JP2013240264A

JP2013240264A - モータ制御装置

Info

Publication number: JP2013240264A
Application number: JP2013032815A
Authority: JP
Inventors: Naoki Imamura; 直樹今村; Satoshi Kawashima; 敏川村; Yuya Nishimori; 裕也西守
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-04-20
Filing date: 2013-02-22
Publication date: 2013-11-28
Anticipated expiration: 2033-02-22
Also published as: JP5924290B2

Abstract

【課題】環境温度変化に対して実位置の応答時間のばらつきが小さく、演算処理負荷の軽い位置制御を行うモータ制御装置を提供すること。
【解決手段】位置指令をもとに駆動指令を出力する制御部と、駆動指令をもとにバルブを駆動するＤＣモータと、ＤＣモータのモータ軸回転角を検出する位置検出器と、位置指令およびモータ軸回転角から第一の電流指令を生成するＰＩＤ制御器と、第一の電流指令の上限値および下限値を制限する第一の飽和器と、第一の飽和器の出力および推定電流から電圧指令を生成する電流制御器と、電圧指令を補正する電圧補正器と、電圧補正器の出力電圧を使用電圧範囲内に制限する第二の飽和器と、モータ軸回転角からＤＣモータの角速度を求めるフィルタと、角速度から推定誘起電圧を求める誘起電圧推定器と、推定誘起電圧と電圧指令との差分値から推定電流を求める電流推定器とを備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、電子スロットル用バルブ等を駆動するＤＣモータを制御するモータ制御装置に関するものである。

従来のモータ制御装置として、アクセル開度から目標開度を算出する目標開度算出手段と、目標開度などから目標電流を算出する電流値算出手段と、バルブに具備された角度センサから外乱推定値に相当する補償電流を算出する外乱推定値算出手段と、外乱推定値の変化率に応じて電流補正時期を判定する補正時期判定手段と、補正時にデフォルト開度近傍での駆動を補正する電流補正算出手段を備えるものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−１５７０７９号公報

上記のような従来のモータ制御装置では、電流指令値生成や外乱推定に線形な制御対象を表現する規範モデルが多数用いられており、制御ロジックが複雑化し演算処理負荷が高くなるというという問題があった。

本発明は前記のような問題を解決するためになされたもので、環境温度変化に対して実位置の応答時間のばらつきが小さく、演算処理負荷が軽い位置制御を行うモータ制御装置を提供することを目的としている。

本発明によるモータ制御装置は、バルブを駆動するＤＣモータと、ＤＣモータのモータ軸回転角を検出する位置検出器と、駆動指令を出力する制御部と、駆動指令をＰＷＭ指令に変換するＰＷＭ処理部と、ＰＷＭ指令をもとに前記ＤＣモータを駆動するインバータとを備え、制御部はインバータからの母線電圧、位置指令および前記モータ軸回転角を入力として駆動指令を出力し、制御部は、位置指令およびモータ軸回転角から第二の電流指令を生成する第一制御部と、電流指令およびモータ軸回転角から駆動指令を生成する第二制御部とを備え、第一制御部は、位置指令およびモータ軸回転角から第一の電流指令を生成するＰＩＤ制御器と、第一の電流指令の上限値および下限値を制限して第二の電流指令を出力する第一の飽和器とを備え、第二制御部は、第二の電流指令および推定電流から電圧指令を生成する電流制御器と、電圧指令をインバータの母線電圧をもとに補正する電圧補正器と、電圧補正器の出力電圧を使用電圧範囲内に制限する第二の飽和器と、モータ軸回転角からＤＣモータの角速度を求めるフィルタと、角速度から推定誘起電圧を求める誘起電圧推定器と、推定誘起電圧と電圧指令との差分値から推定電流を求める電流推定器とを備えるものである。

本発明によれば、バルブを駆動するＤＣモータと、ＤＣモータのモータ軸回転角を検出する位置検出器と、駆動指令を出力する制御部と、駆動指令をＰＷＭ指令に変換するＰＷＭ処理部と、ＰＷＭ指令をもとに前記ＤＣモータを駆動するインバータとを備え、制御部はインバータからの母線電圧、位置指令および前記モータ軸回転角を入力として駆動指令を出力し、制御部は、位置指令およびモータ軸回転角から第二の電流指令を生成する第一制御部と、電流指令およびモータ軸回転角から駆動指令を生成する第二制御部とを備え、第一制御部は、位置指令およびモータ軸回転角から第一の電流指令を生成するＰＩＤ制御器と、第一の電流指令の上限値および下限値を制限して第二の電流指令を出力する第一の飽和器とを備え、第二制御部は、第二の電流指令および推定電流から電圧指令を生成する電流制御器と、電圧指令をインバータの母線電圧をもとに補正する電圧補正器と、電圧補正器の出力電圧を使用電圧範囲内に制限する第二の飽和器と、モータ軸回転角からＤＣモータの角速度を求めるフィルタと、角速度から推定誘起電圧を求める誘起電圧推定器と、推定誘起電圧と電圧指令との差分値から推定電流を求める電流推定器とを備えているので、高速かつ高精度な位置制御を行うことができ、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイコンで処理するときの演算処理負荷が軽減される。

本発明の実施の形態１によるモータ制御装置を示す構成図である。本発明の実施の形態１による制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１による第一制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の環境温度セ氏１５０度におけるシミュレーション結果である。本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の環境温度セ氏２０度におけるシミュレーション結果である。本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の環境温度セ氏−４０度におけるシミュレーション結果である。本発明の実施の形態２による制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態２による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態３による不感帯補正器の処理を示す図である。本発明の実施の形態３による不感帯補正器の処理に関する電圧指令と巻線電流との関係を示した計測結果である。本発明の実施の形態４による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態５による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態５による外乱推定器の処理を示す図である。本発明の実施の形態６による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態６による外乱推定器の処理を示す図である。本発明の実施の形態７による第二制御部の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態８による第二制御部の構成を示すブロック図である。

実施の形態１
図１は、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置を示す構成図である。図１において、位置指令が入力された制御部１０からは駆動指令が出力され、制御部１０の出力である駆動指令をＰＷＭ処理部４によりＰＷＭ指令に変換する。インバータ３は、例えばＨブリッジで構成され、ＰＷＭ処理部４の出力であるＰＷＭ指令をもとにハイサイドアームおよびローサイドアームを適切なタイミングでスイッチングする。これにより、ＤＣモータ２が目標値に追従するように駆動される。その結果、バルブ機構１のバルブ軸回転角を所定の位置に整定する。

位置検出器５はＤＣモータ２のモータ回転軸の角度、正確には、モータロータ回転軸の角度を検出する。バルブ機構１を駆動するアクチュエータであるＤＣモータ２は、例えばブラシ付ＤＣモータである。

バルブ機構１には、付勢手段として図示しないスプリングが連結されており、スプリングによるリターントルクがバルブ機構１のバルブ軸の閉弁方向に作用するようにプレロードが与えられている。また、ＤＣモータ２には、モータ回転軸が歯車減速機やリードスクリューなどを介してスプリングと連結されており、モータ制御装置が動作しない状態では、スプリングのプレロードによるリターントルクでバルブが全閉状態、すなわち機械端に押し当てられた状態となって、機構的なフェールセーフ機能を実現している。

また、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置では、バルブ機構１のバルブ軸の位置を検出することはなく、バルブ軸の位置に対応したＤＣモータ２のモータ回転軸の角度を制御部１０への入力値である位置指令に追従するようにフィードバック制御を行う、セミクローズド式の制御系である。

図２は、制御部１０の詳細を示すブロック図である。制御部１０は、第一制御部１１と第二制御部１２とから構成される。位置指令は、位置検出器５の出力であるモータ軸回転角ととともに、第一制御部１１に入力される。第一制御部１１からは電流指令が出力され、第二制御部１２に入力される。第二制御部１２へは、第一制御部１１の出力である電流指令、位置検出器５の出力であるモータ軸回転角およびインバータ３からの母線電圧の値が入力され、駆動指令を出力する。

図３は、第一制御部１１の詳細を示すブロック図である。第一制御部１１は、ＰＩＤ制御器２１と飽和器２２とから構成される。第一制御部１１は、モータ軸回転角と位置指令を入力して、電流指令を出力するものであり、モータ軸回転角と位置指令との実偏差を零にするように電流指令が演算されて出力される。

ＰＩＤ制御器２１は、比例器２３、積分器２４、微分器２５および比例器２６からなる制御系であって、位置指令およびモータ軸回転角から第一の電流指令を出力する。図３には、ＰＩＤ制御器２１の一例として微分先行型ＰＩ−Ｄ制御の構成を示しているが、Ｉ−ＰＤ制御などでもよい。ＰＩＤ制御器２１の出力は、飽和器２２に入力される。飽和器２２は、ＰＩＤ制御器２１の出力の値を、予め定めた上限値および下限値を超えないように制限し、第二の電流指令を出力する。

図４は、第二制御部１２の詳細を示すブロック図である。第二制御部１２は、電流指令、モータ軸回転角および母線電圧から駆動指令を出力するものであり、電流センサを用いることなく電流制御を実現している。

フィルタ３６は、モータ軸回転角θを時間微分して機械角速度ωを生成するものであり、例えば、式（１）に示される伝達関数の擬似微分器として実現することができる。

フィルタ３６は、式（１）で表される擬似微分器に限ることなく、移動平均フィルタや、前進差分、後進差分のような単純な構成としてもよく、位置情報から速度情報を求めるものであればどの様なものでも構わない。

フィルタ３６の出力である機械角速度ωは、誘起電圧推定器３１に入力される。誘起電圧推定器３１は、機械角速度ωから、駆動中にＤＣモータ２の巻線に発生する誘起電圧を求める。誘起電圧推定器３１の出力である推定誘起電圧ｅ_ｅｓｔは、式（２）で求めることができる。

式（２）において、Ｋ_{ｍ＿ｎｏｒｍ}は、ＤＣモータ２の誘起電圧定数のノミナル値である。

電流制御器３２は、電流指令ｉ^＊と後述する推定電流ｉ_ｅｓｔの差分である電流偏差ｉ^＊−ｉ_ｅｓｔをもとに電圧指令を生成するもので、例えば、比例器によって電流偏差に比例した電圧指令を出力する。なお、電流制御器３２は、比例器および積分器で構成しても良い。

次に、電圧補正器３５について説明する。車載用途で用いられる電子制御式のバルブでは、その動力源としてバッテリーが用いられることが多い。一般的に、バッテリーは、経年変化によるバッテリー電圧の低下や、キーＯＮ時などにバッテリー電圧が変動するというような電圧変化を生じる。具体的には、例えば、モータがインバータの定格電圧で駆動されている際に、当該電圧レベルが低下すると、制御系から出力される駆動指令が同じであってもモータの回転数は低下する。このことを制御系の観点から見れば、制御系のゲインが小さくなっていることと等価である。従って、このように動力源の変化によっても、応答性を損なうことなく安定した駆動を実現するためには、制御系から出力される駆動指令を補正する必要がある。そこで、電圧補正器３５では、電流制御器３２の出力である電圧指令を、式（３）で補正する。

ここで、Ｖ_ｃｏｍｐは、電圧補正器３５の出力としての電圧指令である。Ｖ_ｂａｓｅは、予め定められた基準電圧である。Ｖ_ｂｕｓは、電圧補正器３５に入力されるインバータ３の母線電圧である。Ｖ^＊は、電流制御器３２の出力である電圧指令である。式（３）による処理によって、バッテリーの電圧変動などでインバータ３の母線電圧Ｖ_ｂｕｓがＶ_ｂａｓｅに対して小さくなった場合は、Ｖ_ｂａｓｅ／Ｖ_ｂｕｓが１より大きくなるため、電圧補正器３５の出力であるＶ_ｃｏｍｐが電圧補正器３５の入力であるＶ^＊より大きな値に補正される。また、インバータ３の母線電圧Ｖ_ｂｕｓがＶ_ｂａｓｅに対して大きくなった場合は、Ｖ_ｂａｓｅ／Ｖ_ｂｕｓが１より小さくなるため、電圧補正器３５の出力であるＶ_ｃｏｍｐが電圧補正器３５の入力であるＶ^＊より小さな値に補正される。このように、電圧補正器３５からは補正された電圧指令が出力されるため、電圧変動による応答性劣化を防止できる。

飽和器３４は、電圧補正器３５の出力である電圧指令Ｖ_ｃｏｍｐの振幅をＰＷＭ処理部４に入力できる範囲に制限してＶ’_ｃｏｍｐを得るものである。

次に、電流推定器３３について説明する。電流推定器３３は、飽和器３４の出力として得られる電圧指令Ｖ’_ｃｏｍｐと、前述した誘起電圧推定器３１の出力として得られる推定誘起電圧ｅ_ｅｓｔの差分値から、推定電流ｉ_ｅｓｔを求めるものである。

ここで、電流センサを用いずに、擬似的に電流フィードバック制御を行う場合を考える。誘起電圧の推定精度や電流推定器３３の電流モデルの精度が良く、第二制御部１２のゲイン、すなわち電流制御器３２のゲインを、電流応答が発振しない程度まで高く設定すれば、推定電流ｉ_ｅｓｔは実電流に近い値となり、電流応答は向上する。そして、このような状態においては、電圧指令はＤＣモータの実電圧と一致しているものと見なすことができる。

推定電流ｉ_ｅｓｔを演算するために、電流推定器３３の電流モデルとして、例えば、ある所定環境温度での巻線抵抗とハーネス抵抗の和をＲ_ｎｏｒｍ、巻線インダクタンスをＬ_ｎｏｒｍとした一次遅れ要素とする。そして、電流推定器３３の具体的な演算は、第二制御部１２の制御周期をΔｔ_ｃとして、式（４）で与えられる。ここで、ｎはサンプリング数であり、正の整数である。

このように、バルブ機構１を開閉制御する時に、第一制御部１１から入力された電流指令と、誘起電圧推定器３１の出力である推定誘起電圧ｅ_ｅｓｔおよび飽和器３４の出力である電圧指令Ｖ’_ｃｏｍｐから電流推定器３３によって求めた推定電流ｉ_ｅｓｔとの差分を取る形でフィードバック制御を行うことにより、電流センサを用いずに擬似的に電流フィードバック制御系を構成することができる。

また、バルブをモータで開閉制御する用途において、特にフェールセーフ目的でスプリングを具備しているようなバルブでは、スプリングによるリターントルクがモータ発生トルクに重畳して速度が出やすい方向への駆動において、速度上昇での誘起電圧上昇によってモータへ流れる電流が減少し、停止近辺でブレーキを作用させるための電流を流しにくくなり、バルブが機械端と衝突してバウンドするといった状態が起こりえる。しかし、電流センサレスで電流制御系を構成した第二制御部１２の作用によって、巻線インダクタンスの影響による電流遅れを補償できるため、機械端と衝突すること無く、高速な応答を実現できる。

ここで、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のシミュレーション結果を、図５から図７に示す。図５は、環境温度がセ氏１５０度のときのシミュレーション結果を示しており、同様に、図６は環境温度がセ氏２０度のときのシミュレーション結果、図７は環境温度がセ氏−４０度のときのシミュレーション結果を示している。図５から図７では、それぞれにおいて、上から、モータ軸回転角（破線：指令値、実線：実位置）、モータ角速度、電流指令、モータ発生トルクの値を示しており、横軸は時間（単位は、秒）である。誘起電圧推定器３１の誘起電圧定数、電流推定器３３の抵抗とインダクタンスは、セ氏２０度時の固定値（設計値）とした。第一制御部１１における、比例器２３の比例ゲイン、積分器２４の積分ゲイン、微分器２５の微分ゲイン、および、比例器２６の比例ゲインは、制御対象であるインバータ３とＤＣモータ２と位置検出器５とバルブ機構１の線形モデルから部分的モデルマッチング法で得られたゲインをもとに、セ氏１５０度環境下での実位置波形を見ながら調整して求めた値を使っており、固定値である。また、第二制御部１２はＰＩ制御器で構成され、比例ゲインと積分ゲインは固定値としている。図５から図７のシミュレーションでは、バルブ機構１のリターンスプリングプレロードや摩擦などの非線形要素、ＤＣモータ２のコギングトルクや軸受摩擦トルクなどの非線形要素を考慮している。これらの結果より、１０％開度から９０％開度に至る実位置の応答時間は７４ｍｓから９３ｍｓの範囲で、逆に９０％開度から１０％開度に至る応答時間は６９ｍｓから１０５ｍｓの範囲での高速応答が可能となり、さらにオーバーシュートも発生しない滑らかな実位置応答を実現できることが分かる。

以上のように、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置では、位置制御系のインナーループに電流センサレスでの電流制御系を備えたことから、高速かつ高精度な位置制御を行うことができる。さらに、電流制御系での制御ロジックが簡易かつ制御に要するパラメータが固定であることから、ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイコンでの演算処理負荷が軽減され、プロセッサーの低コスト化が可能となる。

実施の形態２
本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図８は、制御部１０の詳細を示すブロック図であり、本発明の実施の形態１における制御部１０の詳細を示した図２と比べると、第二制御部１２が第二制御部１３に変更されている以外は同じである。

図９は、本発明の実施の形態２における第二制御部１３の詳細を示すブロック図である。図９を本発明の実施の形態１における第二制御部１２の詳細を示した図４と比べると、電流推定器３３および誘起電圧推定器３１が、電流推定器４３および誘起電圧推定器４１に変更されており、ＤＣモータ２の周囲温度の値が電流推定器４３および誘起電圧推定器４１に入力されている以外は、同じである。

誘起電圧推定器４３の出力である推定誘起電圧ｅ_ｅｓｔは、式（５）によって求める。

式（２）において、Ｋ_ｍ（Ｔ）は、ＤＣモータ２の周囲温度Ｔによって変化する誘起電圧変数である。Ｋ_ｍ（Ｔ）の値は、例えば、ＤＣモータ２の誘起電圧変数を予め様々な温度で測定したものをメモリなどに保存しておき、誘起電圧推定器４３に入力されたモータ周囲温度の値Ｔに応じた値を呼び出すことにより決定する。

電流推定器４３の出力である推定電流ｉ_ｅｓｔは、式（６）によって求める。

式（６）において、巻線抵抗とハーネス抵抗の和をＲ（Ｔ）、巻線インダクタンスをＬ（Ｔ）は、ＤＣモータ２の周囲温度Ｔによって変化する値である。Ｒ（Ｔ）およびＬ（Ｔ）の値は、例えば、巻線抵抗とハーネス抵抗の和、および、巻線インダクタンスを予め様々な温度で測定したものをメモリなどに保存しておき、電流推定器４３に入力されたモータ周囲温度の値Ｔに応じた値を呼び出すことにより決定する。

このようにすることで、実機とモデルとの温度変化によるモデル化誤差が軽減できるため、環境温度による応答時間のばらつきを小さくすることができ、高速かつ滑らかな実位置応答を得ることができる。

実施の形態３
本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図１０は、本発明の実施の形態３における第二制御部１４の詳細を示すブロック図である。図１０を本発明の実施の形態１における第二制御部１２の詳細を示した図４と比べると、不感帯補正器３７を新たに追加した構成である以外は、同じである。

ここで、従来のモータ制御装置においては、インバータに付随する寄生ダイオードなどの影響や、インバータをモータプリドライバで構成している場合には当該ドライバの特性の影響を受けて、電圧指令が小さい場合に、ＤＣモータ２の巻線に所定の電流が流せない電圧の不感帯が存在する場合がある。具体的には、電流制御器３２の出力である電圧指令が小さい状態、すなわち電圧指令のＤｕｔｙ比が小さい状態で、ＤＣモータ２の巻線に前記Ｄｕｔｙ比相当の電圧が印加されず、前記Ｄｕｔｙ比相当の電圧を巻線抵抗で除した所定の電流が流せない状態が生じる場合がある。

図１１は、本発明の実施の形態３における不感帯補正器３７の処理を示す図である。不感帯補正器３７は、飽和器３４の出力として得られる電圧指令Ｖ’_ｃｏｍｐを補正する処理を行う。ここで、Ｖ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}は、不感帯補正器３７の出力である補正後電圧である。電圧の不感帯δは、ＰＷＭ処理部４へ入力される駆動指令として電圧指令０から母線電圧Ｖ_ｂｕｓ相当までの電圧指令の直流値を与えたときの巻線電流を計測することによって求めることができる。図１２は、横軸を電圧指令（Ｄｕｔｙ比）、縦軸を巻線電流の値としたとき、本発明の実施の形態３による不感帯補正器の処理に関する電圧指令と巻線電流との関係を示した計測結果である。図１２に示すように、巻線電流の値が０のときの電圧が電圧の不感帯δとして求めることができる。ここで、電圧の不感帯δは正の実数である。また、図１２には電流の流れる方向が正の場合のみを示しているが、電流の流れる方向が負方向である場合もある。電流の流れる方向が負方向である場合は、駆動指令として電圧指令０から母線電圧−Ｖ_ｂｕｓ相当までの電圧指令の直流値を与えたときの巻線電流を計測した結果から、負側の電圧の不感帯を求めることができる。ただし、電流の流れる方向が負方向の場合には、通常、図１２の原点に対して点対称な計測データとなるので、電流の流れる方向が正方向における電圧の不感帯δに負の符号を付けた−δとして決定できる。よって、電圧の不感帯は上記計測結果をもとにした固定値として定めることができる。上記計測結果として電圧の不感帯が無ければ零としてもよい。以下、式（７）として、補正後電圧Ｖ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}を求める計算式を示す。

式（７）において、ｆ（Ｖ’_ｃｏｍｐ）およびｆ’（Ｖ’_ｃｏｍｐ）は、入力Ｖ’_ｃｏｍｐの増加に対して出力ｆ（Ｖ’_ｃｏｍｐ）およびｆ’（Ｖ’_ｃｏｍｐ）が単調に増加する関数である。また、ａは正の実数であって、計測結果に見合った値として定める。

ここで、ｆ（Ｖ’_ｃｏｍｐ）は、Ｖ’_ｃｏｍｐが電圧の不感帯−δより小さい領域で定義され、ｆ（−δ）＝−δを満たす関数である。また、ｆ’（Ｖ’_ｃｏｍｐ）は、Ｖ’_ｃｏｍｐが電圧の不感帯δより大きい領域で定義され、ｆ（δ）＝δを満たす関数である。

すなわち、不感帯補正器３７は、飽和器３４の出力Ｖ’_ｃｏｍｐが電圧の不感帯−δより小さい領域ではａδを切片として飽和器３４の出力Ｖ’_ｃｏｍｐを変数とした単調増加な関数ｆ（Ｖ’_ｃｏｍｐ）からなる（７）式の一行目の式で補正後電圧Ｖ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}を出力する。飽和器３４の出力Ｖ’_ｃｏｍｐが電圧の不感帯−δ以上＋δ以下の領域では（７）式の二行目の式で補正後電圧Ｖ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}零を出力する。飽和器３４の出力Ｖ’_ｃｏｍｐが電圧の不感帯δより大きい領域では−ａδを切片として飽和器３４の出力Ｖ’_ｃｏｍｐを変数とした単調増加な関数ｆ’（Ｖ’_ｃｏｍｐ）からなる（７）式の三行目の式で補正後電圧Ｖ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}を出力する。なお、この単調増加な関数ｆ（Ｖ’_ｃｏｍｐ）およびｆ’（Ｖ’_ｃｏｍｐ）の最も簡易な一例としてＶ’_ｃｏｍｐとした式（８）で、関係式を与えることもできる。

ここで、電流指令と電流推定器３３が出力する推定電流とは、電流制御器３２で決定される電流制御帯域内で一致するので、電流指令と推定電流とが完全に一致した時点の電流制御器３２の入力である電流偏差は零となり、電流制御器３２の出力である電圧指令Ｖ^＊が零となる。さらに、電圧指令Ｖ^＊が電圧補正器３５および飽和器３４を通過した後の駆動指令も零となる。ここで、電流センサを用いずに擬似的な電流フィードバック制御系を組んだ場合、インバータ３で駆動されるＤＣモータ２の巻線電流は不明であるから、電流制御器３２、電圧補正器３５、飽和器３４および電流推定器３３からなる制御ループで、いかにしてインバータ３とＤＣモータ２とからなる系の挙動を忠実に再現した上での電圧指令が生成できるかという点が重要となる。

本発明の実施の形態３では、図１２に示したように、電圧指令と巻線電流との関係を予め計測し、不感帯補正器３７がその計測結果をもとに図１１のように処理を行い、飽和器３４の出力Ｖ’_ｃｏｍｐより補正後電圧Ｖ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}を生成して出力する。その結果、飽和器３４の出力が電圧の不感帯の範囲内だった場合にも、電流指令と電流推定器３３の出力である推定電流との電流偏差は零では無いため、電流制御器３２からは常に所定の電圧指令が生成されるようになる。

このようにすることで、電流指令が小さい領域でもＤＣモータ２の巻線に電流指令どおりの巻線電流を流すことができるため、電流の推定精度をより向上させることができる。特に、直流の電流指令に対する巻線電流の推定精度が向上し、バルブ機構１の負荷が比較的軽い、例えば全閉近傍における低電流領域での電流制御が緻密にできるため、実位置応答を衝突させること無く、さらに安定に滑らかな応答とできる。

実施の形態４
本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図１３は、第二制御部１５の詳細を示すブロック図であり、本発明の実施の形態１における第二制御部１２の構成として不感帯補正器３７を新たに追加した構成を示した本発明の実施の形態３における第二制御部１４の詳細を示した図１０と比べると、ＤＣモータ２の周囲温度の値が電流推定器４３および誘起電圧推定器４１に入力されている以外は、同じである。

このような構成にすることで、本発明の実施の形態２と比較して、実機とモデルとの温度変化によるモデル化誤差がさらに軽減できる。また、飽和器３４の出力が電圧の不感帯の幅δの範囲だった場合にも、電流指令と電流推定器４３の出力との電流偏差は零では無いため、電流制御器３２からは常に所定の電圧指令が生成される。その結果、電流指令が小さい領域でもＤＣモータ２の巻線に電流を流すことができるため、電流指令が小さい領域での電流の推定精度をより向上させることができる。特に、直流の電流指令に対する巻線電流の推定精度が向上し、バルブ機構１の負荷が比較的軽い、例えば全閉近傍における低電流領域での電流制御が緻密にできるため、実位置応答を衝突させること無く、さらに安定に滑らかな応答とできる。

実施の形態５
本発明の実施の形態５によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図１４は、第二制御部１６の詳細を示すブロック図であり、本発明の実施の形態１における第二制御部１２の詳細を示した図４と比べると、電流推定器３３の出力である推定電流とフィルタ３６の出力である機械角速度をもとに、ＤＣモータ２の発生するトルクに抗する方向に作用する外乱を推定し、この推定外乱相当分の補償電流を生成する外乱推定器３８を新たに追加し、補償電流を第一制御部１１の出力である電流指令に加算する構成としていること以外は、同じである。

以下、外乱推定器３８について説明する。
本発明の実施の形態１における第二制御部１２を構成する電流推定器３３の電流モデルは、ある所定環境温度での巻線抵抗とハーネス抵抗の和をＲ_ｎｏｒｍ、巻線インダクタンスをＬ_ｎｏｒｍとした一次遅れ要素を前提としている。そのため、電流センサを用いて、駆動中のＤＣモータ２の巻線に流れる実電流を直接検出する通常の電流フィードバック制御と比較して、非線形な外乱を抑圧できない場合がある。ここで、非線形な外乱とは、例えば、ＤＣモータ２においては、モータ軸回転角への依存が顕著なコギングトルクや通電切換時に電流経路が不連続に変化することで生じる通電リプルを意味し、バルブ機構１においては、角速度の正負に応じて不連続に変化する軸受摩擦を意味する。コギングトルクは、一般的にロータ極数とスロット数との最小公倍数の整数倍で決まる周期を有する正弦波の重ね合わせで定められるため、通常はモータ角速度よりも速い周期で変動する外乱となる。また、通電リプルや軸受摩擦は不連続かつ急峻に変化する外乱となる。そのため、バルブを所定開度で保持しようとした場合、一定の制御周期で第一の制御部から出力される電流指令のタイミングが、外乱変化を抑制するタイミングに対して遅れる結果、バルブが所定開度に整定できずにその近傍で持続振動する課題が生じる場合がある。

そこで、上記課題を解決するために、本発明の実施の形態５では、検出あるいは推定可能な状態量から上記非線形な外乱を推定し、当該外乱相当分の補償電流を生成する外乱推定器３８を設けるとともに、前記補償電流を電流指令に加算する構成とした。検出あるいは推定可能な状態量から上記非線形な外乱を推定するものとしては、オブザーバ、特に外乱推定用途では外乱オブザーバが用いられる。オブザーバとは、一般的に、制御入力と測定出力から状態変数を再現する機構のことであって、特に、未知外乱を再現する用途のものを外乱オブザーバと呼ぶ。

外乱推定器３８は、この外乱オブザーバを応用し、電流推定器３３の出力である推定電流とフィルタ３６の出力である機械角速度をもとに、ＤＣモータ２の発生するトルクに抗する方向に作用する外乱を推定し、この推定外乱相当分の補償電流を生成する。外乱推定器３８で生成された推定外乱相当分の補償電流は、第一制御部１１の出力である電流指令に加算される。従来では、実電流を検出して電流フィードバック制御を施した電流制御系に対して成されることを前提とし、その上で制御対象の速度（通常は位置検出センサの出力を微分して得る）と実電流、あるいは速度と電流指令を利用して外乱オブザーバを構成することが一般的であるのに対し、本発明の実施の形態５の外乱推定器３８は、機械角速度と推定電流から推定外乱を生成するという点で従来例とは異なる。

図１５は、本発明の実施の形態５における外乱推定器３８の処理を示す図である。図１５中の記号について、Ｊはモータ軸換算の慣性モーメントを、Ｔ_ｏｂはオブザーバの極を、ｓはラプラス演算子を意味する。この外乱オブザーバは、推定電流と誘起電圧定数とのノミナル値Ｋ_{ｍ＿ｎｏｒｍ}の積で算出されるモータ発生トルクの推定値から慣性モーメントとモータ角加速度の積で与えられる加速トルクの推定値を差分したものに一次遅れ要素のフィルタを通して、推定外乱を得るものである。そして、当該推定外乱と誘起電圧定数ノミナル値Ｋ_{ｍ＿ｎｏｒｍ}の逆数の積で、推定外乱相当分の補償電流を生成し、これを電流指令に加算する。

以上より、外乱推定器３８が推定外乱相当分の補償電流を機械角速度と推定電流とをもとに生成し、当該補償電流を電流指令に加算することで外乱の影響が相殺されるため、バルブを所定開度で保持しようとした場合にでも、持続振動すること無く正確な開度で保持できる。

実施の形態６
本発明の実施の形態６によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図１６は、第二制御部１７の詳細を示すブロック図であり、本発明の実施の形態５における第二制御部１６の詳細を示した図１４と比べると、外乱推定器３８、誘起電圧推定器３１および電流推定器３３が、外乱推定器３９、誘起電圧推定器４１および電流推定器４３に変更されており、ＤＣモータ２の周囲温度の値が外乱推定器３９、誘起電圧推定器４１および電流推定器４３に入力されている以外は、同じである。

図１７は、本発明の実施の形態６における外乱推定器３９の処理を示す図である。図１７中の記号は、図１５中の記号と同様、Ｊはモータ軸換算の慣性モーメントを、Ｔ_ｏｂはオブザーバの極を、ｓはラプラス演算子を意味する。外乱推定器３９は、図１７に示すように誘起電圧定数ノミナル値Ｋ_{ｍ＿ｎｏｒｍ}をモータ周囲温度Ｔの関数として表現する。Ｋ_ｍ（Ｔ）は、ＤＣモータ２の周囲温度Ｔによって変化する誘起電圧変数である。Ｋ_ｍ（Ｔ）の値は、例えば、ＤＣモータ２の誘起電圧定数を予め様々な温度で測定したものをメモリなどに保存しておき、外乱推定器３９に入力されたモータ周囲温度の値Ｔに応じた値を呼び出すことにより決定する。

このような構成にすることで、本発明の実施の形態２および４と比較して、実機とモデルとの温度変化によるモデル化誤差がさらに軽減できるため、環境温度に応じた補償電流の生成を高精度化できるとともに、温度変化に対する応答のばらつきおよび振動抑制がさらに可能となる。

実施の形態７
本発明の実施の形態７によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図１８は、第二制御部１８の詳細を示すブロック図であり、本発明の実施の形態５における第二制御部１６の詳細を示した図１４と比べると、不感帯補正器３７を新たに追加した構成である以外は、同じである。

このような構成にすることで、本発明の実施の形態１、３および５と比較して、電流指令が小さい領域での電流の推定精度をより向上させることができるとともに、補償電流も高精度化できるため、さらなる振動抑制が可能となる。

実施の形態８
本発明の実施の形態８によるモータ制御装置の構成は、図１に示された本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成と同じである。図１９は、第二制御部１９の詳細を示すブロック図であり、本発明の実施の形態６における第二制御部１７の詳細を示した図１６と比べると、不感帯補正器３７を新たに追加した構成である以外は、同じである。

このような構成にすることで、本発明の実施の形態２、４および６と比較して、電流指令が小さい領域での電流の推定精度をより向上させることができるとともに、実機とモデルとの温度変化によるモデル化誤差がさらに軽減できるという点で環境温度に応じた補償電流もより高精度化でき、温度変化に対する応答のばらつきおよび振動抑制がさらに可能となる。

１バルブ機構
２ＤＣモータ
３インバータ
４ＰＷＭ処理部
５位置検出器
１０制御部
１１第一制御部
１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１９第二制御部
２１ＰＩＤ制御器
２２飽和器
２３、２６比例器
２４積分器
２５微分器
３１誘起電圧推定器
３２電流制御器
３３電流推定器
３４飽和器
３５電圧補正器
３６フィルタ
３７不感帯補正器
３８、３９外乱推定器

Claims

バルブを駆動するＤＣモータと、前記ＤＣモータのモータ軸回転角を検出する位置検出器と、駆動指令を出力する制御部と、前記駆動指令をＰＷＭ指令に変換するＰＷＭ処理部と、前記ＰＷＭ指令をもとに前記ＤＣモータを駆動するインバータとを備え、前記制御部はインバータからの母線電圧、位置指令および前記モータ軸回転角を入力として駆動指令を出力し、前記制御部は、位置指令および前記モータ軸回転角から第二の電流指令を生成する第一制御部と、前記電流指令および前記モータ軸回転角から駆動指令を生成する第二制御部とを備え、前記第一制御部は、前記位置指令および前記モータ軸回転角から第一の電流指令を生成するＰＩＤ制御器と、前記第一の電流指令の上限値および下限値を制限して第二の電流指令を出力する第一の飽和器とを備え、前記第二制御部は、前記第二の電流指令および推定電流から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令を前記インバータの母線電圧をもとに補正する電圧補正器と、前記電圧補正器の出力電圧を使用電圧範囲内に制限する第二の飽和器と、前記モータ軸回転角から前記ＤＣモータの角速度を求めるフィルタと、前記角速度から推定誘起電圧を求める誘起電圧推定器と、前記推定誘起電圧と前記電圧指令との差分値から前記推定電流を求める電流推定器とを備えるモータ制御装置。
前記誘起電圧推定器および前記電流推定器の内部パラメータが前記ＤＣモータの周囲温度の関数であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
前記第二制御部は、前記第二の飽和器の出力である使用電圧範囲内に制限された電圧指令を補正して補正後電圧を出力する不感帯補正器を備え、前記不感帯補正器は、前記ＰＷＭ処理部への入力に直流の電圧指令を与えたときのＤＣモータの巻線電流を計測して得られる電圧指令と巻線電流との関係から得られる電圧の不感帯をδ、前記第二の飽和器の出力である電圧指令をＶ’_ｃｏｍｐ、係数をａおよび前記不感帯補正器の出力である補正後電圧をＶ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}としたとき、Ｖ’_ｃｏｍｐを変数とした単調増加関数であるｆ（Ｖ’_ｃｏｍｐ）およびｆ’（Ｖ’_ｃｏｍｐ）を用いた以下の式、

によりＶ’_{ｃｏｍｐ＿ｃ}を求めることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
前記第二制御部は、前記電流推定器の出力である推定電流と前記フィルタの出力である角速度から推定外乱相当分の補償電流を生成する外乱推定器を備え、前記推定外乱相当分の補償電流を第一制御部の出力である前記第二の電流指令に加算することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。