DE112012001573B4

DE112012001573B4 - Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem

Info

Publication number: DE112012001573B4
Application number: DE112012001573.8T
Authority: DE
Inventors: Takayoshi Yasuda; Hiroyuki Ichikawa; Katsuhiro Goto
Original assignee: Sumitomo Riko Co Ltd
Current assignee: Sumitomo Riko Co Ltd
Priority date: 2011-06-28
Filing date: 2012-06-22
Publication date: 2018-10-18
Anticipated expiration: 2032-06-23
Also published as: US20130259252A1; WO2013002140A1; CN103210235A; CN103210235B; DE112012001573T5; US9390701B2

Abstract

Bereitgestellt wird ein Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem, das eine Vibration oder ein Geräusch schneller konvergieren kann.
Ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y(_n) wird von einer Frequenz einer Vibrations- oder Geräuschquelle und einem Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und einem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) als Adaptivfilterkoeffizienten gebildet. Das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y(_n) wird durch eine Sinuswelle mit einer Amplitudenkomponente und einer Phasenkomponente ausgedrückt, wobei jeder von einem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und einem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) einen Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm mit einer Amplitudenkomponente und einer Phasenkomponente beinhaltet. Zudem wird die Phasenkomponente des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) mit einem Koeffizienten ungleich 1 multipliziert, oder die Phasenkomponente des Sinuswellen- oder Kosinuswellenterms eines jeden von dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) wird mit einem Koeffizienten ungleich 1 multipliziert. Dies bewirkt eine schnelle Konvergenz einer Vibration oder eines Geräusches.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem, das eine Vibration oder ein Geräusch unter Verwendung einer Adaptivsteuerung bzw. Adaptivregelung unterdrücken kann.
Hintergrund
Die Veröffentlichungen der ungeprüften japanischen Patente mit den Nummern H08-44377, H08-272378 und H05-61483 beschreiben einige herkömmliche Systeme zum aktiven Unterdrücken einer Vibration oder eines Geräusches durch Verwenden einer Adaptivsteuerung bzw. Adaptivregelung. Diese Druckschriften beschreiben Steuer- bzw. Regelverfahren unter Verwendung von LMS-Algorithmen als Adaptivsteuer- bzw. Regelalgorithmen. Insbesondere beschreiben die Veröffentlichungen der ungeprüften japanischen Patente mit den Nummern H08-44377 und H08-272378 DXHS-Algorithmen (Delayed-x Harmonics Synthesizer DXHS) von Filtered-x-LMS-Algorithmen.
Zusammenfassung der Erfindung
Von der Erfindung zu lösendes Problem
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung eines Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems, das eine Vibration oder ein Geräusch schneller konvergieren kann.
Lösung des Problems
Aktivvibrationsgeräuschunterdrückungssystem entsprechend einem ersten Mittel
Ein Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem entsprechend einem ersten Mittel ist ein Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem zum aktiven Unterdrücken einer Vibration oder eines Geräusches an einem Bewertungspunkt durch Ausgeben einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls, wobei das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem umfasst: eine Speicher- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit zum Erzeugen eines Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) mit Bildung durch eine Frequenz einer Vibrations- oder Geräuschquelle und einen Amplitudenfilterkoeffizienten und einen Phasenfilterkoeffizienten als einen Adaptivfilterkoeffizienten; einen Steuer- bzw. Regelvibrations- oder Steuer- bzw. Regelschallgenerator zum Ausgeben der Steuer- bzw. Regelvibration oder des Steuer- bzw. Regelschalls entsprechend dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n); eine Restfehlersignalerfassungseinheit zum an dem Bewertungspunkt erfolgenden Erfassen eines Restfehlersignals e_(n) aus der Erzeugung durch eine Interferenz zwischen einer Vibration oder einem Geräusch mit Ursache in der Vibrations- oder Geräuschquelle und der Steuer- bzw. Regelvibration oder dem Steuer- bzw. Regelschall; eine Amplitudenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit zum Berechnen eines Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern; und eine Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit zum Berechnen eines Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern.
Das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) wird durch eine Sinuswelle mit einer Amplitudenkomponente und einer Phasenkomponente ausgedrückt. Jeder von dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) enthält einen Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm mit einer Amplitudenkomponente und einer Phasenkomponente. Die Phasenkomponente des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) wird durch Multiplizieren eines Koeffizienten ungleich 1 mit dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ausgedrückt oder die Phasenkomponente des Sinuswellen- oder Kosinuswellenterms eines jeden von dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) wird durch Multiplizieren eines Koeffizienten ungleich 1 mit dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ausgedrückt.
Entsprechend dem vorliegenden Mittel kann eine Phase der Steuer- bzw. Regelvibration oder des Steuer- bzw. Regelschalls an dem Bewertungspunkt schnell derart konvergiert werden, dass sie entgegengesetzt zu einer Phase einer übertragenen Vibration oder eines übertragenen Schalls aus der Vibrations- oder Geräuschquelle ist. Die Vibration oder das Geräusch selbst an dem Bewertungspunkt können schnell konvergiert werden.
Nachstehend werden ein erstes spezifisches Ausführungsbeispiel, ein zweites spezifisches Ausführungsbeispiel und ein drittes spezifisches Ausführungsbeispiel als spezifische Ausführungsbeispiele des Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems entsprechend dem ersten Mittel beschrieben.
Erstes spezifisches Ausführungsbeispiel des ersten Mittels
Zusätzlich kann die Phasenkomponente des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) durch Multiplizieren eines Wertes größer als 1 mit dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ausgedrückt werden.
Damit wird in der Phasenkomponente des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) kein Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) mit Aktualisierung durch die Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit per se, sondern ein Wert aus der Ermittlung durch Multiplizieren des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) mit einem Wert größer 1 verwendet. Dies bedeutet, dass ein Wert verwendet wird, der proportional zu dem aktualisierten Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ist. Infolgedessen kann die Phase der Steuer- bzw. Regelvibration oder des Steuer- bzw. Regelschalls an dem Bewertungspunkt schnell derart konvergiert werden, dass sie entgegengesetzt zu der Phase einer übertragenen Vibration oder eines übertragenen Schalls aus der Vibrations- oder Geräuschquelle ist. Im Ergebnis kann die Vibration oder das Geräusch selbst an dem Bewertungspunkt schnell konvergiert werden.
Darüber hinaus kann das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch Gleichung (1) ausgedrückt werden. Dies ermöglicht, dass der vorbeschriebene vorteilhafte Effekt zuverlässig auftritt.
[Math. 1] $y_{(n)} = a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)})$

wobei:

y_(n):: Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal
a_(n):: Amplitudenfilterkoeffizient
Φ_(n):: Phasenfilterkoeffizient
ω:: Winkelfrequenz
q:: Phasenmultipliziererkoeffizient (q > 1)
t_(n):: Abtastzeit
(n):: Anzahl von Abtastungen (Zeitschritt)

Darüber hinaus kann der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) ein Term in Ausdruck (2) sein, und der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) kann ein Term in Ausdruck (3) sein.
[Math. 2] $a 1 \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ 1)$
wobei:

e_(n):: Restfehlersignal
a1:: Amplitudenkoeffizient
Φ1:: Phasenkoeffizient
m:: Stabilitätskoeffizient (m ≥ 1)

a2 \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ2)

a2:: Amplitudenkoeffizient
Φ2:: Phasenkoeffizient

Zusätzlich zu dem vorbeschriebenen vorteilhaften Effekt, das heißt zur schnellen Konvergenz der Vibration oder des Geräusches selbst an dem Bewertungspunkt, ermöglicht dies, dass der nachfolgende vorteilhafte Effekt auftritt. Dies bedeutet, dass dann, wenn das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) an dem Bewertungspunkt durch eine Transferfunktion G übertragen wird, welche Phase auch immer die Steuer- bzw. Regelvibration oder der Steuer- bzw. Regelschall in Bezug auf diejenige der Vibration oder des Geräusches aus der Übertragung von der Vibrationsquelle zu dem Bewertungspunkt aufweist, letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden kann. Man beachte, dass der Stabilitätskoeffizient m gleich 1 oder ein Wert größer 1 sein kann.
Zudem können der Amplitudenkoeffizient a1 und der Phasenkoeffizient Φ1 in Ausdruck (2) und der Amplitudenkoeffizient a2 und der Phasenkoeffizient Φ2 in Ausdruck (3) Koeffizienten sein, die unabhängig von einer Transferfunktion G zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit und dem Bewertungspunkt sind. Sogar dann, wenn diese Koeffizienten als Phasenkomponenten von periodischen Funktionen in dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) Werte sind, die unabhängig von der Transferfunktion G sind, kann letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Entsprechend besteht keine Notwendigkeit, die Transferfunktion G zu identifizieren, und es besteht keine Notwendigkeit, Genauigkeit auf die Identifizierung zu verwenden. Daher kann die arithmetische Verarbeitung vereinfacht werden, und es kann die Last bzw. Beanspruchung der arithmetischen Verarbeitung verringert werden.
Hierbei wird, wenn der Amplitudenkoeffizient a2 und der Phasenkoeffizient Φ2 Koeffizienten sind, die unabhängig von der Transferfunktion G sind, vorgezogen, dass Ausdruck (2) gleich Ausdruck (4) ist und Ausdruck (3) gleich Ausdruck (5) ist. Dies möglichst eine zuverlässige Konvergenz der Steuerung bzw. Regelung.
[Math. 4] $μ_{a2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei:

µ_a2:: Schrittgrößenparameter

μ_{ϕ 2} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})

µ_Φ2:: Schrittgrößenparameter

Demgegenüber können der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) Terme unter Verwendung der Transferfunktion G sein. In diesem Fall umfasst das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem des Weiteren vorzugsweise eine Schätztransferfunktionsspeichereinheit zum Vorabspeichern eines Schätzwertes einer Transferfunktion zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit und dem Bewertungspunkt; wobei wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a1 und dem Phasenkoeffizienten Φ1 in Ausdruck (2) und wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a2 und dem Phasenkoeffizienten Φ2 in Ausdruck (3) Koeffizienten aus der Ermittlung auf Grundlage des Schätzwertes der Transferfunktion sind.
In diesem Fall kann sogar dann, wenn eine Differenz zwischen einer Phasenkomponente Φ_G der Transferfunktion G und einer Phasenkomponente Φ̂_G einer geschätzten Transferfunktion Gh außerhalb eines Bereiches von -90° bis +90° ist, letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden. Sogar dann, wenn beispielsweise die Phasendifferenz gleich 180° ist, kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Man beachte, dass eine höhere Genauigkeit bei der Identifizierung der Transferfunktion eine schnellere Konvergenz zulässt.
Wird die Schätztransferfunktion verwendet, so wird vorgezogen, dass Ausdruck (2) gleich Ausdruck (6) ist und Ausdruck (3) gleich Ausdruck (7) ist. Dies erlaubt eine zuverlässige Konvergenz der Steuerung bzw. Regelung.
[Math. 6] $\frac{μ_{a 1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})}{A}$

wobei:

µ_a1:: Schrittgrößenparameter
Â:: Amplitudenkomponente eines Schätzwertes der Transferfunktion
Φ̂:: Phasenkomponente des Schätzwertes der Transferfunktion
p:: Koeffizient

μ_{ϕ 1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})

µ_Φ1:: Schrittgrößenparameter

Darüber hinaus wird vorgezogen, wenn der Stabilitätskoeffizient m auf einen Wert größer 1 eingestellt ist bzw. wird und der Phasenmultipliziererkoeffizient q auf einen Wert größer als der Stabilitätskoeffizient m eingestellt ist bzw. wird. Hierbei besteht, wenn q ≤ m ist, ein Risiko dahingehend, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a_(n) einen Wert annehmen kann, der größer als ein Konvergenzwert ist. Es besteht daher ein Risiko dahingehend, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a_(n) überfließen (overshoot) kann. Da jedoch die Phase schnell dadurch konvergiert werden kann, dass der Phasenmultipliziererkoeffizient q größer als der Stabilitätskoeffizient m ist, kann das Auftreten eines Überfließens unterdrückt werden.
Zweites spezifisches Ausführungsbeispiel des ersten Mittels
Wird das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch Gleichung (8) ausgedrückt, so kann der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) einen Sinuswellenterm in Ausdruck (9) enthalten, und der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) kann einen Kosinuswellenterm in Ausdruck (10) enthalten.
[Math. 8] $y_{(n)} = a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + ϕ_{(n)})$
wobei:

y_(n):: Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal
a_(n):: Amplitudenfilterkoeffizient
Φ_(n):: Phasenfilterkoeffizient
ω:: Winkelfrequenz
t(_n):: Abtastzeit
(n):: Anzahl von Abtastungen (Zeitschritt)

a 1 \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ 1)

e_(n):: Restfehlersignal
a1:: Amplitudenkoeffizient
Φ1:: Phasenkoeffizient
m:: Stabilitätskoeffizient (m > 1)

a2 \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ2)

a2:: Amplitudenkoeffizient
Φ2:: Phasenkoeffizient

Infolgedessen ist, wie in Ausdruck (9) gezeigt ist, ein letzter aktualisierter Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) in der Phasenkomponente des Sinuswellenterms enthalten, der eine periodische Funktion von ω in dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) darstellt. Ein Term aus der Ermittlung durch Dividieren des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) durch einen Stabilitätskoeffizienten m wird zu ωt_(n) addiert. Darüber hinaus ist der Stabilitätskoeffizient m ein Wert größer 1. Zudem ist, wie in Ausdruck (10) gezeigt ist, ein letzter aktualisierter Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) in der Phasenkomponente des Kosinuswellenterms enthalten, der eine periodische Punktion von ω in dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) ist. Der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) in dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) wird zudem durch denselben Stabilitätskoeffizienten m wie oben dividiert, wobei dieser ermittelte Term zu ωt_(n) addiert wird.
Wird das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y(_n) an den Bewertungspunkt durch die Transferfunktion G übertragen, so kann, welche Phase auch immer die Steuer- bzw. Regelvibration oder der Steuer- bzw. Regelschall in Bezug auf diejenige der Vibration oder des Geräusches aus der Übertragung von der Vibrationsquelle zu dem Bewertungspunkt aufweist, letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz durch Aktualisieren eines Adaptivfilterkoeffizienten W des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) mit diesen Aktualisierungstermen konvergiert werden.
Zudem können der Amplitudenkoeffizient a1 und der Phasenkoeffizient Φ1 in Ausdruck (9) und der Amplitudenkoeffizient a2 und der Phasenkoeffizient Φ2 in Ausdruck (10) Koeffizienten sein, die unabhängig von der Transferfunktion G zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit und dem Bewertungspunkt sind. Sogar dann, wenn diese Koeffizienten als Phasenkoeffizienten der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterme des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) und des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) Werte sind, die unabhängig von der Transferfunktion G sind, kann letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Entsprechend besteht keine Notwendigkeit, die Transferfunktion G zu identifizieren, und es besteht keine Notwendigkeit, Genauigkeit auf die Identifikation zu verwenden. Daher kann die arithmetische Verarbeitung vereinfacht werden, und die Last bzw. Beanspruchung der arithmetischen Verarbeitung kann verringert werden.
Hierbei wird, wenn der Amplitudenkoeffizient a2 und der Phasenkoeffizient Φ2 Koeffizienten sind, die unabhängig von der Transferfunktion G sind, bevorzugt, dass Ausdruck (9) gleich Ausdruck (11) ist und Ausdruck (10) gleich Ausdruck (12) ist. Dies ermöglicht eine zuverlässige Konvergenz der Steuerung bzw. Regelung.
[Math. 11] $μ_{a2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei:

µ_a2:: Schrittgrößenparameter

μ_{ϕ 2} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})

µ_Φ2:: Schrittgrößenparameter

Demgegenüber können der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) Terme unter Verwendung der Transferfunktion G sein. In diesem Fall umfasst das Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem des Weiteren vorzugsweise eine Schätztransferfunktionsspeichereinheit zum Vorabspeichern eines Schätzwertes einer Transferfunktion zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit und dem Bewertungspunkt; wobei wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a1 und dem Phasenkoeffizienten Φ1 in Ausdruck (9) und wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a2 und dem Phasenkoeffizienten Φ2 in Ausdruck (10) Koeffizienten aus der Ermittlung auf Grundlage des Schätzwertes der Transferfunktion sind.
In diesem Fall kann sogar dann, wenn eine Differenz zwischen einer Phasenkomponente Φ_G der Transferfunktion G und einer Phasenkomponente Φh_G einer Schätztransferfunktion Gh außerhalb eines Bereiches von -90° bis +90° ist, letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden. Sogar dann, wenn beispielsweise die Phasendifferenz gleich 180° ist, kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Man beachte, dass eine höhere Genauigkeit bei der Identifizierung der Transferfunktion eine schnellere Konvergenz erlaubt.
Wird die Schätztransferfunktion verwendet, so wird vorgezogen, dass Ausdruck (9) gleich Ausdruck (13) ist und Ausdruck (10) gleich Ausdruck (14) ist. Dies ermöglicht eine zuverlässige Konvergenz der Steuerung bzw. Regelung.
[Math. 13] $\frac{μ_{a 1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})}{A}$
wobei:

µ_a1:: Schrittgrößenparameter
Â:: Amplitudenkomponente eines Schätzwertes einer Transferfunktion
Φ̂ :: Phasenkomponente des Schätzwertes der Transferfunktion
p:: Koeffizient

μ_{ϕ 1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})

µ_Φ1:: Schrittgrößenparameter

Darüber hinaus kann ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten innerhalb eines Bereiches, der Ungleichung (15) erfüllt, eingestellt sein bzw. werden. Hierbei wird eine Mittelungs- bzw. Durchschnittsbildungsverarbeitung an den jeweiligen Amplituden- und Phasenfilterkoeffizienten für einen Zyklus (0 bis T) durchgeführt (ein Mittelungs- bzw. Durchschnittsbildungsverfahren wird angewandt). Sodann werden die Beziehungausdrücke der jeweiligen Filterkoeffizientenaktualisierungsterme unter Verwendung der jeweiligen gemittelten Filterkoeffizienten für einen Zyklus hergeleitet. Eine oder mehrere Lösungen (a, Φ) der jeweiligen Filterkoeffizienten werden, wenn die hergeleiteten Beziehungsausdrücke der jeweiligen Filterkoeffizientenaktualisierungsterme gleich 0 sind, also ein oder mehrere Gleichgewichtspunkte der Aktualisierungsterme werden hergeleitet. Da eine Mehrzahl von Gleichgewichtspunkten (a, Φ) allgemein ermittelt wird, wird eine Stabilitätsanalyse an jedem aus der Mehrzahl von Gleichgewichtspunkten (a, Φ) durchgeführt. Sodann wird aus den Gleichgewichtspunkten (a, Φ), an denen die Steuerung bzw. Regelung stabil ist, hergeleitet, dass die Steuerung bzw. Regelung stabilisiert ist, und zwar durch Einstellen des Phasenfilterkoeffizienten innerhalb eines Bereiches, der Ungleichung (15) erfüllt. Da daher eine Steuerung bzw. Regelung aus einem stabilen Zustand heraus durch Einstellen eines Anfangswertes des Phasenfilterkoeffizienten innerhalb des Bereiches, der Ungleichung (15) erfüllt, beginnen kann, kann unterdrückt werden, dass die Steuerung bzw. Regelung divergiert, und es kann schnell konvergiert werden.
[Math. 15] $\frac{4 k + 1}{2} π < ϕ_{(0)} < \frac{4 k + 3}{2} π$
wobei:

k:: ganze Zahl

Zudem wird bevorzugt, wenn der Amplitudenfilterkoeffizient eine positive Zahl ist. Hierbei werden ein oder mehrere Gleichgewichtspunkte, an denen die Steuerung bzw. Regelung stabil ist, wie vorstehend erläutert worden ist, hergeleitet bzw. abgeleitet. Dies bedeutet, dass aus den Gleichgewichtspunkten (a, Φ), an denen eine Steuerung bzw. Regelung stabil ist, hergeleitet wird, dass die Steuerung bzw. Regelung stabilisiert ist, und zwar dadurch, dass der Amplitudenfilterkoeffizient zu einer positiven Zahl wird. Daher wird beim Aktualisieren des Amplitudenfilterkoeffizienten, der er eine positive Zahl ist, unterdrückt, dass die Steuerung bzw. Regelung divergiert, und es kann schnell konvergiert werden.
Drittes spezifisches Ausführungsbeispiel des ersten Mittels
Darüber hinaus kann ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage eines Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt werden. Hierbei wird der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten beschrieben. Das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem führt eine Adaptivsteuerung bzw. Regelung durch Aktualisieren eines Adaptivfilters durch. Ist eine Vibration oder ein Geräusch an der Quelle hiervon konstant, so konvergiert die Steuerung bzw. Regelung allmählich beim Durchführen einer Adaptivsteuerung bzw. Adaptivregelung. Sodann wird die Vibration oder das Geräusch an dem Bewertungspunkt klein gehalten. Ein Adaptivfilter eines Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) ist ebenfalls zu diesem Zeitpunkt konvergiert worden. Bei der tatsächlichen Steuerung bzw. Regelung variiert jedoch bisweilen der Adaptivfilter geringfügig und ist kein absolut konstanter Wert. Wenn daher der Adaptivfilter kontinuierlich in einem bestimmten Bereich, in dem Schwankungsfehler berücksichtigt sind, enthalten ist, wird bestimmt, dass der Adaptivfilter konvergiert.
Es sind Fälle vorhanden, in denen die Abtastzahl n gleich 0 am Anfang der Steuerung bzw. Regelung ist oder die Abtastzahl n gleich 0 bei der arithmetischen Verarbeitung ist. Ein Anfangswert des Adaptivfilterkoeffizienten bei n = 0 muss auf einen bestimmten Wert eingestellt sein bzw. werden. Hierbei ist allgemein üblich, eine Adaptivsteuerung bzw. Adaptivregelung dadurch durchzuführen, dass der Anfangswert des Adaptivfilterkoeffizienten auf 0 eingestellt wird und der Koeffizient allmählich adaptiert wird.
Im Gegensatz hierzu wird ein Anfangswert Φ₍₀₎ eines Phasenfilterkoeffizienten als Adaptivfilterkoeffizient nicht einfach auf 0 eingestellt, sondern wird auf Grundlage eines Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt. Zu dieser Zeit wird davon ausgegangen, dass der Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz ein Wert ist, der die Phase der Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz berücksichtigt. Mit anderen Worten, es kann davon ausgegangen werden, dass der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten einer simplen (secular) Schwankung in der vorliegenden Transferfunktion G folgt. Daher kann unterdrückt werden, dass die Steuerung bzw. Regelung divergiert, und letztendlich kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden.
Der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten kann der Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz sein. Dies ermöglicht eine einfache Bestimmung des Anfangswertes Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten, und es kann der vorbeschriebene vorteilhafte Effekt auftreten.
Darüber hinaus kann der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage des Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz, der Frequenz f zur Zeit der letzten Konvergenz und der Frequenz f zur aktuellen Zeit eingestellt werden. Sogar dann, wenn die Frequenz f zur aktuellen Zeit von der Frequenz f zur Zeit der letzten Konvergenz abweicht, ermöglicht dies ein Einstellen des Anfangswertes Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten entsprechend der Frequenz f. Im Ergebnis kann die Steuerung bzw. Regelung schnell konvergiert werden.
In diesem Fall kann der Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten auf Grundlage einer Frequenz f zur aktuellen Zeit eingestellt werden. Dies ermöglicht eine schnelle Konvergenz.
Darüber hinaus kann ein Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf Grundlage eines Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt werden. Es ist allgemein üblich, den Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf einen konstanten Wert einzustellen. Im Gegensatz hierzu kann beim Einstellen des Schrittgrößenparameters des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf Grundlage des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eine schnelle Konvergenz erreicht werden.
Zudem kann die Amplitude der Transferfunktion G wie auch die Phase hiervon mit der vergangenen Zeit schwanken. Man geht davon aus, dass der Wert a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz ein Wert ist, der die Amplitude der Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz berücksichtigt. Mit anderen Worten, es kann davon ausgegangen werden dass der Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) einer simplen (secular) Schwankung der vorliegenden Transferfunktion G folgt. Daher kann eine schnelle Konvergenz zuverlässig erreicht werden.
Zusätzlich kann das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem bei einem Fahrzeug mit einem Motor zum Einsatz kommen, wobei der Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf einen Wert eingestellt werden kann, der proportional zu einem Wert aus der Ermittlung durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz durch einen Wert trq_(last) eines Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages des Motors zur Zeit der letzten Konvergenz ist.
Ist hierbei der Motor eine Quelle für eine Vibration oder ein Geräusch, so ist die Vibration oder das Geräusch aus der Übertragung von dem Motor zu dem Bewertungspunkt proportional zu einem Antriebsdrehmomentschwankungsbetrag trq des Motors. Dies bedeutet, dass dann, wenn die Steuerung bzw. Regelung konvergiert hat, die Amplitude der Transferfunktion G von einem Ausgang des Steuer- bzw. Regelsignals zu dem Bewertungspunkt einem Wert entspricht, den man durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten durch den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages ermittelt. Beim Einstellen des Stufengrößenparameters des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf einen Wert, der proportional zu einem Wert ist, den man durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz durch den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages zur Zeit der letzten Konvergenz, wie vorstehend erwähnt worden ist, erhält, entspricht dieser Schrittgrößenparameter der Amplitude der Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz. Daher wird eine schnelle Konvergenz zuverlässig erreicht.
Aktivvibrationsgeräuschunterdrückungssystem entsprechend einem zweiten Mittel
Dieses Mittel ergibt sich aus dem dritten spezifischen Ausführungsbeispiel entsprechend dem ersten vorbeschriebenen Mittel. Dies bedeutet, dass ein Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem entsprechend dem vorliegenden Mittel ein Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem zum aktiven Unterdrücken einer Vibration oder eines Geräusches an einem Bewertungspunkt durch Ausgeben einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls ist, wobei das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem umfasst: eine Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit zum Erzeugen eines Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) mit Bildung durch eine Frequenz einer Vibrations- oder Geräuschquelle und einen Amplitudenfilterkoeffizienten und einen Phasenfilterkoeffizienten als einen Adaptivfilterkoeffizienten; einen Steuer- bzw. Regelvibrations- oder Steuer- bzw. Regelschallgenerator zum Ausgeben des Steuer- bzw. Regelsignals oder des Steuer- bzw. Regelschalls entsprechend dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n); eine Restfehlersignalerfassungseinheit zum Erfassen eines Restfehlersignals e_(n) aus der Erzeugung durch eine Interferenz zwischen einer Vibration oder einem Geräusch mit Ursache in der Vibrations- oder Geräuschquelle und der Steuer- bzw. Regelvibration oder dem Steuer- bzw. Regelschall an dem Bewertungspunkt; eine Amplitudenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit zum Berechnen eines Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern; und eine Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit zum Berechnen eines Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e(_n) zu verringern. Sodann wird ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage eines Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt.
Entsprechend dem vorliegenden Mittel wird der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten als Adaptivfilterkoeffizient nicht einfach auf 0 eingestellt, sondern wird auf Grundlage des Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt. In diesem Fall wird davon ausgegangen, dass der Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz ein Wert ist, der die Phase der Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz berücksichtigt. Mit anderen Worten, es wird davon ausgegangen, dass der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten einer simplen (secular) Schwankung der vorliegenden Transferfunktion G folgt. Daher kann eine Divergenz der Steuerung bzw. Regelung unterdrückt werden, und letztendlich kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Die jeweiligen Ausführungsbeispiele, die beim vorbeschriebenen dritten spezifischen Ausführungsbeispiel des ersten Mittels aufgeführt worden sind, können bei dem vorliegenden Mittel zum Einsatz kommen und im Wesentlichen die gleichen vorteilhaften Effekte zeigen.
Figurenliste

1 ist ein Steuer- bzw. Regelblockdiagramm zur Darstellung eines Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems gemäß Beispiel 1.
2 zeigt den Bereich eines Phasenfilterkoeffizienten Φ(t) jeweils bei n = 0, 1, wenn q = p = 3 und (3Φ_G - Φh_G) = 0 in Ungleichung (56) ist.
3 zeigt Stabilitätsbereiche und Instabilitätsbereiche jeweils bei n =-1, 0, 1, wenn q = p = 3 in Ungleichung (56) ist, wobei die Horizontalachse (3Φ_G - Φh_G) bezeichnet, während die Vertikalachse Φ bezeichnet.
4A zeigt eine Restfehlersignal bei einem Analyseergebnis, wenn eine Phasenkomponente Φ_G einer ersten Transferfunktion G und eine Phasenkomponente Φh_G einer ersten Schätztransferfunktion Gh eine Phasendifferenz von 150° gemäß Beispiel 1 aufweisen.
4B zeigt ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
4C zeigt einen Amplitudenfilterkoeffizienten beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
4D zeigt einen Phasenfilterkoeffizienten beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
5 ist ein Steuer- bzw. Regelblockdiagramm zur Darstellung eines Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems gemäß Beispiel 2.
6A zeigt ein Restfehlersignal bei einem Analyseergebnis, wenn eine Phasenkomponente Φ_G einer ersten Transferfunktion G und eine Phasenkomponente Φh_G einer ersten Schätztransferfunktion Gh eine Phasendifferenz von 150° gemäß Beispiel 4 aufweisen.
6B zeigt ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
6C zeigt einen Amplitudenfilterkoeffizienten beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
6D zeigt einen Amplitudenfilterkoeffizienten beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
7 ist ein Steuer- bzw. Regelblockdiagramm zur Darstellung eines Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems gemäß Beispiel 5.
8A zeigt ein Restfehlersignal bei einem Analyseergebnis, wenn eine Phasenkomponente Φ_G einer ersten Transferfunktion G und eine Phasenkomponente Φh_G einer ersten Schätztransferfunktion Gh eine Phasendifferenz von 150° gemäß Beispiel 5 aufweisen.
8B zeigt ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
8C zeigt einen Amplitudenfilterkoeffizienten beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
8D zeigt einen Phasenfilterkoeffizienten beim vorbeschriebenen Analyseergebnis.
9 ist ein Steuer- bzw. Regelblockdiagramm zur Darstellung eines Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems gemäß Beispiel 6.

Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Nachstehend werden Beispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben. Zunächst werden Übersichten über die jeweiligen Beispiele gegeben, wohingegen Details später folgen.
Bei Beispiel 1 wird ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch einen Beziehungsausdruck ausgedrückt, den man durch Multiplizieren eines Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) als Phasenkomponente hiervon mit einem Phasenmultipliziererkoeffizienten q (q > 1) erhält. Darüber hinaus sind in Beispiel 1 ein Sinuswellenterm eines Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) und ein Kosinuswellenterm eines Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) durch Beziehungsausdrücke definiert, die man durch Dividieren von Phasenkomponenten hiervon durch einen Stabilitätskoeffizienten m (m ≥ 1) erhält. Darüber hinaus ist bei Beispiel 1 ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage eines Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt.
Beispiel 2 unterscheidet sich von Beispiel 1 dahingehend, dass ein Schätzwert Gh einer ersten Transferfunktion G nicht in einem Ausdruck zum Aktualisieren eines Adaptivfilterkoeffizienten W verwendet wird.
Beispiel 3 unterscheidet sich von Beispiel 1 dahingehend, dass ein Aktualisierungsterm Δa_(n+1) für einen Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n+1) und ein Aktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n+1) durch andere Ausdrücke definiert sind (Aktualisierungsterme vor der Ersetzung, das heißt Aktualisierungsterme bei m = 1).
Beispiel 4 unterscheidet sich von Beispiel 1 dahingehend, dass das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch einen Beziehungsausdruck definiert ist, den man nicht durch Multiplizieren des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) als Phasenkomponente hiervon mit einem Phasenmultipliziererkoeffizienten q erhält. Dies bedeutet, dass dies dem Beziehungsausdruck von Beispiel 1 für q = 1 entspricht.
Beispiel 5 unterscheidet sich von Beispiel 4 dahingehend, dass der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf 0 eingestellt ist.
Beispiel 6 unterscheidet sich von Beispiel 5 dahingehend, dass der Schätzwert Gh des ersten Transferkoeffizienten G nicht in dem Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W verwendet wird.
Beispiel 1
Überblick über das Aktiwibrationsunterdrückungssystem
Ein Überblick über das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 100 wird nunmehr gegeben. Das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 100 ist ein System zum Erzeugen einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls entsprechend einem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n), um eine Zielvibration oder ein Zielgeräusch an einer gewünschten Position (einem Bewertungspunkt) aktiv zu unterdrücken, wenn eine Vibration oder ein Geräusch durch verschiedene Arten von Quellen erzeugt wird. Dies bedeutet, dass durch Kombinieren einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls mit der Zielvibration oder dem Zielgeräusch die Steuer- bzw. Regelvibration oder der Steuer- bzw. Regelschall dahingehend wirkt, dass die Zielvibration oder das Zielgeräusch an der vorbestimmten Position (dem Bewertungspunkt) beseitigt wird. Im Ergebnis wird die Zielvibration oder das Zielgeräusch an dem Bewertungspunkt unterdrückt.
Es wird nunmehr ein Kraftfahrzeug als Beispiel betrachtet. In dem Kraftfahrzeug ist ein Motor (Brennkraftmaschine) eine Quelle einer Vibration und eines Geräusches, wobei erwünscht ist zu verhindern, dass die Vibration und das Geräusch aus der Erzeugung durch den Motor in das Kraftfahrzeuginnere übertragen werden. Daher wird eine Steuer- bzw. Regelvibration oder ein Steuer- bzw. Regelschall durch einen Generator erzeugt, um die Vibration und das Geräusch aus der Erzeugung durch den Motor aktiv zu unterdrücken. Nachstehend wird das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem unter Heranziehung eines Beispielsystems beschrieben, das bei einem Kraftfahrzeug zum Einsatz kommt und bei dem eine Vibration oder ein Geräusch aus der Erzeugung durch einen Motor unterdrückt wird. Gleichwohl ist die vorliegende Erfindung nicht auf diese Art von System beschränkt. Die vorliegende Erfindung kann dort überall beliebig eingesetzt werden, wo eine erzeugte Vibration oder ein erzeugtes Geräusch unterdrückt werden sollen.
Ein Adaptivsteuer- bzw. Regelalgorithmus, der von dem Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem verwendet wird, ist ein Adaptive-Least-Mean-Square-Filter (filtered-x LMS), insbesondere ein DXHS-Algorithmus. Dies bedeutet, dass dieses System ein System ist, das einen Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und einen Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) als einen Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) berechnet, ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) unter Verwendung der Filterkoeffizienten a_(n), Φ_(n) und einer Winkelfrequenz ω der Vibration oder des Geräusches des Motors erzeugt und eine Steuer- bzw. Regelvibration oder einen Steuer- bzw. Regelschall entsprechend dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) ausgibt, wodurch aktiv die Vibration oder das Geräusch an einem Bewertungspunkt 20 unterdrückt wird.
Detaillierter Aufbau des Aktiwibrationsgeräuschunterdrückungssystems
Der detaillierte Aufbau des Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems 100 wird nachstehend anhand 1 beschrieben. Das Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 100 verwendet eine Adaptivsteuerung bzw. Regelung unter Verwendung eines DXHS-Algorithmus, wie vorstehend beschrieben worden ist. Wird der Motor 10 (in 1 durch „E/G“ dargestellt) durch eine Motorsteuer- bzw. Regeleinheit 30 angetrieben und wird eine Vibration oder ein Geräusch aus der Erzeugung durch den Motor 10 und zur Unterdrückung an den Bewertungspunkt 20 durch eine zweite Transferfunktion H, wie in 1 gezeigt ist, übertragen, so dient das Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 100 einer Verringerung der Vibration oder des Geräusches an dem Bewertungspunkt 20.
Das Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 100 umfasst eine Frequenzberechnungseinheit 110, eine Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120, einen Generator 130, eine Restfehlersignalerfassungseinheit 140, eine erste Schätztransferfunktionseinstelleinheit (nachstehend als „Gh-Dateneinstelleinheit“ bezeichnet) 150, eine Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 und eine Parametereinstelleinheit 170. Man beachte, dass „^“ zur Bezeichnung eines Schätzwertes in mathematischen Ausdrücken und in der Zeichnung verwendet wird, wohingegen der Schätzwert „Hut (^)“ in der Beschreibung der vorliegenden Erfindung aus Gründen einer einfacheren Beschreibung mit „h“ bezeichnet wird. Nachstehend werden die jeweiligen Komponenten des Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems 100 beschrieben.
Die Frequenzberechnungseinheit 110 weist einen Eingang eines periodischen Pulssignals aus einer Umdrehungserfassungseinheit (nicht gezeigt) zum Erfassen der Anzahl von Umdrehungen des Motors 10 auf und berechnet eine Frequenz f einer Hauptkomponente einer Vibration oder eines Geräusches (Vibration oder dergleichen zur Unterdrückung) aus der Erzeugung durch den Motor 10 auf Grundlage des Eingangspulssignals. Man beachte, dass ein Wert aus der Ermittlung durch Multiplizieren der Frequenz f mit 2π die Winkelfrequenz ω ist. Dies bedeutet, dass die Frequenzberechnungseinheit 110 ebenfalls eine Winkelfrequenz ω berechnen kann.
Die Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120 erzeugt ein Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n). Das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) wird durch Gleichung (16) beschrieben. Hierbei bezeichnet das Anhängsel _(n) die Anzahl von Abtastungen (Zeitschritt). Dies bedeutet, dass, wie sich als Gleichung (16) und Gleichung (17) ergibt, dass das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) ein Signal zur Zeit t_(n) ist, das als konstituierende Komponenten eine Winkelfrequenz ω sowie einen Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und einen Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) als einen Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) beinhaltet.
[Math. 16] $y_{(n)} = a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)})$
wobei:

Hierbei ist die Winkelfrequenz ω in Gleichung (16) ein Wert, der auf Grundlage einer Frequenz f berechnet wird, die durch die Frequenzberechnungseinheit 110 berechnet wird, oder ein Wert, der durch die Frequenzberechnungseinheit 110 berechnet wird. Daher ist das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) ein Wert entsprechend der Frequenz f der Hauptkomponente der Vibration oder des Geräusches aus der Erzeugung durch den Motor 10. Darüber hinaus wird, wie in Gleichung (16) gezeigt ist, ein Wert aus der Ermittlung durch Multiplizieren des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) mit einem Phasenmultipliziererkoeffizienten q größer 1 zu ωt_(n) als Phase einer periodischen Funktion (Sinusfunktion) addiert. Darüber hinaus sind der Amplitudenfilterkoeffizient a_(n) und der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) in Gleichung (16) ein Adaptivfilterkoeffizient W_(n) in einem DXHS-Algorithmus, wie in Gleichung (17) gezeigt ist, und werden adaptiv aktualisiert.
[Math. 17] $W_{(n)} = (\begin{matrix} a_{(n)} \\ ϕ_{(n)} \end{matrix})$

wobei:

W_(n):: Adaptivfilterkoeffizient
a_(n):: Amplitudenfilterkoeffizient
Φ_(n):: Phasenfilterkoeffizient

Ein Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) ist durch Gleichung (18) gegeben. Damit wird der Adaptivfilterkoeffizient W_(n+1) durch Addieren oder Subtrahieren eines Aktualisierungsterms ΔW_(n+1) zu oder von einem letzten Wert von W_(n) aktualisiert. Der Aktualisierungsterm ΔW_(n+1) wird durch die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160, die später noch beschrieben wird, adaptiv bestimmt.
[Math. 18] $W_{(n + 1)} = W_{(n)} - Δ W_{(n + 1)}$
Wird Gleichung (18) durch jeden von dem Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und dem Phasenfilterkoeffizienten Φ(n) ausgedrückt, so ergeben sich Gleichung (19) und Gleichung (20). Dies bedeutet, wie in Gleichung (19) gezeigt ist, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a_(n+1) durch Addieren oder Subtrahieren eines Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) zu oder von einem letzten aktualisierten Wert a_(n) des Amplitudenfilterkoeffizienten aktualisiert wird. Demgegenüber wird, wie in Gleichung (20) gezeigt ist, der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n+1) durch Addieren oder Subtrahieren eines Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) zu oder von einem letzten aktualisierten Wert Φ_(n) des Amplitudenfilterkoeffizienten aktualisiert.
[Math. 19] $a_{(n + 1)} = a_{(n)} - Δ a_{(n + 1)}$

[Math. 20] $ϕ_{(n + 1)} = ϕ_{(n)} - Δ ϕ_{(n + 1)}$
Hierbei werden ein Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten und ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten durch die Parametereinstelleinheit 170, die nachstehend beschrieben wird, eingestellt. Hierbei kann die Abtastzahl n beim Start des Motors 10 zurückgesetzt werden. In diesem Fall bezeichnet eine Abtastzahl n = 0 einen Zeitpunkt, zu dem der Motor 10 startet. Darüber hinaus gilt, wenn n einen möglichen Maximalwert n_(max) bei der arithmetischen Verarbeitung erreicht: n = 0.
Der Generator 130 ist eine Vorrichtung zum tatsächlichen Erzeugen einer Vibration oder eines Schalls. Dieser Generator 130 wird auf Grundlage des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) aus der Erzeugung durch die Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120 angetrieben. Beispiele für den Generator 130 zum Erzeugen einer Steuer- bzw. Regelvibration beinhalten einen Vibrationsgenerator, der beispielsweise an einem Rahmen platziert ist, der mit einem Antriebssystem eines Fahrzeuges verbunden ist, oder einem Teilrahmen, so beispielsweise einem Aufhängungselement. Demgegenüber beinhalten Beispiele für den Generator 130 zum Erzeugen eines Steuer- bzw. Regelschalls einen Lautsprecher, der im Fahrzeuginneren platziert ist. Ist der Generator 130 eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls unter Verwendung einer magnetischen Kraft, so beispielsweise ein Solenoid und eine Schwingspule, so erzeugt der Generator 130 eine Steuer- bzw. Regelvibration oder Steuer- bzw. Regelschall entsprechend dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch Aufprägen eines elektrischen Stromes, einer Spannung oder einer elektrischen Leistung, die einer Spule (nicht gezeigt) in einer Weise zugeführt wird, die dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) zu jeder Zeit t_(n) entspricht.
Sodann interferiert an dem Bewertungspunkt 20 eine Steuer- bzw. Regelvibration oder ein Steuer- bzw. Regelschall Z_(n) aus der Übertragung durch ein Übertragungssystem G1 von der Steuer- bzw. Regelvibration oder dem Steuer- bzw. Regelschall aus der Erzeugung durch den Generator 130 mit der Vibration oder dem Geräusch X_(n) aus der Übertragung durch eine zweite Transferfunktion H aus einer Vibration oder einem Geräusch aus der Erzeugung durch den Motor 10 sowie zur Unterdrückung.
Sodann wird die Restfehlersignalerfassungseinheit 140 an dem Bewertungspunkt 20 platziert und erfasst eine Restvibration oder ein Restgeräusch e_(n) (entsprechend einem „Restfehlersignal“ bei der vorliegenden Erfindung) aus der Erzeugung durch eine Interferenz an dem Bewertungspunkt 20. Dieses Restfehlersignal e_(n) wird durch Gleichung (21) ausgedrückt. Ein Beispiel für eine Restfehlersignalerfassungseinheit 140 zum Erfassen einer Restvibration beinhaltet einen Beschleunigungssensor. Demgegenüber beinhalten Beispiele für die Restfehlersignalerfassungseinheit 140 zum Erfassen eines Restschalls ein Schall absorbierendes Mikrofon. Ideal ist, wenn das Restfehlersignal e_(n) aus der Erfassung durch die Restfehlersignalerfassungseinheit 140 gleich 0 ist.
[Math. 21] $e_{(n)} = X_{(n)} + Z_{(n)}$
wobei:

e_(n):: Restfehlersignal am Bewertungspunkt
X_(n):: Zielvibration oder Zielgeräusch am Bewertungspunkt aus der Erzeugung durch eine Vibrations- oder Geräuschquelle und Übertragung hiervon durch eine zweite Transferfunktion H
Z_(n):: Steuer- bzw. Regelvibration oder Steuer- bzw. Regelgeräusch am Bewertungspunkt aus der Erzeugung entsprechend dem Steuer- bzw. Regelsignal und Übertragung hiervon durch eine erste Transferfunktion G

Hierbei ist die erste Transferfunktion G eine Transferfunktion eines Übertragungssystems zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120 und dem Bewertungspunkt 20. Dies bedeutet, dass die erste Transferfunktion G eine Transferfunktion des Generators 130 selbst und eine Transferfunktion eines Übertragungssystems G1 zwischen dem Generator 130 und dem Bewertungspunkt 20 enthält. Die erste Transferfunktion G wird durch eine Amplitudenkomponente A_G und eine Phasenkomponente Φ_G entsprechend der Frequenz f ausgedrückt. Demgegenüber ist die zweite Transferfunktion H eine Transferfunktion eines Übertragungssystems zwischen dem Motor 10 und dem Bewertungspunkt 20. Dies bedeutet, dass die zweite Übertragungsfunktion H durch eine Amplitudenkomponente A_H und eine Phasenkomponente Φ_H ausgedrückt wird. Sodann wird Gleichung (21) durch Gleichung (22) ausgedrückt.
[Math. 22] $e_{(n)} = A_{H} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + Φ_{H}) + A_{G} \cdot a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)} + Φ_{G})$
Die Gh-Dateneinstelleinheit 150 speichert eine erste Schätztransferfunktion Gh (Schätzwert der ersten Transferfunktion G) aus der Berechnung durch eine bekannte Verarbeitung zum Identifizieren der Transferfunktion. Die erste Transferfunktion G wird durch die Amplitudenkomponente A_G und die Phasenkomponente Φ_G entsprechend der Frequenz f ausgedrückt. Daher wird, wie in Gleichung (23) gezeigt ist, die erste Schätztransferfunktion Gh durch eine Amplitudenkomponente Ah_G und eine Phasenkomponente Φh_G entsprechend der Frequenz f ausgedrückt. Man beachte, dass aufgrund dessen, dass die erste Schätztransferfunktion Gh, die Amplitudenkomponente Ah_G und die Phasenkomponente Φh_G in Gleichung (23) alle einer Frequenz f entsprechen, diese jeweils mit Gh(f), Ah_G(f) und Φh_G(f) bezeichnet werden, um deutlich die Gegebenheit zu bezeichnen, dass es sich um Funktionen von f handelt.
[Math. 23] $G (f) = (\begin{matrix} A_{G} (f) \\ Φ_{G} (f) \end{matrix})$

wobei:

Ĝ(f):: erste Schätztransferfunktion entsprechend der Frequenz f
Â_G (f):: Amplitudenkomponente der ersten Schätztransferfunktion entsprechend der Frequenz f
Φ̂_G (f):: Phasenkomponente der ersten Schätztransferfunktion entsprechend der Frequenz f

Die Gh-Dateneinstelleinheit 150 wählt einen Wert der ersten Schätztransferfunktion Gh entsprechend der Frequenz f aus der Berechnung durch die Frequenzberechnungseinheit 110 unter gespeicherten Werten der ersten Schätztransferfunktion Gh aus. Dies bedeutet, dass die Gh-Dateneinstelleinheit 150 die Amplitudenkomponente Ah_G und die Phasenkomponente Φh_G entsprechend der Frequenz f aus der Berechnung durch die Frequenzberechnungseinheit 110 bestimmt.
Die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 (entsprechend einer „Amplitudenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit“ und einer „Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit“ der vorliegenden Erfindung) berechnet einen Aktualisierungsterm ΔW_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von dem Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) aus der Erzeugung durch die Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern. Der Adaptivfilterkoeffizient W_(n) wird von dem Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n), wie vorstehend beschrieben worden ist, gebildet. Dies bedeutet, dass die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 einen Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von dem Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und einen Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) berechnet.
Die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 berechnet den Aktualisierungsterm ΔW_(n+1) für den Adaptivfilterkoeffizienten W_(n), um so eine Bewertungsfunktion J_(n) zu minimieren, die auf Grundlage des Restfehlersignals e_(n) eingestellt wird. Darüber hinaus verwendet für den Einsatz eines DXHS-Algorithmus die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 die Frequenz f (oder Winkelfrequenz ω) aus der Berechnung durch die Frequenzberechnungseinheit 110 und die Amplitudenkomponente Ah_G und die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh aus der Bestimmung durch die Gh-Dateneinstelleinheit 150 bei der Berechnung des Aktualisierungsterms ΔW_(n+1).
Wie der Aktualisierungsterm ΔW_(n+1) für den Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) in der Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 hergeleitet wird, wird nachstehend beschrieben. Die Bewertungsfunktion J_(n) wird als Gleichung (24) definiert. Dies bedeutet, dass die Bewertungsfunktion J_(n) ein Quadrat des Restfehlersignals e_(n) aus der Erfassung durch die Restfehlersignalerfassungseinheit 140 ist. Dies bedeutet, dass das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n), das die Bewertungsfunktion J_(n) minimiert, berechnet wird.
[Math. 24] $J_{(n)} = e_{(n)}^{2}$
Als Nächstes wird ein Gradientenvektor ∇_(n) in dem LMS-Algorithmus durch Gleichung (25) berechnet. Der Gradientenvektor ∇_(n) wird durch partielles Differenzieren der Bewertungsfunktion J_(n) nach dem Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) ermittelt. Sodann wird der Gradientenvektor ∇_(n) als rechte Seite von Gleichung (25) dargestellt.
[Math. 25] $\nabla_{(n)} = \frac{\partial J_{(n)}}{\partial W_{(n)}} = 2 e_{(n)} \cdot \frac{\partial e_{(n)}}{\partial W_{(n)}}$
Sodann wird, wie in Gleichung (26) gezeigt ist, ein Term aus der Ermittlung durch Multiplizieren des berechneten Gradientenvektors ∇_(n) mit einem Schrittgrößenparameter µ als Aktualisierungsterm ΔW_(n+1) verwendet.
[Math. 26] $\begin{array}{l} Δ W_{(n + 1)} = μ \cdot (\nabla_{(n)}) \\ = μ (2 e_{(n)} \cdot \frac{\partial e_{(n)}}{\partial W_{(n)}}) \end{array}$
Aus Gleichung (18) und Gleichung (26) wird der Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) durch Gleichung (27) ausgedrückt.
[Math. 27] $W_{(n + 1)} = W_{(n)} - μ (2 e_{(n)} \cdot \frac{\partial e_{(n)}}{\partial W_{(n)}})$
Hierbei wird der Adaptivfilterkoeffizient W_(n) von dem Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n), wie vorstehend beschrieben worden ist, gebildet. Das Ersetzen der Amplitudenkomponente A_G und der Phasenkomponente Φ_G der ersten Transferfunktion G in Gleichung (22) durch die Amplitudenkomponente Ah_G beziehungsweise die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh wird in Gleichung (27) berechnet. Sodann wird der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) durch einen Sinuswellenterm gemäß Darstellung in Gleichung (28) ausgedrückt, und es wird der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) durch einen Kosinuswellenterm gemäß Darstellung in Gleichung (29) ausgedrückt. Hierbei bezeichnet (1/Ah_G) in Gleichung (28) eine Normalisierungsverarbeitung, die zum Aktualisieren des Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) verwendet wird.
[Math. 28] $Δ a_{(n + 1)} = \frac{μ_{a 1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)} + Φ_{G})}{A_{G}}$
wobei:

µ_a1:: Amplitudenschrittgrößenparameter

Δ ϕ_{(n + 1)} = μ_{ϕ 1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)} + Φ_{G})

µ_Φ1:: Phasenschrittgrößenparameter

Hierbei kann für den Fall des Verwendens der Aktualisierungsterme in Gleichungen (28), (29) eine Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden, wenn eine Differenz zwischen der Phasenkomponente Φ_G der ersten Transferfunktion G und der Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh innerhalb eines Bereiches von -90° bis +90° ist. Wenn demgegenüber die Phasendifferenz außerhalb des Bereiches von -90° bis +90° ist, ist ein Steuer- bzw. Regelinstabilitätsbereich vorhanden, und es besteht das Risiko, dass die Steuerung bzw. Regelung divergieren kann. Daher werden Gleichung (28) und Gleichung (29) durch Gleichung (30) und Gleichung (31) ersetzt. Dies bedeutet, dass Gleichungen (30), (31) durch Streichen des Phasenmultipliziererkoeffizienten q aus den Aktualisierungstermen von Gleichungen (28), (29) ermittelt werden. Der Phasenmultipliziererkoeffizient q in dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) gemäß Darstellung in 16 bleibt jedoch per se übrig. Hierdurch kann eine Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden. Die Theorie hierzu wird später beschrieben.
[Math. 30] $Δ a_{(n + 1)} = \frac{μ_{a 1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + ϕ_{(n)} + Φ_{G})}{A_{G}}$

[Math. 31] $Δ ϕ_{(n + 1)} = μ_{ϕ 1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + ϕ_{(n)} + Φ_{G})$
Darüber hinaus werden, um die Konvergenz sicherzustellen, Gleichung (30) und Gleichung (31) durch einen Sinuswellenterm in Gleichung (32) und einen Kosinuswellenterm in Gleichung (33) ersetzt. Dies bedeutet, dass in jedem der Aktualisierungsterme der letzte aktualisierte Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) durch einen Stabilitätskoeffizienten m dividiert wird, der größer 1 ist. Man beachte, dass der Phasenmultipliziererkoeffizient q ein Wert größer als der Stabilitätskoeffizient m ist. Darüber hinaus wird in jedem der Aktualisierungsterme die Phasenkomponente Φh_G der ersten Transferfunktion Gh durch einen beliebigen gegebenen Koeffizienten p dividiert. Dieser Koeffizient p enthält 1 und kann eine Zahl ungleich 1 sein. Hierdurch kann eine Konvergenz zuverlässig erreicht werden.
[Math. 32] $Δ a_{(n + 1)} = \frac{μ_{a 1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ_{G}}{p})}{A_{G}}$

wobei:

m:: Stabilitätskoeffizent (m > 1)
p:: beliebiger gegebener Koeffizient

Δ ϕ_{(n + 1)} = μ_{ϕ 1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ_{G}}{p})

Zudem ist ein Ausdruck zum Aktualisieren des Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) durch Gleichung (34) gegeben, während ein Ausdruck zum Aktualisieren des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) durch Gleichung (35) gegeben ist.
[Math. 34] $a_{(n + 1)} = a_{(n)} - {\frac{μ_{a 1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ_{G}}{p})}{A_{G}}}$

[Math. 35] $ϕ_{(n + 1)} = ϕ_{(n)} - {μ_{ϕ 1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ_{G}}{p})}$
Damit berechnet die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 160 den Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und den Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n). Dies bedeutet, dass die Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120 das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) unter Verwendung der Aktualisierungsterme Δa_(n+1), ΔΦ_(n+1) adaptiv aktualisieren kann.
Die Parametereinstelleinheit 170 stellt einen Anfangswert W₍₀₎ des Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) für das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal Y₍₀₎ in der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120 ein. Insbesondere stellt die Parametereinstelleinheit 170 einen Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten und einen Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten ein. Hierbei ist die Abtastzahl n = 0 in den Anfangswerten a₍₀₎, Φ₍₀₎, beispielsweise ein Zeitpunkt, zu dem der Motor 10 startet, wie vorstehend beschrieben worden ist. Bei dem Beispiel nimmt die Abtastzahl n vom Starten des Motors 10 zum Anhalten des Motors 10 zu. Zusätzlich hierzu gilt, wenn n einen möglichen Maximalwert n_(max) bei der arithmetischen Verarbeitung erreicht: n = 0.
Zuerst wird der Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten auf 0 eingestellt, wie in Gleichung (36) gezeigt ist. Der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten wird auf einen Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt, wie in Gleichung (37) gezeigt ist. Man beachte, dass ungeachtet dessen, dass der Anfangswert Φ₍₀₎ auf den Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz in Gleichung (37) eingestellt ist, der Anfangswert Φ₍₀₎ ein Wert sein kann, der proportional zu dem Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Divergenz ist.
[Math. 36] $a_{(0)} = 0$

[Math. 37] $ϕ_{(0)} = ϕ_{(last)}$
wobei:

Φ_(last):: Wert des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz

Hierbei erwirbt und speichert die Parametereinstelleinheit 170 den Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Verwendung als Anfangswert Φ₍₀₎ auf folgende Weise. Die Parametereinstelleinheit 170 erwirbt konstant das Restfehlersignal e_(n) aus der Erfassung durch die Restfehlersignalerfassungseinheit 140, bestimmt, ob ein Absolutwert des Restfehlersignals e_(n) kleiner oder gleich einem vorbestimmten Wert nahe 0 ist, wodurch bestimmt wird, ob die Steuerung bzw. Regelung konvergiert hat oder nicht. Zusätzlich zu dem Restfehlersignal e_(n) kann auch dasjenige, ob die Steuerung bzw. Regelung konvergiert hat oder nicht, daraus bestimmt werden, ob ein Absolutwert des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) oder des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) kleiner oder gleich einem vorbestimmten Wert nahe 0 ist. Die Parametereinstelleinheit 170 erwirbt den Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zu der Zeit, zu der bestimmt wird, dass die Steuerung bzw. Regelung konvergiert hat, und zwar von der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120. Die Parametereinstelleinheit 170 speichert den so ermittelten Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz.
Hierbei wird der Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten in vorstehender Gleichung (36) immer bei 0 gehalten. Zusätzlich hierzu kann der Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten ebenfalls auf einen Wert entsprechend einer Frequenz f eingestellt sein. In diesem Fall speichert beispielsweise die Parametereinstelleinheit 170 eine Karte bzw. Abbildung über den Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten entsprechend der Frequenz f und stellt den Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten auf Grundlage der aktuellen Frequenz f und der in jener Karte bzw. Abbildung gespeicherten Information ein. Durch Einstellen des Anfangswertes a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten entsprechend der aktuellen Frequenz f kann eine schnelle Konvergenz erreicht werden.
Darüber hinaus ist in vorstehender Gleichung (37) der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf den Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt. Zusätzlich hierzu kann der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf einen Wert entsprechend der Frequenz f eingestellt werden. In diesem Fall speichert die Parametereinstelleinheit 170 einen Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz und eine Frequenz f zur Zeit der letzten Konvergenz vorab und stellt den Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf einen Wert ein, der durch Multiplizieren des Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz mit einem Koeffizienten zur Umwandlung der Frequenz f zur Zeit der letzten Konvergenz in die vorliegende Frequenz f ermittelt wird. Die Parametereinstelleinheit 170 speichert beispielsweise eine Karte bzw. Abbildung über einen Umwandlungskoeffizienten (Proportionalitätskoeffizient) des Phasenfilterkoeffizienten entsprechend einer Frequenz f vorab und stellt den Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf einen Wert ein, den man durch Multiplizieren des Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz mit diesem Umwandlungskoeffizienten erhält. Durch dieses Einstellen des Anfangswertes Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten entsprechend der vorliegenden Frequenz f kann eine schnelle Konvergenz erreicht werden.
Stellt die Parametereinstelleinheit 170 jeweilige Anfangswerte auf Grundlage der Frequenz f ein, so wird eine Information von der Frequenzberechnungseinheit 110 zu der Parametereinstelleinheit 170 in 1 übertragen. Dies bedeutet, dass in 1 eine Informationsübertragung durch einen unterbrochenen Linienpfeil von der Frequenzberechnungseinheit 110 zu der Parametereinstelleinheit 170 dargestellt ist. Man beachte, dass aufgrund dessen, dass Information nicht von der Frequenzberechnungseinheit 110 zu der Parametereinstelleinheit 170 in den Beispielen übertragen wird, in denen die Anfangswerte, die nicht der Frequenz f entsprechen, gemäß vorstehender Beschreibung eingestellt sind, die Informationsübertragung in 1 durch den unterbrochenen Linienpfeil angedeutet ist.
Theoretische Beschreibung
Im Folgenden wird eine theoretische Beschreibung der Aktualisierung des Amplitudenaktualisierungsterms a_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n), wie vorstehend beschrieben worden ist, angegeben. Eine grundlegende Formel des vorbeschriebenen DXHS-Algorithmus ist durch Gleichungen (38) gegeben, wenn Gleichung (22), Gleichung (30) und Gleichung (31) in kontinuierlicher Zeit ausgedrückt werden. In Wirklichkeit werden jedoch nicht Gleichungen (30), (31), sondern Gleichungen (32), (33), wie vorstehend erläutert worden ist, verwendet. Man beachte, dass (t) eine Funktion der Zeit t in nachfolgender Beschreibung bezeichnet. Darüber hinaus ist festgelegt, dass gilt: Φ_imag(t) = q × Φ(t) und µ_Φ11 = q × µ_Φ1.
[Math. 38] $\begin{matrix} e (t) & = D \cdot sin (ω \cdot t) + A_{G} \cdot a (t) \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ \frac{da (t)}{dt} & = \frac{μ_{a 1} \cdot e (t) \cdot sin (ω \cdot t + \frac{ϕ_{_{imag}} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p})}{A_{G}} \\ \frac{d ϕ_{_{imag}} (t)}{dt} & = - μ_{ϕ 11} \cdot e (t) \cdot cos (ω \cdot t + \frac{ϕ_{_{imag}} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p}) \end{matrix}$
Sodann werden zur weiteren Vereinfachung die Amplitudenkomponenten A_G und Ah_G weggelassen, und es wird der Aktualisierungsterm da/dt vor einer Normierung in Gleichungen (38) ausgegeben. Sodann werden Gleichungen (38) durch Gleichungen (39) ausgedrückt.
[Math. 39] $\begin{matrix} e (t) & = D \cdot sin (ω \cdot t) + a (t) \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ \frac{da (t)}{dt} & = μ_{a 1} \cdot e (t) \cdot sin (ω \cdot t + \frac{ϕ_{_{imag}} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p}) \\ \frac{d ϕ_{_{imag}} (t)}{dt} & = - μ_{ϕ 11} \cdot e (t) \cdot a (t) \cdot cos (ω \cdot t + \frac{ϕ_{_{imag}} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p}) \end{matrix}$
Unter der Voraussetzung, dass die Steuerung bzw. Regelung stabil ist, ist notwendig, dass e² → 0 gilt, wenn t → ∞ gilt. Dies bedeutet, dass die Stabilität der Steuerung garantiert ist, wenn Ungleichung (40) erfüllt ist, falls t ausreichend groß ist.
[Math. 40] $\frac{{de}^{2}}{dt} < 0$
Sodann ergibt sich aus der ersten Gleichung von Gleichungen (39) Gleichung (41).
[Math. 41] $\begin{matrix} \frac{de {(t)}^{2}}{dt} = 2 e (t) \cdot \frac{de (t)}{dt} \\ = 2 e (t) \cdot (D \cdot ω \cdot cos (ω \cdot t) + \frac{da (t)}{dt} \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ + a (t) \cdot (ω + \frac{d ϕ_{imag} (t)}{dt}) \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G})) \end{matrix}$
Das Einsetzen der zweiten Gleichung und der dritten Gleichung von Gleichungen (39) in Gleichung (41) und das Erweitern bzw. Entwickeln ergibt Gleichung (42).
[Math. 42] $\begin{matrix} \frac{de {(t)}^{2}}{dt} = 2 e (t) \cdot D \cdot ω \cdot cos (ω \cdot t) \\ - 2 μ_{a 1} \cdot e {(t)}^{2} \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \cdot sin (ω \cdot t + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p}) \\ + 2 e {(t)}^{2} \cdot a (t) \cdot ω \cdot cos \cdot (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ - 2 μ_{ϕ 1} \cdot e {(t)}^{2} \cdot a (t) \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \cdot cos (ω \cdot t + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p}) \end{matrix}$
Hierbei ergeben das Einsetzen der ersten Gleichung von Gleichungen (39) in den ersten Term auf der rechten Seite von Gleichung (42) und das Berechnen Gleichung (43). Demgegenüber ergeben das Einsetzen der ersten Gleichung von Gleichung (39) in den dritten Term auf der rechten Seite von Gleichung (42) und das Berechnen Gleichung (44).
[Math. 43] $\begin{array}{l} 2 e (t) \cdot D \cdot ω \cdot cos (ω \cdot t) = 2 \cdot D \cdot ω \cdot {D \cdot sin (ω \cdot t) + a (t) \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G})} \cdot cos (ω \cdot t) \\ = 2 \cdot D^{2} \cdot ω \cdot sin (ω \cdot t) \cdot cos (ω \cdot t) + 2 \cdot a (t) \cdot D \cdot ω \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \cdot cos (ω \cdot t) \end{array}$

[Math. 44] $\begin{array}{l} 2 e (t) \cdot a (t) \cdot ω \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ = 2 {D \cdot sin (ω \cdot t) + a (t) \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G})} \cdot a (t) \cdot ω \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ = 2 D \cdot a (t) \cdot ω \cdot sin (ω \cdot t) \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ + 2 \cdot a {(t)}^{2} \cdot ω \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \end{array}$
Sodann ergibt das Addieren von Gleichung (43) und Gleichung (44) Ausdruck (45).
[Math. 45] $\begin{matrix} 2 D \cdot a (t) \cdot ω \cdot sin (2ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) + a {(t)}^{2} \cdot ω \cdot sin (2ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ + D^{2} \cdot ω \cdot sin (2 ω \cdot t) \end{matrix}$
Hierbei ergibt das Berechnen des zweiten Terms auf der rechten Seite von Gleichung (42) Ausdruck (46). Demgegenüber ergibt das Berechnen des vierten Terms auf der rechten Seite von Gleichung (45) Ausdruck (47).
[Math. 46] $\begin{array}{r} - 2 \cdot μ_{a 1} \cdot e {(t)}^{2} \cdot sin (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \cdot sin (ω \cdot t + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q} + \frac{Φ_{G}}{p}) \\ = μ_{a 1} \cdot e {(t)}^{2} \cdot {cos (2ω \cdot t + (ϕ_{imag} (t) + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} + \frac{Φ_{G}}{p})) \\ - cos (ϕ_{imag} (t) + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q} + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p}))} \end{array}$

[Math. 47] $\begin{array}{r} - 2 q \cdot μ_{ϕ 1} \cdot e {(t)}^{2} \cdot a {(t)}^{2} \cdot cos (ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \cdot cos (ω \cdot t + \frac{ϕ_{imag} (t)}{m} + \frac{Φ_{G}}{p}) \\ = μ_{ϕ 1} \cdot e {(t)}^{2} \cdot a {(t)}^{2} \cdot {cos (2ω \cdot t + (ϕ_{imag} (t) + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} + \frac{Φ_{G}}{p})) \\ + cos ((ϕ_{imag} (t) - \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p}))} \end{array}$
Sodann ergibt das Addieren von Ausdruck (46) und Ausdruck (47) Ausdruck (48).
[Math. 48] $\begin{array}{l} e {(t)}^{2} \cdot (μ_{a 1} - μ_{ϕ 11} \cdot a {(t)}^{2}) \cdot cos (2ω \cdot t + (ϕ_{imag} (t) + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} + \frac{Φ_{G}}{p})) \\ - e {(t)}^{2} \cdot (μ_{a 1} + μ_{ϕ 11} \cdot a {(t)}^{2}) \cdot cos ((ϕ_{imag} (t) - \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p})) \end{array}$
Aus Ausdruck (45) und Ausdruck (48) kann Gleichung (42) als Gleichung (49) umgeschrieben werden.
[Math. 49] $\begin{matrix} \frac{de {(t)}^{2}}{dt} = 2 D \cdot a (t) \cdot ω \cdot sin (2 ω \cdot t + ϕ_{imag} (t) + Φ_{G}) \\ + a {(t)}^{2} \cdot ω \cdot sin (2 ω \cdot t + 2 ϕ_{imag} (t) + 2 Φ_{G}) \\ + D^{2} \cdot ω \cdot sin (2ω \cdot t) \\ + e {(t)}^{2} \cdot (μ_{a 1} - μ_{ϕ 11} \cdot a {(t)}^{2}) \cdot cos (2 ω \cdot t + (ϕ_{imag} (t) + \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} + \frac{Φ_{G}}{p})) \\ - e {(t)}^{2} \cdot (μ_{a 1} + μ_{ϕ 11} \cdot a {(t)}^{2}) \cdot cos ((ϕ_{imag} (t) - \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p})) \end{matrix}$
Hierbei sind sämtliche Terme mit Ausnahme des vierten Terms in Gleichung (49) periodische Funktionen von 2ω. Unter der Voraussetzung, dass die Steuerung bzw. Regelung konvergiert, wenn t → ∞ gilt, müssen e(t), a(t) und Φ(t) gegen konstante Werte bei t →∞ konvergieren. In diesem Fall muss bei t →∞ eine Summe der periodischen Funktionen des ersten Terms bis zu dem vierten Term in Gleichung (49) ein konstanter Wert sein. Man beachte, dass der Konstante Wert nicht auf 0 beschränkt ist, und auch einen Wert ungleich 0 sein kann.
Sodann wird, um den vorgenannten konstanten Wert herzuleiten, ein Mittel- bzw. Durchschnittswert einer jeden der periodischen Funktionen berechnet. Die periodischen Funktionen des ersten Terms bis vierten Terms in Gleichung (49) sind alle Funktionen von ω. Unter der Annahme, dass ausreichend Zeit vergangen ist, ist der Mittel- bzw. Durchschnittswert einer jeden der periodischen Funktionen gleich 0. Dies kann aus Gleichung (50) hergeleitet werden. In dieser Gleichung bezeichnet T einen Zyklus.
[Math. 50] $lim_{T \to \infty} \frac{1}{T} \int_{0}^{T} f (t) dt = 0$
wobei:

T:: Zyklus

Daher kann abgeschätzt werden, dass ein Konvergenzwert der Summe der periodischen Funktionen des ersten Terms bis vierten Terms in Gleichung (49) gleich 0 ist. Daher ist es ausreichend, nur den fünften Term in Gleichung (49) zu betrachten. Entsprechend besteht auf Grundlage von Ungleichung (40) und des fünften Terms in Gleichung (49) die Notwendigkeit, wenigstens die Bedingung von Ungleichung (51) zu erfüllen, um zu garantieren, dass die Steuerung bzw. Regelung stabil ist.
[Math. 51] $- e {(t)}^{2} \cdot (μ_{a 1} + μ_{ϕ 11} \cdot a {(t)}^{2}) \cdot cos ((ϕ_{imag} (t) - \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p})) < 0$
Hierbei ist auf Grundlage von Ungleichung (52) notwendig, die Bedingung von Ungleichung (53) zu erfüllen.
[Math. 52] $e {(t)}^{2} \cdot (μ_{a 1} + μ_{ϕ 11} \cdot a {(t)}^{2}) > 0$

[Math. 53] $cos ((ϕ_{imag} (t) - \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p})) > 0$
Auf Grundlage von Ungleichung (53) ist notwendig, die Bedingung von Ungleichung (54) zu erfüllen. Man beachte, dass n eine ganze Zahl ist.
[Math. 54] $- \frac{π}{2} + 2 n π < (ϕ_{imag} (t) - \frac{ϕ_{imag} (t)}{q}) + (Φ_{G} - \frac{Φ_{G}}{p}) < \frac{π}{2} + 2 n π$
Da q > 1 und p gegenwärtig eine beliebige gegebene Zahl ist, kann Ungleichung (54) zu Ungleichung (55) erweitert bzw. entwickelt werden. Dies bedeutet, dass eine Steuerung bzw. Regelung durch Einstellen eines Phasenfilterkoeffizienten Φ(t), wenn Ungleichung (55) erfüllt ist, bei t → ∞ nicht konvergiert.
[Math. 55] $- \frac{q π}{2 (q - 1)} + \frac{2nq π}{q - 1} - \frac{q (p Φ_{G} - Φ_{G})}{p (q - 1)} < ϕ (t) < \frac{q π}{2 (q - 1)} + \frac{2nq π}{q - 1} - \frac{q (p Φ_{G} - Φ_{G})}{p (q - 1)}$
Wenn hierbei ein allgemeiner DXHS-Algorithmus verwendet wird, der nicht der DXHS-Algorithmus bei diesem Beispiel ist, so ist q = 1 in Ungleichung (53). In diesem Fall ist, wenn eine Phasendifferenz zwischen der Phasenkomponente Φ_G der tatsächlichen ersten Transferfunktion G und der Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh innerhalb eines Bereiches von -90° bis 90° ist, die Bedingung von Ungleichung (53) für q = 1 erfüllt. Dies bedeutet, dass dann, wenn die Phasendifferenz innerhalb des Bereiches von -90° bis 90° ist, die Stabilität garantiert ist. Wenn jedoch die Phasendifferenz außerhalb des Bereiches von -90° bis 90° bei q = 1 ist, so divergiert die Steuerung bzw. Regelung. Im Gegensatz hierzu konvergiert, da beim vorliegenden Beispiel q > 1 ist, die Steuerung bzw. Regelung, wenn Ungleichung (55) erfüllt ist, wie vorstehend beschrieben worden ist. Wenn beispielsweise q = 3 und p = 3 ist, ist Ungleichung (55) gleich Ungleichung (56).
[Math. 56] $- \frac{3 π}{4} + 3 n π− \frac{3 Φ_{G} - Φ_{G}}{2} < ϕ (t) < \frac{3 π}{4} + 3 n π− \frac{3 Φ_{G} - Φ_{G}}{2}$
Für den Fall, dass die Transferfunktionsphasendifferenz (3Φ_G - Φh_G) = 0 in Ungleichung (56) ist, ist der Phasenfilterkoeffizient Φ(t) innerhalb eines Bereiches von -135° bis +135° bei n = 0 und innerhalb eines Bereiches von +405° bis +675°, das heißt +45° bis - 45° bei n = 1. Ist dieser Bereich in einem Bereich von -180° bis +180° gezeigt, so ist das Ergebnis in 2 gezeigt. Dies bedeutet, dass bei n = 0, 1 die Gesamtheit bzw. der Gesamtbetrag (total) des Phasenfilterkoeffizienten Φ(t) bei n = 0 und des Phasenfilterkoeffizienten Φ(t) bei n = 1 aus dem Gesamtbereich von 360° ausgewählt werden kann. Ist darüber hinaus n = -1, so ist der Phasenfilterkoeffizient Φ(t) innerhalb eines Bereiches von -675° bis -405°, das heißt von +45° bis -45°. Dies bedeutet, dass bei n = 0, -1 sich dasselbe Ergebnis ergibt.
Als Nächstes wird ein Fall betrachtet, in dem die Transferfunktionsphasendifferenz (3Φ_G - Φh_G) ungleich 0 ist. In diesem Fall sind, wenn n = -1, 0, 1 in Ungleichung (56) ist, jeweilige Stabilitätsbereiche und Instabilitätsbereiche in 3 gezeigt. Vom Standpunkt dieser Beziehung aus wird diskutiert, innerhalb welchen Bereiches der Phasenfilterkoeffizient Φ(t) ausgewählt werden sollte.
Ist q = p = 3 und n = 0, 1, so kann der Phasenfilterkoeffizient Φ(t) aus dem Gesamtbereich von 360° ausgewählt werden, und die Transferfunktionsphasendifferenz erfüllt - 720° < (3Φ_G - Φh_G) < +720°. Dies bedeutet, dass bei n = 0 und (3Φ_G - Φh_G) = -720° gilt: +225° < Φ(t) < +495°. Wenn n = 1 und (3Φ_G - Φh_G) = -720° ist, gilt: +765° < Φ(t) < +1035°. Wenn n = 0 und (3Φ_G - Φh_G) = +720° ist, gilt: -495° < Φ(t) < - 225°. Wenn n = 1 und (3Φ_G - Φh_G) = +720° ist, gilt: +45° < Φ(t) < +315°. Es ist aus diesen Bereichen ersichtlich, dass die Steuerung bzw. Regelung nicht divergiert, was bedeutet, dass die Steuerung bzw. Regelung durch Einstellen von -495° < Φ(t) < +495° konvergiert. Mit derselben Vorgehensweise wie oben wird hergeleitet, dass bei q = p = 3 und n = 0, -1 eine Steuerung bzw. Regelung durch Einstellen von -1035° < Φ(t) < +495° nicht divergiert.
Analyse
Als Nächstes wird eine Analyse bei dem vorbeschriebenen Beispiel durchgeführt, wenn die Phasenkomponente Φ_G der ersten Transferfunktion G und die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh eine Phasendifferenz von 180° aufweisen und der Phasenmultipliziererkoeffizient q = 3 und m = 2 sind. Das Analyseergebnis ist in 4A bis 4D gezeigt. Es ergibt sich aus 4A, dass das Restfehlersignal e konvergiert ist. Das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y zu dieser Zeit ist in 4B gezeigt. 4C und 4D geben an, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a und der Phasenfilterkoeffizient Φ jeweils konvergiert sind. Insbesondere ergibt sich aus 4D, dass der Phasenfilterkoeffizient Φ schneller als der Amplitudenfilterkoeffizient a konvergiert ist.
Sogar dann, wenn die Phasendifferenz gleich 180° ist, kann letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung schneller ohne Divergenz konvergiert werden. Daher kann sogar dann, wenn die Phasenkomponente der ersten Transferfunktion G und die Phasenkomponente der ersten Schätztransferfunktion G durch eine Änderung der ersten Transferfunktion G infolge einer Temperatur oder des Zeitablaufes voneinander abweichen, eine Steuerung bzw. Regelung schnell konvergiert werden. Wenn darüber hinaus die erste Schätztransferfunktion G hochgradig genau ist, dann verwirklicht die Verwendung der ersten Schätztransferfunktion Gh eine schnelle Konvergenz. Darüber hinaus konvergiert der Amplitudenfilterkoeffizient a, ohne dass er ein Wert wird, der größer als ein Konvergenzwert ist. Insbesondere läuft der Amplitudenfilterkoeffizient a nicht über. Daher kann eine Vibration durch eine Vergrößerung der Zeit unterdrückt werden, wenn eine Vibration konvergiert hat.
Darüber hinaus wird, wie vorstehend erläutert worden ist, der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten nicht einfach auf 0 eingestellt, sondern auf einen Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz. Zu dieser Zeit wird davon ausgegangen, dass der Wert Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz ein Wert ist, der die Phase der Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz berücksichtigt. Mit anderen Worten, es wird davon ausgegangen, dass der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten einer simplen (secular) Schwankung der aktuellen Transferfunktion G folgt. Insbesondere kann unterdrückt werden, dass eine Steuerung bzw. Regelung divergiert, und es kann letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden.
Hierbei kann der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten einfach auf 0 bei vorliegendem Beispiel eingestellt werden. Sogar durch diese Vorgehensweise kann das System 100 einen vorteilhaften Effekt dahingehend zeigen, dass die Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergieren kann. In diesem Fall ist der vorteilhafte Effekt einer schnellen Konvergenz jedoch klein im Vergleich zu demjenigen Fall, in dem der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage des Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt wird.
Beispiel 2
Ein Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 200 des vorliegenden Ausführungsbeispieles wird anhand 5 beschrieben. Bei Beispiel 1 wird der Schätzwert Gh der ersten Transferfunktion G in dem Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W verwendet. Demgegenüber verwendet das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 200 beim vorliegenden Beispiel den Schätzwert Gh der ersten Transferfunktion G in dem Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W nicht.
Das Aktiwibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 200 umfasst eine Frequenzberechnungseinheit 110, eine Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120, einen Generator 130, eine Restfehlersignalerfassungseinheit 140, eine Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 260, eine Drehmomentschwankungsbetragsberechnungseinheit 280 und eine Parametereinstelleinheit 270. Dieselben konstituierenden Komponenten wie bei Beispiel 1 sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, wobei auf eine Beschreibung derselben verzichtet wird. Dies bedeutet, dass das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 200 des vorliegenden Beispiels sich von dem System 100 gemäß Beispiel 1 durch die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 260, die Drehmomentschwankungsbetragsberechnungseinheit 280 und die Parametereinstelleinheit 270 unterscheidet.
Die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 260 (entsprechend der „Amplitudenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit“ und der „Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit“ der vorliegenden Erfindung) berechnet einen Aktualisierungswert ΔW_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von dem Adaptivfilterkoeffizienten W_(n) aus der Erzeugung durch die Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120, um so das Restfehlersignal e(_n) zu verringern, genau wie dies bei Beispiel 1 der Fall war. Die Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 260 berechnet einen Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und einen Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n).
Hierbei ist der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) in Beispiel 1 in Gleichung (32) gezeigt. In Gleichung (32) wird (µ_a1/Ah_G) auf einen konstanten Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 eingestellt, der unabhängig von der Amplitudenkomponente Ah_G der ersten Schätzübertragungsfunktion Gh ist, und es wird (Φh_G/p) auf 0 eingestellt. Sodann wird der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) durch Gleichung (57) ausgedrückt. Dies bedeutet, dass der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) aus dem Ausdruck durch Gleichung (57) ein Aktualisierungsterm ist, der unabhängig von der ersten Schätztransferfunktion Gh ist. Hierbei wird der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 durch die Parametereinstelleinheit 270 geändert, und zwar unter Verwendung des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz, wie nachstehend noch beschrieben wird.
[Math. 57] $Δ a_{(n + 1)} = μ_{a 2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$

wobei:

µ_a2:: Amplitudenschrittgrößenparameter

Darüber hinaus ist der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) in Beispiel 1 wie in Gleichung (33) gezeigt. In Gleichung (33) ist (Φh_G/p) auf 0 eingestellt. Sodann wird der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) durch Gleichung (58) ausgedrückt. Dies bedeutet, dass der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1), der durch Gleichung (58) ausgedrückt wird, ein Aktualisierungsterm ist, der unabhängig von der ersten Schätztransferfunktion Gh ist.
[Math. 58] $Δ ϕ_{(n + 1)} = μ_{ϕ 2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei:

µ_Φ2: Phasenschrittgrößenparameter

Die Drehmomentschwankungsbetragsberechnungseinheit 280 empfängt Information über den Antriebsdrehmomentschwankungsbetrag trq_(n) des Motors 10 von der Motorsteuer- bzw. Regeleinheit 30 und berechnet den Antriebsdrehmomentschwankungsbetrag trq_(n) des Motors 10. Beispiele für die Information über den Antriebsdrehmomentschwankungsbetrag trq_(n) beinhalten den Antriebsdrehmomentschwankungsbetrag trq_(n) selbst und eine Änderung des Beschleunigungsöffnungsgrades.
Die Parametereinstelleinheit 270 stellt den Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten und den Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten gemäß Darstellung in Gleichungen (36), (37) wie bei Beispiel 1 ein. Darüber hinaus stellt die Parametereinstelleinheit 270 den Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 entsprechend Gleichung (59) unter Verwendung des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz und den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages zur Zeit der letzten Konvergenz ein. Wie in Gleichung (59) gezeigt ist, ist der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 auf einen Wert eingestellt, der durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz durch den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages und Multiplizieren des Ergebnisses der Division mit einem konstanten Schrittgrößenparameter µ_a3 ermittelt wird.
[Math. 59] $μ_{a 2} = μ_{a3} \cdot \frac{a_{(last)}}{{trq}_{(ast)}}$
wobei:

µ_a3: Schrittgrößenparameter

Sogar dann, wenn der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) aus dem Gesamtbereich von 360° ausgewählt wird, kann eine Steuerung bzw. Regelung, wie bei Beispiel 1 beschrieben worden ist, konvergiert werden. Sogar dann, wenn die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh nicht in den Phasenkomponenten der periodischen Funktionen (Sinusfunktion oder Kosinusfunktion) in Gleichungen (32), (33) verwendet wird, geschieht nicht, dass die Steuerung bzw. Regelung divergiert, und zwar in Abhängigkeit von dem Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n). Sogar dann, wenn der Aktualisierungsausdruck, der die Phasenkomponente Φh_G nicht verwendet, in Gleichungen (57), (58) verwendet wird, kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden.
Darüber hinaus wird in Gleichung (57) die Amplitudenkomponente Ah_G der ersten Schätztransferfunktion Gh nicht verwendet, sondern der Amplitudeschrittgrößenparameter µ_a2 des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) basiert auf dem Wert a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz. Hierbei wird davon ausgegangen, dass der Wert a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz ein Wert ist, der die Amplitude der Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz berücksichtigt. Mit anderen Worten, es kann davon ausgegangen werden, dass der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) einer simplen (secular) Änderung der aktuellen Transferfunktion G folgt.
Insbesondere ist, wie in Gleichung (59) gezeigt ist, der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 auf einen Wert eingestellt, der proportional zu einem Wert ist, der durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zu einer Zeit der letzten Konvergenz durch den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages ermittelt wird. Wenn hierbei der Motor 10 eine Quelle einer Vibration oder eines Geräusches ist, so ist die Vibration oder das Geräusch aus der Übertragung von dem Motor 10 zu dem Bewertungspunkt 20 proportional zu dem Antriebsdrehmomentschwankungsbetrag trq des Motors 10. Dies bedeutet, dass dann, wenn die Steuerung bzw. Regelung konvergiert hat, die Amplitude der ersten Transferfunktion G einem Wert entspricht, den man durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten durch den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages ermittelt.
Beim Einstellen des Amplitudenschrittgrößenparameters µ_a2 des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf den Wert, der proportional zu dem Wert ist, der durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz durch den Wert trq_(last) des Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages zur Zeit der letzten Konvergenz, wie vorstehend beschrieben worden ist, ermittelt wird, entspricht der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 der Amplitude der ersten Transferfunktion G zur Zeit der letzten Konvergenz. Sogar dann, wenn Gleichung (57) verwendet wird, wird daher eine schnelle Konvergenz zuverlässig erreicht, ohne dass sich das Leistungsvermögen beim Folgen der Amplitude verschlechtert.
Sogar dann, wenn der Adaptivfilterkoeffizient W ohne Verwendung der ersten Schätztransferfunktion Gh wie bei Beispiel 2 verwendet wird, kann eine Steuerung bzw. Regelung so zuverlässig und schnell wie bei Beispiel 1 konvergiert werden. Da darüber hinaus die erste Schätztransferfunktion Gh nicht verwendet wird, besteht keine Notwendigkeit, eine Verarbeitung zur Identifizierung der ersten Übertragungsfunktion G durchzuführen, und es besteht keine Notwendigkeit, auf die Genauigkeit bei der Identifizierung abzustellen. Daher kann die arithmetische Verarbeitung vereinfacht werden, und es kann die Last bzw. Beanspruchung der arithmetischen Verarbeitung verringert werden.
Obwohl der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 auf Grundlage des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz beim vorerwähnten Beispiel eingestellt wird, kann der Amplitudenschrittgrößenparameter µ_a2 einfach auf einen konstanten Wert eingestellt werden. Sogar bei dieser Vorgehensweise kann das System 200 einen vorteilhaften Effekt dahingehend zeigen, dass die Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden kann. In diesem Fall verschlechtert sich das Leistungsvermögen hinsichtlich eines Folgens der Amplitude, und der vorteilhafte Effekt einer schnellen Konvergenz ist klein im Vergleich zu dem Fall, in dem der Amplitudeschrittgrößenparameter µ_a2 auf Grundlage des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt wird.
Beispiel 3
Es wurde eine Verarbeitung durch Einsetzen von Gleichungen (30), (31) in Gleichungen (32), (33) beim vorbeschriebenen Beispiel 1 durchgeführt. Zusätzlich können Gleichungen (30), (31) in vorliegender Form als Aktualisierungsterm Δa_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n+1) und als Aktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n+1) verwendet werden. Dies bedeutet, dass dies Gleichungen (32), (33) für m = 1 entspricht. In diesem Fall kann die Steuerung bzw. Regelung ebenfalls konvergiert werden.
Beispiel 4
In vorbeschriebenen Beispiel 1 wird das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch den Beziehungsausdruck ausgedrückt, bei dem der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) mit dem Phasenmultipliziererkoeffizienten q, der größer 1 ist, wie in Gleichung (16) gezeigt ist, multipliziert wird. Im Gegensatz hierzu wird bei Beispiel 4 das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch einen Beziehungsausdruck ausgedrückt, in dem der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) nicht mit dem Phasenmultipliziererkoeffizient q multipliziert wird, das heißt, wird durch Gleichung (60) ausgedrückt
[Math. 60] $y_{(n)} = a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)})$
wobei:

y_(n):: Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal
a_(n):: Amplitudenfilterkoeffizient
Φ_(n):: Phasenfilterkoeffizient
ω:: Winkelfrequenz
t_(n):: Abtastzeit
(n):: Anzahl von Abtastungen (Zeitschritt)

In diesem Fall wird das Restfehlersignal e_(n) aus der Erfassung durch die Restfehlersignalerfassungseinheit 140 durch Gleichung (61) dargestellt.
[Math. 61] $e_{(n)} = A_{H} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + Φ_{(n)}) + A_{G} \cdot a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + ϕ_{(n)} + Φ_{G})$
Daher sind der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) jeweils auf den Sinuswellenterm in Gleichung (32) und den Kosinuswellenterm in Gleichung (33) eingestellt.
Analyse
Es wurde eine Analyse am vorliegenden Beispiel durchgeführt, wobei die Phasenkomponente Φ_G der ersten Transferfunktion G und die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh eine Phasendifferenz von 150° aufweisen. Das Analyseergebnis ist in 6A bis 6D gezeigt. Es ergibt sich aus 6A, dass das Restfehlersignal e konvergiert hat. Das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y zu jener Zeit ist in 6B gezeigt. 6C und 6D zeigen, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a und der Phasenfilterkoeffizient Φ jeweils konvergiert sind.
Sogar dann, wenn die Phasendifferenz gleich 150° ist, kann letztendlich die Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden. Sogar dann, wenn die Phasenkomponente der ersten Transferfunktion G und die Phasenkomponente der ersten Schätztransferfunktion Gh durch eine Änderung der ersten Transferfunktion G infolge von Temperatur oder Zeitablauf voneinander abweichen, kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Wenn darüber hinaus die erste Schätztransferfunktion Gh hochgradig genau ist, verwirklicht die Verwendung der ersten Schätztransferfunktion Gh eine schnelle Konvergenz.
Werden der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) für den Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) für den Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) beim vorliegenden Beispiel aktualisiert, so entspricht die theoretische Beschreibung derjenigen von Beispiel 1, wobei Φ_imag(t) durch Φ(t) ersetzt wird und q durch m ersetzt wird.
Beispiel 5
Beim vorbeschriebenen Beispiel 4 wie auch bei Beispiel 1 wird der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten nicht einfach auf 0 eingestellt, sondern auf Grundlage des Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt. Bei diesem Beispiel wird der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf 0 eingestellt. Ein detaillierter Aufbau eines Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystems 300 des vorliegenden Ausführungsbeispieles wird nun anhand 7 beschrieben.
Wie in 7 gezeigt ist, unterscheidet sich das System 300 des vorliegenden Beispieles von dem System 100 von Beispiel 4 (in 1) dadurch, dass es keine Parametereinstelleinheit 170 aufweist. Dies bedeutet, dass ungeachtet dessen, dass die Parametereinstelleinheit 170 die Anfangswerte a₍₀₎, Φ₍₀₎ in dem System 100 von Beispiel 4 einstellt, die Anfangswerte a₍₀₎, Φ₍₀₎ in dem System 300 des vorliegenden Beispiels auf 0 eingestellt werden. Die weiteren konstituierenden Komponenten sind dieselben wie diejenigen bei Beispiel 4.
Analyse
Es wurde eine Analyse an dem vorliegenden Beispiel durchgeführt, wobei die Phasenkomponente Φ_G der ersten Transferfunktion G und die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh eine Phasendifferenz von 150° aufwiesen. Das Analyseergebnis ist in 8A bis 8D gezeigt. Es ergibt sich aus 8A, dass das Restfehlersignal e konvergiert hat. Das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y zu jener Zeit ist in 8B gezeigt. 8C und 8D geben an, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a und der Phasenfilterkoeffizient Φ jeweils konvergiert haben.
Sogar dann, wenn die Phasendifferenz gleich 150° ist, kann letztendlich eine Steuerung bzw. Regelung ohne Divergenz konvergiert werden. Sogar dann, wenn die Phasenkomponente der ersten Transferfunktion G und die Phasenkomponente der ersten Schätztransferfunktion Gh voneinander durch eine Änderung der ersten Transferfunktion G infolge von Temperatur oder Zeitablauf abweichen, kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden. Wenn darüber hinaus die erste Schätztransferfunktion Gh hochgradig genau ist, bewirkt die Verwendung der ersten Schätztransferfunktion Gh eine schnelle Konvergenz.
Beispiel 6
Ein Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem 400 des vorliegenden Beispiels wird anhand 9 beschrieben. Bei Beispiel 5 wird der Schätzwert Gh der ersten Transferfunktion G bei dem Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W verwendet. Im Gegensatz hierzu verwendet das System 400 des vorliegenden Beispiels den Schätzwert Gh der ersten Transferfunktion G in dem Ausdruck zum Aktualisieren des Adaptivfilterkoeffizienten W nicht.
Dies bedeutet, dass, wie in 9 gezeigt ist, das System 400 eine Frequenzberechnungseinheit 110, eine Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit 120, einen Generator 130, eine Restfehlersignalerfassungseinheit 140 und eine Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 460 aufweist. Dieselben konstituierenden Komponenten wie bei Beispiel 1 sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, wobei die Beschreibung hiervon unterbleibt. Dies bedeutet, dass das System 400 des vorliegenden Beispiels sich von dem System 300 von Beispiel 5 dahingehend unterscheidet, dass es keine Gh-Dateneinstelleinheit 150 gemäß Darstellung in 7 und eine Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 460 aufweist.
Bei der Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 460 im Wesentlichen genau wie bei der Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit 260 von Beispiel 2 wird der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) durch Gleichung (57) ausgedrückt, und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) wird durch Gleichung (58) ausgedrückt. Damit sind der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) Aktualisierungsterme, die von der ersten Schätztransferfunktion Gh unabhängig sind.
Sogar dann, wenn der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) aus dem Gesamtbereich von 360° ausgewählt ist, kann die Steuerung bzw. Regelung wie in Beispiel 5 konvergiert werden. Wenn daher die Phasenkomponente Φh_G der ersten Schätztransferfunktion Gh nicht in der Phasenkomponente der periodischen Funktionen (Sinusfunktion oder Kosinusfunktion) in Gleichungen (30), (31) verwendet wird, geschieht nicht, dass die Steuerung bzw. Regelung divergiert, und zwar in Abhängigkeit von dem Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n). Sogar dann, wenn die Aktualisierungsausdrücke die Phasenkomponente Φh_G wie in Gleichungen (57), (58) nicht verwenden, kann die Steuerung bzw. Regelung konvergiert werden.
Wenn darüber hinaus die Amplitudenkomponente Ah_G der ersten Schätztransferfunktion Gh nicht in Gleichungen (57), (58) verwendet wird, besteht ein Risiko dahingehend, dass das Leistungsvermögen beim Folgen der Amplitude schlechter im Vergleich zu demjenigen Fall werden kann, in dem die Aktualisierungsausdrücke die Amplitudenkomponente Ah_G verwenden. Daher kann die Zeit zum Erreichen der Konvergenz größer werden. Dies bewirkt jedoch keine Divergenz der Steuerung bzw. Regelung.
Sogar dann, wenn der Adaptivfilterkoeffizient W ohne Verwendung der ersten Schätztransferfunktion Gh wie beim vorliegenden Beispiel aktualisiert wird, kann die Steuerung bzw. Regelung zuverlässig wie bei Beispiel 5 konvergiert werden. Da darüber hinaus die erste Schätztransferfunktion Gh nicht verwendet wird, besteht keine Notwendigkeit, eine Verarbeitung zum Identifizieren der ersten Transferfunktion G durchzuführen, und es besteht keine Notwendigkeit, auf die Genauigkeit bei der Identifizierung zu achten. Daher kann die arithmetische Verarbeitung vereinfacht werden, und es kann die Last bzw. Beanspruchung der arithmetischen Verarbeitung verringert werden.
Beispiel 7
Es werden des Weiteren zu Beispiel 6 Bedingungen hinzugefügt, wonach der Amplitudenfilterkoeffizient a_(n) eine positive Zahl ist und der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten innerhalb eines Bereiches eingestellt wird, der Ungleichung (62) erfüllt. Beim Einstellen dieser Bedingungen kann unterdrückt werden, dass die Steuerung bzw. Regelung divergiert, und es kann schnell konvergiert werden. Der Grund, warum der vorbeschriebene vorteilhafte Effekt auftritt, wird nachstehend beschrieben.
Ein Mittelungs- bzw. Durchschnittsbildungsverfahren wird bei dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) angewendet. Dies bedeutet, dass der Amplitudenfilterkoeffizient a_(n) und der Phasenfilterkoeffizient Φ_(n) für einen Zyklus (0 bis T) einer Mittelungs- bzw. Durchschnittsbildungsverarbeitung unter Verwendung des Mittelungs- bzw. Durchschnittsbildungsverfahrens unterzogen werden. Beziehungsausdrücke der jeweiligen Filterkoeffizientenaktualisierungsterme Δa_(n+1) und ΔΦ_(n+1) werden unter Verwendung der jeweiligen gemittelten Filterkoeffizienten a_(n), Φ_(n) für einen Zyklus hergeleitet. Eine oder mehrere Lösungen (a, Φ) der jeweiligen Filterkoeffizienten a_(n), Φ_(n), wenn die hergeleiteten Beziehungsausdrücke der jeweiligen Filterkoeffizientenaktualisierungsterme Δa_(n+1), ΔΦ_(n+1) gleich 0 sind. Die eine oder die mehreren Lösungen (a, Φ) entsprechen einem oder mehreren Gleichgewichtspunkten der jeweiligen Filterkoeffizientenaktualisierungsterme Δa_(n+1), ΔΦ_(n+1). Im Allgemeinen erhält man eine Mehrzahl von Gleichgewichtspunkten (a, Φ). Beim vorliegenden Beispiel weisen einige der Gleichgewichtspunkte eine Mehrzahl von Φ, wenn a eine positive Zahl ist, und eine Mehrzahl von Φ, wenn a eine negative Zahl ist, auf.
Sodann wird eine Stabilitätsanalyse an der jeweiligen Mehrzahl von Gleichgewichtspunkten (a, Φ) durchgeführt. Der eine oder die mehreren Gleichgewichtspunkte (a, Φ), an denen die Steuerung bzw. Regelung stabil ist, werden ermittelt. Die Mehrzahl von Gleichgewichtspunkten (a, Φ) enthalten ein oder mehrere Gleichgewichtspunkte (a, Φ), an denen die Steuerung bzw. Regelung instabil ist. Ob die Steuerung bzw. Regelung stabil oder instabil ist, wird daraus bestimmt, ob die jeweiligen Koeffizienten der charakteristischen Gleichung dasselbe Vorzeichen aufweisen oder nicht. Dies bedeutet, dass dann, wenn die Koeffizienten der charakteristischen Gleichung dasselbe Vorzeichen aufweisen, bestimmt wird, dass die Steuerung bzw. Regelung stabil ist. Hierbei ist, wenn a eine positive Zahl ist, das Erfüllen von cos Φ < 0 eine notwendige Bedingung zum Erfüllen der Stabilitätsbedingung. Wenn demgegenüber a eine negative Zahl ist, ist kein Φ vorhanden, das die Stabilitätsbedingung erfüllt. Wenn zudem a eine positive Zahl ist, ist Φ, das cos Φ < 0 erfüllen kann, innerhalb eines Bereiches, der Ungleichung (62) erfüllt.
[Math. 62] $\frac{4 k + 1}{2} π < ϕ_{(0)} < \frac{4 k + 3}{2} π$
wobei:

k:: ganze Zahl

Es wird besonders bevorzugt, wenn der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Gleichung (63) eingestellt ist. Dies bedeutet, dass der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf eine Phase in der Mitte eines Steuer- bzw. Regelstabilitätsbereiches eingestellt wird, das heißt eine Phase, die am weitesten entfernt von den Stabilitätsgrenzen ist. Dies erleichtert eine Bewegung des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) innerhalb eines Stabilitätsbereiches bei der Aktualisierung. Dies bedeutet, dass beim Halten des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) im stabilen Bereich eine schnellere Konvergenz erreicht werden kann.
[Math. 63] $ϕ_{(0)} = (2 k + 1) π$
Weitere
Bei dem vorbeschriebenen Beispiel werden der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) durch Aktualisierungsausdrücke gemäß Darstellung in Gleichungen (32), (33) und Gleichungen (57), (58) ausgedrückt. Zusätzlich hierzu können der Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und der Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) Ausdrücke sein, die man durch Addieren oder Subtrahieren anderer Terme zu beziehungsweise von den Termen gemäß Darstellung in Gleichungen (32), (33) oder Gleichungen (57), (58) erhält, um die Konvergenzstabilität zu verbessern. Dies bedeutet, dass durch Ausdrücken des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) und des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) durch Aktualisierungsausdrücke, die wenigstens die Terme gemäß Darstellung in Gleichungen (32), (33) oder Gleichungen (57), (58) enthalten, die vorbeschriebenen vorteilhaften Effekte erreicht werden können.
Bezugszeichenliste

10:: Quelle einer Vibration oder eines Geräusches (Motor)
20:: Bewertungspunkt
100, 200, 300, 400:: Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem
110:: Frequenzberechnungseinheit
120:: Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit
130:: Generator
140:: Restfehlersignalerfassungseinheit
150:: erste Schätztransferfunktionseinstelleinheit
160, 260, 460:: Adaptivfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit
170, 270:: Parametereinstelleinheit
180:: Drehmomentschwankungsbetragsberechnungseinheit

Claims

Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) zum aktiven Unterdrücken einer Vibration oder eines Geräusches an einem Bewertungspunkt (20) durch Ausgeben einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls, wobei: das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) umfasst: eine Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit (120) zum Erzeugen eines Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) gebildet durch eine Frequenz einer Vibrations- oder Geräuschquelle (10) und einen Amplitudenfilterkoeffizienten und einen Phasenfilterkoeffizienten als einen Adaptivfilterkoeffizienten; einen Steuer- bzw. Regelvibrations- oder Steuer- bzw. Regelschallgenerator (30) zum Ausgeben der Steuer- bzw. Regelvibration oder des Steuer- bzw. Regelschalls entsprechend dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n); eine Restfehlersignalerfassungseinheit (140) zum an dem Bewertungspunkt (20) erfolgenden Erfassen eines Restfehlersignals e_(n) erzeugt durch eine Interferenz zwischen einer Vibration oder einem Geräusch mit verursacht durch die Vibrations- oder Geräuschquelle (10) und der Steuer- bzw. Regelvibration oder dem Steuer- bzw. Regelschall; eine Amplitudenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit (160, 260, 460) zum Berechnen eines Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern; und eine Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit (160, 260, 460) zum Berechnen eines Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern, das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch eine Sinuswelle mit einer Amplitudenkomponente und einer Phasenkomponente ausgedrückt wird, jeder von dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) einen Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm mit einer Amplitudenkomponente und einer Phasenkomponente enthält, und die Phasenkomponente des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) durch Multiplizieren eines Koeffizienten ungleich 1 mit dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ausgedrückt wird oder die Phasenkomponente des Sinuswellen- oder Kosinuswellenterms eines jeden von dem Amplitudenaktualisierungsterm Δa_(n+1) und dem Phasenaktualisierungsterm ΔΦ_(n+1) durch Multiplizieren eines Koeffizienten ungleich 1 mit dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ausgedrückt wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 1, wobei die Phasenkomponente des Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) durch Multiplizieren eines Wertes größer als 1 mit dem Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) ausgedrückt wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 2, wobei das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n) durch Gleichung (1) ausgedrückt wird. [Math. 1] $y_{(n)} = a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + q \cdot ϕ_{(n)})$
wobei: y_(n): Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal a_(n): Amplitudenfilterkoeffizient Φ_(n): Phasenfilterkoeffizient ω: Winkelfrequenz q: Phasenmultipliziererkoeffizient (q > 1) t_(n): Abtastzeit (n) Anzahl von Abtastungen (Zeitschritt)
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 2 oder 3, wobei: der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) ein Term in Ausdruck (2) ist; und der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) ein Term in Ausdruck (3) ist. [Math. 2] $Δ a_{(n + 1)} = a 1 \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ1)$
wobei: e_(n): Restfehlersignal a1: Amplitudenkoeffizient Φ1: Phasenkoeffizient m: Stabilitätskoeffizient (m ≥ 1) [Math. 3] $Δ ϕ_{(n + 1)} = a2 \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ2)$
wobei: a2: Amplitudenkoeffizient Φ2: Phasenkoeffizient
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 4, wobei der Amplitudenkoeffizient a1 und der Phasenkoeffizient Φ1 in Ausdruck (2) und der Amplitudenkoeffizient a2 und der Phasenkoeffizient Φ2 in Ausdruck (3) Koeffizienten sind, die unabhängig von einer Transferfunktion zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit (120) und dem Bewertungspunkt (20) sind.
Aktivgeräuschvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 5, wobei: Ausdruck (2) gleich Ausdruck (4) ist; und Ausdruck (3) gleich Ausdruck (5) ist. [Math. 4] $Δ a_{(n + 1)} = μ_{a 2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei: µ_a2: Schrittgrößenparameter [Math. 5] $Δ Φ_{(n + 1)} = μ_{ϕ2} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei: µ_Φ2: Schrittgrößenparameter
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 4, wobei: das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) des Weiteren eine Schätztransferfunktionsspeichereinheit (150) zum Vorabspeichern eines Schätzwertes einer Transferfunktion zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit (120) und dem Bewertungspunkt (20) umfasst; und wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a1 und dem Phasenkoeffizienten Φ1 in Ausdruck (2) und wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a2 und dem Phasenkoeffizienten Φ2 in Ausdruck (3) Koeffizienten aus der Ermittlung auf Grundlage des Schätzwertes der Transferfunktion sind.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 7, wobei: Ausdruck (2) gleich Ausdruck (6) ist; und Ausdruck (3) gleich Ausdruck (7) ist. [Math. 6] $Δ a_{(n + 1)} = \frac{μ_{a 2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})}{A}$
wobei: µ_a1: Schrittgrößenparameter Â: Amplitudenkomponente des Schätzwertes der Transferfunktion Φ̂ : Phasenkomponente des Schätzwertes der Transferfunktion p: Koeffizient [Math. 7] $Δ Φ_{(n + 1)} = μ_{ϕ1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})$
wobei: µ_ϕ1: Schrittgrößenparameter
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei: der Stabilitätskoeffizient m auf einen Wert größer 1 eingestellt ist bzw. wird; und der Phasenmultipliziererkoeffizient q auf einen Wert größer als der Stabilitätskoeffizient m eingestellt ist bzw. wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 1, wobei: dann, wenn das Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y(_n) durch Gleichung (8) ausgedrückt wird, der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) einen Sinuswellenterm in Ausdruck (9) enthält; und der Sinuswellen- oder Kosinuswellenterm des Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) einen Kosinuswellenterm in Ausdruck (10) enthält. [Math. 8] $y_{(n)} = a_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + ϕ_{(n)})$
wobei: y_(n): Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal a_(n): Amplitudenfilterkoeffizient Φ_(n): Phasenfilterkoeffizient ω: Winkelfrequenz t_(n): Abtastzeit (n): Anzahl von Abtastungen (Zeitschritt) [Math. 9] $Δ a_{(n + 1)} = a 1 \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ 1)$
wobei: e_(n): Restfehlersignal a1: Amplitudenkoeffizient Φ1: Phasenkoeffizient m: Stabilitätskoeffizient (m > 1) [Math. 10] $Δ Φ_{(n + 1)} = a2 \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + ϕ2)$
wobei: a2: Amplitudenkoeffizient Φ2: Phasenkoeffizient
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 10, wobei der Amplitudenkoeffizient a1 und der Phasenkoeffizient Φ1 in Ausdruck (9) und der Amplitudenkoeffizient a2 und der Phasenkoeffizient Φ2 in Ausdruck (10) Koeffizienten sind, die unabhängig von einer Transferfunktion zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit (120) und dem Bewertungspunkt (20) sind.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 11, wobei: Ausdruck (9) gleich Ausdruck (11) ist; und Ausdruck (10) gleich Ausdruck (12) ist. [Math. 11] $Δ a_{(n + 1)} = μ_{a 2} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei: µ_a2: Schrittgrößenparameter [Math. 12] $Δ Φ_{(n + 1)} = μ_{ϕ 2} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m})$
wobei: µ_φ2: Schrittgrößenparameter
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 10, wobei: das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) des Weiteren eine Schätztransferfunktionsspeichereinheit (150) zum Vorabspeichern eines Schätzwertes einer Transferfunktion zwischen der Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit (120) und dem Bewertungspunkt (20) umfasst, und wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a1 und dem Phasenkoeffizienten Φ1 in Ausdruck (9) und wenigstens einer von dem Amplitudenkoeffizienten a2 und dem Phasenkoeffizienten Φ2 in Ausdruck (10) Koeffizienten aus der Ermittlung auf Grundlage des Schätzwertes der Transferfunktion sind.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 13, wobei: Ausdruck (9) gleich Ausdruck (13) ist, und Ausdruck (10) gleich Ausdruck (14) ist. [Math. 13] $Δ a_{(n + 1)} = \frac{μ_{a1} \cdot e_{(n)} \cdot sin (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})}{A}$
wobei: µ_a1: Schrittgrößenparameter Â: Amplitudenkomponente des Schätzwertes der Transferfunktion Φ̂: Phasenkomponente des Schätzwertes der Transferfunktion p: Koeffizient [Math. 14] $Δ Φ_{(n + 1)} = μ_{ϕ1} \cdot e_{(n)} \cdot cos (ω \cdot t_{(n)} + \frac{ϕ_{(n)}}{m} + \frac{Φ}{p})$
wobei: µ_ϕΐ: Schrittgrößenparameter
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei ein Anfangswert ϕ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage eines Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt ist bzw. wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 15, wobei der Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten der Wert ϕ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz ist.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 15, wobei der Anfangswert ϕ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage des Wertes ϕ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz, einer Frequenz f zur Zeit der letzten Konvergenz und einer Frequenz f zu einer aktuellen Zeit eingestellt ist bzw. wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei ein Anfangswert a₍₀₎ des Amplitudenfilterkoeffizienten auf Grundlage einer Frequenz f zu einer aktuellen Zeit eingestellt ist bzw. wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach einem der Ansprüche 15 bis 18, wobei ein Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf Grundlage eines Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt ist bzw. wird.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach Anspruch 19, wobei: das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) bei einem Fahrzeug mit einem Motor zum Einsatz kommt; und der Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf einen Wert eingestellt ist bzw. wird, der proportional ist zu einem Wert aus der Ermittlung durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz durch einen Wert trq_(last) eines Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages des Motors zur Zeit der letzten Konvergenz.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten innerhalb eines Bereiches eingestellt ist bzw. wird, der Ungleichung (15) erfüllt. [Math. 15] $\frac{4 k + 1}{2} π < ϕ_{(0)} < \frac{4 k + 3}{2} π$
wobei: k: ganze Zahl
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) nach einem der Ansprüche 1 bis 21, wobei der Amplitudenfilterkoeffizient eine positive Zahl ist.
Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) zum aktiven Unterdrücken einer Vibration oder eines Geräusches an einem Bewertungspunkt (20) durch Ausgeben einer Steuer- bzw. Regelvibration oder eines Steuer- bzw. Regelschalls, wobei: das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) umfasst: eine Steuer- bzw. Regelsignalerzeugungseinheit (120) zum Erzeugen eines Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignals y_(n) gebildet durch eine Frequenz einer Vibrations- oder Geräuschquelle (10) und einen Amplitudenfilterkoeffizienten und einen Phasenfilterkoeffizienten als einen Adaptivfilterkoeffizienten; einen Steuer- bzw. Regelvibrations- oder Steuer- bzw. Regelschallgenerator (30) zum Ausgeben des Steuer- bzw. Regelsignals oder Steuer- bzw. Regelschalls entsprechend dem Sinuswellensteuer- bzw. Regelsignal y_(n); eine Restfehlersignalerfassungseinheit (140) zum Erfassen eines Restfehlersignals e_(n) erzeugt durch eine Interferenz zwischen einer Vibration oder einem Geräusch verursacht durch die Vibrations- oder Geräuschquelle (10) und der Steuer- bzw. Regelvibration oder dem Steuer- bzw. Regelschall an dem Bewertungspunkt (20); eine Amplitudenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit (160, 260, 460) zum Berechnen eines Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Amplitudenfilterkoeffizienten a_(n) zur Aktualisierung, um so das Restfehlersignal e_(n) zu verringern; und eine Phasenfilterkoeffizientenaktualisierungseinheit (160, 260, 460) zum Berechnen eines Phasenaktualisierungsterms ΔΦ_(n+1) zur Addition zu oder Subtraktion von einem letzten aktualisierten Wert des Phasenfilterkoeffizienten Φ_(n) zur Aktualisierung, um so das Restsignalfehlersignal e_(n) zu verringern; und ein Anfangswert Φ₍₀₎ des Phasenfilterkoeffizienten auf Grundlage eines Wertes Φ_(last) des Phasenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz eingestellt ist bzw. wird; und das Aktivvibrations- oder Geräuschunterdrückungssystem (100, 200, 300, 400) bei einem Fahrzeug mit einem Motor zum Einsatz kommt; und der Schrittgrößenparameter des Amplitudenaktualisierungsterms Δa_(n+1) auf einen Wert eingestellt ist bzw. wird, der proportional ist zu einem Wert aus der Ermittlung durch Dividieren des Wertes a_(last) des Amplitudenfilterkoeffizienten zur Zeit der letzten Konvergenz durch einen Wert trq_(last) eines Antriebsdrehmomentschwankungsbetrages des Motors zur Zeit der letzten Konvergenz.