してあるものは「スロットル角度推定値」あるいは「スロットル角速度ωθの推定値」、逆起電力Ｖ_REVの頭に記号「＾」の付してあるものは「逆起電力推定値」あるいは「逆起電力Ｖ_REVの推定値」という。こうした使い方は他の記号（ｙ）でも用いる。

上記（５）式を状態方程式とする同一次元オブザーバを図にして示したのが図７（Ａ）である。図７（Ａ）において、上方に示す制御対象モデル３１は積分器（１／ｓ）と行列関数Ａ、Ｂ、Ｃとからなり、このうち、Ａは２行２列の行列関数（要素はＡ₁₁、Ａ₁₂、Ａ₂₁、Ａ₂₂）、Ｂは２行１列の行列関数（要素はＢ₁、Ｂ₂）、Ｃは１行２列の行列関数（要素はＣ₁、Ｃ₂）である。ただし、Ａ₁₁＝０、Ａ₁₂＝１、Ｂ₁＝０、Ｃ₁＝１、Ｃ₂＝０としてある。

こうした制御対象モデル３１の行列関数の要素（Ａ₂₁、Ａ₂₂、Ｂ₂）とゲイン行列Ｋの要素であるゲインＫ₁、Ｋ₂とを用いて下方に同一次元オブザーバ３２が構成されている。

さて、一般的に制御対象モデル３１に基づいて設計される同一次元オブザーバ３２は、モデル化誤差や確率的なノイズが無い状態を前提条件とし、制御対象モデル３１の観測可能な出力ｙと、モデル出力であるｙ推定値とを比較して両者の偏差ｅ（＝ｙ推定値−ｙ）がゼロに収束するように設計される状態量推定手法である。

しかしながら、同一次元オブザーバ３２を用いて実際の制御対象の状態変数を推定する場合、実際の制御対象２１と制御対象モデル３１との間には少なからずモデル化誤差があるので、状態変数ｘ₂の推定値は必ずしも真値に収束しない。また、ノイズがある場合にはオブザーバゲイン（Ｋ₁、Ｋスロットル開度センサ２）を十分大きくとることができない。

具体的にスロットル角速度ωθを推定し、このスロットル角速度の推定値に比例させてＤＣモータ１Ｆの逆起電力推定値を算出する場合で説明すると、制御対象の入力ｕである電流Ｉ、出力ｙであるスロットル角度θ（スロットル角度θは計測可能）、およびモータ１Ｆの線形モデルを用いた同一次元オブザーバを用いて状態量ｘ₂であるスロットル角速度ωθを推定する。すなわち、図７（Ｂ）に示したように同一次元オブザーバ３２’を構成する。この場合に、スロットル角度θの推定誤差がゼロに収束するように同一次元オブザーバ３２’は設計されるが、内部状態量であるスロットル角速度ωθの推定精度は制御対象モデル３１’の正確さに依存している。つまり、実際には実際の制御対象２１と制御対象モデル３１’との間にはモデル化誤差があるため、出力ｙであるスロットル角度θの推定誤差に比べて、スロットル角速度ωθに大きな誤差が残り易いという問題がある。例えば、スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、従来手法で逆起電力推定値がどのように変化するのかを図８に示している。従来手法による同一次元オブザーバの用い方によれば、逆起電力推定値（実線）が逆起電力真値（一点鎖線）より大きく離れており（図８最下段参照）、これより、逆起電力推定値を算出した基となっているスロットル角速度ωθの推定誤差が大きいことがわかる。

そこで本発明者が今回改めて同一次元オブザーバ３２’の設定を見直したところを、図７（Ａ）、図７（Ｂ）を参照して次に述べると、図７（Ａ）は制御対象を２次振動系としたときの同一次元オブザーバの構成を、図７（Ｂ）は制御対象を、直流モータを有するスロットルバルブ（回転体）としたときの同一次元オブザーバの構成を示している。すなわち、図７（Ａ）において従来手法では、同一次元オブザーバ３２による状態変数ｘ₂の推定値を積分器（１／ｓ）により積分した値が状態変数ｘ₁の推定値、つまりモデル出力であるｙ推定値となり、このｙ推定値と制御対象モデル３１の出力ｙとの偏差を誤差ｅとする構成である。ここで、発想を変えると、状態変数ｘ₁の推定値を微分した値が状態変数ｘ₂の推定値になっている。そこで、図７（Ａ）、図７（Ｂ）を見比べて、同一次元オブザーバ３２’の内部変数であるスロットル角速度ωθの推定値（状態変数ｘ₂の推定値）に代えて、スロットル角度θの推定値（状態変数ｘ₁の推定値）を微分した値を用いることができないか、と本発明者が発想し、この発想のもとスロットル角度θの推定値（状態変数ｘ₁の推定値）を微分した値に基づいて、つまりωθの推定値−Ｋ₁・（θの推定値−θ）（ｘ₂の推定値−Ｋ₁・（ｙの推定値−ｙ））をスロットル角速度推定値（ｘ₂推定値）として採用し、逆起電力推定値を算出させてみた場合を、図８と同じ条件でシミュレーションしてみたのが図９である。角速度ωθの推定値として、スロットル角度θの推定値を微分した値を用いることとした本発明によれば、図９に示したように、逆起電力推定値（実線）が逆起電力真値（一点鎖線）とほぼ一致することとなり、これよりスロットル角速度ωθの推定誤差を小さくできていることがわかった。

このように、本発明は発明者の理論的解析による知見により得られたものであり、本発明手法によれば、本来、同一次元オブザーバ３２’の内部変数として得られるスロットル角速度ωθの推定値（状態変数ｘ₂の推定値）の代わりに、スロットル角度θの推定値の純微分値（＝ωθの推定値−Ｋ₁・（θの推定値−θ）を用いることで、実際の制御対象２１と制御対象モデル３１との間のモデル化誤差の影響を軽減でき、スロットル角速度ωθの推定精度が向上するのである。なお、同一次元オブザーバ３２’の演算では、もともとスロットル角度θの推定値（状態変数ｘ₁の推定値）を微分した値を積分計算してスロットル角速度ωθの推定値（状態変数ｘ₂の推定値）を算出しているところであるので、演算工数を増やすことなく本発明手法を適用できる。

図３に戻り、ステップ４では、電流駆動回路の内部抵抗Ｒ_SIMを推定する。実際には、スロットル開度θ、電流指令値Ｉ_COM、および制御対象２１の数式モデルを用いた適応デジタルフィルタや拡張カルマンフィルタを用いて推定を行う。具体的には次の３つの式を解くことにより内部抵抗ＲSIMを求めることができる。

（６）式はスロットル軸１Ｂ回りのトルクの釣合の式、（７）式は電圧の釣合の式、（８）式はオームの法則である。ここで、Ｊはスロットル軸１Ｂに換算したイナーシャ、Ｄはスロットル軸１Ｂに換算した粘性抵抗係数、Ｋ_mは直流モータ１Ｆのトルク定数、Ｎは減速機１Ｃの減速ギア比、Ｅは減速ギア効率、Ｉは実電流、Ｌは直流モータ１Ｆのコイルインダクタンス、Ｒは内部抵抗、Ｋｓｐはスロットルバルブ１Ａを閉弁方向に付勢するバネのバネ定数、Ｖは電流駆動部の有効電圧を示している。

ステップ５では、電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦを算出する。この電流指令値Ｉ_COM ＦＦの算出については図４に示すフローに従って説明する。図４（図３のステップ５のサブルーチン）においてステップ５１では電流制限値Ｉ_LMTを算出する。すなわち、図３のステップ１で検出されている電源電圧Ｖ_Bから図３のステップ３で算出されている逆起電力Ｖ_REVの推定値の絶対値を減じた差分を求め、この差分を図３のステップ４で推定している内部抵抗値Ｒ_SIMで除することにより電流制限値Ｉ_LMTを算出する。これにより逆起電力Ｖ_REVや電源電圧Ｖ_Bの変動および内部抵抗値Ｒ_SIMの変動を電流制限値に反映することが可能となる。

次にステップ５２では、フィードフォワード補償部２２が有する制御対象モデルの出力値（規範応答値）θ_SIMがスロットル開度指令値θ_COMに対し所望の応答特性をもって一致するように電流指令値Ｉ_COM０を算出する。具体的には図５に示すようなモデルマッチング補償器により電流指令値Ｉ_COM０を算出する。ここで、図５を用いてモデルマッチング補償器について説明する。制御対象の連続系伝達特性Ｇｐ（ｓ）を離散化した伝達特性はＧｐ（ｚ^-1）となり、次の式で表わされる。

ここで、ｂｐ０、ｂｐ１、ａｐ１、ａｐ２は設計値として予め与える値である。

Ｇｐ（ｚ^-1）のゼロ点（−ｂｐ１／ｂｐ０）は、サンプリングタイムが小さいほど−１に収束するので、Ｇｐ（ｚ^-1）の逆系を補償器に用いると不安定になってしまう。これを避けるために、次のようにモデルマッチング補償器を設計する。まず、所望の応答特性を連続系規範モデル伝達特性Ｇ_M０（ｓ）（０次／２次）で与える。これを離散化した規範モデル伝達特性Ｇ_M０（ｚ^-1）とすると、上記制御対象の伝達特性Ｇｐ（ｚ^-1）と同様に、サンプリングタイムを小さくすると−１に収束するゼロ点を有する。したがって、モデルマッチング補償器の設計の際に両者を相殺させる目的で、規範モデル伝達特性Ｇ_M０（ｚ^-1）のゼロ点を制御対象伝達特性Ｇｐ（ｚ^-1）のゼロ点で置き換えたＧ_M（ｚ^-1）を規範モデル伝達特性として用いる。なお、サンプリングタイムが充分小さければ、Ｇ_M（ｚ^-1）とＧ_M０（ｚ^-1）との差はほとんどなく、実用上問題はない。

（９）式、（１１）式を用いると、モデルマッチング補償器の制御ブロック５２１はデジタルフィルタである１／Ｒ（ｚ^-1）、制御ブロック５２２はデジタルフィルタであるＬ（ｚ^-1）、制御ブロック５２３は係数Ｂｍｆで構成される。

したがって、図５に示したように、スロットル開度θにデジタルフィルタであるＬ（ｚ^-1）の処理を行った値とスロットル開度指令値θ_COMに係数Ｂｍｆの処理を行った値との差分を求め、求めた差分にさらにデジタルフィルタである１／Ｒ（ｚ^-1）の処理を行った値が電流指令値Ｉ_COM０となる。

このようにして電流指令値Ｉ_COM０の算出を終了したら図４に戻りステップ５３では、ステップ５２で求めた電流指令値Ｉ_COM０にステップ５１で求めている電流制限値Ｉ_LMTによるリミッタ処理を行い、リミッタ処理後の値をフィードフォワード補償部の出力の一つである電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦとする。具体的には、電流指令値Ｉ_COM０の絶対値と電流制限値Ｉ_LMTとを比較し、次のようにより小さい方を電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦとして出力する。

Ｉ_COM０＜−Ｉ_LMTの場合 Ｉ_COM ＦＦ＝−Ｉ_LMT
−Ｉ_LMT≦Ｉ_COM０≦Ｉ_LMTの場合 Ｉ_COM ＦＦ＝Ｉ_COM０
Ｉ_LMT<Ｉ_COM０の場合 Ｉ_COM ＦＦ＝Ｉ_LMT
ステップ５４では、ステップ５３において求めた電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦに対し、上記（９）式に示す制御対象の応答特性Ｇｐ（ｚ^-1）を施してスロットル開度規範応答値θ_SIMを算出する。この値がもう一つのフィードフォワード補償部２２の出力値となる。

このようにして図４のフィードフォワード補償部２２の演算を終了したら図３に戻りステップ６では、制御対象２１に加えられる外乱や制御対象２１自体が有する非線形性や生産ばらつきの影響を低減するために必要な電流指令値（Ｆ／Ｂ項）Ｉ_COM ＦＢを算出し、この値とステップ５において算出した電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦとをステップ７で加算し、加算後の値を電流指令値Ｉ_COM１とする。具体的には、まずステップ５（図４のステップ５４）において算出されたスロットル開度規範応答値θ_SIMとステップ１において検出されたスロットル開度θとが一致するように、スロットル開度規範応答値θ_SIMとスロットル開度θとの偏差に対して下式に示すフィードバック補償器を施し、電流指令値（Ｆ／Ｂ項）Ｉ_COM ＦＢを算出する。

（１５）式の制御定数Ｋ_p、Ｋ_Dは、ゲイン余裕や位相余裕を考慮して決める。

ここで、（１５）式のＴ_DIVは１次の近似微分フィルタの時定数であり、適切なロバスト安定性を確保できるように、ゲイン余裕や位相余裕などの評価指標を用いて決定する。また、（１５）式は実際にはタスティン近似等で離散化して得られた漸化式を用いて算出する。

このようにして電流指令値（Ｆ／Ｂ項）Ｉ_COM ＦＢを算出したら、次にはステップ５において算出した電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦを加算し電流指令値Ｉ_COM１とする。

ステップ８では、ステップ２で検出されたスロットル開度θと前回の電流指令値Ｉ_COMと制御対象モデルの伝達特性Ｇｐ（ｚ^-1）とを用いて制御対象２１に加わる外乱を推定し、ステップ７において算出されている電流指令値Ｉ_COM１を補正するため外乱補償値Ｉ_DISを算出し、ステップ９で電流指令値Ｉ_COM１からこの外乱推定値Ｉ_DISを減算して補正し、外乱やパラメータ変動による影響を排除した電流指令値Ｉ_COMを算出する。

ここで、図６を用いて外乱補償器２３について説明する。図６において、制御ブロック８１は、定常ゲインが１であるローパスフィルタＨ０（ｚ^-1）に、Ｇｐ（ｚ^-1）のゼロ点を有するＱ（ｚ^-1）を付加したフィルタＨ（ｚ^-1）である。この制御ブロック８１は、前回の電流指令値Ｉ_COMをローパスフィルタ処理して電流指令値Ｉ_COM２を出力する。制御ブロック８２はフィルタＨ（ｚ^-1）／Ｇｐ（ｚ^-1）である。したがって、−１に収束するゼロ点が相殺され、制御ブロック８２は安定なデジタルフィルタとなる。この制御ブロック８２は、電流指令値ＩCOMからスロットル開度θまでの制御対象２１の離散系伝達特性Ｇｐ（ｚ^-1）と、スロットル開度θとに基づいて電流指令値Ｉ_COMを逆算し、さらにローパスフィルタ処理して電流指令値Ｉ_COM３を出力する。減算器８４は、電流指令値Ｉ_COM３から電流指令値ＩCOM２を減算して、電流制御アンプ５からセンサ信号処理回路３までの制御対象２１の外乱やパラメータ変動による電流指令値Ｉ_COMのずれ量Ｉ_DIS（以下、「外乱推定値」と呼ぶ）を求める。

外乱推定値Ｉ_DISは、制御対象２１に外乱やパラメータ変動がない場合にゼロとなる。制御対象２１に外乱ｄやパラメータ変動△がある場合には、

となり、Ｈ（ｚ^-1）のゲイン特性が１である周波数帯域では、
θ＝Ｇｐ（ｚ^-1）・Ｉ_COM …（１７）
となる。つまり、外乱やパラメータ変動の影響が完全にキャンセルされて、制御対象２１の動特性がノミナルモデルＧｐ（ｚ^-1）に一定化される。Ｈ（ｚ^-1）のカットオフ周波数を上げると高周波数域まで同様な効果が得られるが、逆にハイゲインフィードバックとなり、安定余裕が減少するのでトレードオフ設計が必要となる。制御ブロック８３はモータ電流の上下限に相当するリミッタであり、実際の制御対象２１の入力であるモータ電流が飽和したときに外乱補償器２３の入力を制限することによって、外乱推定値Ｉ_DISに誤差が溜まるのを防止して応答性能の劣化を防ぐ。なお、リミッタの制限値は図４のステップ５１において算出した制限値Ｉ_LMTを用いることにより、入力制限による誤差の蓄積をより正確に防止できる。

図３に戻りステップ１０では、ステップ９で求めた電流指令値Ｉ_COMに対してステップ３で算出している逆起電力Ｖ_REVの推定値を用いて逆起電力補正を行う。これについては図１０により説明する。図１０において加算器１０１では電流指令値Ｉ_COMに内部抵抗値Ｒ_SIMを乗算した値に逆起電力推定値を加算し、割算器１０２ではこの値を電源電圧Ｖ_Bで除することにより、デューティ指令値Ｄ_utyを算出する。すなわち、次式よりデューティ指令値Ｄ_utyを算出する。

リミッタ１０３ではこのデューティ指令値Ｄ_utyを−１００［％］から１００［％］の間に制限する。このようにしてデューティ指令値Ｄ_utyを算出したら図３に戻り、ステップ１１ではこのデューティ指令値Ｄ_utyを電流制御アンプ５へ出力する。

ここで本実施形態の作用効果を説明する。

入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバの状態方程式を、上記（１）式とし、制御対象の内部状態量（ｘ₁、ｘ₂、…、ただしｙ＝ｘ₁、ｘ₁の微分値＝ｘ₂）を推定する状態量推定装置に対し、制御対象を直流モータ１Ｆを有するスロットルバルブ１Ａ（回転体）とし、入力ｕを直流モータ１Ｆの駆動電流Ｉ、出力ｙをスロットル角度θ（回転体の回転角度）とし、かつ状態変数ｘ₁をスロットル角度θ、状態変数ｘ₂をスロットル角速度ωθ（回転体の回転角度の微分値である回転角速度）として、このスロットル角速度ωθを推定する角速度推定装置において、一般に、図７（Ｂ）に示される同一次元オブザーバ３２’内部の変数であるスロットル角速度ωθの推定精度は、同一次元オブザーバ３２’の設計に使われる制御対象モデル３１’の正確さに依存する。つまり、実際にはモデル化誤差があるため、制御対象モデル３１’の出力であるスロットル角度θの推定誤差に比べて、スロットル角速度ωθの推定誤差が大きく残り易いという問題がある。

これに対して本実施形態（請求項３、４に記載の発明）によれば、同一次元オブザーバ３２’内部の変数であるスロットル角速度ωθの推定値の代わりに、同一次元オブザーバ３２’の出力であるスロットル角度θの推定値を微分した値、すなわち
スロットル角度θの推定値を微分した値＝スロットル角速度ωθの推定値
−Ｋ₁・（スロットル角度θの推定値−スロットル角度θ）
…（１９）
の式により得られる「スロットル角度θの推定値を微分した値」をスロットル角速度ωθの推定値として用いるので（図３のステップ２参照）、モデル化誤差の影響を軽減でき、スロットル角速度ωθの推定精度が向上する。

なお、同一次元オブザーバ３２’の演算では、もともと「スロットル角度θの推定値を微分した値」を積分計算してスロットル角度θの推定値を算出しているので、演算を増やすことなく本発明を適用できる（図７（Ｂ）参照）。

ここで、従来手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度の推定値に比例させて逆起電力推定値を算出させた場合の作用を図８に、同じく本発明手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度の推定値に比例させて逆起電力推定値を算出させた場合の作用を図９に示している。スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、従来手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度ωθの推定値に比例させて算出される逆起電力推定値（実線）は逆起電力真値（一点鎖線）より大きく離れているのに対して（図８の最下段参照）、本発明手法による同一次元オブザーバを用いて得られるスロットル角速度の推定値に比例させて算出される逆起電力推定値（実線）は逆起電力真値（一点鎖線）とよく一致していることがわかる（図９の最下段参照）。

従来手法によれば、逆起電力の推定値は、同一次元オブザーバの内部変数であるクランク角速度ωθ（回転角速度）の推定値に基づいて算出され、この逆起電力の推定値を用いて、図１０に示されるように加算器１０１、割算器１０２により電流指令値Ｉ_COMの補正を行いデューティ指令値Ｄ_utyを算出している。

しかしながら、実際の制御対象２１とコントローラ４が有する制御対象モデル３１’との間には少なからずモデル化誤差が存在する。したがって従来手法を用いた場合、このモデル化誤差に起因したスロットル角速度ωθの推定誤差が生じ逆起電力の推定誤差の要因となる。すなわち、従来手法によれば誤差を有する逆起電力推定値を用いて電流指令値を補正することとなるので、図１１に示したようにスロットル開度指令値（指令開度）をステップ変化させた場合に電流指令値（一点鎖線）と実電流値（実線）が乖離し、実際のスロットル開度（実開度）がスロットル開度指令値を超えるオーバーシュートが生じている。

これに対して本実施形態（請求項５に記載の発明）によれば、同一次元オブザーバ３２’出力であるスロットル角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力の推定値を算出し（図３のステップ３参照）、制御対象モデル３１’の出力であるスロットル角度θを目標値（スロットル開度指令値）に一致させるための電流指令値（Ｉ_COM ＦＦ）を算出し（図３のステップ５参照）、この電流指令値（Ｉ_COM ＦＦ）を前記逆起電力の推定値で補正してデューティ指令値Ｄ_utyを算出し（図３のステップ１０参照）、このデューティ指令値Ｄ_utyで直流モータ１Ｆに流れる電流値を制御する（図３のステップ１１参照）ので、スロットル角速度ωθの推定精度が向上している分、逆起電力の推定精度が良くなり、図１２に示したように結果として電流指令値と実電流値の乖離を小さくできることから、スロットル開度（回転角度）の立ち上がり時のオーバーシュートを防止することができる。ここで、図１２は従来手法による作用を示す図１１と同じ条件でスロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、本実施形態（請求項５に記載の発明）によれば逆起電力推定値（実線）がどのように変化するのかを示したものである。

図１３には図４に示したフィードフォワード補償部２２の構成とは異なるフィードフォワード補償器５０１を示している（特開２００５−２５８５２公報参照）。すなわち、この異なるタイプのフィードフォワード補償器５０１では、モデル規範型制御部５０４を設けて、入力制限部５０２を有する制御対象モデル５０３にフィードバック制御を施してモデル出力がスロットル開度指令値（目標回転角度）に一致するようにシミュレーションを行い入力制限部５０２の入力または出力を電流指令値（Ｉ_COM ＦＦ）とするものである。

図１３に示されるようなフィードフォワード補償器５０１をスロットルバルブ位置決め制御に用いた場合、フィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２における入力制限値（電流制限値）を逆起電力推定値で補正することにより、フィードフォワード補償器５０１内で行われるシミュレーションの精度を上げることができる。

そこで、従来手法による同一次元オブザーバを用いてスロットル角速度ωθの推定を行い、このスロットル角速度ωθの推定値に比例させて逆起電力推定値を算出することが考えられる。

しかしながら、従来手法による同一次元オブザーバを用いてスロットル角速度ωθを推定する場合、同一次元オブザーバが有する制御対象モデルのモデル化誤差に起因した推定誤差がスロットル角速度ωθの推定値に現れる。そしてこのスロットル角速度推定値に比例して算出される逆起電力推定値に誤差が発生することとなる。例えば逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも大きい場合、この逆起電力推定誤差によりフィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２における入力制限値（電流制限値）が下がる。この結果、図１３に示されるようなフィードフォワード補償器５０１を用いた場合には、フィードフォワード補償器５０１内のシミュレーションが低電流で行われるので、出力される電流指令値はより大きな値となる。しかし、実際には逆起電力が推定値よりも小さいために大きな電流が流れることとなり、結果として、スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、図１４に示したように実際のスロットル開度（実開度）がスロットル開度指令値（指令開度）を超えて大きくオーバーシュートする（第１のケース）。

一方、逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも小さい場合には、フィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２における入力制限値（電流制限値）が大きくなり、フィードフォワード補償器５０１からの電流指令値は小さくなる傾向にある。この結果、スロットル開度指令値をステップ変化させた場合に、図示しないが実際のスロットル開度の応答が緩慢になることが懸念される（第２のケース）。

これに対して本実施形態（請求項６に記載の発明）によれば、入力制限部５０２を有する制御対象モデル５０３にフィードバック制御を施してモデル出力が目標回転角度に一致するようにシミュレーションを行い入力制限部５０２の出力（または入力）を電流指令値（Ｉ_COM ＦＦ）とするフィードフォワード補償器５０１を備え、同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出し（図３のステップ３参照）、フィードフォワード補償器５０１内の入力制限部５０２で使用する入力制限値（電流制限値）をこの逆起電力推定値で補正する。

具体的には、入力制限部５０２で使用する入力制限値（電流制限値）を逆起電力推定値で補正する方法は、図４のステップ５１、５３で説明したところと同様である。すなわち、入力制限部５０２では次の式により入力制限値（電流制限値）Ｉ_LMTを算出する。

Ｉ_LMT＝（Ｖ_B−｜逆起電力推定値｜）／Ｒ_SIM …（２０）
ただし、Ｖ_B：電源電圧、
Ｒ_SIM：内部抵抗値、
そして、モデル規範型制御部５０４からの電流指令値（例えばＩ_COM０とする）の絶対値と電流制限値Ｉ_LMTとを比較し、次のようにより小さい方を電流指令値（Ｆ／Ｆ項）Ｉ_COM ＦＦとして出力する。

Ｉ_COM０＜−Ｉ_LMTの場合 Ｉ_COM ＦＦ＝−Ｉ_LMT
−Ｉ_LMT≦Ｉ_COM０≦Ｉ_LMTの場合 Ｉ_COM ＦＦ＝Ｉ_COM０
Ｉ_LMT<Ｉ_COM０の場合 Ｉ_COM ＦＦ＝Ｉ_LMT
このようにすることで、電流制限値を正しく算出できることとなり、上記第１、第２の二つのケースにおける問題点を低減することができる。

ここで、図１５は図１４と同じ条件で比較したもので、本発明（請求項６に記載の発明）によれば、実際のスロットル開度（実開度）がスロットル開度指令値（指令開度）を超えて大きくオーバーシュートすることが防止されている（図１５最上段参照）。

最終的な操作量、実際の制御量、制御対象のノミナルモデル（代表する動特性モデル）に基づいて制御対象に加わる外乱（モデル化誤差や特性変動なども含む）を推定し、外乱を相殺するように操作量を補正し、制御対象の動特性をノミナルモデルに一致させる外乱補償器が広く知られている。図６はこうした中の一つの外乱補償器２３を示している。この外乱補償器２３内には、制御対象２１が持つ入力制限の影響を外乱として補償しないように、実際の制御対象２１が持つ入力制限が入力制限部８３により予め行われている。この外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値は逆起電力推定値の影響を大きく受けるので、逆起電力の精度の良い推定および入力制限値の補正が必要である。

そこで、同一次元オブザーバを用いて従来手法によりスロットル角速度ωθの推定を行い、このスロットル角速度ωθの推定値に比例させて逆起電力推定値を算出することが考えられる。

しかしながら、上述してきたように同一次元オブザーバの従来手法を用いた場合、スロットル角速度ωθに推定誤差が生じ逆起電力推定誤差の要因となる。例えば逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも大きい場合、この逆起電力推定誤差により外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値が下がるため、外乱推定値Ｉ_DISが実際よりも大きく算出される。この結果、電流指令値Ｉ_COM（操作量）が小さくなるため、図１６に示したようにスロットル開度指令値（目標値）をステップ変化させた場合にスロットル開度θ（制御量）のスロットル開度指令値（目標値）への収束時間が遅くなる（第３のケース）。

一方、逆起電力推定値が実際の逆起電力よりも小さい場合には、外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値が上がるため、電流指令値Ｉ_COM（操作量）は大きくなる傾向がある。電流指令値Ｉ_COMが大きくなると、図示しないが今度はスロットル開度θがスロットル開度指令値を超えてオーバーシュートすることが懸念される（第４のケース）。

これに対して本実施形態（請求項７に記載の発明）によれば、外乱を推定しこの推定した外乱がなくなるように電流指令値（Ｉ_COM）を補正することで制御対象２１の動特性を一定化させる外乱補償器２３を備え、同一次元オブザーバ出力であるスロットル角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出し（図３のステップ３参照）、外乱補償器２３に含まれる入力制限部８３から出力される入力制限値（電流制限値）をこの逆起電力推定値で補正する。

具体的には、入力制限部５０２で使用する入力制限値（電流制限値）を逆起電力推定値で補正する方法は、図４のステップ５１、５３で説明したところと同様である。すなわち、入力制限部８３では次の式により入力制限値（電流制限値）Ｉ_LMTを算出する。

Ｉ_LMT＝（Ｖ_B−｜逆起電力推定値｜）／Ｒ_SIM …（２１）
ただし、Ｖ_B：電源電圧、
Ｒ_SIM：内部抵抗値、
そして、電流指令値Ｉ_COMの絶対値と電流制限値Ｉ_LMTとを比較し、次のようにより小さい方を電流指令値Ｉ_COM４として制御ブロック８１に出力する。

Ｉ_COM＜−Ｉ_LMTの場合 Ｉ_COM４＝−Ｉ_LMT
−Ｉ_LMT≦Ｉ_COM≦Ｉ_LMTの場合 Ｉ_COM４＝Ｉ_COM
Ｉ_LMT<Ｉ_COMの場合 Ｉ_COM４＝Ｉ_LMT
このようにすることで、結果として外乱補償器２３内の入力制限部８３における入力制限値（電流制限値）を正しく算出できることとなり、上記第３、第４の二つのケースにおける問題点を防止することができる。

図１７は図１６と同じ条件で比較したもので、本実施形態（請求項７に記載の発明）によれば、スロットル開度指令値（目標値）をステップ変化させた場合にスロットル開度θ（制御量）がスロットル開度指令値（目標値）へと収束するまでの時間が短くされている。

本実施形態では２次の同一次元オブザーバを設計したが、本発明手法は同一次元オブザーバの次元によらず適用することができる。

実施形態では、回転体がスロットルバルブである場合で説明したが、これに限られるものでない。

本発明の第１実施形態のスロットルバルブ位置決め制御装置の概略構成図。 スロットルバルブ位置決めコントローラの構成図。 メインのフローチャート。 フィードフォワード補償部の演算を説明するためのフローチャート。 モデルマッチング補償器の構成図。 外乱補償器の構成図。 制御対象を２次振動系とするときの同一次元オブザーバの構成図。 制御対象を直流モータを有する回転体とするときの同一次元オブザーバの構成図。 従来手法による同一次元オブザーバを用いた逆起電力の推定を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 本発明手法による同一次元オブザーバを用いた逆起電力の推定を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 電流制御部の構成図。 従来手法による電流制御部の逆起電力補正を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 本発明手法による電流制御部の逆起電力補正を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 フィードフォワード補償器の構成図。 従来手法によるフィードフォワード補償器内における入力制限部の電流制限値の算出を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 本発明手法によるフィードフォワード補償器内における入力制限部の電流制限値の算出を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 従来手法による外乱補償器内における入力制限部の電流制限値の算出を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。 本発明手法による外乱補償器内における入力制限部の電流制限値の算出を説明するためのスロットル開度、電流、逆起電力の変化波形図。

符号の説明

１ スロットルアクチュエータ
１Ａ スロットルバルブ（回転体）
１Ｆ 直流モータ
２ スロットル開度センサ
４ スロットルバルブ位置決めコントローラ
２３ 外乱補償器
３１、３１’ 制御対象モデル
３２、３２’ 同一次元オブザーバ
８３ 入力制限部
５０１ フィードフォワード補償器
５０２ 入力制限部

Claims (7)

1. 入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバであって、状態変数ｘ ₂ の推定値より、出力であるｙの推定値から前記制御対象モデルの出力ｙを差し引いた値に前記ゲインＫ ₁ （ただし、Ｋ ₁ は同一次元オブザーバのゲインベクトルにおけるｘ ₁ の微分値に対応する部分である。）を乗算した値を差し引き、その差し引いた値を前記積分器で積分した値を状態変数ｘ ₁ の推定値としている同一次元オブザーバの状態方程式を、
   とし、制御対象の内部状態量（ｘ₁、ｘ₂、…、ただしｙ＝ｘ₁、ｘ₁の微分値＝ｘ₂）を推定する状態量推定装置において、
   状態変数ｘ₂の推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数であるｘ₂の推定値ではなく、前記状態変数ｘ₁の推定値を微分した値を用いることを特徴とする状態量推定装置。
2. 前記状態変数ｘ₁の推定値を微分した値は、同一次元オブザーバ内部の変数である状態変数ｘ₂の推定値より、同一次元オブザーバ出力であるｙの推定値から前記制御対象モデルの出力ｙを差し引いた値に前記ゲインＫ ₁ を乗算した値を差し引いた値であることを特徴とする請求項１に記載の状態量推定装置。
3. 入力がｕ、出力がｙである制御対象をモデル化した制御対象モデルに基づいて設計される同一次元オブザーバであって、状態変数ｘ ₂ の推定値より、出力であるｙの推定値から前記制御対象モデルの出力ｙを差し引いた値に前記ゲインＫ ₁ （ただし、Ｋ ₁ は同一次元オブザーバのゲインベクトルにおけるｘ ₁ の微分値に対応する部分である。）を乗算した値を差し引き、その差し引いた値を前記積分器で積分した値を状態変数ｘ ₁ の推定値としている同一次元オブザーバの状態方程式を、
   とし、制御対象の内部状態量（ｘ₁、ｘ₂、…、ただしｙ＝ｘ₁、ｘ₁の微分値＝ｘ₂）を推定する状態量推定装置に対し、前記制御対象を直流モータを有する回転体とし、前記入力ｕをモータ駆動電流Ｉ、前記出力ｙを前記回転体の回転角度θ（例えばスロットル角度）とし、かつ状態変数ｘ₁を前記回転体の回転角度θ、状態変数ｘ₂を前記回転体の回転角度の微分値である回転角速度ωθとして、この回転角速度ωθを推定する角速度推定装置において、
   前記回転角速度ωθの推定値として、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値ではなく、前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値を用いることを特徴とする角速度推定装置。
4. 前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値は、同一次元オブザーバ内部の変数である回転角速度ωθの推定値より、同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値から前記制御対象モデルの出力である回転角度θを差し引いた値に前記ゲインＫ ₁ を乗算した値を差し引いた値であることを特徴とする請求項３に記載の角速度推定装置。
5. 前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力の推定値を算出する逆起電力推定値算出手段と、
   前記制御対象モデルの出力である回転角度θを目標値に一致させるための電流指令値を算出する電流指令値算出手段と、
   この電流指令値を前記逆起電力の推定値で補正してデューティ指令値を算出するデューティ指令値算出手段と、
   このデューティ指令値で前記直流モータに流れる電流値を制御する制御手段と
   を有することを特徴とする請求項３または４に記載の角速度推定装置。
6. 入力制限部を有する制御対象モデルにフィードバック制御を施してモデル出力が目標回転角度に一致するようにシミュレーションを行い入力制限部の入力または出力を電流指令値とするフィードフォワード補償器を備え、
   前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出する逆起電力推定値算出手段と、
   このフィードフォワード補償器内の入力制限部で使用する入力制限値を前記逆起電力の推定値で補正する入力制限値補正手段と
   を有することを特徴とする請求項３または４に記載の角速度推定装置。
7. 外乱を推定しこの推定した外乱がなくなるように電流指令値を補正することで制御対象の動特性を一定化させる外乱補償器を備え、
   前記同一次元オブザーバ出力である回転角度θの推定値を微分した値に比例して逆起電力推定値を算出する逆起電力推定値算出手段と、
   前記外乱補償器に含まれる入力制限部から出力される入力制限値を前記逆起電力の推定値で補正する入力制限値補正手段と
   を有することを特徴とする請求項３または４に記載の角速度推定装置。