JP2015133872A - モータ制御装置及びロータ角度推定方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】センサレスベクトル制御を用いるブラシレスDCモータのモータ制御装置及びロータ角度推定方法において、急加減速時を含めて追従遅れを十分に抑制する。【解決手段】位相差推定値と前回の制御周期におけるロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいてロータ角度の推定値を補正する角度推定部14を備える。【選択図】図1
Description
本発明は、モータ制御装置及びロータ角度推定方法に関するものである。
ブラシレスDCモータにおけるベクトル制御では、モータに供給される通電電流を、永久磁石の磁束方向を向くq軸を流れるq軸電流と、このq軸に直交するd軸を流れるd軸電流とに変換している。
このようなブラシレスDCモータにおけるベクトル制御において、ロータの磁極位置のセンサを用いないセンサレスベクトル制御では、周知のようにロータ角度の推定値(以下、ロータ推定角度)を求めてこのロータ推定角度を用いて制御を行うが、ロータ推定角度の算出精度が悪いとモータから所望のトルクを得ることができなくなる。そこで、特許文献1では、モータへの通電電流のフィードバック制御を所定制御サイクル単位で行うベクトル制御において、3以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号をモータの駆動電圧に重畳し、d軸電流及びq軸電流の一階差分からロータ角度の実際値(以下、ロータ実角度)とロータ推定角度との位相差の2倍角に応じた正弦参照値と余弦参照値を算出し、この正弦参照値と余弦参照値とを用いてロータ実角度とロータ推定角度との位相差に応じた位相差推定値を算出する方法が提案されている。さらに、ロータ実角度とロータ推定角度との位相差を解消するように、位相差推定値と前回のロータ推定角度と前回のロータの角速度の推定値(以下、ロータ推定角速度)とに基づき、ロータ推定角度とロータ推定角速度とを逐次更新しつつ算出するオブザーバにより、ロータ推定角度を算出している。
ところが、特許文献1におけるオブザーバで用いている演算式は、定常一定回転時を前提としてロータ推定角度を算出するためのものである。このため、モータの加減速時には、算出するロータ推定角度及びロータ推定角速度と、ロータ実角度及びロータの角速度の実際値(以下、ロータ実角速度)とに差が生じ、制御上、追従遅れが発生する。
本発明は、上述する問題点に鑑みてなされたもので、センサレスベクトル制御を用いるブラシレスDCモータのモータ制御装置及びロータ角度推定方法において、急加減速時を含めて追従遅れを十分に抑制することを目的とする。
上記課題を解決するための手段として、第1の発明は、ブラシレスDCモータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、ロータ角度の実際値とロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出部と、上記位相差推定値と前回の制御周期における上記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、上記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいて上記ロータ角度の推定値を補正する角度推定部と、上記角度推定部で求められた上記ロータ角度の推定値に基づいてブラシレスDCモータに印加する実電圧を生成するインバータとを備えるという構成を採用する。
第2の発明は、上記第1の発明において、上記角度推定部が、θ^(n)がロータ角度の推定値の更新値、ω^(n)がロータ角速度の推定値の更新値、Δtが前回の制御周期におけるロータ角度の推定値の算出時からの経過時間、θ^(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角度の推定値、ω^(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値、ω*(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ω*(n−2)が前々回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、kpov_th、kpov_w及びkdcm_wが演算ゲイン、θe(n−1)が前回の制御周期における位相差推定値を示す下式(1)によって上記ロータ角度の推定値の算出及び補正を行うという構成を採用する。
第3の発明は、上記第1または第2の発明において、上記角度推定部が、さらに上記ロータ角速度の実際値と上記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて上記ロータ角度の推定値を補正するという構成を採用する。
第4の発明は、上記第3の発明において、上記角度推定部が、ωm(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角速度の実際値、kpcm_wが演算ゲインを示す下式(2)の項によって上記ロータ角度の推定値の補正を行うという構成を採用する。
第5の発明は、上記第1または第2の発明において、上記角度推定部が、さらに上記ロータ角速度の指令値と上記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて上記ロータ角度の推定値を補正するという構成を採用する。
第6の発明は、上記第5の発明において、上記角度推定部が、ω*(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、kpcm_wが演算ゲインを示す下式(3)の項によって上記ロータ角度の推定値の補正を行うという構成を採用する。
第7の発明は、上記第1〜第6いずれかの発明において、3以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、ブラシレスDCモータの駆動電圧に重畳し、隣接する上記制御サイクル間の上記ブラシレスDCモータのd軸電流及びq軸電流の一階差分を算出し、上記位相差推定算出部は、該一階差分を用いて上記ロータ角度の実際値と上記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出するという構成を採用する。
第8の発明は、ブラシレスDCモータのベクトル制御にて、ロータ角度を推定するロータ角度推定方法であって、上記ロータ角度の実際値と上記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出工程と、上記位相差推定値と前回の制御周期における上記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、上記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づいて求められるロータ角度の指令値の一階差分に基づいて上記ロータ角速度の推定値を補正するロータ角度算出工程とを有するという構成を採用する。
本発明によれば、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいてロータ角度の推定値が補正される。これによって、急加減速時を含めて実角度に対する推定角度の追従遅れを十分に抑制することができる。
以下、図面を参照して、本発明に係るモータ制御装置及びロータ角度推定方法の一実施形態について説明する。本実施形態においては、電動式アクチュエータ20が備えるブラシレスDCモータ(以下、モータ22)を制御するモータ制御装置に本発明を適用した場合について説明する。この電動式アクチュエータ20は、プランジャ24をモータ22によって移動させることで油圧を発生させるものである。なお、本実施形態においては、電動式アクチュエータ20に搭載される検出部28からプランジャ24のストローク位置を示す信号(ストローク位置検出信号Sa)が出力されているものとする。ただし、本発明の適用範囲は、本実施形態に限定されるものではない。この電動式アクチュエータ20については、後に図3を参照して説明する。
本実施形態のモータ制御装置1によって回転が制御されるモータ22は、永久磁石を備えるロータと、このロータ周りに配置された3相(U、V、W)の電機子とを備えるブラシレスDCモータである。本実施形態のモータ制御装置1は、このようなモータ22の電機子に流れる電流をフィードバック制御する。この本実施形態のモータ制御装置1は、モータ22のロータの界磁極の磁束方向をq軸とし、これと直交する方向をd軸とし、モータ22をd軸上に設けられた電機子(d軸電機子)とq軸上に設けられた電機子(q軸電機子)とを有する等価回路に変換して扱う。
このような本実施形態のモータ制御装置1は、例えば車載されるECU(エンジンコントロールユニット)からなり、各種プログラムや計算に必要なデータを記憶する記憶部、各種演算を行う演算処理部、これらの記憶部及び演算処理部が実装される基板等のハードウェアからなる。
図1は、本実施形態のモータ制御装置1の機能ブロック図である。この図に示すように、本実施形態のモータ制御装置1は、指令角度算出部2と、第1減算部3と、位置制御部4と、第2減算部5と、速度制御部6と、第3減算部7と、電流・非干渉制御部8と、加算部10と、逆dq変換部11と、インバータ12と、位置検出用信号生成部13と、角度推定部14と、dq変換部15と、実角度算出部16と、実角速度算出部17とを備える。
指令角度算出部2は、電動式アクチュエータ20のプランジャ24のストローク位置を指定する指令信号であるストローク位置指令信号Sb(指令信号)が外部より入力され、このストローク位置指令信号Sbに基づいてロータ指令角度θ*を算出する。このロータ指令角度θ*は、ストローク位置指令信号Sbに基づくストローク位置にプランジャ24を配置するときのロータ角度を示すものである。第1減算部3は、指令角度算出部2によって算出されたロータ指令角度θ*と、実角度算出部16によって算出されるロータ実角度θm(ロータ角度の実際値)との差分値を算出する。このロータ実角度θmは、検出部28から出力されるストローク位置検出信号Saに基づくロータ角度の実際値を示すものである。
位置制御部4は、第1減算部3で算出された差分値が入力され、この差分値に基づいてロータ指令角速度ω*(ロータ角速度の指令値)を算出する。この位置制御部4は、例えば、PID要素Kp+Ki/S+KDSで表される。第2減算部5は、位置制御部4によって算出されたロータ指令角速度ω*と、実角速度算出部17によって算出されるロータ実角速度ωm(ロータ角速度の実際値)との差分値を算出する。このロータ実角速度ωmは、ロータ実角度θmに基づいて算出されるロータ角速度の実際値を示すものである。
速度制御部6は、第2減算部5で算出された差分値が入力され、この差分値に基づいて、d軸指令電流Id*とq軸指令電流Iq*とを算出する。この速度制御部6は、例えば、PID要素で表される。
第3減算部7は、速度制御部6によって算出されたd軸指令電流Id*と、dq変換部15によって算出されるd軸推定実電流Id^との差分値を算出する。また、第3減算部7は、速度制御部6によって算出されたq軸指令電流Iq*と、dq変換部15によって算出されるq軸推定実電流Iq^との差分値を算出する。このd軸推定実電流Id^は及びq軸推定実電流Iq^は、インバータ12から出力されるU相実電流Iu、V相実電流Iv及びW相実電流Iwをd軸電機子に供給される電流とq軸電機子に供給される電流とに変換することによって得られる。
電流・非干渉制御部8は、第3減算部7で算出された差分値に対してPI処理を施し、さらにd軸とq軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を施して、d軸指令電圧Vd*とq軸指令電圧Vq*とを算出する。ここでは、電流・非干渉制御部8は、非干渉成分αを含む下式(4)を用いて、d軸指令電流Id*とd軸推定実電流Id^との偏差に応じたd軸指令電圧Vd*を算出する。また、電流・非干渉制御部8は、非干渉成分βを含む下式(5)を用いて、q軸指令電流Iq*とq軸推定実電流Iq^との偏差に応じたq軸指令電圧Vq*を算出する。なお、下式(4)及び(5)において、Kpは比例ゲイン、Kiは積分ゲインを示している。
加算部10は、電流・非干渉制御部8で算出されたd軸指令電圧Vd*に対して、位置検出用信号生成部13で生成されたd軸検出用電圧Vhdを重畳する。このd軸検出用電圧Vhdは、d軸の位置を求めるための高調波電圧である。また、加算部10は、電流・非干渉制御部8で算出されたq軸指令電圧Vq*に対して、位置検出用信号生成部13で生成されたq軸検出用電圧Vhqを重畳する。
逆dq変換部11は、d軸検出用電圧Vhdが重畳されたd軸指令電圧Vd*とq軸検出用電圧Vhqが重畳されたq軸指令電圧Vq*とを、モータ22のU、V、Wの3相の電機子に印加する指令電圧に変換する。なお、U相の電機子に印加する指令電圧をU相指令電圧Vu*、V相の電機子に印加する指令電圧をV相指令電圧Vv*、W相の電機子に印加する指令電圧をW相指令電圧Vw*とする。ここで、逆dq変換部11は、下式(6)を用いて、d軸検出用電圧Vhdが重畳されたd軸指令電圧Vd*とq軸検出用電圧Vhqが重畳されたq軸指令電圧Vq*とを、U相指令電圧Vu*、V相指令電圧Vv*及びW相指令電圧Vw*に変換する。なお、下式(6)においてθ^は、角度推定部14で生成されるロータ推定角度(ロータ角度の推定値)を示している。
インバータ12は、逆dq変換部11によって求められたU相指令電圧Vu*、V相指令電圧Vv*及びW相指令電圧Vw*に応じて、モータ22の電機子に実際に印加する実電圧を生成し、この実電圧をモータ22の電機子に対して印加する。このインバータ12は、U相指令電圧Vu*に応じてモータ22のU相の電機子に実際に印加する実電圧であるU相実電圧Vuを生成し、V相指令電圧Vv*に応じてモータ22のV相の電機子に実際に印加する実電圧であるV相実電圧Vvを生成し、W相指令電圧Vw*に応じてモータ22のW相の電機子に実際に印加する実電圧であるW相実電圧Vwを生成する。
また、インバータ12は、モータ22に供給される実電流を検出してその値を出力する。このインバータ12は、U相の電機子に供給される実電流をU相実電流Iu、V相の電機子に供給される実電流をV相実電流Iv、W相の電機子に供給される実電流をW相実電流Iwとして出力する。
位置検出用信号生成部13は、モータ22のロータ角度推定に用いられるd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqを生成する。これらのd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqは、本実施形態のモータ制御装置1の3制御サイクル(T11、t12、T13)を1周期として、1周期で各相(d軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhq)の出力電圧の総和がゼロとなるように出力パターンが設定された高調波電圧である。なお、必ずしも3制御サイクルを1周期とする必要はない。
角度推定部14は、位置制御部4で算出されるロータ指令角速度ω*と、位置検出用信号生成部13で生成されるd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqと、dp変換部15で求められるd軸推定実電流Id^及びq軸推定実電流Iq^と、実角速度算出部17で算出されるロータ実角速度ωmとが入力される。
角度推定部14は、入力されるこれらの値に基づいて、正弦参照値Vsdq及び余弦参照値Vcdqとインダクタンス参照値L0とを求め、さらにロータ推定角度θ^とロータ実角度θmとの位相差推定値θeを求め、さらにオブザーバを用いてロータ推定角度θ^の更新を行う。
ここで、d軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqの1周期の長さがn制御サイクルであるとすると、ロータ実角度θmとロータ推定角度θ^の位相差推定値θeの2倍角に応じた正弦参照値Vsdq及び余弦参照値Vcdqとインダクタンス参照値L0とを、下式(7)〜下式(11)により算出することができる。
なお、下式(7)において、Vsdqは正弦参照値、Vcdqは余弦参照値、L0はインダクタンス参照値、dIdq^(i+1)〜dIdq^(i+n)はd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqの出力電圧の総和がゼロとなる期間中にn個の制御サイクルが含まれる場合の隣接する制御サイクル間のd軸推定実電流及びq軸推定実電流の一階差分、iは正弦参照値Vsdq及び余弦参照値Vcdqとインダクタンス参照値L0の算出周期の番号を示す。
また、式(8)において、Ldはd軸電機子のインダクタンス、Lqはq軸電機子のインダクタンスを示す。
また、式(9)において、j=1,2,…,n、dId^(i+j)はd軸推定実電流の一階差分、dIq^(i+j)はq軸推定実電流の一階差分を示す。
また、式(11)において、Vhd(i+j)はd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqの出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるj番目の制御サイクルのd軸検出用電圧、Vhq(i+j)はd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqの出力電圧の総和がゼロとなる期間におけるj番目の制御サイクルのq軸検出用電圧を示す。
一方、d軸推定電圧Vd^及びq軸推定電圧Vq^と、d軸推定実電流Id^及びq軸推定実電流Iq^との関係は、電気角速度がほぼゼロでd軸電機子及びq軸電機子の抵抗による電圧降下も無視できるレベルである場合には、下式(12)となる。
この式(12)を離散時間系で表すと、下式(13)となる。なお、式(13)において、Vd*はi番目の制御サイクルにおけるd軸指令電圧、Vq*はi番目の制御サイクルにおけるq軸指令電圧、Vhd(i)はi番目の制御サイクルにおけるd軸検出用電圧、Vhq(i)はi番目の制御サイクルにおけるq軸検出用電圧、ΔTは制御サイクルの時間を示す。
また、d軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqは、下式(14)を満たすn個の制御サイクルを1周期とする信号である。
ここで、d軸指令電圧Vd*(i)とq軸指令電圧Vq*(i)がゼロの場合を考えると、式(13)は、下式(15)となる。
そこで、Cdq(i)を下式(16)のようにおくと、式(15)から下式(17)及び下式(18)の関係が成り立つ。
ここで、所定期間におけるd軸指令電圧及びq軸指令電圧が一定値Vdq*とすると、下式(19)となる。
このため、式(18)の右辺の第1項はゼロとなり、下式(20)が得られる。
したがって、式(7)により、正弦参照値Vsdqと余弦参照値Vcdqを算出することができ、下式(21)によりロータ角度のロータ実角度θmとロータ推定角度θ^との位相差推定値θeを算出することができる。このように、本実施形態においては、角度推定部14が位相差推定値を算出し、本発明の位相差推定値算出部としての機能も有している。
さらに、角度推定部14は、下式(22)で表されるオブザーバによって追従演算を行い、ロータ推定角度θ^及びロータ推定角速度ω^(ロータ角速度の推定値)の更新値を算出する。なお、式(22)において、θ^(n)はロータ推定角度の更新値、ω^(n)はロータ推定角速度の更新値、Δtは前回の推定値算出時からの経過時間、θ^(n−1)は前回のロータ推定角度、ω^(n−1)は前回のロータ推定角速度、ω*(n−1)は前回のロータ指令角速度ω*(n−2)は前々回のロータ指令角速度、kpov_th、kpov_w、kdov_w、kdcm_w及びkpcm_wは演算ゲイン、θe(n−1)は前回の位相差推定値、ωm(n−1)は前回の実角速度を示す。
式(22)の右辺第3項は、前々回のロータ指令角速度ω*(n−2)と前回のロータ指令角速度ω*(n−1)との差分、すなわちロータ指令角速度の微分値を用いてロータ推定角度θ^及びロータ推定角速度ω^を補正するための項である。また、式(22)の右辺第4項は、前回のロータ実角速度ωm(n−1)と前回のロータ推定角速度ω^(n−1)との差分値を用いてロータ推定角度θ^及びロータ推定角速度ω^を補正するための項である。
なお、式(22)の右辺第4項は、下式(23)に示す項に置き換えても良い。式(23)に示す項は、前回のロータ指令角速度ω*(n−1)と前回のロータ推定角速度ω^(n−1)との差分値を用いてロータ推定角度θ^及びロータ推定角速度ω^を補正するための項である。
dq変換部15は、インバータ12から出力されるU相実電流Iuと、V相実電流Ivと、W相実電流Iwとを、d軸電機子に供給するd軸推定実電流Id^と、q軸電機子に供給するq軸推定実電流Iq^とに変換する。ここで、dq変換部15は、逆dq変換部11の行列式の逆行列を用いて、U相実電流Iuと、V相実電流Ivと、W相実電流Iwとを、d軸推定実電流Id^及びq軸推定実電流Iq^に変換する。
実角度算出部16は、検出部28からストローク位置検出信号Saが入力され、この実際のストローク位置に基づいてロータ実角度θmを算出する。
実角速度算出部17は、実角度算出部16で算出されたロータ実角度θmが入力され、このロータ実角度θmからロータ実角速度ωmを算出する。ここで、実角速度算出部17は、例えば、ロータ実角度θmの値を時間微分することによってロータ実角速度ωmを算出する。
次に、モータ制御装置1によるロータ角度推定処理(ロータ角度推定方法)を用いたモータ制御方法について説明する。ここでは、図2のフローチャートを参照しながら説明を行う。また、以下の動作説明においては、説明する動作以前に図2のフローチャートに示す処理が既に繰り返し行われているものとする。また、以下の説明においてカウンタ変数ptrとは、1周期を構成する3制御サイクルのうち、何番目の制御サイクルであるか示すものである。
角度推定部14は、ロータ指令角速度ω*の取り込みを行う(ステップS1)。このロータ指令角速度ω*は、外部より指令角度算出部2に入力されるストローク位置指令信号Sbに基づいてロータ指令角度θ*が算出され、このロータ指令角度θ*と実角度算出部16によって算出されるロータ実角度θmとの差分値が第1減算部3によって算出され、この差分値に応じた値として位置制御部4によって算出される。
また、ロータ実角度θmは、電動式アクチュエータ20に設置される検出部28から、ストローク位置検出信号Saが実角度算出部16に入力され、このストローク位置に応じた値として実角度算出部16において算出される。
続いて、角度推定部14は、ロータ実角速度ωmの取り込みを行う(ステップS2)。このロータ実角速度ωmは、実角度算出部16で算出されたロータ実角度θmが実角速度算出部17に入力され、実角速度算出部17においてロータ実角度θmの微分値として算出される。
続いて、角度推定部14は、d軸推定実電流Id^及びq軸推定実電流Iq^の取り込みを行う(ステップS3)。これらのd軸推定実電流Id^及びq軸推定実電流Iq^は、インバータ12から出力されるU相実電流Iuと、V相実電流Ivと、W相実電流Iwとを、dq変換部15によってd軸電機子に供給する推定実電流と、q軸電機子に供給する推定実電流とに変換することで求められる。
続いて、角度推定部14は、d軸及びq軸の位置を検出するためのd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqを取り込む(ステップS4)。d軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqは、位置検出用信号生成部13によって生成される。
ここで、カウンタ変数ptrが1である場合(ステップS5)には、角度推定部14は、今回、前回及び前々回の制御サイクルのステップS3で取り込まれたd軸推定実電流Id^及びq軸推定実電流Iq^を用いて、正弦参照値Vsdqと余弦参照値Vcdqとインダクタンス参照値L0とを算出する(ステップS6)。本実施形態においては、3制御サイクルで1周期とされているため、上述の式(7)のnを3に置き換えた下式(24)によって、正弦参照値Vsdqと余弦参照値Vcdqとインダクタンス参照値L0とが算出される。
続いて、角度推定部14は、位相差推定値θeを算出する(ステップS7)。ここでは、角度推定部14は、ステップS6で求めた正弦参照値Vsdqと余弦参照値Vcdqとを用いて、上述の式(21)により位相差推定値θeを算出する。
続いて、角度推定部14は、dp変換部15でU相実電流Iu、V相実電流Iv、W相実電流Iwが変換されることで得られるd軸推定実電流Id^と、q軸推定実電流Iq^とを保持する(ステップS8)。
なお、ステップS5において、カウンタ変数ptrが1でない場合には、ステップS6、ステップS7及びステップS8の処理が実行されず、ステップS9の処理が実行されることになる。
カウンタ変数ptrが0である場合(ステップS9)には、角度推定部14は、d軸指令電圧Vd*及びq軸指令電圧Vq*を算出する(ステップS10)。ここでは、d軸指令電圧Vd*及びq軸指令電圧Vq*は、上述の式(4)及び式(5)によって、算出される。
続いて、角度推定部14は、ロータ推定角度θ^及びロータ推定角速度ω^を上式(22)で表現されるオブザーバによって追従演算すると共に、この算出した値に基づいてロータ推定角度θ^及びロータ推定角速度ω^を更新する(ステップS11)。
なお、ステップS9において、カウンタ変数ptrが0でない場合には、ステップS10及びステップS11の処理が実行されず、ステップS12の処理が実行されることになる。
続いて、d軸検出用電圧Vhdがd軸指令電圧Vd*に重畳され、q軸検出用電圧Vhqがq軸指令電圧Vq*に重畳される(ステップS12)。ここでは、電流・非干渉制御部8によって生成されたd軸指令電圧Vd*及びq軸指令電圧Vq*に対して、位置検出用信号生成部13で生成されたd軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqが重畳される。
続いて、d軸検出用電圧Vhdが重畳されたd軸指令電圧Vd*とq軸検出用電圧Vhqが重畳されたq軸指令電圧Vq*とがU相指令電圧Vu*、V相指令電圧Vv*及びW相指令電圧Vw*に変換される(ステップS13)。ここでは、逆dq変換部11において、当該処理が行われる。
続いて、ステップS14、ステップS15及びステップS16においてカウンタ変数ptrのインクリメント又はクリア処理が行われ、その後、1制御サイクルが終了し、次の制御サイクル(すなわち図2のフローチャートの「START」)に移行する。
このようなモータ制御方法では、カウンタ変数ptrは、ステップS14でインクリメントされ、ステップS15で「3」となったときに、ステップS16においてクリアされる。そして、カウンタ変数ptrが「1」であるときにステップS6、ステップS7及びステップS8が実行され、カウンタ変数ptrが「0」であるときにステップS10及びステップS11が実行される。また、カウンタ変数ptrが「2」であるときには、ステップS6、ステップS7、ステップS8、ステップS10及びステップS11は実行されない。このため、ステップS6、ステップS7及びステップS8からなる一連の処理と、ステップS10及びステップS11からなる一連の処理とは、d軸検出用電圧Vhd及びq軸検出用電圧Vhqの1周期に相当する3制御サイクルが経過するごとに実行される。
ここで、電動式アクチュエータ20の概略構成について簡単に説明する。図3は、電動式アクチュエータ20の概略構成を示す縦断面図である。この図に示すように、電動式アクチュエータ20は、ケーシング21と、モータ22と、ボールネジ23と、プランジャ24と、ストッパ25と、圧縮バネ26と、リザーバタンク27と、検出部28とを備えている。
図4(a)は、ロータ指令角速度ω*がステップ状に変化した場合のロータ推定角速度ω^の応答性について検証したシミュレーション結果である。
図4(a)において、グラフFはロータ指令角速度ω*、グラフGはロータ実角速度ωmを示している。また、グラフHが式(22)の右辺が第1項及び第2項のみの演算式を用いて求めたロータ推定角速度ω^、グラフIが式(22)の右辺が第1項、第2項及び第3項のみの演算式を用いて求めたロータ推定角速度ω^、グラフJが式(22)の右辺が第1項、第2項、第3項及び第4項の演算式を用いて求めたロータ推定角速度ω^を示している。
これらの図4(a)に示すグラフから分かるように、ロータ指令角速度が立上る領域及び立下がる領域において、ロータ推定角速度をロータ実角速度に近づけることができる。また、グラフJ、グラフIの順に実角速度に対する推定角速度追従遅れを低減できることが分かる。
図4(b)〜(d)は、ステップ状のロータ指令角速度が入力された場合のロータ実角度とロータ推定角度とを対比するためのグラフである。図4(b)は、ロータ推定角度を式(22)の右辺が第1項及び第2項のみの演算式を用いて求めた結果である。また、図4(c)は、ロータ推定角度を式(22)の右辺が第1項、第2項及び第3項のみの演算式を用いて求めた結果である。また、図4(d)は、ロータ推定角度を式(22)の右辺が第1項、第2項、第3項及び第4項の演算式を用いて求めた結果である。なお、図4(b)〜(d)において、グラフKが実角度θmを示し、グラフLがロータ推定角度θ^を示している。
図4(b)と図4(c)とを比較して分かるように、ロータ指令角速度の一階差分に基づいてロータ推定角度を補正する第3項を加えることで、初期と終期において実角速度に対する推定角度の追従遅れを低減できることが分かる。さらに、図4(c)と図4(d)とを比較して分かるように、上記第3項に加えて、ロータ実角速度とロータ推定角速度との差分によってロータ角度を補正する第4項をさらに加えることで、さらに終期において追従遅れを低減できることが分かる。
以上のような本実施形態のモータ制御装置1及びロータ角度推定処理(ロータ角度推定方法)を用いたモータ制御方法によれば、ロータ指令角速度の一階差分に基づいてロータ推定角度が補正される。これによって、実角度に対する推定角度の追従遅れを小さくすることができる。したがって、本実施形態のモータ制御装置1及びロータ角度推定方法によれば、急加減速時を含めて追従遅れを十分に抑制することができる。なお、上記第4項をロータ角速度の指令値とロータ角速度の推定値との差分に基づいてロータ角度の推定値を補正する式(23)に置き換えても追従遅れを低減することができる。
また、本実施形態のモータ制御装置1によれば、3以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、モータ22の駆動電圧に重畳し、隣接する制御サイクル間のモータ22のd軸電流及びq軸電流の一階差分を算出し、角度推定部14は、この一階差分を用いてロータ実角度とロータ推定角度との位相差を示す位相差推定値を算出する。なお、3以上の制御サイクル経過後に位相差推定値が更新される場合には、一階差分方式では、過渡期応答時に位相差推定値に遅れが生じる。よって位相差推定値を用いて算出されるロータ角度の推定値にも遅れが生じてしまう。これに対して、上述のようなオブザーバによって追従演算を行うことによって、一階差分方式故に生じるロータ角度の推定値の遅れを改善することが可能となる。
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことは言うまでもない。上述した実施形態において示した各構成部材の諸形状や組み合わせ等は一例であって、本発明の趣旨から逸脱しない範囲において設計要求等に基づき種々変更可能である。
例えば、上記実施形態において用いた演算式は一例であり、必ずしも上記演算式を用いることに限定されるものではない。本発明においては、ロータ実角度とロータ推定角度との位相差を示す位相差推定値を算出し、位相差推定値と前回の制御周期におけるロータ推定角度と前回の制御周期におけるロータ推定角速度とに基づいて、ロータ推定角度を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ指令角速度の一階差分に基づいてロータ推定角度を補正するように演算式(すなわちオブザーバ)が構成されていれば良い。
1……モータ制御装置、2……指令角度算出部、3……第1減算部、4……位置制御部、5……第2減算部、6……速度制御部、7……第3減算部、8……電流・非干渉制御部、9……制御切替部、10……加算部、11……逆dq変換部、12……インバータ、13……位置検出用信号生成部、14……角度推定部、15……dq変換部、16……実角度算出部、17……実角速度算出部、Sa……ストローク位置検出信号、Sb……ストローク位置指令信号、22……モータ、24……プランジャ、28……検出部
Claims (8)
- ブラシレスDCモータのベクトル制御を行うモータ制御装置であって、
ロータ角度の実際値とロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出部と、
前記位相差推定値と前回の制御周期における前記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、前記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づくロータ角速度の指令値の一階差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正する角度推定部と、
前記角度推定部で求められた前記ロータ角度の推定値に基づいてブラシレスDCモータに印加する実電圧を生成するインバータと
を備えることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記角度推定部は、θ^(n)がロータ角度の推定値の更新値、ω^(n)がロータ角速度の推定値の更新値、Δtが前回の制御周期におけるロータ角度の推定値の算出時からの経過時間、θ^(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角度の推定値、ω^(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値、ω*(n−1)が前回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、ω*(n−2)が前々回の制御周期におけるロータ角速度の指令値、kpov_th、kpov_w及びkdcm_wが演算ゲイン、θe(n−1)が前回の制御周期における位相差推定値を示す下式(1)によって前記ロータ角度の推定値の算出及び補正を行うことを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。
- 前記角度推定部は、さらに前記ロータ角速度の実際値と前記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正することを特徴とする請求項1または2記載のモータ制御装置。
- 前記角度推定部は、さらに前記ロータ角速度の指令値と前記ロータ角速度の推定値との差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正することを特徴とする請求項1または2記載のモータ制御装置。
- 3以上の制御サイクルを含む所定期間における出力電圧の総和がゼロとなる周期信号を、ブラシレスDCモータの駆動電圧に重畳し、隣接する前記制御サイクル間の前記ブラシレスDCモータのd軸電流及びq軸電流の一階差分を算出し、前記位相差推定算出部は、該一階差分を用いて前記ロータ角度の実際値と前記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出することを特徴とする請求項1〜6いずれかに記載のモータ制御装置。
- ブラシレスDCモータのベクトル制御にて、ロータ角度を推定するロータ角度推定方法であって、
前記ロータ角度の実際値と前記ロータ角度の推定値との位相差を示す位相差推定値を算出する位相差推定値算出工程と、
前記位相差推定値と前回の制御周期における前記ロータ角度の推定値と前回の制御周期におけるロータ角速度の推定値とに基づいて、前記ロータ角度の推定値を算出すると共に、外部より入力される指令信号に基づいて求められるロータ角速度の指令値の一階差分に基づいて前記ロータ角度の推定値を補正するロータ角度算出工程と
を有することを特徴とするロータ角度推定方法。
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-
2014
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