JP2015133872A - モータ制御装置及びロータ角度推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】センサレスベクトル制御を用いるブラシレスＤＣモータのモータ制御装置及びロータ角度推定方法において、急加減速時を含めて追従遅れを十分に抑制する。【解決手段】位相差推定値と前回の制御周期におけるロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいてロータ角度の推定値を補正する角度推定部１４を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置及びロータ角度推定方法に関するものである。

ブラシレスＤＣモータにおけるベクトル制御では、モータに供給される通電電流を、永久磁石の磁束方向を向くｑ軸を流れるｑ軸電流と、このｑ軸に直交するｄ軸を流れるｄ軸電流とに変換している。

このようなブラシレスＤＣモータにおけるベクトル制御において、ロータの磁極位置のセンサを用いないセンサレスベクトル制御では、周知のようにロータ角度の推定値（以下、ロータ推定角度）を求めてこのロータ推定角度を用いて制御を行うが、ロータ推定角度の算出精度が悪いとモータから所望のトルクを得ることができなくなる。そこで、特許文献１では、モータへの通電電流のフィードバック制御を所定制御サイクル単位で行うベクトル制御において、３以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号をモータの駆動電圧に重畳し、ｄ軸電流及びｑ軸電流の一階差分からロータ角度の実際値（以下、ロータ実角度）とロータ推定角度との位相差の２倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値を算出し、この正弦参照値と余弦参照値とを用いてロータ実角度とロータ推定角度との位相差に応じた位相差推定値を算出する方法が提案されている。さらに、ロータ実角度とロータ推定角度との位相差を解消するように、位相差推定値と前回のロータ推定角度と前回のロータの角速度の推定値（以下、ロータ推定角速度）とに基づき、ロータ推定角度とロータ推定角速度とを逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、ロータ推定角度を算出している。

特開２００６−１２１７８２号公報

ところが、特許文献１におけるオブザーバで用いている演算式は、定常一定回転時を前提としてロータ推定角度を算出するためのものである。このため、モータの加減速時には、算出するロータ推定角度及びロータ推定角速度と、ロータ実角度及びロータの角速度の実際値（以下、ロータ実角速度）とに差が生じ、制御上、追従遅れが発生する。

本発明は、上述する問題点に鑑みてなされたもので、センサレスベクトル制御を用いるブラシレスＤＣモータのモータ制御装置及びロータ角度推定方法において、急加減速時を含めて追従遅れを十分に抑制することを目的とする。

上記課題を解決するための手段として、第１の発明は、ブラシレスＤＣモータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、ロータ角度の実際値とロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出部と、上記位相差推定値と前回の制御周期における上記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、上記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいて上記ロータ角度の推定値を補正する角度推定部と、上記角度推定部で求められた上記ロータ角度の推定値に基づいてブラシレスＤＣモータに印加する実電圧を生成するインバータとを備えるという構成を採用する。

第２の発明は、上記第１の発明において、上記角度推定部が、θ＾（ｎ）がロータ角度の推定値の更新値、ω＾（ｎ）がロータ角速度の推定値の更新値、Δｔが前回の制御周期におけるロータ角度の推定値の算出時からの経過時間、θ＾（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角度の推定値、ω＾（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値、ω＊（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ω＊（ｎ−２）が前々回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ｋｐｏｖ＿ｔｈ、ｋｐｏｖ＿ｗ及びｋｄｃｍ＿ｗが演算ゲイン、θｅ（ｎ−１）が前回の制御周期における位相差推定値を示す下式（１）によって上記ロータ角度の推定値の算出及び補正を行うという構成を採用する。

第３の発明は、上記第１または第２の発明において、上記角度推定部が、さらに上記ロータ角速度の実際値と上記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて上記ロータ角度の推定値を補正するという構成を採用する。

第４の発明は、上記第３の発明において、上記角度推定部が、ωｍ（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の実際値、ｋｐｃｍ＿ｗが演算ゲインを示す下式（２）の項によって上記ロータ角度の推定値の補正を行うという構成を採用する。

第５の発明は、上記第１または第２の発明において、上記角度推定部が、さらに上記ロータ角速度の指令値と上記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて上記ロータ角度の推定値を補正するという構成を採用する。

第６の発明は、上記第５の発明において、上記角度推定部が、ω＊（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ｋｐｃｍ＿ｗが演算ゲインを示す下式（３）の項によって上記ロータ角度の推定値の補正を行うという構成を採用する。

第７の発明は、上記第１〜第６いずれかの発明において、３以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、ブラシレスＤＣモータの駆動電圧に重畳し、隣接する上記制御サイクル間の上記ブラシレスＤＣモータのｄ軸電流及びｑ軸電流の一階差分を算出し、上記位相差推定算出部は、該一階差分を用いて上記ロータ角度の実際値と上記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出するという構成を採用する。

第８の発明は、ブラシレスＤＣモータのベクトル制御にて、ロータ角度を推定するロータ角度推定方法であって、上記ロータ角度の実際値と上記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出工程と、上記位相差推定値と前回の制御周期における上記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、上記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づいて求められるロータ角度の指令値の一階差分に基づいて上記ロータ角速度の推定値を補正するロータ角度算出工程とを有するという構成を採用する。

本発明によれば、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいてロータ角度の推定値が補正される。これによって、急加減速時を含めて実角度に対する推定角度の追従遅れを十分に抑制することができる。

本発明の一実施形態におけるモータ制御装置の機能ブロック図である。 本発明の一実施形態におけるモータ制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の一実施形態におけるモータ制御装置によって制御されるモータを備える電動式アクチュエータ２０の概略構成を示す縦断面図である。 （ａ）がロータ指令角速度がステップ状に変化した場合のロータ角速度の応答性について検証したシミュレーション結果であり、（ｂ）〜（ｄ）がそのときのロータ実角度とロータ推定角度とを表したグラフである。

以下、図面を参照して、本発明に係るモータ制御装置及びロータ角度推定方法の一実施形態について説明する。本実施形態においては、電動式アクチュエータ２０が備えるブラシレスＤＣモータ（以下、モータ２２）を制御するモータ制御装置に本発明を適用した場合について説明する。この電動式アクチュエータ２０は、プランジャ２４をモータ２２によって移動させることで油圧を発生させるものである。なお、本実施形態においては、電動式アクチュエータ２０に搭載される検出部２８からプランジャ２４のストローク位置を示す信号（ストローク位置検出信号Ｓａ）が出力されているものとする。ただし、本発明の適用範囲は、本実施形態に限定されるものではない。この電動式アクチュエータ２０については、後に図３を参照して説明する。

本実施形態のモータ制御装置１によって回転が制御されるモータ２２は、永久磁石を備えるロータと、このロータ周りに配置された３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の電機子とを備えるブラシレスＤＣモータである。本実施形態のモータ制御装置１は、このようなモータ２２の電機子に流れる電流をフィードバック制御する。この本実施形態のモータ制御装置１は、モータ２２のロータの界磁極の磁束方向をｑ軸とし、これと直交する方向をｄ軸とし、モータ２２をｄ軸上に設けられた電機子（ｄ軸電機子）とｑ軸上に設けられた電機子（ｑ軸電機子）とを有する等価回路に変換して扱う。

このような本実施形態のモータ制御装置１は、例えば車載されるＥＣＵ（エンジンコントロールユニット）からなり、各種プログラムや計算に必要なデータを記憶する記憶部、各種演算を行う演算処理部、これらの記憶部及び演算処理部が実装される基板等のハードウェアからなる。

図１は、本実施形態のモータ制御装置１の機能ブロック図である。この図に示すように、本実施形態のモータ制御装置１は、指令角度算出部２と、第１減算部３と、位置制御部４と、第２減算部５と、速度制御部６と、第３減算部７と、電流・非干渉制御部８と、加算部１０と、逆ｄｑ変換部１１と、インバータ１２と、位置検出用信号生成部１３と、角度推定部１４と、ｄｑ変換部１５と、実角度算出部１６と、実角速度算出部１７とを備える。

指令角度算出部２は、電動式アクチュエータ２０のプランジャ２４のストローク位置を指定する指令信号であるストローク位置指令信号Ｓｂ（指令信号）が外部より入力され、このストローク位置指令信号Ｓｂに基づいてロータ指令角度θ＊を算出する。このロータ指令角度θ＊は、ストローク位置指令信号Ｓｂに基づくストローク位置にプランジャ２４を配置するときのロータ角度を示すものである。第１減算部３は、指令角度算出部２によって算出されたロータ指令角度θ＊と、実角度算出部１６によって算出されるロータ実角度θｍ（ロータ角度の実際値）との差分値を算出する。このロータ実角度θｍは、検出部２８から出力されるストローク位置検出信号Ｓａに基づくロータ角度の実際値を示すものである。

位置制御部４は、第１減算部３で算出された差分値が入力され、この差分値に基づいてロータ指令角速度ω＊（ロータ角速度の指令値）を算出する。この位置制御部４は、例えば、ＰＩＤ要素Ｋｐ＋Ｋｉ／Ｓ＋ＫＤＳで表される。第２減算部５は、位置制御部４によって算出されたロータ指令角速度ω＊と、実角速度算出部１７によって算出されるロータ実角速度ωｍ（ロータ角速度の実際値）との差分値を算出する。このロータ実角速度ωｍは、ロータ実角度θｍに基づいて算出されるロータ角速度の実際値を示すものである。

速度制御部６は、第２減算部５で算出された差分値が入力され、この差分値に基づいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｑ軸指令電流Ｉｑ＊とを算出する。この速度制御部６は、例えば、ＰＩＤ要素で表される。

第３減算部７は、速度制御部６によって算出されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｄｑ変換部１５によって算出されるｄ軸推定実電流Ｉｄ＾との差分値を算出する。また、第３減算部７は、速度制御部６によって算出されたｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、ｄｑ変換部１５によって算出されるｑ軸推定実電流Ｉｑ＾との差分値を算出する。このｄ軸推定実電流Ｉｄ＾は及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾は、インバータ１２から出力されるＵ相実電流Ｉｕ、Ｖ相実電流Ｉｖ及びＷ相実電流Ｉｗをｄ軸電機子に供給される電流とｑ軸電機子に供給される電流とに変換することによって得られる。

電流・非干渉制御部８は、第３減算部７で算出された差分値に対してＰＩ処理を施し、さらにｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を施して、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊とｑ軸指令電圧Ｖｑ＊とを算出する。ここでは、電流・非干渉制御部８は、非干渉成分αを含む下式（４）を用いて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸推定実電流Ｉｄ＾との偏差に応じたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。また、電流・非干渉制御部８は、非干渉成分βを含む下式（５）を用いて、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸推定実電流Ｉｑ＾との偏差に応じたｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。なお、下式（４）及び（５）において、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインを示している。

加算部１０は、電流・非干渉制御部８で算出されたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊に対して、位置検出用信号生成部１３で生成されたｄ軸検出用電圧Ｖｈｄを重畳する。このｄ軸検出用電圧Ｖｈｄは、ｄ軸の位置を求めるための高調波電圧である。また、加算部１０は、電流・非干渉制御部８で算出されたｑ軸指令電圧Ｖｑ＊に対して、位置検出用信号生成部１３で生成されたｑ軸検出用電圧Ｖｈｑを重畳する。

逆ｄｑ変換部１１は、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄが重畳されたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊とｑ軸検出用電圧Ｖｈｑが重畳されたｑ軸指令電圧Ｖｑ＊とを、モータ２２のＵ、Ｖ、Ｗの３相の電機子に印加する指令電圧に変換する。なお、Ｕ相の電機子に印加する指令電圧をＵ相指令電圧Ｖｕ＊、Ｖ相の電機子に印加する指令電圧をＶ相指令電圧Ｖｖ＊、Ｗ相の電機子に印加する指令電圧をＷ相指令電圧Ｖｗ＊とする。ここで、逆ｄｑ変換部１１は、下式（６）を用いて、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄが重畳されたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊とｑ軸検出用電圧Ｖｈｑが重畳されたｑ軸指令電圧Ｖｑ＊とを、Ｕ相指令電圧Ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧Ｖｖ＊及びＷ相指令電圧Ｖｗ＊に変換する。なお、下式（６）においてθ＾は、角度推定部１４で生成されるロータ推定角度（ロータ角度の推定値）を示している。

インバータ１２は、逆ｄｑ変換部１１によって求められたＵ相指令電圧Ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧Ｖｖ＊及びＷ相指令電圧Ｖｗ＊に応じて、モータ２２の電機子に実際に印加する実電圧を生成し、この実電圧をモータ２２の電機子に対して印加する。このインバータ１２は、Ｕ相指令電圧Ｖｕ＊に応じてモータ２２のＵ相の電機子に実際に印加する実電圧であるＵ相実電圧Ｖｕを生成し、Ｖ相指令電圧Ｖｖ＊に応じてモータ２２のＶ相の電機子に実際に印加する実電圧であるＶ相実電圧Ｖｖを生成し、Ｗ相指令電圧Ｖｗ＊に応じてモータ２２のＷ相の電機子に実際に印加する実電圧であるＷ相実電圧Ｖｗを生成する。

また、インバータ１２は、モータ２２に供給される実電流を検出してその値を出力する。このインバータ１２は、Ｕ相の電機子に供給される実電流をＵ相実電流Ｉｕ、Ｖ相の電機子に供給される実電流をＶ相実電流Ｉｖ、Ｗ相の電機子に供給される実電流をＷ相実電流Ｉｗとして出力する。

位置検出用信号生成部１３は、モータ２２のロータ角度推定に用いられるｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑを生成する。これらのｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑは、本実施形態のモータ制御装置１の３制御サイクル（Ｔ１１、ｔ１２、Ｔ１３）を１周期として、１周期で各相（ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑ）の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定された高調波電圧である。なお、必ずしも３制御サイクルを１周期とする必要はない。

角度推定部１４は、位置制御部４で算出されるロータ指令角速度ω＊と、位置検出用信号生成部１３で生成されるｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑと、ｄｐ変換部１５で求められるｄ軸推定実電流Ｉｄ＾及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾と、実角速度算出部１７で算出されるロータ実角速度ωｍとが入力される。

角度推定部１４は、入力されるこれらの値に基づいて、正弦参照値Ｖｓｄｑ及び余弦参照値Ｖｃｄｑとインダクタンス参照値Ｌ０とを求め、さらにロータ推定角度θ＾とロータ実角度θｍとの位相差推定値θｅを求め、さらにオブザーバを用いてロータ推定角度θ＾の更新を行う。

ここで、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑの１周期の長さがｎ制御サイクルであるとすると、ロータ実角度θｍとロータ推定角度θ＾の位相差推定値θｅの２倍角に応じた正弦参照値Ｖｓｄｑ及び余弦参照値Ｖｃｄｑとインダクタンス参照値Ｌ０とを、下式（７）〜下式（１１）により算出することができる。

なお、下式（７）において、Ｖｓｄｑは正弦参照値、Ｖｃｄｑは余弦参照値、Ｌ０はインダクタンス参照値、ｄＩｄｑ＾（ｉ＋１）〜ｄＩｄｑ＾（ｉ＋ｎ）はｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑの出力電圧の総和がゼロとなる期間中にｎ個の制御サイクルが含まれる場合の隣接する制御サイクル間のｄ軸推定実電流及びｑ軸推定実電流の一階差分、ｉは正弦参照値Ｖｓｄｑ及び余弦参照値Ｖｃｄｑとインダクタンス参照値Ｌ０の算出周期の番号を示す。

また、式（８）において、Ｌｄはｄ軸電機子のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸電機子のインダクタンスを示す。

また、式（９）において、ｊ＝１，２，…，ｎ、ｄＩｄ＾（ｉ＋ｊ）はｄ軸推定実電流の一階差分、ｄＩｑ＾（ｉ＋ｊ）はｑ軸推定実電流の一階差分を示す。

また、式（１１）において、Ｖｈｄ（ｉ＋ｊ）はｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑの出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるｊ番目の制御サイクルのｄ軸検出用電圧、Ｖｈｑ（ｉ＋ｊ）はｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑの出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるｊ番目の制御サイクルのｑ軸検出用電圧を示す。

一方、ｄ軸推定電圧Ｖｄ＾及びｑ軸推定電圧Ｖｑ＾と、ｄ軸推定実電流Ｉｄ＾及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾との関係は、電気角速度がほぼゼロでｄ軸電機子及びｑ軸電機子の抵抗による電圧降下も無視できるレベルである場合には、下式（１２）となる。

この式（１２）を離散時間系で表すと、下式（１３）となる。なお、式（１３）において、Ｖｄ＊はｉ番目の制御サイクルにおけるｄ軸指令電圧、Ｖｑ＊はｉ番目の制御サイクルにおけるｑ軸指令電圧、Ｖｈｄ（ｉ）はｉ番目の制御サイクルにおけるｄ軸検出用電圧、Ｖｈｑ（ｉ）はｉ番目の制御サイクルにおけるｑ軸検出用電圧、ΔＴは制御サイクルの時間を示す。

また、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑは、下式（１４）を満たすｎ個の制御サイクルを１周期とする信号である。

ここで、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊（ｉ）とｑ軸指令電圧Ｖｑ＊（ｉ）がゼロの場合を考えると、式（１３）は、下式（１５）となる。

そこで、Ｃｄｑ（ｉ）を下式（１６）のようにおくと、式（１５）から下式（１７）及び下式（１８）の関係が成り立つ。

ここで、所定期間におけるｄ軸指令電圧及びｑ軸指令電圧が一定値Ｖｄｑ＊とすると、下式（１９）となる。

このため、式（１８）の右辺の第１項はゼロとなり、下式（２０）が得られる。

したがって、式（７）により、正弦参照値Ｖｓｄｑと余弦参照値Ｖｃｄｑを算出することができ、下式（２１）によりロータ角度のロータ実角度θｍとロータ推定角度θ＾との位相差推定値θｅを算出することができる。このように、本実施形態においては、角度推定部１４が位相差推定値を算出し、本発明の位相差推定値算出部としての機能も有している。

さらに、角度推定部１４は、下式（２２）で表されるオブザーバによって追従演算を行い、ロータ推定角度θ＾及びロータ推定角速度ω＾（ロータ角速度の推定値）の更新値を算出する。なお、式（２２）において、θ＾（ｎ）はロータ推定角度の更新値、ω＾（ｎ）はロータ推定角速度の更新値、Δｔは前回の推定値算出時からの経過時間、θ＾（ｎ−１）は前回のロータ推定角度、ω＾（ｎ−１）は前回のロータ推定角速度、ω＊（ｎ−１）は前回のロータ指令角速度ω＊（ｎ−２）は前々回のロータ指令角速度、ｋｐｏｖ＿ｔｈ、ｋｐｏｖ＿ｗ、ｋｄｏｖ＿ｗ、ｋｄｃｍ＿ｗ及びｋｐｃｍ＿ｗは演算ゲイン、θｅ（ｎ−１）は前回の位相差推定値、ωｍ（ｎ−１）は前回の実角速度を示す。

式（２２）の右辺第３項は、前々回のロータ指令角速度ω＊（ｎ−２）と前回のロータ指令角速度ω＊（ｎ−１）との差分、すなわちロータ指令角速度の微分値を用いてロータ推定角度θ＾及びロータ推定角速度ω＾を補正するための項である。また、式（２２）の右辺第４項は、前回のロータ実角速度ωｍ（ｎ−１）と前回のロータ推定角速度ω＾（ｎ−１）との差分値を用いてロータ推定角度θ＾及びロータ推定角速度ω＾を補正するための項である。

なお、式（２２）の右辺第４項は、下式（２３）に示す項に置き換えても良い。式（２３）に示す項は、前回のロータ指令角速度ω＊（ｎ−１）と前回のロータ推定角速度ω＾（ｎ−１）との差分値を用いてロータ推定角度θ＾及びロータ推定角速度ω＾を補正するための項である。

ｄｑ変換部１５は、インバータ１２から出力されるＵ相実電流Ｉｕと、Ｖ相実電流Ｉｖと、Ｗ相実電流Ｉｗとを、ｄ軸電機子に供給するｄ軸推定実電流Ｉｄ＾と、ｑ軸電機子に供給するｑ軸推定実電流Ｉｑ＾とに変換する。ここで、ｄｑ変換部１５は、逆ｄｑ変換部１１の行列式の逆行列を用いて、Ｕ相実電流Ｉｕと、Ｖ相実電流Ｉｖと、Ｗ相実電流Ｉｗとを、ｄ軸推定実電流Ｉｄ＾及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾に変換する。

実角度算出部１６は、検出部２８からストローク位置検出信号Ｓａが入力され、この実際のストローク位置に基づいてロータ実角度θｍを算出する。

実角速度算出部１７は、実角度算出部１６で算出されたロータ実角度θｍが入力され、このロータ実角度θｍからロータ実角速度ωｍを算出する。ここで、実角速度算出部１７は、例えば、ロータ実角度θｍの値を時間微分することによってロータ実角速度ωｍを算出する。

次に、モータ制御装置１によるロータ角度推定処理（ロータ角度推定方法）を用いたモータ制御方法について説明する。ここでは、図２のフローチャートを参照しながら説明を行う。また、以下の動作説明においては、説明する動作以前に図２のフローチャートに示す処理が既に繰り返し行われているものとする。また、以下の説明においてカウンタ変数ｐｔｒとは、１周期を構成する３制御サイクルのうち、何番目の制御サイクルであるか示すものである。

角度推定部１４は、ロータ指令角速度ω＊の取り込みを行う（ステップＳ１）。このロータ指令角速度ω＊は、外部より指令角度算出部２に入力されるストローク位置指令信号Ｓｂに基づいてロータ指令角度θ＊が算出され、このロータ指令角度θ＊と実角度算出部１６によって算出されるロータ実角度θｍとの差分値が第１減算部３によって算出され、この差分値に応じた値として位置制御部４によって算出される。

また、ロータ実角度θｍは、電動式アクチュエータ２０に設置される検出部２８から、ストローク位置検出信号Ｓａが実角度算出部１６に入力され、このストローク位置に応じた値として実角度算出部１６において算出される。

続いて、角度推定部１４は、ロータ実角速度ωｍの取り込みを行う（ステップＳ２）。このロータ実角速度ωｍは、実角度算出部１６で算出されたロータ実角度θｍが実角速度算出部１７に入力され、実角速度算出部１７においてロータ実角度θｍの微分値として算出される。

続いて、角度推定部１４は、ｄ軸推定実電流Ｉｄ＾及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾の取り込みを行う（ステップＳ３）。これらのｄ軸推定実電流Ｉｄ＾及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾は、インバータ１２から出力されるＵ相実電流Ｉｕと、Ｖ相実電流Ｉｖと、Ｗ相実電流Ｉｗとを、ｄｑ変換部１５によってｄ軸電機子に供給する推定実電流と、ｑ軸電機子に供給する推定実電流とに変換することで求められる。

続いて、角度推定部１４は、ｄ軸及びｑ軸の位置を検出するためのｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑを取り込む（ステップＳ４）。ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑは、位置検出用信号生成部１３によって生成される。

ここで、カウンタ変数ｐｔｒが１である場合（ステップＳ５）には、角度推定部１４は、今回、前回及び前々回の制御サイクルのステップＳ３で取り込まれたｄ軸推定実電流Ｉｄ＾及びｑ軸推定実電流Ｉｑ＾を用いて、正弦参照値Ｖｓｄｑと余弦参照値Ｖｃｄｑとインダクタンス参照値Ｌ０とを算出する（ステップＳ６）。本実施形態においては、３制御サイクルで１周期とされているため、上述の式（７）のｎを３に置き換えた下式（２４）によって、正弦参照値Ｖｓｄｑと余弦参照値Ｖｃｄｑとインダクタンス参照値Ｌ０とが算出される。

続いて、角度推定部１４は、位相差推定値θｅを算出する（ステップＳ７）。ここでは、角度推定部１４は、ステップＳ６で求めた正弦参照値Ｖｓｄｑと余弦参照値Ｖｃｄｑとを用いて、上述の式（２１）により位相差推定値θｅを算出する。

続いて、角度推定部１４は、ｄｐ変換部１５でＵ相実電流Ｉｕ、Ｖ相実電流Ｉｖ、Ｗ相実電流Ｉｗが変換されることで得られるｄ軸推定実電流Ｉｄ＾と、ｑ軸推定実電流Ｉｑ＾とを保持する（ステップＳ８）。

なお、ステップＳ５において、カウンタ変数ｐｔｒが１でない場合には、ステップＳ６、ステップＳ７及びステップＳ８の処理が実行されず、ステップＳ９の処理が実行されることになる。

カウンタ変数ｐｔｒが０である場合（ステップＳ９）には、角度推定部１４は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する（ステップＳ１０）。ここでは、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊は、上述の式（４）及び式（５）によって、算出される。

続いて、角度推定部１４は、ロータ推定角度θ＾及びロータ推定角速度ω＾を上式（２２）で表現されるオブザーバによって追従演算すると共に、この算出した値に基づいてロータ推定角度θ＾及びロータ推定角速度ω＾を更新する（ステップＳ１１）。

なお、ステップＳ９において、カウンタ変数ｐｔｒが０でない場合には、ステップＳ１０及びステップＳ１１の処理が実行されず、ステップＳ１２の処理が実行されることになる。

続いて、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄがｄ軸指令電圧Ｖｄ＊に重畳され、ｑ軸検出用電圧Ｖｈｑがｑ軸指令電圧Ｖｑ＊に重畳される（ステップＳ１２）。ここでは、電流・非干渉制御部８によって生成されたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊に対して、位置検出用信号生成部１３で生成されたｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑが重畳される。

続いて、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄが重畳されたｄ軸指令電圧Ｖｄ＊とｑ軸検出用電圧Ｖｈｑが重畳されたｑ軸指令電圧Ｖｑ＊とがＵ相指令電圧Ｖｕ＊、Ｖ相指令電圧Ｖｖ＊及びＷ相指令電圧Ｖｗ＊に変換される（ステップＳ１３）。ここでは、逆ｄｑ変換部１１において、当該処理が行われる。

続いて、ステップＳ１４、ステップＳ１５及びステップＳ１６においてカウンタ変数ｐｔｒのインクリメント又はクリア処理が行われ、その後、１制御サイクルが終了し、次の制御サイクル（すなわち図２のフローチャートの「ＳＴＡＲＴ」）に移行する。

このようなモータ制御方法では、カウンタ変数ｐｔｒは、ステップＳ１４でインクリメントされ、ステップＳ１５で「３」となったときに、ステップＳ１６においてクリアされる。そして、カウンタ変数ｐｔｒが「１」であるときにステップＳ６、ステップＳ７及びステップＳ８が実行され、カウンタ変数ｐｔｒが「０」であるときにステップＳ１０及びステップＳ１１が実行される。また、カウンタ変数ｐｔｒが「２」であるときには、ステップＳ６、ステップＳ７、ステップＳ８、ステップＳ１０及びステップＳ１１は実行されない。このため、ステップＳ６、ステップＳ７及びステップＳ８からなる一連の処理と、ステップＳ１０及びステップＳ１１からなる一連の処理とは、ｄ軸検出用電圧Ｖｈｄ及びｑ軸検出用電圧Ｖｈｑの１周期に相当する３制御サイクルが経過するごとに実行される。

ここで、電動式アクチュエータ２０の概略構成について簡単に説明する。図３は、電動式アクチュエータ２０の概略構成を示す縦断面図である。この図に示すように、電動式アクチュエータ２０は、ケーシング２１と、モータ２２と、ボールネジ２３と、プランジャ２４と、ストッパ２５と、圧縮バネ２６と、リザーバタンク２７と、検出部２８とを備えている。

図４（ａ）は、ロータ指令角速度ω＊がステップ状に変化した場合のロータ推定角速度ω＾の応答性について検証したシミュレーション結果である。

図４（ａ）において、グラフＦはロータ指令角速度ω＊、グラフＧはロータ実角速度ωｍを示している。また、グラフＨが式（２２）の右辺が第１項及び第２項のみの演算式を用いて求めたロータ推定角速度ω＾、グラフＩが式（２２）の右辺が第１項、第２項及び第３項のみの演算式を用いて求めたロータ推定角速度ω＾、グラフＪが式（２２）の右辺が第１項、第２項、第３項及び第４項の演算式を用いて求めたロータ推定角速度ω＾を示している。

これらの図４（ａ）に示すグラフから分かるように、ロータ指令角速度が立上る領域及び立下がる領域において、ロータ推定角速度をロータ実角速度に近づけることができる。また、グラフＪ、グラフＩの順に実角速度に対する推定角速度追従遅れを低減できることが分かる。

図４（ｂ）〜（ｄ）は、ステップ状のロータ指令角速度が入力された場合のロータ実角度とロータ推定角度とを対比するためのグラフである。図４（ｂ）は、ロータ推定角度を式（２２）の右辺が第１項及び第２項のみの演算式を用いて求めた結果である。また、図４（ｃ）は、ロータ推定角度を式（２２）の右辺が第１項、第２項及び第３項のみの演算式を用いて求めた結果である。また、図４（ｄ）は、ロータ推定角度を式（２２）の右辺が第１項、第２項、第３項及び第４項の演算式を用いて求めた結果である。なお、図４（ｂ）〜（ｄ）において、グラフＫが実角度θｍを示し、グラフＬがロータ推定角度θ＾を示している。

図４（ｂ）と図４（ｃ）とを比較して分かるように、ロータ指令角速度の一階差分に基づいてロータ推定角度を補正する第３項を加えることで、初期と終期において実角速度に対する推定角度の追従遅れを低減できることが分かる。さらに、図４（ｃ）と図４（ｄ）とを比較して分かるように、上記第３項に加えて、ロータ実角速度とロータ推定角速度との差分によってロータ角度を補正する第４項をさらに加えることで、さらに終期において追従遅れを低減できることが分かる。

以上のような本実施形態のモータ制御装置１及びロータ角度推定処理（ロータ角度推定方法）を用いたモータ制御方法によれば、ロータ指令角速度の一階差分に基づいてロータ推定角度が補正される。これによって、実角度に対する推定角度の追従遅れを小さくすることができる。したがって、本実施形態のモータ制御装置１及びロータ角度推定方法によれば、急加減速時を含めて追従遅れを十分に抑制することができる。なお、上記第４項をロータ角速度の指令値とロータ角速度の推定値との差分に基づいてロータ角度の推定値を補正する式（２３）に置き換えても追従遅れを低減することができる。

また、本実施形態のモータ制御装置１によれば、３以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、モータ２２の駆動電圧に重畳し、隣接する制御サイクル間のモータ２２のｄ軸電流及びｑ軸電流の一階差分を算出し、角度推定部１４は、この一階差分を用いてロータ実角度とロータ推定角度との位相差を示す位相差推定値を算出する。なお、３以上の制御サイクル経過後に位相差推定値が更新される場合には、一階差分方式では、過渡期応答時に位相差推定値に遅れが生じる。よって位相差推定値を用いて算出されるロータ角度の推定値にも遅れが生じてしまう。これに対して、上述のようなオブザーバによって追従演算を行うことによって、一階差分方式故に生じるロータ角度の推定値の遅れを改善することが可能となる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことは言うまでもない。上述した実施形態において示した各構成部材の諸形状や組み合わせ等は一例であって、本発明の趣旨から逸脱しない範囲において設計要求等に基づき種々変更可能である。

例えば、上記実施形態において用いた演算式は一例であり、必ずしも上記演算式を用いることに限定されるものではない。本発明においては、ロータ実角度とロータ推定角度との位相差を示す位相差推定値を算出し、位相差推定値と前回の制御周期におけるロータ推定角度と前回の制御周期におけるロータ推定角速度とに基づいて、ロータ推定角度を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ指令角速度の一階差分に基づいてロータ推定角度を補正するように演算式（すなわちオブザーバ）が構成されていれば良い。

１……モータ制御装置、２……指令角度算出部、３……第１減算部、４……位置制御部、５……第２減算部、６……速度制御部、７……第３減算部、８……電流・非干渉制御部、９……制御切替部、１０……加算部、１１……逆ｄｑ変換部、１２……インバータ、１３……位置検出用信号生成部、１４……角度推定部、１５……ｄｑ変換部、１６……実角度算出部、１７……実角速度算出部、Ｓａ……ストローク位置検出信号、Ｓｂ……ストローク位置指令信号、２２……モータ、２４……プランジャ、２８……検出部

Claims (8)

1. ブラシレスＤＣモータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
   ロータ角度の実際値とロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出部と、
   前記位相差推定値と前回の制御周期における前記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、前記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正する角度推定部と、
   前記角度推定部で求められた前記ロータ角度の推定値に基づいてブラシレスＤＣモータに印加する実電圧を生成するインバータと
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記角度推定部は、θ＾（ｎ）がロータ角度の推定値の更新値、ω＾（ｎ）がロータ角速度の推定値の更新値、Δｔが前回の制御周期におけるロータ角度の推定値の算出時からの経過時間、θ＾（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角度の推定値、ω＾（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値、ω＊（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ω＊（ｎ−２）が前々回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ｋｐｏｖ＿ｔｈ、ｋｐｏｖ＿ｗ及びｋｄｃｍ＿ｗが演算ゲイン、θｅ（ｎ−１）が前回の制御周期における位相差推定値を示す下式（１）によって前記ロータ角度の推定値の算出及び補正を行うことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
   

   
3. 前記角度推定部は、さらに前記ロータ角速度の実際値と前記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正することを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置。
4. 前記角度推定部は、ωｍ（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の実際値、ｋｐｃｍ＿ｗが演算ゲインを示す下式（２）の項によって前記ロータ角度の推定値の補正を行うことを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
   

   
5. 前記角度推定部は、さらに前記ロータ角速度の指令値と前記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正することを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置。
6. 前記角度推定部は、ω＊（ｎ−１）が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ｋｐｃｍ＿ｗが演算ゲインを示す下式（３）の項によって前記ロータ角度の推定値の補正を行うことを特徴とする請求項５記載のモータ制御装置。
   

   
7. ３以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、ブラシレスＤＣモータの駆動電圧に重畳し、隣接する前記制御サイクル間の前記ブラシレスＤＣモータのｄ軸電流及びｑ軸電流の一階差分を算出し、前記位相差推定算出部は、該一階差分を用いて前記ロータ角度の実際値と前記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出することを特徴とする請求項１〜６いずれかに記載のモータ制御装置。
8. ブラシレスＤＣモータのベクトル制御にて、ロータ角度を推定するロータ角度推定方法であって、
   前記ロータ角度の実際値と前記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出工程と、
   前記位相差推定値と前回の制御周期における前記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、前記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づいて求められるロータ角速度の指令値の一階差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正するロータ角度算出工程と
   を有することを特徴とするロータ角度推定方法。

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