DE69233400T2

DE69233400T2 - Akustisches Oberflächenwellenfilter

Info

Publication number: DE69233400T2
Application number: DE69233400T
Authority: DE
Inventors: Yoshio Kawasaki-shi Satoh; Osamu Kawasaki-shi Ikata; Tsutomu Kawasaki-shi Miyashita; Takashi Kawasaki-shi Matsuda; Mitsuo Kawasaki-shi Takamatsu
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 1991-10-28
Filing date: 1992-10-27
Publication date: 2004-12-23
Anticipated expiration: 2012-10-28
Also published as: DE69230114T3; DE69230114T2; DE69216769T3; JPH05183380A; USRE37790E1; EP0541284B2; EP0541284A1; EP0732806A3; USRE37375E1; EP1193870A2; KR970000559B1; DE69233732T2; EP1193869A3; DE69216769T2; DE69232646T2; KR930009239A; EP1193870A3; DE69232646D1; EP1193869B1; DE69230114D1

Description

1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Oberflächenakustikwellen-[surface acoustic wave (SAW)]-Filter und, im besonderen, ein SAW-Filter des Abzweigtyps, das für ein RF-(Radiofrequenz)-Filter geeignet ist, das in Taschen- und Mobiltelefonen wie etwa Autotelefonsets und tragbaren Telefonen vorgesehen ist.
In Japan gilt für ein Autotelefon- oder tragbares Telefonsystem eine Spezifikation, bei der ein Sendefrequenzband in einem Bereich von ±8,5 MHz an einer Mittenfrequenz von 933,5 MHz angeordnet ist. Das Verhältnis des obigen Sendebandes zu der Mittenfrequenz beträgt etwa 2%.
In letzter Zeit sind SAW-Filter in Autotelefon- oder tragbaren Telefonsystemen eingesetzt worden. Die SAW-Filter müssen Charakteristiken haben, die die obige Spezifikation erfüllen. Genauer gesagt, es ist erforderlich, daß die Durchlaßbandbreite so breit ist, daß 1) das Verhältnis des Durchlaßbandes zu der Mittenfrequenz gleich oder größer als 2% ist, 2) der Einfügungsverlust klein ist und 5 dB–2 dB beträgt und 3) der Unterdrückungsfaktor hoch ist und 20 dB–30 dB beträgt.
Um die obigen Anforderungen zu erfüllen, werden SAW-Filter für herkömmliche Transversalfilter eingesetzt. Im allgemeinen sind SAW-Elemente so verbunden, daß ein Filter des Abzweigtyps gebildet wird, das als Resonator dient.
FR 2 283 587 offenbart ein frühes Beispiel für eine Dünnschichtschaltung, die SAW-Filter hat. Die Filter umfassen ein Paar von parallelen Leitern mit orthogonalen Elektroden, die in gleichen Abständen in dem Substrat angeordnet sind.
EP 401737 offenbart eine Vielzahl von IDTs, die angeordnet sind, um zwei Zweige eines SAW-Filters zu bilden.
1 ist eine Ersatzschaltung eines SAW-Filters, das in der japanischen offengelegten Patentveröffentlichung Nr. 52-19044 offenbart ist. Ein SAW-Filter 1, das in 1 gezeigt ist, umfaßt einen SAW-Resonator 3 in einem seriellen Arm 2 und einen SAW-Resonator 5 in einem parallelen Arm 4. Die Parallelersatzkapazität C_OB des Resonators 5 in dem parallelen Arm 4 ist größer als die Parallelersatzkapazität C_OA des Resonators 3 in dem seriellen Arm 2.
Das in 1 gezeigte SAW-Filter 1 hat eine Charakteristik, die in 2 gezeigt ist. Eine Kurve 6 zeigt die Abschwächungsbetrag-Frequenz-Charakteristik des SAW-Filters 1. Wie es durch Pfeile 7 in 2 gezeigt ist, nimmt der Unterdrückungsfaktor zu, wenn die Parallelersatzkapazität C_OB zunimmt. Wenn die Parallelersatzkapazität C_OB zunimmt, nimmt die Bandbreite jedoch ab, wie es durch Pfeile 8 gezeigt ist, und der Einfügungsverlust nimmt zu, wie es durch einen Pfeil 9 gezeigt ist. Daher verschlechtert sich die Charakteristik, wie es durch die gestrichelte Linie 10 gekennzeichnet ist. Wenn versucht wird, einen Unterdrückungsfaktor zu erhalten, der gleich oder größer als 20 dB ist, wird die Bandbreite verringert, so daß das Verhältnis des Durchlaßbandes zu der Mittenfrequenz gleich oder kleiner als 1% ist und nicht die obenerwähnte Spezifikation des 800-MHz-Band-Funksystems erfüllt.
Die vorliegende Erfindung betrifft das Vorsehen eines SAW-Filters, bei dem die obigen Nachteile eliminiert sind. Das SAW-Filter sollte eine große Bandbreite, einen hohen Unterdrückungsfaktor und einen kleinen Einfügungsverlust haben.
Gemäß der Erfindung ist ein SAW-Bandpaßfilter nach den Ansprüchen 1 und 5 vorgesehen.
Die Aperturlänge des ersten SAW-Resonators ist in einigen Ausführungsformen größer als die Aperturlänge des zwei ten SAW-Resonators, und die Anzahl von Elektrodenfingerpaaren des ersten SAW-Resonators ist größer als die Anzahl von Elektrodenfingerpaaren des zweiten SAW-Resonators.
Der erste SAW-Resonator kann eine Erregerinterdigitalelektrode umfassen, wobei erste und zweite Reflektoren jeweilig auf gegenüberliegenden Seiten von dieser Elektrode auf solch eine Weise angeordnet sind, daß β gleich 0,4 ist, wobei β in der Gleichung d = (n + β)·λ definiert ist, in der d den Abstand zwischen der Erregerelektrode und jedem Reflektor bezeichnet, n eine ganze Zahl ist, β eine reelle Zahl gleich oder kleiner als 1 ist und λ die Periode der Erregerinterdigitalelektrode bezeichnet, die der Resonanzfrequenz entspricht. Die Erregerinterdigitalelektrode und die ersten und zweiten Reflektoren sind entweder aus Aluminium oder aus einer Aluminiumlegierung, die einen kleinen Gewichtsanteil an einem Metall enthält, das kein Aluminium ist, und die Filmdicke der Elektrode und der ersten und zweiten Reflektoren liegt zwischen dem 0,06fachen und 0,09fachen der Periode der Erregerinterdigitalelektrode. Alternativ kann das Material der Elektrode und der ersten und zweiten Reflektoren Gold sein, oder eine Goldlegierung, die einen kleinen Gewichtsanteil an einem Metall enthält, das kein Gold ist, wobei die Filmdicken der Erregerinterdigitalelektrode und der ersten und zweiten Reflektoren zwischen dem 0,0086fachen und 0,013fachen der Periode der Erregerinterdigitalelektrode liegen.
Das Induktivitätselement kann ein Bondingdraht sein, oder alternativ eine Keramikpackung, die einen Filterchip enthält, auf dem die ersten und zweiten SAW-Resonatoren gebildet sind, und eine Mikrostreifenleitung auf der Keramikpackung, die sich von dem ersten SAW-Resonator erstreckt und ihn mit einem Anschluß verbindet. Als weitere Alterna tive umfaßt das Induktivitätselement einen Filterchip, auf dem die ersten und zweiten SAW-Resonatoren gebildet sind, und eine Mikrostreifenleitung, die auf dem Keramikchip gebildet ist und sich von dem ersten SAW-Resonator erstreckt. Durch das Induktivitätselement wird die Admittanz des parallelen Arms erhöht und die Resonanzfrequenz verringert.
Zum besseren Verstehen der Erfindung und um zu zeigen, wie die Erfindung verwirklicht werden kann, wird nun, lediglich als Beispiel, Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen, in denen: –
1 ein Ersatzschaltungsdiagramm eines herkömmlichen SAW-Filters ist;
2 ein Graph einer Charakteristik des herkömmlichen SAW-Filters ist, das in 1 gezeigt ist;
3 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters bezüglich der vorliegenden Erfindung ist;
4 ein Blockdiagramm der Basisstruktur einer Filterschaltung unter Verwendung eines Resonators ist;
5A, 5B und 5C Diagramme sind, die einen SAW-Resonator mit einem Anschlußpaar zeigen;
6 ein Diagramm ist, das Frequenzcharakteristiken der Impedanz und Admittanz des SAW-Resonators mit einem Anschlußpaar zeigt;
7 ein Diagramm ist, das eine Immittanzcharakteristik eines SAW-Resonators und eine Filtercharakteristik des Filters von 3 zeigt, bei dem jener SAW-Resonator verwendet wird;
8A und 8B Diagramme sind, die die Charakteristiken des herkömmlichen SAW-Filters von 1 zeigen;
9A und 9B Diagramme sind, die Effekte zeigen, die erhalten werden, wenn eine Induktivität mit einem Resonator seriell verbunden ist;
10 ein Diagramm ist, das Effekte zeigt, die erhalten werden, wenn n Resonatoren mit einem Anschlußpaar seriell verbunden sind;
11A und 11B Diagramme sind, die eine Aperturlängenabhängigkeit bei einem Resonator eines parallelen Arms zeigen;
12A und 12B Diagramme sind, die eine Aperturlängenabhängigkeit bei einem Resonators eines seriellen Arms zeigen;
13 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß der Technik bezüglich der vorliegenden Erfindung ist;
14 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des Filters von 13 zeigt;
15A und 15B Diagramme sind, die Effekte zeigen, die erhalten werden, wenn eine Induktivität zu einem Resonator eines parallelen Arms hinzugefügt wird;
16 eine Draufsicht auf die Struktur des SAW-Filters von 13 ist, von der ein Deckel entfernt ist;
17 eine Querschnittsansicht längs einer Linie XVII-XVII von 16 ist;
18 ein Diagramm einer SAW gemäß einer zweiten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
19 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des Filters von 18 zeigt;
20A und 20B Diagramme sind, die Effekte zeigen, die auf dem Verhältnis der Aperturlänge des Resonators des parallelen Arms zu der Aperturlänge des Resonators des seriellen Arms beruhen;
21 ein Diagramm eines SAW-Filters gemäß einer dritten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
22 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des Filters von 21 zeigt;
23 ein Diagramm eines SAW-Filters gemäß einer vierten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
24 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des Filters von 23 zeigt;
25 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer fünften Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
26 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des Filters von 25 zeigt;
27 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer sechsten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
28 ein Diagramm ist, das einen ersten SAW-Resonator mit einem Anschlußpaar von 27 zeigt;
29 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des Filters von 27 zeigt;
30 ein Diagramm ist, das den Einfluß der Reflektoranordnungsposition auf die Breite einer Welligkeit zeigt;
31 eine Draufsicht auf die Struktur des SAW-Filters von 27 ist, von der ein Deckel entfernt ist;
32 ein Diagramm ist, das eine Variante des ersten SAW-Resonators mit einem Anschlußpaar von 27 zeigt;
33 ein Diagramm ist, das eine andere Variante des ersten SAW-Resonators mit einem Anschlußpaar von 27 zeigt;
34 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer siebten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
35 ein Diagramm ist, das die Beziehung zwischen der Filmdicke der Elektrode und der Position des Auftretens der Welligkeit zeigt;
36 ein Diagramm ist, das einen Zustand zeigt, bei dem eine Welligkeit, die sich durch Reflektoren eines Resonators eines parallelen Arms ergibt, in einen Abschwächungspol der hohen Frequenz gefallen ist;
37A, 37B und 37C Diagramme sind, die eine Abhängigkeit der Durchlaßbandcharakteristik eines Filters des Resonatortyps von der Filmdicke zeigen;
38 ein Diagramm ist, das die Resultate eines Experimentes bezüglich der Abhängigkeit des Einfügungsverlustes und der Position des Auftretens der Welligkeit von der Filmdicke zeigt;
39 ein Diagramm eines ersten SAW-Resonators mit einem Anschlußpaar bezüglich einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
40 ein Diagramm ist, das eine Bandcharakteristik des SAW-Filters von 39 zeigt;
41 ein Diagramm ist, das eine Variante des ersten SAW-Resonators mit einem Anschlußpaar von 39 zeigt;
42 eine Draufsicht auf eine Struktur ist, die Induktoren realisiert, die in dem Filter von 13 verwendet werden;
43 ein Diagramm von einer anderen Struktur ist, die Induktoren realisiert, die in dem Filter von 13 verwendet werden;
44 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer elften Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
45 eine perspektivische Ansicht des SAW-Filters von 44 ist;
46 ein Diagramm ist, das eine Immittanzcharakteristik eines SAW-Resonators zeigt, bei dem die Resonanzfrequenz höher als die Antiresonanzfrequenz ist;
47A, 47B und 47C Diagramme sind, die Veränderungen der Bandcharakteristik des Filters des Abzweigtyps zeigen, die beobachtet werden, wenn die Differenz zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz von null an zunimmt;
48A und 48B Diagramme sind, die zeigen, wie die Charakteristiken des SAW-Resonators gemessen werden;
49 ein Graph ist, der Admittanz- und Immittanzcharakteristiken von SAW-Resonatoren in dem seriellen Arm und dem parallelen Arm zeigt;
50 ein Diagramm ist, das die Frequenzabhängigkeit des Produktes bx zeigt;
51 ein Diagramm ist, das eine Ersatzschaltung zeigt, in der ein Teil der Schaltung von 44 durch L und C ausgedrückt wird;
52 ein Diagramm ist, das die Beziehung zwischen |bx_max| und Δf/f_rs zeigt;
53 ein Diagramm ist, das die Beziehung zwischen k² und τ zeigt;
54 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer zwölften Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
55 eine perspektivische Ansicht des SAW-Filters von 54 zeigt;
56 ein Diagramm ist, das eine Filtercharakteristik des SAW-Resonators von 53 zeigt;
57 ein Diagramm ist, das eine Charakteristik zeigt, die erhalten wird, wenn eine Admittanz der Ausgangsseite des in 64 gezeigten Filters reduziert wird;
58A und 58B Schaltungsdiagramme von Einheitssektionen sind;
59A, 59B und 59C Schaltungsdiagramme sind, die Mehrfachverbindungen von Einheitssektionen zeigen;
60 ein Diagramm ist, das eine Verbindung von zwei Vier-Anschluß-Schaltungen und einer Schnittstelle zwischen ihnen zeigt;
61A, 61B und 61C Schaltungsdiagramme sind, die Verbindungsmöglichkeiten für Einheitssektionen zeigen;
62 ein Diagramm ist, das zeigt, wie n Einheitssektionen kaskadiert sind;
63A, 63B und 63C Schaltungsdiagramme sind, die zeigen, wie Schaltungen des Abzweigtyps unter Verwendung der Einheitssektionen konfiguriert sind;
64 ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen SAW-Filters ist;
65 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer dreizehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
66 ein Schaltungsdiagramm eines SAW-Filters gemäß einer vierzehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
67 ein Diagramm ist, das ein SAW-Filter gemäß einer fünfzehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung zeigt;
68 eine perspektivische Ansicht des SAW-Filters von 67 ist;
69 ein Diagramm ist, das eine Filtercharakteristik des Filters von 68 zeigt;
70 ein Schaltungsdiagramm eines Filters des Abzweigtyps ist, in dem SAW-Resonatoren mit verschiedenen Resonanzfrequenzen jeweilig in den parallelen und seriellen Armen vorgesehen sind;
71 ein Diagramm ist, das eine Frequenzcharakteristik der Admittanz des Resonators des parallelen Arms und eine Frequenzcharakteristik der Impedanz des Resonators des seriellen Arms zeigt;
72 ein Schaltungsdiagramm eines Wellenfilters gemäß einer sechzehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung ist;
73 ein Smith-Diagramm des Wellenfilters von 72 ist;
74 ein Schaltungsdiagramm eines Wellenfilters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
75 ein Smith-Diagramm des Wellenfilters von 74 ist;
76 ein Schaltungsdiagramm eines Wellenfilters gemäß einer Ausführungsform bezüglich der Erfindung ist;
77 ein Smith-Diagramm des Wellenfilters von 76 ist;
78 ein Schaltungsdiagramm eines Wellenfilters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist; und
79 ein Smith-Diagramm des Wellenfilters von 78 ist.
Die Erfindung ist in den unabhängigen Ansprüchen definiert.
3 gibt einen Überblick über ein SAW-Filter 20 gemäß der Stammerfindung. Das SAW-Filter 20 umfaßt einen ersten SAW-Resonator 21, der ein Paar von Anschlüssen hat, einen parallelen Arm 22, einen zweiten SAW-Resonator 23, der ein Paar von Anschlüssen hat, einen seriellen Arm 24 und einen Induktor 25. Der erste Resonator 21, der mit dem parallelen Arm 22 verbunden ist, hat eine vorbestimmte Resonanzfrequenz f_rp. Der zweite Resonator 21, der mit dem seriellen Arm 24 verbunden ist, hat eine vorbestimmte Resonanzfrequenz f_rs, die einer Antiresonanzfrequenz f_ap des ersten Resonators 21 etwa gleich ist. Der Induktor 25 ist mit dem ersten Resonator 21 seriell verbunden und in dem parallelen Arm 22 vorgesehen.
Nun wird das Prinzip des SAW-Filters 20 beschrieben. Die Verwendung von Wellenparametern ist zum Verifizieren dessen zweckmäßig, ob eine Resonanzschaltung eine Filtercharakteristik hat oder nicht. Die Einzelheiten der Wellenparameter sind in dem folgenden Dokument beschrieben: Yanagisawa et al., "Theory and Design of Filters", Sanpo Shuppan, Electronics Sensho, S. 192–S. 203, 1974.
Zuerst wird unter Bezugnahme auf 4 eine Basisschaltung des Abzweigtyps beschrieben, die eine Filtercharakteristik hat. Zwei in 4 gezeigte schwarze Kästen 30 und 31 sind jeweilig SAW-Resonatoren. Der Einfachheit halber wird nun angenommen, daß die SAW-Resonatoren 30 und 31 jeweilig Reaktanzschaltungen sind, die keinen Widerstand haben, und daß die Impedanz Z des Resonators 30, der in dem seriellen Arm vorgesehen ist, jx beträgt und die Admittanz Y des Resonators 31, der in dem parallelen Arm vorgesehen ist, jb beträgt.
Gemäß dem Wellenparameterverfahren hat ein Wellenübertragungsbetrag γ (eine komplexe Zahl), der in der folgenden Gleichung definiert ist, die wichtige Bedeutung:
wobei V₁ und I₁ eine Eingangsspannung bzw. einen Eingangsstrom bezeichnen und V₂ und I₂ eine Ausgangsspannung bzw. einen Ausgangsstrom bezeichnen. Die Gleichung (1) kann wie folgt umgeschrieben werden: tanh(γ) = tanh(α + jβ) = √(B·C)/(A·D) (2)wobei A, B, C und D Parameter einer F-Matrix bezeichnen und die gesamte Schaltung in 4 gezeigt ist. Wenn der Wert, der durch die Gleichung (2) ausgedrückt wird, eine imaginäre Zahl ist, hat die in 4 gezeigte Schaltung mit zwei Anschlußpaaren eine Durchlaßbandcharakteristik. Wenn der obige Wert eine reelle Zahl ist, hat die in 4 gezeigte Schaltung eine Abschwächungscharakteristik. Die Parameter ABCD können unter Verwendung des obigen x und b wie folgt umgeschrieben werden: A = 1 B = jx C = jb D = 1 – bx (3)
Daher kann die folgende Gleichung (4) aus der Gleichung (2) erhalten werden, wenn die obigen Parameter ABCD verwendet werden: tanh(γ) = √bx/(bx – 1) (4)
Wenn 0 < bx < 1 ist, das heißt, wenn b und x dasselbe Vorzeichen haben und kleine Werte sind, hat die gesamte Schaltung, die in 4 gezeigt ist, eine Durchlaßbandcharakteristik. Wenn bx < 0 oder bx > 1 ist, das heißt, wenn b und x verschiedene Vorzeichen haben oder das Produkt bx ein großer Wert ist, hat die in 4 gezeigte Schaltung eine Abschwächungscharakteristik.
Um die Frequenzcharakteristiken von b und x qualitativ verstehen zu können, wird nun die Impedanz und Admittanz der SAW-Resonatoren betrachtet.
Ein SAW-Resonator, der ein Paar von Anschlüssen hat, wie in 5A gezeigt, umfaßt eine Interdigitalelektrode 40 (siehe "Nikkei Electronics", 29. November 1976, S. 76–S. 98). Bezugszeichen 41 bezeichnet ein Paar von Elektroden, 42 eine Aperturlänge (Überkreuzungsbreite) und 43 eine Interdigitalelektrodenperiode. Wenn der Widerstand der Interdigitalelektrode 40 ignoriert wird, hat der in 5A gezeigte SAW-Resonator eine Ersatzschaltung 45, die in 5B gezeigt ist, in der C₀ die elektrostatische Kapazität der Interdigitalelektrode 40 bezeichnet und C₁ und L₁ Ersatzkonstanten bezeichnen. Im folgenden wird die Ersatzschaltung 45 durch das in 5C gezeigte Symbol 46 dargestellt.
6 zeigt qualitativ eine Impedanz-Frequenz-Charakteristik (A) der in 5B gezeigten Ersatzschaltung und ihre Admittanz-Frequenz-Charakteristik (B). Die in (A) und (B) von 6 gezeigten Charakteristiken sind doppelte Resonanzcharakteristiken, in denen zwei Resonanzfrequenzen f_r und f_a vorhanden sind. Es sei erwähnt, daß ein Resonator, der einen Kristall hat, eine doppelte Resonanzcharakteristik besitzt. Wenn die Resonatoren, die jeweilig eine doppelte Resonanzcharakteristik haben, in den seriellen bzw. parallelen Armen angeordnet sind und eine Antiresonanzfrequenz f_ap des parallelen Arms an eine Resonanzfrequenz f_rs des seriellen Arms nahezu angeglichen ist, kann eine Schaltung konfiguriert werden, die eine Filtercharakteristik des Bandpaßtyps mit den Mittenfrequenzen f_ap und f_rs hat. Denn die Beziehung 0 < bx < 1 wird, wie in einer Immittanz-Frequenz-Charakteristik in (A) von 7 gezeigt, in einem Frequenzbereich an der Mittenfrequenz f_ap ≈ f_rs erfüllt, und jener Frequenzbereich ist ein Durchlaßband, während die Beziehung bx > 1 in einem Frequenzbereich erfüllt wird, der von der Mittenfrequenz etwas entfernt ist, und die Beziehung bx < 0 in einem Frequenzbereich erfüllt wird, der von der Mittenfrequenz weit entfernt ist, wobei die zwei letzteren Frequenzbereiche als Abschwächungsbänder dienen. Daher hat das in 4 gezeigte SAW-Filter eine qualitative Filtercharakteristik 47, die in (B) von 7 gezeigt ist.
Nun folgt eine Beschreibung der Faktoren, die die Bandbreite in den SAW-Filtern des Resonatortyps bestimmen. Aus 7 ist ersichtlich, daß die Bandbreite hauptsächlich von der Differenz zwischen der Resonanzfrequenz f_r und der Antiresonanzfrequenz f_a von jedem der zwei Resonatoren abhängt. Die Bandbreite nimmt zu, wenn die obige Differenz zunimmt, während die Bandbreite abnimmt, wenn die Differenz abnimmt. Die Resonanzfrequenz f_r und die Antiresonanzfrequenz f_a können unter Einsatz der folgenden Gleichungen bestimmt werden, wobei die Ersatzschaltungskonstanten verwendet werden, die in 5B gezeigt sind: fr = 1/[2·π√(C1 × L1)] (5) fa = fr·√(1 + 1/τ) (6) τ = C0/C1 (7)wobei τ das Kapazitätsverhältnis bezeichnet. Das Verhältnis des Durchlaßbandes zu der Mittenfrequenz (Δf/f_c) hängt hauptsächlich von der Differenz zwischen f_r und f_a ab und wird deshalb durch den folgenden Ausdruck unter Verwendung der Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt: Δf/f0 = 2(fa – fr)/(fa + fr) = 2/(4τ + 1) (8)
Aus der Gleichung (8) geht hervor, daß das Kapazitätsverhältnis τ der Hauptfaktor ist, der das Verhältnis des Durchlaßbandes zu der Mittenfrequenz bestimmt. Das Kapazitätsverhältnis hängt jedoch sehr von dem Typ des Substratmaterials ab, das für die Interdigitalelektrode verwendet wird, wie es in der japanischen offengelegten Patentveröffentlichung Nr. 52-19044 beschrieben ist. Zum Beispiel hat ein ST-Schnitt-Kristall mit einem kleinen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten ein Kapazitätsverhältnis τ, das gleich oder größer als 1300 ist, während ein 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃-Substrat mit einem großen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten ein Kapazitätsverhältnis τ von etwa 15 hat. Das Verhältnis des Durchlaßbandes zu der Mittenfrequenz beträgt bei dem ST-Schnitt-Kristall 0,04% und bei dem 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃-Substrat 3,3%. Daher hängt die Bandbreite sehr von dem Substratmaterial ab.
Gemäß der japanischen offengelegten Patentveröffentlichung Nr. 52-19044 nimmt die Bandbreite ab, wenn die Parallelersatzkapazität C_OB zunimmt, um den Seitenkeulenunterdrückungsfaktor zu verbessern.
Die obige Erscheinung wird nun unter Bezugnahme auf 8A und 8B beschrieben. Aus der vorhergehenden Beschrei bung des Prinzips der vorliegenden Erfindung ist ersichtlich, daß dann, wenn der Admittanzwert zunimmt, während f_r und f_a des parallelen Resonators konstant gehalten werden, das Produkt bx ein negatives Vorzeichen hat und zunimmt, wie in 8A gezeigt. Das Produkt bx nimmt jedoch im Bereich der Mittenfrequenz zu, und daher vergrößert sich der Bereich von bx > 1. Somit wird das Durchlaßband, in dem die Beziehung 0 < bx < 1 gilt, eingeengt, und es kann kein ausreichendes Durchlaßband erreicht werden. Diese Erscheinung ist durch Pfeile in 8B gekennzeichnet.
Die folgenden zwei Bedingungen müssen erfüllt werden, um die obigen Nachteile zu eliminieren. Die erste Bedingung ist das Vergrößern der Differenz zwischen der Resonanzfrequenz f_r und der Antiresonanzfrequenz f_a in wenigstens einem der Resonatoren, die in den seriellen und parallelen Armen vorgesehen sind. Die zweite Bedingung ist das Vergrößern entweder der Impedanz oder der Admittanz von dem obengenannten der Resonatoren. Wenn die Impedanz oder Admittanz zunimmt, nimmt der Seitenkeulenabschwächungsbetrag zu. Wenn die obigen zwei Bedingungen erfüllt werden, kann der Seitenkeulenabschwächungsbetrag verbessert werden, während das Durchlaßband verbessert oder dessen Einengung verhindert wird.
Angesichts der ersten Bedingung ist es effektiv, einen Induktor L vorzusehen, der mit einem SAW-Resonator, der ein Paar von Anschlüssen hat, seriell verbunden ist, um die Differenz zwischen f_r und f_a zu vergrößern. 9A und 9B zeigen jeweilig eine Impedanz-Frequenz-Charakteristik eines SAW-Filters, in dem ein Induktor, der eine Induktivität von 8 nH hat, mit einem Resonator verbunden ist, und dessen Admittanz-Frequenz-Charakteristik. Die Parameter der Ersatzschaltungen der SAW-Resonatoren, die zum Erhalten der Cha rakteristiken verwendet werden, sind in 9A und 9B gezeigt.
9A zeigt eine Impedanzcharakteristikkurve 50, die erhalten wurde, bevor der Induktor L mit dem Resonator verbunden wurde, und eine Impedanzcharakteristikkurve 51, die erhalten wurde, nachdem der Induktor mit ihm verbunden wurde. 9B zeigt eine Admittanzcharakteristikkurve 52, die erhalten wurde, bevor der Induktor L mit dem Resonator verbunden wurde, und eine Admittanzcharakteristikkurve 53, die erhalten wurde, nachdem der Induktor L mit ihm verbunden wurde.
Aus 9A ist ersichtlich, daß die Induktivität L den Abstand zwischen der Resonanzfrequenz f_r und der Antiresonanzfrequenz f_a vergrößert. In dem Graph von 9A nimmt der Abstand um etwa 30 MHz zu. Denn die Induktivität L dient dazu, wie in 9A gezeigt, die Impedanzcharakteristikkurve des ursprünglichen Resonators um ωL nach oben zu der Plus-Seite zu verschieben, und daher verändert sich die Resonanzfrequenz f_r auf f_r'. In diesem Fall ist bei der Antiresonanzfrequenz f_a eine kleine Veränderung zu verzeichnen. Die Admittanz, die der Reziprokwert der Impedanz ist, verändert sich, wie in 9B gezeigt. In diesem Fall verändert sich die Resonanzfrequenz f_r auf f_r'.
Hinsichtlich der obenerwähnten zweiten Bedingung nimmt der Admittanzwert auf Grund der Induktivität L zu, wie in 9B gezeigt. Der Impedanzwert nimmt jedoch bei Frequenzen außerhalb des Durchlaßbandes ab, wie in 9A gezeigt. Falls die Induktivität L zu dem Resonator hinzugefügt wird, der in dem seriellen Arm vorgesehen ist, ist es daher erforderlich, ein zusätzliches Mittel zum Erhöhen des Impedanzwertes vorzusehen. Das obige zusätzliche Mittel ist zum Beispiel eine Anordnung, bei der eine Vielzahl von identi schen SAW-Resonatoren seriell miteinander verbunden (kaskadiert) ist.
10 zeigt eine Impedanzcharakteristikkurve 56 einer Resonanzanordnung, bei der n identische SAW-Resonatoren, die jeweils ein Paar von Anschlüssen haben, kaskadiert sind. Der Impedanzwert der Resonanzanordnung mit den n kaskadierten Resonatoren beträgt das n-fache dessen des einzelnen Resonators, wie in 10 gezeigt. Die Resonanzfrequenz des Resonators, mit dem der Induktor L verbunden ist, ist f_r''. Das heißt, die Differenz zwischen f_r'' und f_a der Resonanzanordnung, mit der der Induktor L verbunden ist, ist etwas kleiner als die Differenz zwischen f_r' und f_a eines einzelnen Resonators, mit dem der Induktor L verbunden ist. Die Differenz zwischen f_r'' und f_a der Resonanzanordnung, mit der der Induktor L verbunden ist, ist jedoch größer als jene ohne den Induktor L. Es ist möglich, die Differenz zwischen der Resonanzfrequenz und der Antiresonanzfrequenz weiter zu vergrößern, indem eine größere Induktivität L verwendet wird.
Um die Bandbreite zu vergrößern, ist es auch möglich, die Antiresonanzfrequenz f_ap des Resonators des parallelen Arms und die Resonanzfrequenz f_rs des Resonators des seriellen Arms so zu selektieren, daß f_rs > f_ap ist. In diesem Fall tritt die Bedingung bx < 0 im Bereich der Mittenfrequenz auf, und daher wird die zuvor erwähnte Durchlaßbandbedingung nicht erfüllt. Somit besteht die Möglichkeit, daß ein Einfügungsverlust und eine Welligkeit zunehmen können. Durch Steuern von Δf = f_rs – f_ap ist es jedoch möglich, die Zunahme des Einfügungsverlustes und der Welligkeit im wesentlichen zu unterdrücken und das Durchlaßband weiter zu vergrößern.
Nun folgt eine Beschreibung von Vorrichtungen bezüglich der vorliegenden Erfindung. Die Ausführungsformen, die beschrieben werden, basieren auf einer Simulation. Daher werden zuerst diese Simulation sowie die Resultate von Vergleichen zwischen den Versuchsresultaten und der Simulation beschrieben, um die Gültigkeit der Simulation zu demonstrieren.
Die in 5B gezeigte Ersatzschaltung simuliert ohne weiteres die Charakteristik des SAW-Resonators, der ein Paar von Anschlüssen hat, während jene Ersatzschaltung nicht zum hochgenauen Simulieren von Veränderungen der Anzahl von Fingerpaaren, der Aperturlänge und der Elektrodendicke und der Effekte eines Reflektors geeignet ist. Angesichts dessen haben die Erfinder eine verbesserte Simulation vorgeschlagen, bei der ein Smithsches Ersatzschaltungsmodell verwendet wird und eine Übertragungsmatrix expandiert wird, um die SAW-Resonatoren zu analysieren (siehe 0. Ikata et al., "1990 ULTRASONIC SYMPOSIUM Proceedings", Bd. 1, S. 83–S. 86, 1990; deren Offenbarung hierin durch Bezugnahme inkorporiert ist).
11A ist ein Graph, der die Resultate der Simulation (Berechnung) für eine Anordnung zeigt, bei der ein SAW-Resonator mit einem Paar von Anschlüssen in dem parallelen Arm angeordnet ist. 11B ist ein Graph, der die Resultate des Versuchs für eine Anordnung zeigt, bei der ein SAW-Resonator mit einem Anschlußpaar, der eine Interdigitalelektrode enthält, die aus Al-2%Cu ist und eine Filmdicke von 1600 Å. hat, in einem parallelen Arm angeordnet ist und Bondingdrähte (L = 1,5 nH) mit einer Länge von 3 mm mit der Interdigitalelektrode verbunden sind. Aus 11A und 11B ist ersichtlich, daß die Berechnungswerte mit den Versuchswerten in bezug auf Veränderungen der Resonanzpunkte (f_r1, f_r2, f_r3) sowie die Abschwächungsbeträge, die in den Bereichen der Resonanzpunkte beobachtet werden, bei verschiedenen Aperturlängen (a = 60, 150, 300 μm) übereinstimmen.
12A ist ein Graph, der die Resultate der Simulation für eine Anordnung zeigt, bei der ein SAW-Resonator mit einem Paar von Anschlüssen in dem seriellen Arm angeordnet ist. Die bei dem Experiment verwendeten Bondinseln, die später beschrieben sind, waren etwas groß, und die Simulation wurde unter Berücksichtigung einer Streukapazität von 0,5 pF der Bondinseln ausgeführt. 12B ist ein Graph, der die Resultate des Versuchs mit einer Anordnung zeigt, bei der ein SAW-Resonator mit einem Paar von Anschlüssen in dem seriellen Arm angeordnet ist. Aus 12A und 12B geht hervor, daß die Antiresonanzfrequenzen f_a1, f_a2 und f_a3 nicht von der Aperturlänge abhängen und daß die Simulationsresultate mit den Versuchsresultaten in bezug auf Veränderungen des Abschwächungsbetrages in den Bereichen der Resonanzfrequenzen übereinstimmen.
Daraus geht hervor, daß die Resultate einer Simulation des Filters mit der Kombination aus den Resonatoren, die in den parallelen und seriellen Armen angeordnet sind, mit den Resultaten des Versuchs übereinstimmen. Die unten beschriebenen Ausführungsformen basieren auf dem Resultat von Simulationen.
13 zeigt ein SAW-Filter 60 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Japan gilt für ein Auto- und tragbares Telefonsystem eine Spezifikation, bei der der Bereich von ±8,5 MHz an einer Mittenfrequenz von 933,5 MHz ein Sendeband für Mobiltelefone ist und der Bereich von ±8,5 MHz an einer Mittenfrequenz von 878,5 MHz, die von 933,5 MHz –55 MHz entfernt ist, ein Empfangsband ist. Das SAW-Filter 60 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist so konstruiert, um für Sendefilter von Mobiltelefonen geeignet zu sein.
Zwei SAW-Resonatoren mit einem Anschlußpaar R2 und R4 sind, wie in 13 gezeigt, in einem seriellen Arm 61 angeordnet, und drei SAW-Resonatoren mit einem Anschlußpaar R1, R3 und R5 sind jeweilig in parallelen Armen 62, 63 und 64 angeordnet. Induktoren L1, L2 und L3 sind in den parallelen Armen 62, 63 und 64 vorgesehen und mit den jeweiligen Resonatoren R1, R3 und R5 seriell verbunden. Jeder der Resonatoren R1–R5 hat die in 5A gezeigte Interdigitalelektrodenstruktur. Die Anzahl von Fingerpaaren beträgt 100, und die Aperturlänge beläuft sich auf 80 μm. Die Elektroden sind aus Al-2%Cu und haben eine Dicke von 3000 Å. Die Resonanzfrequenzen der Resonatoren R1, R3 und R5, die jeweilig in den parallelen Armen 62, 63 und 64 vorgesehen sind, betragen 912 MHz und ihre Antiresonanzfrequenzen 934 MHz. Die Resonanzfrequenzen der Resonatoren R2 und R4, die jeweilig in dem seriellen Arm 61 vorgesehen sind, betragen 934 MHz und ihre Antiresonanzfrequenzen 962 MHz. Die Induktoren L1, L2 und L3 haben jeweilig eine Induktivität L von 4 nH.
Das SAW-Filter 60, das die obige Struktur hat, hat eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 65 gekennzeichnet ist, die in 14 gezeigt ist. Die Charakteristikkurven 66 und 67 von 14 werden jeweilig erhalten, wenn die Induktivität L 2 nH oder 6 nH beträgt.
Eine Kurve 70, die in 15A gezeigt ist, stellt die Abhängigkeit der Bandbreite von der Induktivität dar, die auf der Basis der Graphen von 14 erhalten wird. Die Bandbreite ist als die Frequenzbreite zwischen den Punkten auf der Kurve definiert, wo der Einfügungsverlust 3 dB größer als der Mindestwert ist.
Eine Kurve 71, die in 15B gezeigt ist, stellt die Abhängigkeit des Seitenkeulenunterdrückungsfaktors von der Induktivität dar, die auf der Basis der Graphen von 14 erhalten wird. Aus 14 geht hervor, daß bei einer Frequenz, die 55 MHz niedriger als die Mittenfrequenz ist, kein ausreichender Unterdrückungsfaktor erhalten wird, wenn die Induktivität L zu groß ist. Angesichts dessen wird eine Induktivität L von 4 nH selektiert. Der Wert der Induktivität L wird gemäß der Spezifikation von Filtern zweckmäßig selektiert.
Eine Kurve 68 in 14 zeigt eine Bandcharakteristik einer Konfiguration von 13, bei der L1 = L2 = L3 = 0 ist. Aus dem Vergleich zwischen der Bandcharakteristik (Kurve 65) der Konstruktion von 13 und jener (Kurve 68) des herkömmlichen Filters ist ersichtlich, daß das Filter 60 gemäß der Konstruktion von 13 eine große Durchlaßbandbreite (Pfeil 75), einen großen Seitenkeulenunterdrückungsfaktor (Pfeile 76) und einen niedrigen Einfügungsverlust (Pfeil 77) hat.
16 und 17 zeigen eine SAW-Filtervorrichtung 80, die als das in 13 gezeigte SAW-Filter 60 fungiert. Die SAW-Filtervorrichtung 80 umfaßt eine Keramikpackung 81, einen Filterchip 82 und einen Deckel 83, der als Erde dient. Die Keramikpackung 81 ist aus Aluminiumoxidkeramik und hat Abmessungen von 5,5 mm (Länge) × 4 mm (Breite) × 1,5 mm (Höhe). Elektrodenanschlüsse 84_-1 –84_-6 aus Au sind auf der Keramikpackung 81 gebildet. Der Filterchip 82 ist aus LiTaO₃ und hat Abmessungen von 2 mm (Länge) × 1,55 mm (Breite) × 0,5 mm (Dicke).
Resonatoren R1–R5 sind auf dem Filterchip 82 so angeordnet, daß jeder der Resonatoren R1–R5 keine Ausbreitungswege mit anderen Resonatoren gemeinsam besitzt. Jeder der Resonatoren R1–R5 hat eine Interdigitalelektrode aus Al-2%Cu, bei der die Anzahl von Fingerpaaren 100 beträgt, die Aperturlänge 80 μm beträgt und die Filmdicke 3000 Å beträgt.
Ferner sind zwei Signalleitungsanschlüsse 85_-1 und 85_-2 zum Bonden und drei Erdanschlüsse 85_-3 , 85_-4 und 85_-5 zum Bonden auf der Oberfläche des Filterchips 82 gebildet.
Bezugszeichen 86_-1 –86_-5 bezeichnen Bondingdrähte, die aus Al oder Au sind. Die Bondingdrähte 86_-1 –86_-5 , die jeweils einen Durchmesser von 25 μm haben, verbinden die Anschlüsse 84_-1 –84_-5 und die Anschlüsse 85_-1 –85_-5 . Die Bondingdrähte 86_-1 und 86_-2 bilden jeweilig Teile der seriellen Arme 61a und 61b. Der Draht 86_-3 ist zwischen den Erdelektrodenanschlüssen 84_-3 und 85_-3 verbunden, und der Draht 86_-4 ist zwischen dem Erdelektrodenanschluß 84_-4 und 85_-4 verbunden. Der Draht 86_-5 ist zwischen den Erdelektrodenanschlüssen 84_-5 und 85_-5 verbunden. Die Drähte 86_-3 –86_-5 sind lang und haben zum Beispiel eine Länge von 2,0 mm.
Gemäß der Theorie der hohen Frequenzen hat ein feiner, langer Draht eine Induktivitätskomponente. Gemäß der theoretischen Gleichung eines Bandinduktors, der in einem Raum angeordnet ist (siehe Kuraishi, "Exercise Microwave circuit", Tokyo Denki Daigaku Shuppan-Kyoku, S. 199), sind die Induktivitäten der Drähte 86_-3 , 86_-4 und 86_-5 etwa gleich 1 nH. Es reicht nicht aus, eine Induktivität von 4 nH nur durch die Drähte zu erhalten. Induktoren werden, wie es später beschrieben ist, auf der Keramikpackung 81 und dem Filterchip 82 gebildet. Auf diese Weise sind die Induktoren L1, L2 und L3 gebildet.
Nun folgt eine Beschreibung von einem SAW-Filter gemäß einer zweiten Vorrichtung bezüglich der Erfindung. 18 zeigt ein SAW-Filter 90 gemäß der betreffenden Vorrichtung. In 18 sind Teile, die dieselben Teile wie in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen. Der Resonator R2 in dem seriellen Arm 61 hat eine Aperturlänge As von 80 μm. Ein Resonator R1A und der Induktor L1, die seriell miteinander verbunden sind, sind in dem parallelen Arm 62 vorgesehen. Der Resonator R1A hat eine Aperturlänge Ap von 120 μm. Die Aperturlänge Ap ist größer als die Aperturlänge As und beträgt das 1,5fache der Aper turlänge As. Die Anzahlen Np und Ns von Fingerpaaren der Resonatoren R2 und R1A betragen 100.
Das in 18 gezeigte Filter 90 hat eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 91 in 19 dargestellt ist. Aus einem Vergleich zwischen der Kurve 91 und der Charakteristikkurve 65 des Filters 60 geht hervor, daß das Filter 90 einen verbesserten Seitenkeulenunterdrückungsfaktor ohne Veränderung der Durchlaßbandbreite aufweist.
20A und 20B zeigen die Abhängigkeit der Bandcharakteristik von der Aperturlänge bei dem in 18 gezeigten Filter. Im besonderen zeigt 20A eine Kurve 92, die die Abhängigkeit von der Aperturlänge darstellt, wenn eine Induktivität L von 4 nH mit dem Resonator verbunden ist, und eine Kurve 93, die die Abhängigkeit von der Aperturlänge ohne eine Induktivität darstellt. Die horizontale Achse von 20A gibt das Verhältnis Ap/As an, und ihre vertikale Achse gibt den Seitenkeulenunterdrückungsfaktor (dB) an. 20B zeigt die Veränderung der Durchlaßbandbreite bei dem Verhältnis Ap/As. Die Kurve 95 stellt die Abhängigkeit von dem Aperturverhältnis bei einer Induktivität L von 4 nH dar, die mit dem Resonator verbunden ist, und die Kurve 96 stellt die Abhängigkeit von dem Aperturverhältnis ohne eine Induktivität dar.
Aus 20A und 20B geht folgendes hervor. Erstens nimmt der Seitenkeulenunterdrückungsfaktor zu, wenn die Aperturlänge Ap des Resonators R1A in dem parallelen Arm 62 größer als die Aperturlänge As des Resonators R2 in dem seriellen Arm 61 gebildet wird. Zweitens nimmt der Effekt der Aperturlänge Ap des Resonators R1A zu, ohne die Durchlaßbandbreite zu verschlechtern, indem der Induktor L1 in dem parallelen Arm 62 vorgesehen wird. Daraus ist ersichtlich, daß das Filter 90 einen verbesserten Seitenkeulen unterdrückungsfaktor hat, während die Durchlaßbandbreite im Vergleich zu dem Filter 60 nicht eingeengt wird.
Nun folgt eine Beschreibung einer dritten Vorrichtung bezüglich der Erfindung unter Bezugnahme auf 21, in der Teile, die dieselben wie in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Ein SAW-Filter 100, das in 21 gezeigt ist, umfaßt einen Resonator R1B, der in dem parallelen Arm 62 vorgesehen ist, und den Resonator R2, der in dem seriellen Arm 61 vorgesehen ist. Die Anzahl Ns von Fingerpaaren des Resonators R2 beträgt 100. Der Induktor L1 ist mit dem Resonator R1B seriell verbunden. Die Anzahl Np von Fingerpaaren des Resonators R1B beträgt 150 und somit das 1,5fache der Anzahl Ns von Fingerpaaren. Die Aperturlängen As und Ap der Resonatoren R2 und R1A betragen 80 μm.
Das in 21 gezeigte Filter 100 hat eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 101 dargestellt ist, die in 22 gezeigt ist. Aus einem Vergleich zwischen der Bandcharakteristikkurve 65 des Filters 60 und der Charakteristikkurve 101 des Filters 100 geht hervor, daß das Filter 100 einen verbesserten Seitenkeulenunterdrückungsfaktor hat, der durch Pfeile 102 gekennzeichnet ist, ohne die Durchlaßbandbreite zu reduzieren. Aus einem Vergleich zwischen der Bandcharakteristikkurve 91 des Filters 90 und der Charakteristikkurve 101 geht auch hervor, daß der Einfügungsverlust des Filters 100 kleiner als jener des Filters 90 ist. Daher hat das Filter 100 einen verbesserten Seitenkeulenunterdrückungsfaktor, während die Durchlaßbandbreite reduziert wird, und einen Einfügungsverlust, der kleiner als jener des Filters 90 ist.
Unter Bezugnahme auf 23 folgt nun eine Beschreibung einer vierten Vorrichtung bezüglich der Erfindung, in der Teile, die dieselben wie in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Ein Filter 110 gemäß der vierten Vorrichtung soll die Differenz zwischen der Resonanzfrequenz f_r und der Antiresonanzfrequenz f_a des Resonators in dem seriellen Arm vergrößern und dadurch die Bandcharakteristik verbessern. Zwei identische Resonatoren R2 sind in dem seriellen Arm 61 vorgesehen, und zwei identische Resonatoren R4 sind in ihm vorgesehen. Ein Induktor Ls, der eine Induktivität von 3 nH hat, ist mit den Resonatoren R2 seriell verbunden, und ein anderer Induktor Ls, der eine Induktivität von 3 nH hat, ist mit den Resonatoren R4 seriell verbunden. Die Resonatoren R1, R3 und R5 sind jeweilig in den parallelen Armen 62, 63 und 64 vorgesehen. Das Filter 110 hat eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 111 dargestellt ist, die in 24 gezeigt ist.
Nun werden die Effekte beschrieben, die vorgesehen werden, indem ein Induktor Ls und zwei Resonatoren R2 und R4 hinzugefügt werden. Wenn ein Induktor Ls und zwei Resonatoren R2 und R4 bei dem Filter 110 weggelassen werden, umfaßt die verbleibende Schaltungskonfiguration fünf Resonatoren R1, R2, R3, R4 und R5. Die Bandcharakteristik der verbleibenden Schaltungskonfiguration wird durch eine Kurve 68 dargestellt (siehe 14). Durch das Hinzufügen von einem Induktor Ls wird die Durchlaßbandbreite vergrößert, wie es durch Pfeile 112 gezeigt ist, und wird auch der Seitenkeulenunterdrückungsfaktor erhöht, wie es durch Pfeile 113 gezeigt ist. Im besonderen ist die Durchlaßbandbreite bei Frequenzen, die höher als die Mittenfrequenz sind, groß, und sie wird um etwa 15 MHz erweitert. Die Bandcharakteristik mit dem zu dem herkömmlichen Filter 1 hinzugefügten Induktor Ls ist durch die Kurve 114 dargestellt. In diesem Fall wird kein ausreichender Seitenkeulenunterdrückungsfaktor erhalten. Daher werden des weiteren zwei Resonatoren R2 und R4 zu dem herkömmlichen Filter 1 hinzugefügt, zu dem der Induktor Ls hinzugefügt wurde. Der Seitenkeulenunterdrückungsfaktor wird, wie es durch Pfeile 115 gezeigt ist, um etwa 5 dB verbessert, ohne die Bandcharakteristik zu verringern, und eine Bandcharakteristikkurve 111 kann erhalten werden. Aus einem Vergleich zwischen den Kurven 111 und 68 ist ersichtlich, daß der Einfügungsverlust auch verbessert wird, wie es durch Pfeile 116 gezeigt ist. Es ist möglich, mehr als zwei Resonatoren R3 und mehr als zwei Resonatoren R4 zu verwenden. Ferner können Induktoren in den parallelen Armen 62–64 vorgesehen sein, wie es durch die Strichpunktlinie in 23 gezeigt ist.
Nun folgt unter Bezugnahme auf 25 eine Beschreibung einer fünften Vorrichtung bezüglich der Erfindung, in der Teile, die dieselben wie jene in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Ein in 25 gezeigtes SAW-Filter 120 umfaßt fünf Resonatoren R1–R5 und drei Induktoren L1–L3. Der Induktor L1 in dem parallelen Arm 62 hat eine Induktivität Lp1 von 4 nH, und der Induktor L2 in dem parallelen Arm 63 hat eine Induktivität Lp2 von 5,5 nH. Ferner hat der Induktor L3 in dem parallelen Arm 64 eine Induktivität Lp3 von 7 nH.
Indem die Induktoren L1, L2 und L3 verschiedene Induktivitätswerte haben, hat das Filter 120 eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 121 dargestellt wird, die in 26 gezeigt ist. Nun soll die Charakteristikkurve 121 mit der Charakteristikkurve 65 (14) des Filters 60 von 13 verglichen werden, bei dem alle Induktivitätswerte einander gleich sind. Daraus geht hervor, daß das Filter 120 im Vergleich zu dem Filter 60 eine verbesserte Seitenkeulencharakteristik hat, ohne die Durchlaßbandbreite zu verringern. Die Charakteristikkurve 65 hat einen Abschwächungspol 123, der bei einer Frequenz von 902 MHz angeordnet ist, während die Charakteristikkurve 121 zwei Abschwächungspole 124 und 125 hat, die bei 875 MHz bzw. 892 MHz angeordnet sind. Ein Frequenzband 126 zwischen den Polen 124 und 125 fungiert als Sperrbereich 127.
Unter Bezugnahme auf 27 folgt nun eine Beschreibung einer sechsten Vorrichtung bezüglich der Erfindung, in der Teile, die dieselben wie jene in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Ein in 27 gezeigtes SAW-Filter 130 umfaßt zwei SAW-Resonatoren R2 und R4, die in dem seriellen Arm 61 vorgesehen sind, und drei SAW-Resonatoren R1B, R3B und R5B, die jeweilig in den parallelen Armen 62, 63 und 64 vorgesehen sind.
Der Resonator R1B hat, wie in 28 gezeigt, eine Erregerinterdigitalelektrode 131 und Reflektoren 132 und 133, die jeweilig auf beiden Seiten der Elektrode 131 angeordnet sind. Die Reflektoren 132 und 133 sind so positioniert, daß β = 0,4 ist und β aus der folgenden Gleichung erhalten wird: d = (n + β)·λwobei d der Abstand zwischen der Mitte der Elektrode 131 und jedem der Reflektoren 132 und 133 ist, n eine beliebige ganze Zahl ist, β eine reelle Zahl gleich oder kleiner als 1 ist und λ die Periode der Interdigitalelektrode 131 ist, die ihrer Resonanzfrequenz entspricht.
Die Anzahl von Fingerpaaren von jedem der Reflektoren 132 und 133 beträgt 50. Die Resonatoren, die jeweilig mit den Reflektoren versehen sind, sind in 27 mit dem Symbol "*" gekennzeichnet. Die Resonatoren R3B und R5B, die in den parallelen Armen 63 bzw. 64 vorgesehen sind, haben genauso wie der Resonator R1B jeweilig zwei Reflektoren.
Das in 27 gezeigte Filter 130 hat eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 134 dargestellt ist, die in 29 gezeigt ist. Im Vergleich zu der Charakteristikkurve 65 des Filters 60 (13) wird der Einfügungsverlust bei dem Filter 130 verbessert, wie es durch einen Pfeil 135 gekennzeichnet ist. Eine Welligkeit r_p resultiert aus der Anordnung der Reflektoren 132 und 133.
Nun wird der Grund dafür beschrieben, daß die Reflektoren 132 und 133 auf die obige Weise angeordnet sind. Der Einfluß der Welligkeit r_p, die beobachtet wird, wenn β von 0 auf 0,5 verändert wird, wird durch eine Kurve 140 dargestellt, die in 30 gezeigt ist. Die kleinste Welligkeitsbreite kann an einem Punkt 141 erhalten werden, an dem β 0,4 ist.
31 zeigt eine SAW-Filtervorrichtung 150, die als Filter 130 fungiert, das in 27 gezeigt ist. In 31 sind Teile, die dieselben wie jene in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen wie zuvor versehen. Die Filtervorrichtung 150 umfaßt Reflektoren 132, 133, 151, 152, 153 und 154.
Nun werden Varianten der SAW-Resonatoren mit einem Anschlußpaar R1B, R3B und R5B beschrieben.
32 zeigt eine erste Variante R1Ba, die Interdigitalelektroden 160 und 161 umfaßt, die jeweilig auf beiden Seiten der Erregerinterdigitalelektrode 131 angeordnet sind. Jede der Interdigitalelektroden 160 und 161, die als Reflektor fungiert, ist eine Elektrode, in der ihre elektrische Last ein Kurzschlußtyp ist.
33 zeigt eine zweite Variante R1Bb, die Elektroden 167 und 166 des Streifenarraytyps umfaßt, die jeweilig auf beiden Seiten der Elektrode 131 angeordnet sind.
Unter Bezugnahme auf 34 folgt nun eine Beschreibung einer siebten Vorrichtung bezüglich der Erfindung, in der Teile, die dieselben wie jene in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Ein in 34 gezeigtes SAW-Filter 170 umfaßt zwei SAW-Resona toren R2 und zwei Resonatoren R4, die jeweilig in dem seriellen Arm 61 vorgesehen sind, und drei SAW-Resonatoren R1B, R3B und R5B, die jeweilig in den parallelen Armen 62, 63 und 64 vorgesehen sind. Zwei Induktoren Ls sind in dem seriellen Arm 61 vorgesehen, wie in 34 gezeigt.
Das Filter 170 wird erhalten, indem die in 23 gezeigten Resonatoren R1, R3 und R5 durch die in 28 gezeigten Resonatoren R1B, R3B und R5B ersetzt werden. Die Reflektoren 132 und 133, die in 28 gezeigt sind, sind so positioniert, wie zuvor beschrieben, daß die Bedingung β = 0,4 erfüllt wird. Bei dem Filter 170 ist ein Verlust des Durchlaßbandes zu verzeichnen, der kleiner als jener bei dem Filter 110 ist, das in 23 gezeigt ist, und eine unterdrückte Welligkeit.
Nun folgt eine Beschreibung einer weiteren Technik bezüglich der vorliegenden Erfindung, wodurch die in 29 gezeigte Welligkeit r_p eliminiert werden soll. Zuerst wird ein Mittel zum effektiven Eliminieren der Welligkeit r_p beschrieben, die aus den Reflektoren resultiert.
Die Erfinder simulierten die Beziehung zwischen den Frequenzen, bei denen die Welligkeit r_p beobachtet wird, und der Elektrodendicke. Bei der Simulation wurden die Effekte, die aus der Vergrößerung der Filmdicke der Elektrode resultieren, durch das Vergrößern des Verhältnisses zwischen der akustischen Impedanz (Z_m), die unter der Elektrode erhalten wird, und der akustischen Impedanz (Z_o) der freien Oberfläche ersetzt. Durch eine Vergrößerung der Elektrodendicke wird, wie es in dem obenerwähnten Ikata-Dokument beschrieben ist, ihr Gewicht erhöht. Daher kann angenommen werden, daß eine Vergrößerung der Elektrodendicke zu einer Erhöhung eines diskontinuierlichen Betrages der akustischen Impedanz proportional ist. Angesichts dessen wurde die folgende Gleichung aufgestellt: Q = Zo/Zm = Vo/Vm = 1 + k2/2 + α(t) (9)wobei V_o und V_m Schallgeschwindigkeiten auf der freien Oberfläche bzw. unter der Elektrode bezeichnen, k² der elektromechanische Kopplungskoeffizient ist und t die Filmdicke der Elektrode ist. Dann wurde α(t) als Parameter, der zu der Filmdicke t proportional ist, verändert.
Gemäß der Gleichung (9) wird die Mittenfrequenz f_o des Filters wie folgt geschrieben: fo = 2fo'/(1 + Q) (10)
Die Gleichung (10) stimmt mit dem wohlbekannten Versuchsresultat überein, bei dem dann, wenn die Filmdicke zunimmt, die Mittenfrequenz ab der Mittenfrequenz f_o', die erhalten wird, wenn keine Diskontinuität der akustischen Impedanz vorhanden ist, abnimmt. Die Resultate der Simulation zeigen, daß sich dann, wenn α(t) zunimmt, das heißt, wenn die Filmdicke zunimmt, die Frequenzposition, an der die Welligkeit r_p erscheint, hin zu dem Bereich der hohen Frequenzen des Durchlaßbandes verschiebt, wie es durch einen Pfeil 180 in 35 gekennzeichnet ist, und schließlich in den Abschwächungspol auf der Seite der hohen Frequenzen des Durchlaßbandes fällt. Es sei erwähnt, daß eine Welligkeit r_s, die in 35 gezeigt ist, durch die Reflektoren der Resonatoren verursacht wird, die in dem seriellen Arm vorgesehen sind.
36 zeigt eine Abschwächungsbetrag-Frequenz-Charakteristik, die erhalten wird, wenn α(t) = 0,08 ist. Eine Welligkeit, die aus den Reflektoren der Resonatoren in den parallelen Armen resultiert, ist an dem Abschwächungspol auf der Seite der hohen Frequenzen des Durchlaßbandes vorhanden. Das heißt, in dem Durchlaßband tritt keine Welligkeit auf. Zusätzlich zeigt der Graph von 36, daß der Einfügungsverlust sehr klein ist. In 36 sind die Resonanzfrequen zen der Resonatoren in den parallelen und seriellen Armen so kalibriert, daß sie an der Frequenzposition liegen, die 15 MHz über der ursprünglichen Frequenzposition liegt, um eine Mittenfrequenz von 932 MHz zu erhalten, da die Mittenfrequenz des Durchlaßbandes gemäß Gleichung (10) abnimmt.
Die Erfinder produzierten Chips und maßen deren Bandcharakteristik, um die Beziehung zu der tatsächlichen Filmdicke zu untersuchen.
37A, 37B und 37C zeigen Bandcharakteristikkurven 185, 186 bzw. 187 für Filmdicken von 2000 Å, 3000 Å und 4000 Å. In der Praxis wird die Mittenfrequenz verändert, indem die Filmdicke geändert wird. Die Graphen von 37A, 37B und 37C sind durch Verändern der Periode der Interdigitalelektrode kalibriert worden.
Eine Welligkeit r_p, die aus den Resonatoren in den parallelen Armen resultiert, ist der Charakteristikkurve 185 bei einer Filmdicke von 2000 Å überlagert. Wenn die Filmdicke zunimmt, verschiebt sich die Welligkeit r_p hin zu höheren Frequenzen. Die in 37A, 37B und 37C gezeigten Versuchsresultate stimmen mit den obenerwähnten Resultaten der Simulation überein.
Ein Einfügungsverlust, der aus einer Körperwelle resultiert, die nicht durch Simulation berechnet werden kann, und ein Widerstandsverlust treten auf, wenn die Filmdicke zunimmt (siehe Ebata et al., "SURFACE ACOUSTIC WAVE RESONATOR ON LiTaO₃ SUBSTRATE AND ITS APPLICATION TO OSCILLATORS FOR USE IN VTR", Journal of the Institute of Electronics and Communication Engineers of Japan, Bd. J66-C, Nr. 1, S. 23–S. 30, 1988). Ferner ist auch die Korrelation zwischen dem obigen Einfügungsverlust und dem Widerstandsverlust ein sehr wichtiger Faktor.
38(A) zeigt eine Kurve 190 des Einfügungsverlustes, der aus der Körperwelle resultiert, und eine Wider standsverlustkurve 191. Eine Kurve 192 zeigt eine Versuchscharakteristikkurve. Der Einfügungsverlust ist dem Widerstandsverlust etwa gleich, wenn die Filmdicke 2500 Å beträgt. Dann beginnt der Gesamtverlust, der hauptsächlich aus dem Einfügungsverlust resultiert, zuzunehmen, wenn die Filmdicke ungefähr 3500 Å beträgt.
Eine Kurve 193, die in (B) von 38 gezeigt ist, stellt die Frequenzposition f_rp der Welligkeit r_p als Funktion der identischen Filmdicke der Erregerelektrode 131 und der Reflektoren 132 und 133 dar, die in 28 gezeigt sind. Aus den Graphen in (A) und (B) von 38 wird gefolgert, daß die optimale Filmdicke, die zu keiner Welligkeit und einem kleinen Einfügungsverlust führt, zwischen 2600 Å und 4000 Å liegt. Die obige optimale Filmdicke kann durch die Periode λ_p (4,4 μm bei 932 MHz, siehe 28) der Resonatoren in dem parallelen Arm normiert werden, die im wesentlichen durch die Mittenfrequenz des Filters bestimmt wird. Die normierte optimale Filmdicke liegt zwischen 0,06 und 0,09.
39 zeigt einen ersten SAW-Resonator mit einem Anschlußpaar 200, der in dem SAW-Filter gemäß der Technik bezüglich der Erfindung verwendet wird. Der Resonator 200 umfaßt eine Erregerelektrode 201 und zwei Reflektoren 202 und 203, die jeweilig auf beiden Seiten der Elektrode 201 angeordnet sind. Die Elektrode 201 und die Reflektoren 202 und 203 sind aus Aluminium (Al) oder einem Gemisch oder einer Legierung aus Al und einem gewissen Gewichtsanteil eines anderen Metalls. Die Filmdicke t₁ von jeder der Elektroden und von den Reflektoren 202 und 203 beläuft sich auf das 0,06–0,09fache der Elektrodenperiode λ_p. Ein SAW-Filter, bei dem der Resonator 200 auf jeden der Resonatoren R1B, R3B und R5B angewendet wird, die in 27 und 34 gezeigt sind, hat eine Bandcharakteristik, die durch eine Kurve 205 dargestellt wird, die in 40 gezeigt ist. Aus 40 ist ersichtlich, daß in dem Durchlaßband keine Welligkeit vorhanden ist. Die Verwendung einer Al-Legierung verbessert das Durchbruchleistungsvermögen, im Vergleich zu der Verwendung von Al. Cu oder Ti kann mit Al vermischt sein.
41 zeigt eine Variante 210 des SAW-Resonators 200. Der in 41 gezeigte Resonator 210 umfaßt eine Erregerinterdigitalelektrode 211 und zwei Reflektoren 212 und 213, die jeweilig auf beiden Seiten der Elektrode 211 angeordnet sind. Die Elektrode 211 und die Reflektoren 212 und 213 sind aus Au. Die optimale Filmdicke der Elektrode 211 und der Reflektoren 212 und 213 wird unter Berücksichtigung der obenerwähnten Erscheinung bestimmt, die durch den Einfluß einer Erhöhung der Gewichte der Elektrode 211 und der Reflektoren 212 und 213 verursacht wird. Da das Verhältnis der Dichte von Al zu jener von Au 2,7/18,9 ist und sich somit auf 0,143 beläuft, wird die optimale Filmdicke t₂ durch Multiplizieren der optimalen Filmdicke t₁ mit 0,143 bestimmt, und sie beträgt somit das 0,0086–0,013fache der Elektrodenperiode λ_p. Ein SAW-Filter, das durch Anwenden des Resonators 210 auf jeden der Resonatoren R1B, R3B und R5B erhalten wird, hat eine Bandcharakteristik, die der in 40 gezeigten Charakteristik ähnlich ist, und weist in dem Durchlaßband keine Welligkeit auf.
Nun folgt eine Beschreibung der Struktur der Induktoren L1, L2 und L3, die in 13 gezeigt sind, gemäß einer neunten Vorrichtung bezüglich der Erfindung unter Bezugnahme auf 42, in der Teile, die dieselben wie jene in 16 sind, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Zickzack-Mikrostreifenleitungen 220 und 221 sind, wie in 42 gezeigt, auf der Keramikpackung 81 gebildet und mit den Anschlüssen 84_-3 und 84_-5 verbunden. Enden der Mikrostreifen leitungen 220 und 221 sind mit der Erde verbunden. Die Musterbreite von jeder der Mikrostreifenleitungen 220 und 221 beträgt 100 μm, und der Abstand zwischen den Mikrostreifenleitungen 220 und 221 und der Erde beträgt 0,5 mm. Wenn die Dielektrizitätskonstante der Keramikpackung 81 gleich 9 ist, betragen die Induktivitätswerte der Mikrostreifenleitungen 220 und 221 2 nH.
Unter Bezugnahme auf 43 folgt nun eine Beschreibung einer zehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung, bei der die Induktoren L1, L2 und L3 eine andere Struktur haben. In 43 sind Teile, die dieselben wie jene in 16 sind, mit denselben Bezugszeichen wie zuvor versehen. Zwei Zickzack-Mikrostreifenleitungen 230 und 231, die jeweilig mit den Resonatoren R1 und R2 verbunden sind, sind auf dem Filterchip 82 gebildet. Anschlüsse 85_-3 und 85_-5 sind mit Enden der Mikrostreifenleitungen 230 und 231 verbunden. Jede der Mikrostreifenleitungen 230 und 231 ist 3000 Å dick, 60 μm breit und 2 mm lang. Wenn die Dielektrizitätskonstante des Filterchips (LiTaO₃) 82 gleich 44 ist, betragen die Induktivitäten der Mikrostreifenleitungen 230 und 231 2,2 nH.
Es ist möglich, Induktoren durch geeignetes Kombinieren des Bondingdrahtes 86_-3 , der Mikrostreifenleitung 220 auf der Keramikpackung 81 und der Mikrostreifenleitung 230 auf dem Filterchip 82 zu bilden.
Unter Bezugnahme auf 44 folgt nun eine Beschreibung eines SAW-Filters 240 gemäß einer elften Vorrichtung bezüglich der Erfindung. Die elfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist wie folgt konfiguriert. Erstens ist die Resonanzfrequenz f_rs der Resonatoren in dem seriellen Arm höher als die Antiresonanzfrequenz f_ap der Resonatoren in den parallelen Armen, um die Durchlaßbandbreite zu vergrößern. Zweitens wird Δf ≡ f_rs – f_ap so selektiert, daß das Durchlaßband keinen extrem großen Verlust aufweist.
Bei den zuvor beschriebener Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung muß f_ap = f_rs sein. Solange diese Bedingung jedoch beibehalten wird, kann das Durchlaßband nicht vergrößert werden. Um das Durchlaßband zu vergrößern, untersuchten die jetzigen Erfinder die Bedingung f_ap < f_rs, wie in 46 gezeigt. Aus 46 geht hervor, daß bx < 0 innerhalb eines Bereiches f_ap < f < f_rs ist, und daher wird dieser Frequenzbereich gemäß der obenerwähnten Theorie in ein Abschwächungsband verändert. In der Praxis kann das Produkt bx jedoch auf einem sehr kleinen Wert gehalten werden, indem Δf (= f_rs – f_ap) begrenzt wird, und der obige Frequenzbereich kann praktisch als Durchlaßband ohne wesentliche Abschwächung fungieren.
47A, 47B und 47C zeigen Bandcharakteristiken eines Filters des Abzweigtyps, die erhalten werden, wenn Δf (= f_rs – f_ap) von null an zunimmt. Das bei dem Versuch verwendete Filter hat ein piezoelektrisches Substrat aus LiTaO₃, das einen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten von 0,05 hat, und eine Al-Interdigitalelektrode mit einer Filmdicke von 3000 Å. Die Struktur der Elektrode ist eine von zwei Basiseinheiten, die so verbunden sind, um eine Struktur des Abzweigtyps zu bilden, wie in 44 gezeigt. Jede der Basiseinheiten umfaßt einen ersten Resonator in dem parallelen Arm und einen zweiten Resonator in dem seriellen Arm. Um die Eingangs- und Ausgangsteile des Filters symmetrisch zueinander zu bilden, ist ein dritter Resonator in einem anderen parallelen Arm der Endstufe vorgesehen. Eine Vielzahl von Basiseinheiten ist kaskadiert, um eine Struktur des Abzweigtyps zu bilden, um den Seitenkeulenunterdrückungsfaktor auf einen zweckmäßigen Wert zu erhöhen.
Der Einfügungsverlust nimmt jedoch zu, wenn die Anzahl von zu kaskadierenden Basiseinheiten zunimmt. Daher ist es vorzuziehen, die Anzahl von zu kaskadierenden Basiseinheiten unter Berücksichtigung einer tatsächlichen Filterspezifikation zu bestimmen. Das betreffende Filter soll einen Verlust realisieren, der gleich oder kleiner als 2 dB ist, und einen Seitenkeulenunterdrückungsfaktor, der gleich oder größer als 20 dB ist. Die Interdigitalelektrode von jedem der Resonatoren in den parallelen und seriellen Armen ist konstruiert, um eine Aperturlänge von 180 μm und 50 Fingerpaare zu haben. Das Verhältnis P (= C_0p/C_0s), das erhalten wird, wenn C_0p und C_0s elektrostatische Kapazitäten des parallelen Arms bzw. des seriellen Arms sind, beträgt 1, da die Elektroden von allen Resonatoren identische Spezifikationen haben.
47A zeigt eine Bandcharakteristik, wenn Δf = 0 ist. 47B zeigt eine Bandcharakteristik, wenn Δf = 10 MHz beträgt. Die in 47B gezeigte Bandcharakteristik ist in der Hinsicht besser, daß die Durchlaßbandbreite (bei der ein Verlust von 2,5 dB oder weniger gewährleistet ist) auf 40 MHz vergrößert wird, während die in 47A gezeigte Bandcharakteristik eine Durchlaßbandbreite von 22 MHz hat. Aus 47A und 47B ist ersichtlich, daß die Durchlaßbandbreite besonders bei niedrigen Frequenzen verbessert wird. Ferner hat die in 47B gezeigte Bandcharakteristik einen verbesserten Seitenkeulenunterdrückungsfaktor. Im besonderen wird der Seitenkeulenunterdrückungsfaktor von 19 dB auf 20 dB verbessert.
Der Verbesserung durch die Vergrößerung von Δf sind Grenzen gesetzt. 47C zeigt eine Bandcharakteristik, wenn Δf = 19 MHz beträgt. Die Durchlaßbandbreite wird bei hohen Frequenzen etwas gemindert, und diese Minderung beträgt etwa 2,5 dB, wodurch die Welligkeit in dem Durchlaß band erhöht wird. In 47C tritt eine Welligkeit auf, die sich etwa auf 1,0 dB beläuft, welcher Wert die zulässige Welligkeitsgrenze darstellt. Wenn Δf weiter vergrößert wird, nehmen der Einfügungsverlust und die Welligkeit innerhalb des Durchlaßbandes zu. Daher stellt eine Vergrößerung von Δf = 19 MHz die Grenze dar.
Das Produkt bx, das erhalten wird, wenn Δf = 19 MHz beträgt, wurde geprüft. Bei dem Versuch wurden ein SAW-Resonator, der in einem parallelen Arm vorgesehen ist und in 44 gezeigt ist, und ein SAW-Resonator, der in einem dort gezeigten seriellen Arm vorgesehen ist, separat hergestellt. Die Admittanz des Resonators in dem parallelen Arm wurde mittels einer in 48A gezeigten Schaltungskonfiguration gemessen, und die Impedanz des Resonators in dem seriellen Arm wurde mittels einer in 48B gezeigten Schaltungskonfiguration gemessen. Das Messen der Admittanz und der Impedanz erfolgte durch Messen von S21 mit einem Netzwerkanalysator. Die Meßwerte von S21 wurden in Gleichungen eingesetzt, die in 48A und 48B gezeigt sind, und die Impedanz Z_p und die Admittanz Y_p wurden berechnet.
Eine in 49 gezeigte Frequenzcharakteristik wurde erhalten, die den imaginären Teil der Admittanz oder Impedanz zeigt, das heißt, den Wert von b oder x. Die Frequenzabhängigkeit des Produktes bx ist so wie in 50 gezeigt. Aus 50 ist ersichtlich, daß das Produkt bx negativ und ein kleiner Wert innerhalb von f_ap < f < f_rs ist. Der maximale Absolutwert |bx_max| des Produktes bx ist gegeben, wenn:
ist, und betrug 0,06 bei der betrachteten Ausführungsform. Das heißt, wenn der Wert |bx_max| gleich oder kleiner als 0,06 ist, kann die Verschlechterung des Einfügungsverlustes reduziert werden und kann die Welligkeit innerhalb des Bandes auf 1 dB oder weniger herabgedrückt werden. Falls Δf > 19 MHz ist, nimmt der Wert von |bx_max| zu, und sowohl der Einfügungsverlust als auch die Welligkeit innerhalb des Bandes vergrößert sich auf 1 dB oder mehr. Dieser Wert ist nicht zweckmäßig. Als Resultat ist der Wert von |bx_max| ein Indikator der oberen Grenze einer Charakteristikverschlechterung und bestimmt den zulässigen Wert von Δf.
Die obige Betrachtung wird verallgemeinert. 51 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm eines Filters des Abzweigtyps, das erhalten wird, indem die SAW-Resonatoren durch die doppelten Resonanzschaltungen von LC approximiert werden. Die Impedanz Z_s des SAW-Resonators in dem seriellen Arm und die Admittanz Y_p des SAW-Resonators in dem parallelen Arm werden wie folgt ausgedrückt: Zs = jx = [–j(ωrs 2 – ω2)]/C0s(ωas 2 – ω2)] (11) Yp = jb = [jC0p(ωap 2 – ω2)]/(ωrp 2 – ω2)] (12)wobei ω_rs, ω_as, ω_rp, ω_ap jeweilig die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen des Resonators des seriellen Arms und die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen des Resonators des parallelen Arms sind und τ das Kapazitätsverhältnis (substratinhärent) ist. Die obigen Resonananz- und Antiresonanzfrequenzen sowie das Kapazitätsverhältnis werden wie folgt geschrieben:
ωas = 2πfas = ωrs√1 + 1/τ
ωap = 2πfap = ωrp√1 + 1/τ τ = C0s/C1s = C0p/C1p.
Das Produkt bx wird gemäß den Gleichungen (11) und (12) wie folgt berechnet: bx = –[C0p·(ωap 2 – ω2)·(ωrs – ω2)]/ [C0s·(ωrp 2 – ω2)·(ωas 2 – ω2) (13)
Die Winkelfrequenz ω, die bewirkt, daß das Produkt bx einen Pol hat, wird erhalten aus ∂(bx)/∂ω = 0 und wird wie folgt ausgedrückt:
Der Wert, der erhalten wird, indem obiges in die Gleichung (13) eingesetzt wird, ist der Maximalwert des Produktes bx in dem Durchlaßband. Das heißt: bxmax = –[C0p·(1 + 1)/τ)]/C0s·(1 + 1/(τ·Δω/ωrs)]2 (15) wobei Δω = ωrs – ωap = 2π·Δf (16)ist.
52 zeigt eine Beziehung zwischen bx_max und Δf/f_rs, die erhalten wird, indem die Gleichung (15) als Parameter P = C_0p/C_0s graphisch dargestellt wird. Der in 52 gezeigte schraffierte Bereich entspricht solch einer Bedingung, daß der zulässige Wert des Produktes bx gleich oder kleiner als der Wert 0,06 ist, der durch den Versuch erhalten wurde. Daher kann der zulässige Wert α von Δf/f_rs, der von P = C_0p/C_0s abhängt, bestimmt werden, und er wird durch Einsetzen von |bx_max| = 0,06 in die Gleichung (15) wie folgt geschrieben: α = 1/[√P(τ² + τ)/0,06 – τ] (17)
Das Kapazitätsverhältnis τ hängt von dem Substratmaterial ab und beträgt etwa 15 bei 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃ gemäß dem Versuch. Daher kann die Gleichung (17) wie folgt umgeschrieben werden: α = 6,67 × 10–2/(4,22√P – 1) (18)
Wenn P = 1 ist, ist dann α = 0,02 und Δf = 19 MHz bei der in 47 gezeigten Ausführungsform, bei der f_rs 948 MHz beträgt. Das heißt, die Gleichung (18) gilt.
Eine Vergrößerung von Δf ist bei einem piezoelektrischen Substratmaterial mit einem kleinen Kapazitätsverhältnis τ effektiv, das ein Substratmaterial mit einem großen elektromechanischen Kopplungskoeffizienten ist. Die Gleichung (17) wird für solch ein Substratmaterial erhalten.
Das Kapazitätsverhältnis τ ist zu dem Reziprokwert des elektromechanischen Kopplungskoeffizienten k² proportional. Der Wert des Verhältnisses τ bei 64°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiNbO₃ (k² = 0,11) und der Wert des Verhältnisses τ bei 41°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiNbO₃ beträgt 6,8 bzw. 4,4. Die obigen Werte werden unter Verwendung des Wertes τ bei 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃ und k² = 0,05 erhalten (siehe K. Yamanouchi et al., "Applications for Piezoelectric Leaky Surface Wave", 1990 ULTRASONIC SYMPOSIUM Proceedings, S. 11–S. 18, 1990).
53 zeigt die Beziehung zwischen dem Kapazitätsverhältnis τ und dem elektromechanischen Kopplungskoeffizienten k², die erhalten wird, indem die Werte von k² und τ bei 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃ und solch eine Beziehung verwendet werden, daß k² zu dem Reziprokwert von τ proportional ist.
Aus der in 53 gezeigten Beziehung können die Werte der Kapazitätsverhältnisse τ bei 64°- und 41°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiNbO₃-Substraten erhalten werden, und sie betragen 6,8 bzw. 4,4.
Nun wird die Struktur der in 44 und 45 gezeigten Ausführungsform beschrieben. Das SAW-Filter 240 umfaßt ein 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃-Substrat 241 und mißt 1,5 mm × 2 mm × 0,5 mm. Ab der Eingangsseite des Filters 240 sind ein Resonator eines parallelen Arms Rp1, ein Resonator eines seriellen Arms Rs1, ein Resonator eines parallelen Arms Rp2, ein Resonator eines seriellen Arms Rs2 und ein Resonator eines parallelen Arms Rp3 in dieser Reihenfolge angeordnet. Jeder der Resonatoren hat Reflektoren (Kurzschlußtyp) 242, die jeweilig auf beiden Seiten der Elektrode vorgesehen sind, die eine Aperturlänge von 180 μm und 50 Fingerpaare hat. Jeder der Reflektoren 242 hat 50 Fingerpaare.
Die Resonatoren der parallelen Arme sind dieselben wie die Resonatoren des seriellen Arms, von den Perioden der Interdigitalelektroden abgesehen. Die Periode λ_p der Elektrode von jedem Resonator eines parallelen Arms beträgt 4,39 μm (das Verhältnis zwischen der Musterbreite und dem Spalt beträgt 1 : 1, und daher beläuft sich die Musterbreite etwa auf 1,1 μm (= λ_p/4)), und die Periode der Elektrode von jedem Resonator des seriellen Arms beträgt 4,16 μm (die Musterbreite beträgt 1,04 μm (= λ_s/4)).
Die jeweiligen Perioden werden unter Verwendung der folgenden Gleichungen selektiert, so daß die Resonanzfrequenzen (f_rp, f_rs) der jeweiligen Resonatoren den jeweiligen vorbestimmten Werten (f_rp = 893 MHz, f_rs = 942 MHz) gleich sind: λs = Vm/frs λp = Vm/frp wobei V_m die Schallgeschwindigkeit der Oberflächenwelle, die sich in dem 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃-Kristall ausbreitet, bei einer Elektrodendicke von 3000 Å ist und experimentell 3920 m/s beträgt.
Das SAW-Filter 240 mit der obigen Struktur hat eine Bandpaßcharakteristik, die ein breites Durchlaßband und einen niedrigen Verlust aufweist, wie in 47C gezeigt, wobei Δf = 19 MHz ist. Wenn nur die Musterbreite λ_p in 45 auf 4,35 μm verändert wird, beträgt dann Δf 10 MHz und wird die in 47B gezeigte Charakteristik erhalten. Die Elektrode ist aus einer Al-Cu-Legierung und 3000 Å dick und ist so angeordnet, daß die Oberflächenwelle in der X-Richtung des piezoelektrischen Substrates 241 ausgebreitet wird.
Nun folgt eine Beschreibung von piezoelektrischen Substraten, die kein 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃ sind. Das Kapazitätsverhältnis τ von 64°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiNbO₃ beträgt 6,8, und eine Gleichung, die der Gleichung (17) entspricht, wird wie folgt geschrieben: α = 1,47 × 10–1(4,37√P – 1) (19)
Das Kapazitätsverhältnis τ von 41°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiNbO₃ beträgt 4,4, und eine Gleichung, die der Gleichung (17) entspricht, wird wie folgt geschrieben: α = 2,273 × 10–1/(4,52√P – 1) (20)
Wenn der Wert τ abnimmt, das heißt, der elektromechanische Kopplungskoeffizient nimmt zu, wird α erhöht, und die Charakteristik verschlechtert sich wenig, selbst wenn Δf zunimmt.
Nun folgt unter Bezugnahme auf 54 bis 57 eine Beschreibung einer zwölften Vorrichtung bezüglich der Erfindung. Ein SAW-Filter 250 gemäß der zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein SAW-Filter des Abzweigtyps mit einer Vielzahl von Basiseinheiten (Einheitssektionen), die jeweils einen SAW-Resonator in dem parallelen Arm und einen SAW-Resonator in dem seriellen Arm haben, und stellt eine Kennimpedanzanpassung zwischen benachbarten Einheitssektionen her, um einen Verlust an jedem Verbindungsknoten zu reduzieren. Mit der obigen Anordnung wird es möglich, den Einfügungsverlust in dem Durchlaßband zu reduzieren.
Die zwölfte Vorrichtung bezüglich der Erfindung wurde in Anbetracht der folgenden Überlegung gebildet. Eine Bandpaßcharakteristik kann, wie in 58A und 58B gezeigt, durch wenigstens einen Resonator in einem parallelen Arm und wenigstens einen Resonator in einem seriellen Arm erhalten werden. Die Verbindung des Abzweigtyps, die einen Resonator in einem parallelen Arm und einen Resonator in einem seriellen Arm umfaßt, ist die Einheitssektion des Filters.
Es ist wünschenswert, wenn die Resonanzfrequenz des Resonators des seriellen Arms gleich oder höher als die Antiresonanzfrequenz des Resonators des parallelen Arms ist. Zwei Einheitssektionen, die in 58A bzw. 58B gezeigt sind, stehen zur Verfügung. Der serielle Arm der Einheitssektion, die in 58A gezeigt ist, dient als Eingangsanschluß, und der serielle Arm der Einheitssektion, die in 58B gezeigt ist, dient als Ausgangsanschluß. Eine Mehrstufenverbindung, die eine Vielzahl von Einheitssektionen umfaßt, hat die Kategorie von einem von drei Typen, die in 59A, 59B und 59C gezeigt sind. 59A zeigt eine Anordnung, bei der entweder der Eingang oder der Ausgang ein serieller Arm ist und der andere ein paralleler Arm ist (asymmetrischer Typ). 59B zeigt eine Anordnung, bei der sowohl der Eingang als auch der Ausgang parallele Arme sind (symmetrischer Typ). 59C zeigt eine Anordnung, bei der sowohl der Eingang als auch der Ausgang serielle Arme sind (symmetrischer Typ).
Der Einfügungsverlust der Mehrstufenverbindung, die n Einheitssektionen hat, beträgt das n-fache dessen der Einheitssektion, und der Seitenkeulenunterdrückungsfaktor beträgt auch das n-fache von dem der Einheitssektion. Im allgemeinen nimmt der Einfügungsverlust zu, während die Seitenkeulenunterdrückung verbessert wird. Besonders wenn der Einfügungsverlust etwa null beträgt, ist die Mehrstufenverbindung ein effektives Mittel. Der Einfügungsverlust wird jedoch größer als das n-fache von dem der Einheitssektion sein, wenn die Impedanzanpassung zwischen den benachbarten Einheitssektionen nicht gut ist. Falls die Impedanzanpassung schlecht ist, wird Energie an den Schnittstellen zwischen benachbarten Einheitssektionen reflektiert (an jeder der Schnittstellen 1-1'–n-n'). Die Reflexion von Energie vergrößert den Einfügungsverlust. Wenn die Energiereflexion, die an einer Schnittstelle zwischen benachbarten Einheitssektionen auftritt, durch T bezeichnet wird, wird der Verlust als n10log(Γ) ausgedrückt. Daher ist es wichtig, die Erhöhung des Einfügungsverlustes zu unterdrücken, indem eine Impedanzanpassung zwischen benachbarten Einheitssektionen hergestellt wird und die Energiereflexion an jeder Schnittstelle zwischen zwei benachbarten Einheitssektionen unterdrückt wird.
Nun folgt eine Beschreibung eines Verfahrens zum Anpassen der Impedanzen von benachbarten Einheitssektionen. Wenn zwei Schaltungen 1 und 2, die jeweils vier verschiedene Anschlußkonstanten (vier Parameter A, B, C und D einer F-Matrix) haben, so miteinander verbunden sind, daß die Impedanzanpassung zwischen ihnen hergestellt wird, wie in 60 gezeigt, werden die Schaltungen so konstruiert, daß Kennimpedanzen, die erhalten werden, wenn die Schaltungen 1 und 2 von einer Schnittstelle b-b' betrachtet werden, einander gleich sind. Eine Kennimpedanz Z_i1, die erhalten wird, wenn die Schaltung 1 von der Schnittstelle b-b' betrachtet wird, kann unter Verwendung von vier Anschlußkonstanten A₁, B₁, C₁ und D₁ der Schaltung 1 wie folgt ausgedrückt werden:
Ähnlich kann eine Kennimpedanz Z_i2, die erhalten wird, wenn die Schaltung 2 von der Schnittstelle b-b' betrachtet wird, wie folgt ausgedrückt werden:
Die Kennimpedanzen Z_i1 und Z_i2 werden ungeachtet eines Lastwiderstandes (reiner Widerstand) R₀ bestimmt.
Wenn die Gleichungen (21) und (22) einander gleich sind, kann die folgende Impedanzanpassungsbedingung erhalten werden: D1B1/C1A1 = A2B2/C2D2 (23)
61A zeigt eine Verbindung, die eine schlechte Impedanzanpassung aufweist, und die Bedingung der Gleichung (23) wird nicht erfüllt. Der Reflexionsfaktor Γ, der erhalten wird, wenn die Schaltung rechts von der Schnittstelle b-b' betrachtet wird, wird wie folgt ausgedrückt: Γ = (ZsYp)/(2 + ZsYp) (24)
Die Werte von Z_s und Y_p eines zweckmäßigen Elementes sind nicht gleich null, und daher ist deren Reflexionsfaktor Γ nicht null.
Bei einer Verbindung, die in 61B gezeigt ist, wird eine Kennimpedanz Z_i1, die erhalten wird, wenn die Schaltung links von der Schnittstelle b-b' betrachtet wird, unter Verwendung der Gleichung (21) wie folgt erhalten:
Eine Kennimpedanz Z_i2, die erhalten wird, wenn die Schaltung rechts von der Schnittstelle b-b' betrachtet wird, kann unter Verwendung der Gleichung (22) erhalten werden. Es sei erwähnt, daß Z_i2 = Z_i1 ist. Daher wird die Impedanzanpassung hergestellt, und der Reflexionsfaktor Γ an der Schnittstelle b-b' ist null. Das obige gilt auch für eine Verbindung, die in 61C gezeigt ist.
Nun folgt eine Beschreibung eines Verfahrens zum Kaskadieren einer Vielzahl von Einheitssektionen auf die in 61B oder 61C gezeigte Weise. 62(A) zeigt eine Schaltung, die n Einheitssektionen (n > 2) umfaßt, bei denen das in 61B gezeigte Verbindungsverfahren und das in 61C gezeigte Verbindungsverfahren alternativ eingesetzt werden. Aus der obigen Beschreibung geht hervor, daß an keiner Schnittstelle eine Reflexion vorhanden ist.
Die in (A) von 62 gezeigte Schaltung kann abgewandelt werden, wie in (B) von 62 gezeigt, wobei zwei Resonatoren jeweilig in benachbarten parallelen Knoten integriert sind und zwei benachbarte Resonatoren in dem seriellen Arm auch integriert sind. Der Resonator des seriellen Arms, der dem Eingang des Filters am nächsten ist, hat einen Impedanzwert, der halb so groß wie jener der Resonatoren ist, die einwärts von dem obigen Resonator des seriellen Arms angeordnet sind. Ähnlich hat der Resonator eines parallelen Arms, der dem Ausgang des Filters am nächsten ist, einen Admittanzwert, der halb so groß wie jener der Resonatoren ist, die einwärts von dem obigen Resonator des parallelen Arms angeordnet sind.
63A, 63B und 63C zeigen Konfigurationen, die erhalten werden, indem das obige Abwandlungsverfahren, das in 62 gezeigt ist, auf die in 59A, 59B bzw. 59C gezeigten Konfigurationen angewendet wird. Im besonderen zeigt 63A ein Impedanzanpassungsverfahren, das dem in 59A gezeigten Anpassungsverfahren entspricht, bei dem entweder der Eingang oder der Ausgang des Filters der serielle Arm ist und der andere der parallele Arm ist. In der in 63A gezeigten Konfiguration beträgt die Impedanz des Resonators des seriellen Arms, der an einem Ende des Filters angeordnet ist, die Hälfte von jener von jedem inneren Resonator des seriellen Arms, und die Admittanz des Resonators des parallelen Arms, der an dem anderen Ende des Filters angeordnet ist, beträgt die Hälfte von der von jedem inneren Resonator eines parallelen Arms.
63B zeigt ein Impedanzanpassungsverfahren, das dem in 59B gezeigten Anpassungsverfahren entspricht. In der Konfiguration von 63B hat jeder von zwei Resonatoren von parallelen Armen, die an jeweiligen Enden von ihr angeordnet sind, einen Admittanzwert, der die Hälfte von dem des inneren Resonators des parallelen Arms beträgt.
63C zeigt ein Impedanzanpassungsverfahren, das dem in 59C gezeigten Anpassungsverfahren entspricht. In der Konfiguration von 63C hat jeder der zwei Resonatoren des seriellen Arms, die an jeweiligen Enden von ihr angeordnet sind, einen Impedanzwert, der die Hälfte von dem der inneren Resonatoren des seriellen Arms beträgt.
Nun folgt eine weitere Beschreibung der zwölften Vorrichtung bezüglich der Erfindung auf der Basis des obigen Konzeptes. Das SAW-Filter 250 gemäß der zwölften Vorrichtung hat die in 54 gezeigte Ersatzschaltung und die zweckmäßige Struktur, die in 55 gezeigt ist. Sie hat, wie in 54 gezeigt, drei Resonatoren des seriellen Arms Rs1, Rs2 und Rs3 und drei Resonatoren von parallelen Armen Rp1, Rp2 und Rp3. Jeder der sechs Resonatoren hat eine identische Aperturlänge (90 μm) und eine identische Anzahl von Fingerpaaren (100). Jeder der Resonatoren hat zwei Reflektoren des Kurzschlußtyps, die jeweilig auf zwei gegenüberliegenden Seiten der Interdigitalelektrode angeordnet sind, um Q zu erhöhen. Jeder der Reflektoren hat etwa 100 Fingerpaare. Die Resonatoren des seriellen Arms Rs1, Rs2 und Rs3 haben eine identische Fingerperiode (λ_s) von 4,19 μm. Die Resonatoren der parallelen Arme Rp1, Rp2 und Rp3 haben eine identische Fingerperiode λ_p von 4,38 μm, die sich von dem Wert von λ_s unterscheidet.
64 zeigt ein SAW-Filter, das mit dem SAW-Filter 250 gemäß der zwölften Vorrichtung bezüglich der Erfindung verwandt ist. Bei jedem der in 54 und 64 gezeigten Filter ist die Konstruktionsspezifikation von jedem SAW-Resonator des seriellen Arms, der durch die Impedanz Z_s dargestellt ist, so, daß die Aperturlänge 90 μm beträgt und die Anzahl von Fingerpaaren 100 ausmacht. Die Konstruktionsspezifikation von jedem SAW-Resonator eines parallelen Arms, der durch die Admittanz Y_p dargestellt ist, ist dieselbe wie die obige Konstruktionsspezifikation. Der Kristall mit piezoelektrischem Substrat ist aus 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃. Auf dem Kristallsubstrat ist ein interdigitales Muster für jeden SAW-Resonator vorgesehen, der aus einem Al-Legierungsmuster mit einer Dicke von 3000 Å gebildet ist.
Die Kurve 251 mit der durchgehenden Linie, die in 56 gezeigt ist, stellt die Charakteristik des Filters 250 dar. Die Kurve 252 mit der gestrichelten Linie, die in 56 gezeigt ist, stellt die Charakteristik des Filters von 64 dar. Aus 56 ist ersichtlich, daß das Filter 250 einen Einfügungsverlust hat, der kleiner als jener des Filters von 64 ist, und besonders der Einfügungsverlust an beiden Enden des Durchlaßbandes wird bei dem Filter 250 außerordentlich verbessert.
Die Kurve 253, die in 57 gezeigt ist, stellt eine Bandcharakteristik des Filters dar, das in 64 gezeigt ist, bei dem die Anzahl von Fingerpaaren nur des Resonators des parallelen Arms, der durch die Admittanz Y_p dargestellt ist, von 100 auf 80 reduziert wurde, um dadurch den Wert der Admittanz Y_p zu verringern. Aus 57 ist ersichtlich, daß der Einfügungsverlust in dem Durchlaßband verbessert wird. Es kann gesagt werden, daß der Einfügungsverlust sogar durch das Reduzieren der Admittanz des Resonators am Ende des Filters um einen Betrag, der kleiner als 1/2 ist, etwas verbessert werden kann. Obiges gilt auch für die Impedanz.
Es ist die Technik beschrieben worden, die auf der in 63A gezeigten Basisstruktur beruht. Eine Variante, bei der eine Anzahl von Einheitssektionen in der Mitte des Filters vorgesehen ist, hat dieselben Vorteile wie die obige Ausführungsform.
Unter Bezugnahme auf 65 folgt nun eine Beschreibung eines SAW-Filters 260 gemäß einer dreizehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung. Das SAW-Filter 260 beruht auf der in 63B gezeigten Basisstruktur und weist dieselbe Einfügungsverlustverbesserung auf, wie sie durch die Kurve 251 in 56 gezeigt ist.
66 zeigt ein SAW-Filter 270 gemäß einer vierzehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung. Das Filter 270 beruht auf der in 63C gezeigten Struktur. Das Filter 270 weist dieselbe Einfügungsverlustverbesserung auf, wie sie durch die Kurve 215 in 56 gezeigt ist.
67 und 68 zeigen ein SAW-Filter 280 gemäß einer fünfzehnten Vorrichtung bezüglich der Erfindung. Die vorliegende Vorrichtung beruht auf der Überlegung, daß der Einfügungsverlust von einer Widerstandskomponente und einer Konduktanzkomponente der Interdigitalelektrode abhängt. Angesichts dessen soll durch die fünfzehnte Vorrichtung die Widerstandskomponente von jedem Resonator des seriellen Arms und die Konduktanzkomponente von jedem Resonator eines parallelen Arms reduziert werden und dadurch der gesamte Einfügungsverlust eines Filters reduziert werden, in dem Resonatoren eine Verbindung des Abzweigtyps bilden.
Unter Bezugnahme auf 67 sind SAW-Resonatoren R_s1, R_s2 und R_s3 in dem seriellen Arm vorgesehen, und SAW-Resonatoren R_p1, R_p2 und R_p3 sind in den jeweiligen parallelen Armen vorgesehen. Die Resonanzfrequenz f_rs von jedem der Resonatoren in dem seriellen Arm unterscheidet sich von der Resonanzfrequenz f_rp von jedem der Resonatoren in den parallelen Armen.
Nun wird angenommen, daß die Admittanz von jedem Resonator eines parallelen Arms wie folgt ausgedrückt wird: Yp = g + j·b (26)wobei g eine Konduktanzkomponente bezeichnet und b eine Suszeptanz bezeichnet. Ferner wird angenommen, daß die Impedanz von jedem Resonator des seriellen Arms wie folgt ausgedrückt wird: Zs = r + j·x (27)wobei r eine Widerstandskomponente bezeichnet und x eine Reaktanzkomponente bezeichnet.
Entsprechend den obigen Annahmen sind die Frequenzcharakteristiken von g, b, r und x so wie in 71 gezeigt. Die Suszeptanzkomponente b (durch die gestrichelte Linie dargestellt) der Admittanz Y_p des Resonators eines parallelen Arms hat den größten Wert bei der Resonanzfrequenz f_rp, bei der sich ihr Vorzeichen von + auf – verändert. Ferner wird die Suszeptanzkomponente b bei der Antiresonanzfrequenz f_ap, bei der sich ihr Vorzeichen von – auf + verändert, null. Die Konduktanzkomponente g (Strichpunktlinie) hat den größten Wert bei der Resonanzfrequenz f_rp und nimmt schnell ab und nähert sich null. Der Wert der Konduktanzkomponente g nimmt nur das positive Vorzeichen an.
Die Reaktanzkomponente x (in 71 durch die durchgehende Linie dargestellt) der Impedanz Z_s des Resonators des seriellen Arms wird bei der Resonanzfrequenz f_rs null und hat den größten Wert bei der Antiresonanzfrequenz f_as. Ferner verändert sich das Vorzeichen der Reaktanzkomponente x von + auf – und nähert sich null von der negativen Seite in einem Bereich, der höher als f_as ist. Die Widerstandskom ponente r steigt von null allmählich auf den größten Wert bei der Antiresonanzfrequenz f_as an und nimmt dann allmählich ab. Die Widerstandskomponente r nimmt nur das positive Vorzeichen an.
Um eine Filtercharakteristik zu erhalten, ist die Antiresonanzfrequenz f_ap des Resonators eines parallelen Arms gleich der Resonanzfrequenz f_rs des Resonators des seriellen Arms oder etwas kleiner.
Ein Graph, der in dem unteren Abschnitt von 71 dargestellt ist, zeigt die Bandcharakteristik der Filterschaltung. Das Durchlaßband wird bei f_ap ≈ f_rs gebildet, und der übrige Frequenzbereich dient als Abschwächungsbereich. Aus 71 ist auch ersichtlich, daß b und x im Bereich der Mittenfrequenz des Durchlaßbandes jeweilig null sind. Daher wird die Durchlaßbandcharakteristik des Filters nur durch r und g bestimmt, und folgendes wird erhalten: S21 = 100/(100 + r + 50r·g + 2500g) (28)
Da r > 0 und g > 0 ist, wird S21 kleiner als 1, wenn sowohl r als auch g zunimmt, und der Einfügungsverlust, der als 20log|S21| geschrieben wird, nimmt auch zu. Daher nimmt der Einfügungsverlust ab, wenn sowohl r als auch g dichter bei null liegt.
Nun folgt eine Beschreibung einer Untersuchung diesbezüglich, welcher Teil der Interdigitalelektrode mit der Widerstandskomponente r und der Konduktanzkomponente g verbunden ist. Die obige Untersuchung berücksichtigt einen Widerstand r₁, der in die in 5B gezeigte Ersatzschaltung eingefügt wird. Der Widerstand r₁ ist die Summe aus der elektrischen Widerstandskomponente der Interdigitalelektrode und einer akustischen Widerstandskomponente, die einem Energieverlust entspricht, der herbeigeführt wird, während Körperwellen, die von Enden der Finger erzeugt werden, im Inneren des Substrates ausgebreitet werden. Die Widerstandskomponente, die aus der Emission von Körperwellen resultiert, hängt wenig von der Form der Interdigitalelektroden ab und ist daher zu dem elektrischen Widerstand der Interdigitalelektrode proportional. Speziell ist r = r₁ im Bereich der Mittenfrequenz von x = 0.
Die Konduktanzkomponente g der Admittanz des Resonators eines parallelen Arms ist zu der Konduktanz 1/r₁ des elektrischen Widerstandes der Interdigitalelektrode proportional.
Die folgende Gleichung ist bekannt: r = ls·ρ0/(Ns·W·t) (29)wobei ρ₀ den spezifischen Widerstand der Finger der Interdigitalelektroden bezeichnet, W die Breite von jedem Finger bezeichnet, t die Filmdicke von jedem Finger bezeichnet, l_s die Aperturlänge des Resonators des seriellen Arms bezeichnet und N_s die Anzahl von Fingerpaaren bezeichnet.
Die Konduktanzkomponente g wird wie folgt erhalten, falls dasselbe Substrat und derselbe Metallfilm wie jene verwendet werden, die in dem Resonator des seriellen Arms zum Einsatz kommen: g = Np·W·t/(lp·ρ0) (30)wobei l_p die Aperturlänge des Resonators eines parallelen Arms bezeichnet und Np die Anzahl von Fingerpaaren bezeichnet. Es sei erwähnt, daß ρ₀, W und t in dem Resonator des parallelen Arms fast dieselben wie jene in dem Resonator des seriellen Arms sind.
Daher wird eine Erhöhung des Einfügungsverlustes in der Gleichung (28) wie folgt ausgedrückt: r + 50r·g + 2500g = ls·ρ0/(Ns·W·t) + 50·(ls/lp)·(Np/Ns) + 2500·Np·W·t/(lp·ρ0) (31)
Aus der Gleichung (31) geht hervor, daß der Einfügungsverlust des Resonators des seriellen Arms kleiner wird, wenn die Aperturlänge l_s abnimmt und die Anzahl N_S von Fingerpaaren zunimmt, und daß der Einfügungsverlust des Resonators eines parallelen Arms kleiner wird, wenn die Aperturlänge l_p zunimmt und die Anzahl N_p von Fingerpaaren abnimmt. Der Einfügungsverlust kann besonders effektiv reduziert werden, wenn l_s/l_p < 1 und N_p/N_s < 1 ist, das heißt, wenn die Aperturlänge des Resonators des seriellen Arms kleiner als jene des Resonators des parallelen Arms ist und die Anzahl von Fingerpaaren des Resonators des seriellen Arms größer als die Anzahl von Fingerpaaren des Resonators eines parallelen Arms ist.
Der Grund dafür wird nun beschrieben. In der Gleichung (31) ist r = r_s (r_s: elektrischer Widerstand des Resonators des seriellen Arms) und g = 1/r_p (r_p: elektrischer Widerstand des Resonators eines parallelen Arms), und deshalb kann der folgende Ausdruck erhalten werden: r + 50r·g + 2500g = rs + 50(rs/rp) + 2500(1(rp).
Daher kann eine Erhöhung des Einfügungsverlustes unterdrückt werden, wenn (r_s/r_p) < 1 ist, das heißt, wenn r_s < r_p ist.
Falls l_s zu kurz ist, ist ein Verlust zu verzeichnen, der aus der Beugung der Oberflächenwelle resultiert. Falls l_p zu lang ist, erscheint eine Verringerung von Q des Resonators des parallelen Arms auf Grund der Widerstandserhöhung, und der Seitenkeulenunterdrückungsfaktor wird verschlechtert. Daher ist bei l_s und l_p eine Grenze vorhanden.
Die Gleichung (31) kann wie folgt abgewandelt werden: r + 50r·g + 2500g = ls·ρ0/Ns·W·ts) + 50·(ls/lp)·(Np/Ns)· (tp·ts) + 2500·Np·W·tp/(lp ·ρ0) (32) wobei t_s die Filmdicke des Metallfilms darstellt, der die Interdigitalelektrode des Resonators des seriellen Arms bildet, und t_p die Filmdicke des Metallfilms darstellt, der die Interdigitalelektrode des Resonators eines parallelen Arms bildet. Daher kann der Einfügungsverlust reduziert werden, wenn t_p/t_s ist.
Es ist möglich, Resonatoren zu verwenden, die jeweils zwei verschiedene Metallfilme mit verschiedenen Werten des spezifischen Widerstandes (ρ_os, ρ_op) haben, und diese Resonatoren in den parallelen und seriellen Armen so anzuordnen, daß ρ_os/ρ_op < 1 erfüllt werden kann. Hinsichtlich der Massenproduktivität ist dies jedoch nicht zweckmäßig.
Unter Bezugnahme auf 67 und 68 folgt eine weitere Beschreibung der fünfzehnten Vorrichtung, die auf dem obigen Konzept beruht. Ein piezoelektrisches Substrat 241 ist aus 36°-Y-Schnitt-X-Ausbreitungs-LiTaO₃ gebildet, und eine Elektrode ist aus Al und hat eine Dicke von 3000 Å.
Herkömmlicherweise ist in jedem der parallelen und seriellen Arme l_s = l_p = 90 μm und N_p = N_S = 100. Bei der vorliegenden Vorrichtung ist l_s = 45 μm und N_s = 200 in dem seriellen Arm, während l_p = 180 μm und N_p = 50 in dem parallelen Arm ist. Das heißt, l_p > l_s und N_s > N_p. Ferner ist l_s/l_p = 0,25 und N_p/N_s = 0,25. Die elektrostatische C₀ der Interdigitalelektrode, die auf dem Produkt aus der Anzahl von Fingerpaaren und der Aperturlänge basiert, bleibt konstant.
In 69 stellt eine durchgehende Linie 281 die Charakteristik der vorliegenden Vorrichtung dar, und eine gestrichelte Linie 282 stellt die Charakteristik des herkömmlichen Filters dar. Das herkömmliche Filter hat einen Einfügungsverlust von 2,5 dB, während die vorliegende Vor richtung einen Einfügungsverlust von 2,0 dB hat. Das heißt, der Einfügungsverlust wird um 0,5 dB verbessert, mit anderen Worten, um 25%. Da eine erhöhte Anzahl von Fingerpaaren des Resonators des seriellen Arms eingesetzt wird, wird ferner das Durchbruchleistungsvermögen verbessert, und die anwendbare maximale Leistung wird um 20% verbessert.
In der vorliegenden Vorrichtung tritt ein Beugungsverlust auf, wenn l_s gleich oder kleiner als 30 μm ist, und die Seitenkeule beginnt gemindert zu werden, wenn l_p gleich oder größer als 300 μm ist. Daher sind l_s und l_p auf die obigen Werte begrenzt. Daraus ist ersichtlich, daß der Einfügungsverlust in dem Durchlaßband verbessert wird, indem der elektrische Widerstand des seriellen Arms verringert wird und der elektrische Widerstand des parallelen Arms erhöht wird (Verringern der Konduktanz). Es ist auch möglich, einen Resonator in dem parallelen Arm zu verwenden, der eine Filmdicke hat, die größer als jene des Resonators in dem seriellen Arm ist. Selbst mit dieser Struktur ist es möglich, den Einfügungsverlust in dem Durchlaßband zu reduzieren.
Unter Bezugnahme auf 72 folgt nun eine Beschreibung eines Wellenfilters gemäß einer sechzehnten Vorrichtung. Das Wellenfilter (Richtungsfilter), das in 72 gezeigt ist, umfaßt zwei SAW-Filter F1 und F2, die Eingangsanschlüsse haben, die mit einem Paar von gemeinsamen Signalanschlüssen T0 über gemeinsame Knoten a und b verbunden sind. Das SAW-Filter F1 hat ein Paar von Signalanschlüssen T1, und das SAW-Filter F2 hat ein Paar von Signalanschlüssen T2. Ein Paar von Signalleitungen l_h und l_c verbindet die Knoten a und b mit dem SAW-Filter F1, und ein anderes Paar von Signalleitungen l_h und l_c verbindet die Knoten a und b mit dem SAW-Filter F2.
Das SAW-Filter F1 umfaßt einen SAW-Resonator des seriellen Arms Rso und einen SAW-Resonator des parallelen Arms Rp, welche Resonatoren so konfiguriert sind, wie es zuvor beschrieben worden ist. Der Resonator Rso ist mit dem gemeinsamen Knoten a verbunden und dient daher als Resonator der ersten Stufe des SAW-Resonators F1. Eine Vielzahl von Paaren aus einem Resonator des seriellen Arms und einem Resonator des parallelen Arms ist in dem SAW-Filter F1 kaskadiert. Das SAW-Filter F2 hat dieselbe Konfiguration wie das SAW-Filter F1.
Die SAW-Filter F1 und F2 haben jeweilig verschiedene Mittenbandfrequenzen. Zum Beispiel hat das SAW-Filter F1 eine Bandmittenfrequenz f₁ von 887 MHz, und das SAW-Filter F2 hat eine Bandmittenfrequenz f₂ von 932 MHz. In diesem Fall ist die Frequenz f₁ niedriger als die Frequenz f₂.
73 ist ein Smith-Diagramm des in 72 gezeigten Wellenfilters. In 73 bezeichnet P das Durchlaßband des Wellenfilters, A ein Abschwächungsband auf der Seite der niedrigen Frequenz und B ein Abschwächungsband auf der Seite der hohen Frequenz. Aus 73 ist ersichtlich, daß die charakteristische Impedanz der in 72 gezeigten Schaltung gleich 50 Ω ist, während die Impedanzen der Abschwächungsbänder A und B größer als 50 Ω sind. Dies bedeutet, daß das Wellenfilter von 72 die Impedanzcharakteristiken der jeweiligen Bandpaßfilter hat.
Unter Bezugnahme auf 74 und 75 folgt nun eine Beschreibung eines Wellenfilters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 74 sind Teile, die dieselben wie jene in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen.
Die SAW-Filter F1 und F2 erfüllen die Bedingung f₁ < f₂, wie es zuvor beschrieben worden ist. Falls die SAW-Bandpaßfilter F1 und F2 Charakteristiken haben, wie sie in
75 gezeigt sind, wird das Filter F1 in einem Zustand der hohen Impedanz innerhalb des Durchlaßfrequenzbandes des Filters F2 gehalten. In diesem Fall ist es nicht erforderlich, eine Impedanzanpassungsschaltung M für das Filter F1 vorzusehen, und dieselbe Charakteristik wie die Charakteristik des Filters F2 allein kann erhalten werden.
Das Filter F2 hat jedoch keine hohe Impedanz innerhalb seines Abschwächungsbandes der niedrigen Frequenz A, und ein Nebensprechen kann auftreten. Daher ist es erforderlich, die Impedanz innerhalb des Abschwächungsbandes der niedrigen Frequenz A des Filters F2 zu erhöhen.
Eine Impedanzanpassungsschaltung M zum Erhöhen der Impedanz in seinem Abschwächungsband der niedrigen Frequenz A ist zwischen den Knoten a und b und dem Filter F2 verbunden. Die Impedanzanpassungsschaltung M enthält einen Induktor L, der ein Element mit hoher Impedanz zum Rotieren der Signalphase ist. Der Induktor L hat zum Beispiel eine Induktivität von 6 nH. Der Induktor L kann zum Beispiel aus einer Metallstreifenleitung gebildet sein, die beispielsweise aus Gold, Wolfram oder Kupfer ist, und auf einem Glas-Epoxid- oder Keramiksubstrat gebildet sein. Die Streifenleitung, die auf dem Glas-Epoxid-Substrat gebildet ist, hat eine Breite von 0,5 mm und eine Länge von 11 mm, und die Streifenleitung, die auf dem Keramiksubstrat gebildet ist, hat eine Breite von 0,2 mm und eine Länge von 6 mm.
Die Impedanzanpassungsschaltung M, die für das Filter F2 vorgesehen ist, rotiert die Phase in der Richtung, die durch den Pfeil gekennzeichnet ist, wie in 75 gezeigt, und die Impedanz des Filters F2 in dem Abschwächungsband der niedrigen Frequenz A kann erhöht werden.
76 zeigt ein Wellenfilter gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 76 sind Teile, die dieselben wie jene in den zuvor beschriebenen Figuren sind, mit denselben Bezugszeichen versehen. Das in 76 gezeigte Wellenfilter kann erhalten werden, indem ein Kondensator C, der den Phasenrotationsbetrag des Induktors L korrigiert, zwischen dem Induktor L und dem Resonator des seriellen Arms Rso seriell verbunden wird. Es ist möglich, daß mit nur dem Induktor L keine geeignete Impedanzanpassung erreicht werden kann. Wie es in einem Smith-Diagramm von 77 gezeigt ist, wird die Phase erstens in der Richtung rotiert, die durch den Pfeil in 77 gekennzeichnet ist, und zweitens durch den Induktor L rotiert.
78 zeigt ein Wellenfilter gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Filter F1 umfaßt den SAW-Resonator des seriellen Arms Rso und den SAW-Resonator des parallelen Arms Rp, die so verbunden sind, daß der Resonator des seriellen Arms in der ersten Stufe des Filters F1 angeordnet ist. Der SAW-Resonator des parallelen Arms Rpo des Filters F2 ist in der ersten Stufe des Filters F2 angeordnet. Eine Leitung S zur Verwendung bei der Phasenrotation ist mit dem SAW-Filter F2 seriell verbunden. Es ist möglich, die Impedanz des Filters F1 innerhalb seines Abschwächungsbandes der hohen Frequenz B auch durch solch eine Anordnung zu erhöhen, daß nur das Filter F1 den Resonator des seriellen Arms der ersten Stufe hat. In diesem Fall ist der Resonator der ersten Stufe des Filters F2 der Resonator des parallelen Arms Rpo, der mit dem Paar von gemeinsamen Signalanschlüssen T0 parallel verbunden ist, und das Abschwächungsband der niedrigen Frequenz A des Filters F2 (das dem Durchlaßband des Filters F1 entspricht) hat keine hohe Impedanz. Daher ist gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Phasenrotationsleitung S mit dem Filter F2 seriell verbunden.
Die Richtung der Phasenrotation, die durch die Leitung S bewirkt wird, ist, wie in 79 gezeigt, zu den in 75 und 77 gezeigten Richtungen entgegengesetzt. Eine geeignete Anpassung des Filters F2 kann jedoch erhalten werden, wie in 79 gezeigt. In diesem Fall beträgt die Länge der Leitung S, die auf dem Glas-Epoxid-Substrat gebildet ist, etwa 25 mm, und die Länge der Leitung S, die auf dem Keramiksubstrat gebildet ist, beträgt etwa 26 mm.
Eine Veränderung der in 78 gezeigten Konfiguration kann vorgenommen werden, indem der Induktor L auf dieselbe Weise wie in 74 vorgesehen wird. Ferner ist es auch möglich, den Kondensator C genauso wie in 76 vorzusehen.
Die Bandmittenfrequenzen f₁ und f₂ der sechzehnten bis neunzehnten Vorrichtungen der vorliegenden Beschreibung sind nicht auf 887 MHz und 932 MHz begrenzt.

Claims

Bandpaßfilter mit: einem Paar von SAW-Filtern (F1, F2), welche SAW-Filter jeweilige Durchlaßbänder mit Bandmittenfrequenzen haben, wobei jene des zweiten Filters (F2) höher als die des ersten (F1) ist und jedes Filter SAW-Resonatoren enthält, die in einer Mehrfachabzweigformation verbunden sind, und ein Paar von Eingangsanschlüssen und ein Paar von Ausgangsanschlüssen hat; in dem das erste SAW-Filter (F1) einen SAW-Resonator eines seriellen Arms (Rs0) enthält, der in einer ersten Stufe des ersten SAW-Filters angeordnet ist, und einen SAW-Resonator eines parallelen Arms (Rp), der mit dem SAW-Resonator des seriellen Arms verbunden ist, und das zweite SAW-Filter (F2) einen SAW-Resonator eines parallelen Arms (Rp0) enthält, der in einer ersten Stufe dieses zweiten SAW-Filters angeordnet ist, und einen SAW-Resonator eines seriellen Arms (Rs), der mit dem SAW-Resonator des parallelen Arms (Rp0) verbunden ist; einem Paar von Bandpaßfilter-Gemeinschafts-Eingangs/Ausgangs-Signalanschlüssen (T₀), das mit dem Paar von SAW-Filtern gemeinsam verbunden ist; Paaren (T₁, T₂) von Bandpaßfilter-Eingangs/Ausgangs-Signalanschlüssen, die jeweilig mit dem Paar von SAW-Filtern verbunden sind; und einer Leitung (S), die zur Phasenrotation verwendet wird und zwischen einem von dem Paar von Gemeinschafts-Eingangs/Ausgangs-signalanschlüssen und dem zweiten SAW-Filter (F2) seriell verbunden ist.
Bandpaßfilter nach Anspruch 1, in dem die Leitung, die zur Phasenrotation verwendet wird, auf einem Glas-Epoxid- oder Keramiksubstrat gebildet ist.
Bandpaßfilter nach Anspruch 1 oder 2, ferner mit einem Induktivitätselement (L), das zwischen dem zweiten SAW-Filter und dem Paar von Eingangsanschlüssen angeordnet ist und mit dem zweiten SAW-Filter parallel verbunden ist.
Bandpaßfilter nach Anspruch 3, ferner mit einem Kapazitätselement (C), das zwischen dem Induktivitätselement und der ersten Stufe des zweiten SAW-Filters (F2) seriell verbunden ist.
Bandpaßfilter mit: einem Paar von SAW-Filtern (F1, F2), welche SAW-Filter jeweilige Durchlaßbänder mit Bandmittenfrequenzen haben, wobei jene des zweiten Filters (F2) höher als die des ersten (F1) ist und jedes Filter SAW-Resonatoren enthält, die in einer Mehrfachabzweigformation verbunden sind, und ein Paar von Eingangsanschlüssen und ein Paar von Ausgangsanschlüssen hat; in dem das erste SAW-Filter (F1) einen SAW-Resonator eines seriellen Arms (Rs0) enthält, der in einer ersten Stufe des ersten SAW-Filters angeordnet ist, und einen SAW-Resonator eines parallelen Arms (Rp), der mit dem SAW-Resonator des seriellen Arms verbunden ist, und das zweite SAW-Filter (F2) einen SAW-Resonator eines seriellen Arms (Rs0) enthält, der in einer ersten Stufe dieses zweiten SAW-Filters angeordnet ist; einem Paar von Bandpaßfilter-Gemeinschafts-Eingangs/Ausgangs-Signalanschlüssen (T₀), das mit dem Paar von SAW-Filtern gemeinsam verbunden ist; Paaren (T₁, T₂) von Bandpaßfilter-Eingangs/Ausgangs-Signalanschlüssen, die jeweilig mit dem Paar von SAW-Filtern verbunden sind; und einer Impedanzanpassungsschaltung (M), die zwischen der ersten Stufe des zweiten SAW-Filters und den Gemeinschafts-Eingangs/Ausgangs-Signalanschlüssen angeordnet ist und zwischen den Gemeinschaftssignalanschlüssen des zweiten SAW-Filters mit dem zweiten SAW-Filter parallel verbunden ist.
Bandpaßfilter nach Anspruch 5, in dem die Impedanzanpassungsschaltung ein Induktivitätselement (L) enthält.
Bandpaßfilter nach Anspruch 6, bei dem das Induktivitätselement aus einer Metallstreifenleitung gebildet ist.
Bandpaßfilter nach Anspruch 7, bei dem die Metallstreifenleitung auf einer Keramikpackung gebildet ist.