WO2018012274A1 - ラダー型周波数可変フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および、通信端末 - Google Patents

ラダー型周波数可変フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および、通信端末 Download PDF

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将和 谷
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Definitions

  • the present invention relates to a ladder-type frequency variable filter capable of adjusting frequency characteristics, a multiplexer including the ladder-type frequency variable filter, a high-frequency front-end circuit, and a communication terminal.
  • Each frequency variable filter realizes filter processing for communication bands of different frequency bands.
  • the ladder-type frequency variable filter shown in Patent Document 1 has a configuration in which a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators are connected in a ladder shape.
  • a variable capacitor is connected to at least one of the plurality of parallel arm resonators. By changing the capacitance of the variable capacitor, the passband frequency changes. Attenuation characteristics change with this passband and change.
  • the ladder-type frequency variable filter described in Patent Document 1 is realized by a circuit board or the like on which a conductor pattern is formed, at least a floating inductor is connected to the parallel arm resonator between the parallel arm resonator and the ground. It will be connected in series.
  • an inductor may be connected in series with the parallel arm resonator in order to obtain a desired attenuation characteristic at both ends of the passband.
  • the parallel arm and the inductor are arranged in the harmonic region (high frequency side region) of the passband formed by the ladder type filter.
  • An attenuation pole is generated due to the secondary resonance of the series circuit.
  • the sub-resonance in the present invention refers to a resonator in which the capacitive capacitance of the resonator and the inductance of the inductor undergo LC series resonance, or an inductive inductance of the resonator and the capacitance of the capacitor in series LC resonance.
  • variable impedance element such as a variable capacitor or a variable inductor
  • the capacitance of the variable capacitor or the variable inductor for changing the passband frequency The frequency of the sub-resonance also changes due to the change in inductance. For example, as shown in FIG. 2B described later, the frequency of the attenuation pole due to the secondary resonance changes. For this reason, as shown in FIG. 2B, which will be described later, a necessary attenuation amount may not be obtained for a specific frequency band outside the pass band.
  • an object of the present invention is to provide a ladder that can obtain a necessary attenuation amount for a specific frequency band outside the pass band even when the sub-resonance frequency of the parallel arm resonator is changed by the variable impedance element. It is to realize a type variable frequency filter.
  • the ladder-type frequency variable filter includes a series arm resonator, a first parallel arm resonator, a second parallel arm resonator, a variable impedance element having a variable impedance, and a first fixed inductor having a fixed inductance.
  • the series arm resonator, the first parallel arm resonator, and the second parallel arm resonator are connected in a ladder shape.
  • the second parallel arm resonator is connected to a different parallel arm from the first parallel arm resonator.
  • the variable impedance element is connected in series to the first parallel arm resonator.
  • a variable impedance element is not connected to the second parallel arm resonator, and a fixed inductor is connected in series.
  • the inductance of the variable impedance element and the resonance frequency of the secondary resonance with the first parallel arm resonator move.
  • the resonance frequency of the secondary resonance between the capacitance of the variable impedance element and the first parallel arm resonator moves. This changes the position of the attenuation pole outside the passband.
  • the first fixed inductor is connected to the second parallel arm resonator, and the sub resonance point where the frequency due to the sub resonance of the second parallel arm resonator formed by the first fixed inductor does not change intentionally.
  • the ladder type frequency variable filter of the present invention may have the following configuration.
  • the frequency of the attenuation pole due to the secondary resonance of the second parallel arm resonator formed by the first fixed inductor is close to or coincides with the frequency of the harmonic of the communication signal using the pass band of the ladder circuit.
  • the ladder type frequency variable filter of the present invention preferably has the following configuration.
  • the frequency of the attenuation pole due to the secondary resonance of the second parallel arm resonator formed by the first fixed inductor is close to or coincides with the frequency of one attenuation pole due to the secondary resonance point of the first parallel arm resonator. Yes.
  • the ladder type frequency variable filter of the present invention may include a third parallel arm resonator included in the ladder type circuit and a second fixed inductor having a fixed inductance.
  • the third parallel arm resonator is connected to a different parallel arm from the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator.
  • a variable impedance element is not connected to the third parallel arm resonator, and a second fixed inductor is connected in series.
  • the ladder type frequency variable filter of the present invention may have the following configuration.
  • the frequency variable filter includes a third parallel arm resonator included in the ladder circuit.
  • the third parallel arm resonator is connected to a different parallel arm from the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator.
  • an attenuation pole is formed at a desired frequency outside the passband as described above.
  • the multiplexer of the present invention includes a first filter constituted by any of the frequency variable filters described above and a second filter.
  • the first filter and the second filter are connected to a common connection point.
  • the multiplexer of the present invention preferably has the following configuration.
  • the second filter is a filter using a resonator.
  • the multiplexer includes a third fixed inductor.
  • the third fixed inductor is connected between the common connection point and the second filter, and the inductance is fixed.
  • the LC series resonance circuit of the inductive component of the third fixed inductor and the capacitive component of the second filter is connected to the first filter. Circuit configuration. Thereby, the attenuation pole by this LC series resonance circuit is formed outside the pass band of the first filter.
  • the multiplexer of the present invention preferably has the following configuration.
  • the attenuation pole of the LC series resonance circuit by the second filter and the third fixed inductor is close to or coincides with the frequency of one attenuation pole by the secondary resonance point of the first parallel arm resonator of the first filter. Yes.
  • the attenuation reduction due to the shift of the attenuation pole due to the sub-resonance of the first parallel arm resonator constituting the first filter is caused by the attenuation by the LC series resonance circuit using the second filter and the third fixed inductor. Suppressed by the pole.
  • the second filter may be a longitudinally coupled resonator filter.
  • the impedance can be lowered by the third fixed inductor, impedance matching is facilitated even if the impedance of the longitudinally coupled resonator filter is increased. Therefore, the electrode width of the longitudinally coupled resonator filter can be reduced, and the shape of the longitudinally coupled resonator filter is reduced.
  • the first filter may be a transmission filter and the second filter may be a reception filter.
  • This configuration improves the attenuation characteristics outside the passband of the transmission filter of the multiplexer.
  • the first filter may be a reception filter and the second filter may be a transmission filter.
  • This configuration improves the attenuation characteristics outside the passband of the multiplexer reception filter.
  • the high-frequency front-end circuit of the present invention includes the above-described multiplexer, a transmission side amplification circuit connected to a transmission filter, a reception side amplification circuit connected to a reception filter, a transmission side amplification circuit, and the reception side amplification circuit. Connected to the RFIC.
  • This configuration realizes a high-frequency front-end circuit with good characteristics outside the pass band as well as the pass band of the transmission filter or the reception filter.
  • the communication terminal of the present invention includes the above-described high-frequency front-end circuit and a baseband IC connected to the RFIC.
  • the amount of attenuation necessary for a specific frequency band outside the pass band is obtained. Can be obtained.
  • (A) is a circuit diagram of the frequency variable filter according to the first embodiment of the present invention
  • (B) is an equivalent circuit diagram of a parallel arm having a variable capacitor of the frequency variable filter.
  • (A) is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter according to the first embodiment of the present invention
  • (B) is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter to be compared. It is a circuit diagram of the frequency variable filter which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.
  • (A) is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter according to the second embodiment of the present invention
  • (B) is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter to be compared. It is a circuit diagram of the frequency variable filter which concerns on the 3rd Embodiment of this invention.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of a frequency variable filter according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of a parallel arm having a variable capacitor of the frequency variable filter.
  • the frequency variable filter 10 includes a plurality of series arm resonators 111, 112, 113, a plurality of parallel arm resonators 121, 122, 123, a variable capacitor 21, and an inductor 31. .
  • the variable frequency filter 10 includes a first terminal P1 and a second terminal P2.
  • the plurality of series arm resonators 111, 112, 113 and the plurality of parallel arm resonators 121, 122, 123 are, for example, piezoelectric resonators such as SAW resonators.
  • the variable capacitor 21 is a capacitor whose capacitance is changed by an external control signal such as RFIC or BBIC to which the frequency variable filter is connected.
  • the inductor 31 is an inductor having a fixed inductance, and corresponds to the “first fixed inductor” of the present invention.
  • the plurality of series arm resonators 111, 112, and 113 are connected in series between the first terminal P1 and the second terminal P2.
  • the first terminal P1 and the series arm resonator 111 are connected, and the series arm resonator 111 and the series arm resonator 112 are connected.
  • the series arm resonator 112 and the series arm resonator 113 are connected, and the series arm resonator 113 and the second terminal P2 are connected.
  • the parallel arm resonator 121 corresponds to the “first parallel arm resonator” of the present invention.
  • One end of the parallel arm resonator 122 is connected to a connection line between the series arm resonator 112 and the series arm resonator 113.
  • the other end of the parallel arm resonator 122 is connected to the ground.
  • One end of the parallel arm resonator 123 is connected to a connection line between the series arm resonator 113 and the second terminal P2.
  • the other end of the parallel arm resonator 123 is connected to one end of the inductor 31.
  • the parallel arm resonator 123 corresponds to the “second parallel arm resonator” of the present invention.
  • the other end of the inductor 31 is connected to the ground.
  • the plurality of series arm resonators 111, 112, and 113 and the plurality of parallel arm resonators 121, 122, and 123 include a piezoelectric body and a conductor pattern formed on the piezoelectric body. It is realized by.
  • the variable capacitor 21 is realized by a semiconductor component having a function of switching capacitance, or a semiconductor switch and a capacitor.
  • the inductor 31 is formed by a chip component mounted on a dielectric substrate or a conductor pattern formed on the dielectric substrate.
  • the ground is realized by connecting the ground terminal of the dielectric substrate to an external ground.
  • the plurality of series arm resonators 111, 112, 113, the plurality of parallel arm resonators 121, 122, 123, the variable capacitor 21, the inductor 31, and the ground terminal are connected by a conductor pattern or the like formed on the dielectric substrate.
  • the parasitic inductor PrL21 is further connected in series to the series circuit of the parallel arm resonator 121 and the variable capacitor 21.
  • this circuit When the parasitic inductor PrL21 is connected in series to the parallel arm resonator 121, this circuit has a sub-resonance point as well as a resonance point and an anti-resonance point due to the parallel arm resonator 121.
  • the resonance point and the antiresonance point by the parallel arm resonator 121 contribute to the formation of a pass band for the communication band that is filtered by the frequency variable filter 10.
  • the secondary resonance point contributes to the formation of an attenuation pole outside the pass band for the communication band.
  • the passband frequency shifts.
  • the filter processing with respect to a plurality of communication signals having different frequency bands for example, the communication band 28A and the communication band 28B
  • the frequency of the attenuation pole due to the sub-resonance point of the parallel arm resonator 121 is also shifted with the shift of the frequency of the pass band.
  • the frequency of the attenuation pole is separated from the passband, The frequency shift width of the attenuation pole is also large.
  • FIG. 2A is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2B is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter to be compared.
  • the solid line indicates the filter characteristic of the communication band CH1
  • the broken line indicates the filter characteristic of the communication band CH2.
  • the frequency variable filter having the filter characteristics shown in FIG. 2B has no inductor 31 compared to the frequency variable filter 10 according to this embodiment, and has a conventional circuit configuration.
  • the pass band changes from the use frequency band of the communication band CH2 to the use of the communication band CH1. Shift to frequency band.
  • the sub-resonance point also changes between the setting for the communication band CH2 and the setting for the communication band CH1, and when the setting for the communication band CH2 is switched to the setting for the communication band CH1, the attenuation is reduced from the attenuation pole frequency fsr211. It changes to the pole frequency fsr212. In the case of the attenuation pole frequency fsr212, the attenuation amount deteriorates at the frequency of the attenuation pole frequency fsr211.
  • the variable frequency filter 10 includes a series circuit of the parallel arm resonator 123 and the inductor 31. For this reason, the secondary resonance point of the parallel arm resonator 123 is generated by the inductor 31. Therefore, the frequency variable filter 10 has the attenuation pole frequency fsr31 due to this sub-resonance point. Since no variable capacitor is connected in series to the parallel arm resonator 123, even if the capacitance of the variable capacitor 21 changes, the frequency of the attenuation pole frequency fsr31 due to this sub-resonance point does not change.
  • variable frequency filter 10 determines the attenuation pole frequency fsr31 due to the sub-resonance point of the parallel arm resonator 123 (more precisely, the sub-resonance point by the series circuit of the parallel arm resonator 123 and the inductor 31) as shown in FIG. In the vicinity of a specific frequency where the attenuation amount as shown in FIG.
  • the frequency variable filter 10 can secure the attenuation amount of a specific frequency common to the plurality of communication bands even if the capacitance of the variable capacitor 21 is changed for switching the plurality of communication bands.
  • the use frequency band of the communication band 28A and the use frequency band of the communication band 28B are close to each other. That is, the pass band for the communication band 28A and the pass band for the communication band 28B in the frequency variable filter 10 are close to each other. In this case, the frequency of the second harmonic is also close between the communication band 28A and the communication band 28B.
  • the attenuation pole frequency fsr211 is close to or coincides with the second harmonic frequency of the communication band 28A and the communication band 28B in the setting for the communication band 28A. .
  • variable frequency filter 10 since the variable frequency filter 10 according to the present embodiment has the fixed attenuation pole frequency fsr31, it is possible to secure a sufficient attenuation amount for the second harmonic.
  • the configuration of the present invention can also be applied to a plurality of communication bands using frequency bands close to each other.
  • the configuration of the present invention can also be applied to a combination of a plurality of communication bands in which the frequency of the second harmonic and the frequency of the third harmonic are close to or coincide with each other.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a frequency variable filter according to the second embodiment of the present invention.
  • the frequency variable filter 10A according to the present embodiment has the same basic configuration and concept as the frequency variable filter 10 according to the first embodiment.
  • the frequency variable filter 10A is different from the frequency variable filter 10 in the circuit pattern, and only different portions will be specifically described.
  • the frequency variable filter 10A includes a plurality of series arm resonators 111A, 112A, 113A, 114A, 115A, a plurality of parallel arm resonators 121A, 122A, 123A, 124A, a variable capacitor 21, an inductor 31A, A capacitor 41 and a matching inductor 51 are provided.
  • the frequency variable filter 10A includes a first terminal P1 and a second terminal P2.
  • the inductor 31A is a fixed inductor with a fixed inductance.
  • the capacitor 41 is a fixed capacitor having a fixed capacitance.
  • the plurality of series arm resonators 111A, 112A, 113A, 114A, 115A and the matching inductor 51 are connected in series between the first terminal P1 and the second terminal P2.
  • One end of the parallel arm resonator 121A is connected to a connection line between the series arm resonator 111A and the series arm resonator 112A.
  • the other end of the parallel arm resonator 121 ⁇ / b> A is connected to one end of the variable capacitor 21.
  • the other end of the variable capacitor 21 is connected to the ground.
  • the parallel arm resonator 121A corresponds to the “first parallel arm resonator” of the present invention.
  • the parallel arm resonator 122A and the parallel arm resonator 123A are connected in parallel. One end of the parallel circuit is connected to a connection line between the series arm resonator 112A and the series arm resonator 113A. The other end of the parallel circuit is connected to one end of the inductor 31A.
  • Each of the parallel arm resonator 122A and the parallel arm resonator 123A corresponds to a “third parallel arm resonator” of the present invention.
  • One end of the parallel arm resonator 124A is connected to a connection line between the series arm resonator 114A and the series arm resonator 115A.
  • the other end of the parallel arm resonator 124A is connected to one end of the inductor 31A.
  • the parallel arm resonator 124A corresponds to the “second parallel arm resonator” of the present invention.
  • the other end of the inductor 31A is connected to the ground.
  • One end of the capacitor 41 is connected to a connection line between the series arm resonator 113A and the series arm resonator 114A.
  • the other end of the capacitor 41 is connected to the ground.
  • FIG. 4A is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 4B is a filter characteristic diagram of the frequency variable filter to be compared.
  • the solid line indicates the filter characteristic of the communication band CH1
  • the broken line indicates the filter characteristic of the communication band CH2.
  • the frequency variable filter having the filter characteristics shown in FIG. 4B has no conventional inductor 31A compared to the frequency variable filter 10A according to the present embodiment, and has a conventional circuit configuration.
  • variable frequency filter 10A has the attenuation pole frequencies fsr211A and fsr212A that vary depending on the capacitance of the variable capacitor 21, as with the variable frequency filter 10 according to the first embodiment.
  • the attenuation pole frequency fsr31A that is a frequency that is close to or coincides with a specific frequency and that is a fixed frequency can be set.
  • the frequency variable filter 10 ⁇ / b> A can detect the plurality of communication bands even if the capacitance of the variable capacitor 21 is changed for switching the plurality of communication bands, similarly to the frequency variable filter 10 according to the first embodiment. Therefore, it is possible to secure an attenuation amount of a specific frequency that is common.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a frequency variable filter according to the third embodiment of the present invention.
  • the frequency variable filter 10B according to this embodiment is different from the frequency variable filter 10 according to the first embodiment in the connection mode of the inductor 31B.
  • Other configurations of the frequency variable filter 10B are the same as those of the frequency variable filter 10 according to the first embodiment, and the description of the same parts is omitted.
  • variable frequency filter 10B includes a plurality of series arm resonators 111, 112, 113, a plurality of parallel arm resonators 121, 122, 123, a variable capacitor 21, and an inductor 31B.
  • the variable frequency filter 10 includes a first terminal P1 and a second terminal P2.
  • the inductor 31B is a fixed inductor with a fixed inductance.
  • the other end of the parallel arm resonator 122 is connected to one end of the inductor 31B.
  • the parallel arm resonator 122 corresponds to the “third parallel arm resonator” of the present invention.
  • the other end of the parallel arm resonator 123 is connected to one end of the inductor 31B.
  • the other end of the inductor 31B is connected to the ground.
  • the inductor 31B corresponds to the “first fixed inductor” of the present invention.
  • the frequency variable filter 10B having such a configuration also has a plurality of communication bands even if the capacitance of the variable capacitor 21 is changed for switching the plurality of communication bands. Therefore, it is possible to secure an attenuation amount of a specific frequency that is common to the above.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a variable frequency filter according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the frequency variable filter 10C according to this embodiment is different from the frequency variable filter 10A according to the second embodiment in that a plurality of inductors 31C and 32C are provided.
  • the other configuration of the frequency variable filter 10C is the same as that of the frequency variable filter 10A according to the second embodiment, and the description of the same parts is omitted.
  • the frequency variable filter 10C includes a plurality of series arm resonators 111A, 112A, 113A, 114A, 115A, a plurality of parallel arm resonators 121A, 122A, 123A, 124A, a variable capacitor 21, and a plurality of inductors. 31C, 32C, a capacitor 41, and a matching inductor 51 are provided.
  • the plurality of inductors 31C and 32C are fixed inductors each having a fixed inductance.
  • the other ends of the parallel arm resonator 122A and the parallel arm resonator 123A are connected to one end of the inductor 32C.
  • the other end of the inductor 32C is connected to the ground.
  • the inductor 32C corresponds to the “second fixed inductor” of the present invention.
  • the other end of the parallel arm resonator 124A is connected to one end of the inductor 31C.
  • the other end of the inductor 31C is connected to the ground.
  • the inductor 31C corresponds to the “first fixed inductor” of the present invention.
  • the frequency variable filter 10C having such a configuration also has a plurality of communication bands even if the capacitance of the variable capacitor 21 is changed for switching the plurality of communication bands. Therefore, it is possible to secure an attenuation amount of a specific frequency that is common to the above.
  • the frequency variable filter 10C includes a plurality of inductors 31C and 32C. This is particularly effective when there are a plurality of specific frequencies that require a desired amount of attenuation. For example, in the transmission (703 to 748 MHz) filter of the communication band 28, attenuation of harmonics of the second harmonic (1406 to 1496 MHz) and the third harmonic (2109 to 2244 MHz) is also important. By applying both the attenuation effect by the inductor 31C and the attenuation effect by the inductor 32C to the frequency near the second harmonic, a large attenuation can be secured near the second harmonic.
  • the attenuation effect of the inductor 31C to the frequency near the second harmonic
  • the attenuation effect of the inductor 32C to the frequency near the third harmonic
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a multiplexer according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the multiplexer 70 includes the frequency variable filter 10, the reception filter 60, the transmission terminal Ptx, the reception terminal Prx, and the antenna terminal Pant according to the first embodiment.
  • the frequency variable filter 10A is a transmission filter, and is connected between the transmission terminal Ptx and the antenna terminal Pant.
  • the first terminal P1 of the variable frequency filter 10A is connected to the antenna terminal Pant.
  • the transmission terminal Ptx is the second terminal of the frequency variable filter 10A.
  • the reception filter 60 is a longitudinally coupled resonator filter, and is connected between the reception terminal Prx and the antenna terminal Pant.
  • the reception filter 60 may be a frequency variable filter.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a multiplexer according to the sixth embodiment of the present invention.
  • a multiplexer 70A according to the present embodiment is different from the multiplexer 70 according to the fifth embodiment in that an inductor 80 is added.
  • the other configuration of the multiplexer 70A is the same as that of the multiplexer 70, and the description of the same portion is omitted.
  • the inductor 80 is a fixed inductor with a fixed inductance.
  • the inductor 80 corresponds to the “third fixed inductor” of the present invention.
  • One end of the inductor 80 is connected to a common connection point PC between the variable frequency filter 10 that is a transmission filter and the reception filter 60.
  • the other end of the inductor 80 is connected to the reception filter 60.
  • the inductor 80 is connected between the common connection point PC and the reception filter 60.
  • the reception filter 60 uses a resonator and has a C (capacitance) property. Therefore, an LC series resonance circuit is formed by the inductor 80 and the capacitive reception filter 60. Therefore, in the multiplexer 70, the frequency variable filter 10 is connected between the transmission terminal Ptx and the antenna terminal Pant, and an LC series resonance circuit including the inductor 80 and the reception filter 60 is provided on the antenna terminal Pant side of the frequency variable filter 10. Connected circuit configuration.
  • the resonance frequency of the LC series resonance circuit formed by the inductor 80 and the reception filter 60 is set close to or coincident with a specific frequency outside the above-described pass band. Therefore, even if the transmission filter is formed by the ladder-type frequency variable filter 10, the multiplexer 70 can more reliably secure the attenuation amount of the specific frequency outside the pass band of the transmission signal.
  • the attenuation of the second harmonic (1406 to 1496 MHz) and the third harmonic (2109 to 2244 MHz) harmonics is also important.
  • the attenuation effect by the inductor 80 and the attenuation effect by the inductor 31 to the frequency near the second harmonic, a large attenuation can be secured near the second harmonic.
  • the attenuation effect of the inductor 80 to the frequency near the second harmonic, and applying the attenuation effect of the inductor 31 to the frequency near the third harmonic the attenuation in two frequency bands near the third harmonic and the third harmonic is obtained. Can be secured.
  • the size can be easily reduced. Specifically, the reception filter 60 can be reduced in size by reducing the electrode width of the longitudinally coupled resonator filter, but the impedance of the reception filter 60 is increased. However, by connecting the inductor 80 to the reception filter 60, the impedance when the reception filter 60 side is viewed from the common connection point PC can be lowered, and impedance matching between the antenna terminal Pant and the reception terminal Prx is facilitated. Therefore, miniaturization is facilitated without increasing loss.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a multiplexer according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the multiplexer 70B according to the present embodiment is different from the multiplexer 70 according to the sixth embodiment in that the variable frequency filter 10A according to the second embodiment is used as a transmission filter.
  • the other configuration of the multiplexer 70B is the same as that of the multiplexer 70, and the description of the same portion is omitted.
  • the multiplexer 70B having such a configuration is used for switching transmission signals of a plurality of communication bands even if the transmission filter is formed by the ladder-type frequency variable filter 10A. Even if the capacitance of the variable capacitor 21 is changed, it is possible to secure an attenuation amount of a specific specific frequency outside each transmission frequency band.
  • the multiplexers 70 and 70A according to the fifth and sixth embodiments described above use the frequency variable filter 10 according to the first embodiment, and the multiplexer 70B according to the seventh embodiment includes the second variable
  • the aspect using the frequency variable filter 10A according to the embodiment has been shown.
  • the frequency variable filters 10B and 10C according to the third and fourth embodiments may be applied to the transmission filters of the multiplexers according to the fifth, sixth and seventh embodiments.
  • FIG. 10 is a functional block diagram of a communication terminal according to the embodiment of the present invention.
  • the communication terminal 90 includes a multiplexer 70, a BBIC 91, an RFIC 92, a transmission side amplification circuit 93, a reception side amplification circuit 94, an antenna matching circuit 95, and an antenna 96.
  • the antenna terminal Pant of the multiplexer 70 is connected to the antenna 96 via the antenna matching circuit 95.
  • the transmission terminal Ptx of the multiplexer 70 is connected to the transmission side amplification circuit 93.
  • the reception terminal Prx of the multiplexer 70 is connected to the reception side amplification circuit 94.
  • the transmission side amplification circuit 93 and the reception side amplification circuit 94 are connected to the RFIC 92.
  • the RFIC 92 is connected to the BBIC 91.
  • the high-frequency front-end circuit 900 is configured by the multiplexer 70, the RFIC 92, the transmission side amplification circuit 93, and the reception side amplification circuit 94.
  • the BBIC 91 executes various processes at the baseband frequency.
  • the RFIC 92 executes high-frequency processing related to wireless communication.
  • the RFIC 92 generates a transmission signal, demodulates a reception signal, and the like.
  • the RFIC 92 demodulates communication band information from the received signal.
  • a control signal for controlling the variable impedance is output from the BBIC 91 or the RFIC 92.
  • the transmission signal output from the RFIC 92 is amplified by the transmission side amplification circuit 93.
  • the transmission side amplification circuit 93 includes a PA and the like, and amplifies the transmission signal.
  • the amplified transmission signal is input to the transmission terminal Ptx of the multiplexer 70.
  • the transmission signal is filtered by the frequency variable filter 10 which is a transmission filter, and is output from the antenna terminal Pant.
  • the transmission signal is transmitted to the antenna 96 via the antenna matching circuit 95 and transmitted from the antenna 96 to the outside.
  • the received signal received by the antenna 96 is input to the antenna matching circuit 95 and the antenna terminal Pant of the multiplexer 70.
  • the reception filter of the multiplexer 70 filters the reception signal and outputs it from the reception terminal Prx.
  • the received signal is input to the receiving side amplifier circuit 94.
  • the reception side amplification circuit 94 includes an LNA and the like, amplifies the reception signal, and outputs the amplified signal to the RFIC 92.
  • the communication terminal 90 includes the multiplexer 70 described above, it is possible to secure an attenuation amount of a specific frequency outside the pass band for each of the transmission signals of a plurality of communication bands.
  • the communication terminal 90 can be applied with the configuration of the multiplexers 70A and 70B described above and the configuration of the multiplexer using the frequency variable filters 10B and 10C.
  • the number of series arm resonators and parallel arm resonators in the frequency variable filter of each of the above-described embodiments may be a ladder type circuit. That is, it includes a parallel arm resonator in which a variable capacitor is connected in series, a parallel arm resonator in series connection with an inductor having a fixed inductance, and a series arm resonator, and these are connected in a ladder type. It only has to be.
  • the above multiplexer has shown a duplexer mode.
  • a triplexer or more may be used as the multiplexer.
  • the multiplexer may be composed of only a plurality of transmission filters, or may be composed of only a plurality of reception filters, and may be configured by appropriately combining a transmission filter and a reception filter.
  • variable capacitor is used for switching a corresponding communication band
  • variable impedance elements such as a variable inductor

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Abstract

複数の通信バンドに対応して周波数特性を変化させても、通過帯域外の特定の周波数帯域に対して必要な減衰量を得る。周波数可変フィルタ（１０）は、複数の直列腕共振子（１１１、１１２、１１３）、複数の並列腕共振子（１２１、１２２、１２３）、可変キャパシタ（２１）、および、インダクタンスが固定のインダクタ（３１）を備える。複数の直列腕共振子（１１１、１１２、１１３）、および複数の並列腕共振子（１２１、１２２、１２３）は、ラダー型に接続されている。可変キャパシタ（２１）は、並列腕共振子（１２１）に直列接続されている。固定インダクタ（３１）は、並列腕共振子（１２３）に直列接続されている。

Description

ラダー型周波数可変フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および、通信端末
　本発明は、周波数特性を調整可能なラダー型周波数可変フィルタ、このラダー型周波数可変フィルタを備えたマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および、通信端末に関する。
　周波数可変フィルタは、それぞれに異なる周波数帯域の通信バンドに対するフィルタ処理を実現している。特許文献１に示すラダー型周波数可変フィルタは、複数の直列腕共振子と複数の並列腕共振子とがラダー型に接続された構成を有する。
　複数の並列腕共振子の少なくとも１つには、可変キャパシタが接続されている。可変キャパシタのキャパシタンスを変化させることによって、通過帯域の周波数は変化する。この通過帯域と変化とともに、減衰特性も変化する。
国際公開第２０１５／０９９１０５号パンフレット
　しかしながら、特許文献１に記載のラダー型周波数可変フィルタを、導体パターンが形成された回路基板等によって実現する場合、並列腕共振子とグランドとの間に、少なからず浮遊インダクタが並列腕共振子に直列接続されてしまう。また、通過帯域の両端の減衰特性を所望の特性にするために、並列腕共振子にインダクタを直列接続することもある。
　このように、並列腕共振子とインダクタとの直列回路を備えるラダー型フィルタの構成では、ラダー型フィルタによって形成された通過帯域の高調波領域（高周波数側の領域）に、並列腕とインダクタの直列回路の副共振による減衰極が生じてしまう。本発明における副共振とは、共振子の容量性のキャパシタンスと、インダクタのインダクタンスがＬＣ直列共振したもの、もしくは、共振子の誘導性のインダクタンスと、キャパシタのキャパシタンスがＬＣ直列共振したものである。そして、並列腕共振子とインダクタとの直列回路に対して、可変キャパシタや可変インダクタ等の可変インピーダンス素子が直列接続されていると、通過帯域の周波数を変化させるための可変キャパシタのキャパシタンスや可変インダクタのインダクタンスの変化によって、副共振の周波数も変化する。例えば、後述の図２（Ｂ）に示すように、副共振による減衰極の周波数が変化する。このため、後述の図２（Ｂ）に示すように、通過帯域外の特定の周波数帯域に対して、必要な減衰量を得られなくなってしまうことがある。
　したがって、本発明の目的は、可変インピーダンス素子によって並列腕共振子の副共振の周波数が変化した場合であっても、通過帯域外の特定の周波数帯域に対して必要な減衰量を得られる、ラダー型周波数可変フィルタを実現することにある。
　この発明のラダー型周波数可変フィルタは、直列腕共振子、第１の並列腕共振子、第２の並列腕共振子、インピーダンスが可変の可変インピーダンス素子、および、インダクタンスが固定の第１の固定インダクタを備える。直列腕共振子、第１の並列腕共振子、および第２の並列腕共振子は、ラダー型に接続されている。第２の並列腕共振子は、第１の並列腕共振子と異なる並列腕に接続されている。可変インピーダンス素子は、第１の並列腕共振子に直列接続されている。第２の並列腕共振子には、可変インピーダンス素子が接続されておらず、固定インダクタが直列接続されている。
　この構成では、可変インピーダンス素子のインダクタンスと、第１の並列腕共振子との副共振の共振周波数が移動する。もしくは、可変インピーダンス素子のキャパシタンスと第１の並列腕共振子との副共振の共振周波数が移動する。これにより、通過帯域外の減衰極の位置が変化する。しかしながら、第２の並列腕共振子に第１の固定インダクタを接続し、第１の固定インダクタによって形成される第２の並列腕共振子の副共振による周波数が変化しない副共振点を意図的に設けることによって、この副共振点による減衰極（固定周波数の減衰極）が通過帯域外の所望の周波数に実現される。
　また、この発明のラダー型周波数可変フィルタでは、次の構成であってもよい。第１の固定インダクタによって形成される第２の並列腕共振子の副共振による減衰極の周波数は、ラダー型回路の通過帯域を利用する通信信号の高調波の周波数に近接または一致している。
　この構成では、複数の通信バンドのそれぞれに応じて通過帯域を変化させても、複数の通信バンドのそれぞれの高調波周波数に対して、所望の減衰量が得られる。
　また、この発明のラダー型周波数可変フィルタでは、次の構成であることが好ましい。第１の固定インダクタによって形成される第２の並列腕共振子の副共振による減衰極の周波数は、第１の並列腕共振子の副共振点による１つ減衰極の周波数に近接または一致している。
　この構成では、第１の並列腕共振子の副共振による減衰極のシフトによる減衰量の低下が、第２の並列腕共振子の副共振による減衰極によって抑制される。
　また、この発明のラダー型周波数可変フィルタは、ラダー型回路に含まれる第３の並列腕共振子、および、インダクタンスが固定の第２の固定インダクタを備えていてもよい。第３の並列腕共振子は、第１の並列腕共振子と第２の並列腕共振子とは異なる並列腕に接続されている。第３の並列腕共振子には、可変インピーダンス素子が接続されておらず、第２の固定インダクタが直列接続されている。
　この構成では、それぞれに周波数が固定された複数の減衰極が通過帯域外に形成される。
　また、この発明のラダー型周波数可変フィルタでは、次の構成であってもよい。周波数可変フィルタは、ラダー型回路に含まれる第３の並列腕共振子を備える。第３の並列腕共振子は、第１の並列腕共振子と第２の並列腕共振子とは異なる並列腕に接続されている。
　この構成でも、上述と同様に、通過帯域外の所望の周波数に減衰極が形成される。
　また、この発明のマルチプレクサは、上述のいずれかに記載の周波数可変フィルタによって構成される第１のフィルタと、第２のフィルタと、を備える。第１のフィルタと第２のフィルタとが共通接続点に接続されている。
　この構成では、マルチプレクサの第１のフィルタの通過帯域外の減衰特性が改善される。
　また、この発明のマルチプレクサは、次の構成であることが好ましい。第２のフィルタは、共振子を利用したフィルタである。マルチプレクサは、第３の固定インダクタを備える。第３の固定インダクタは、共通接続点と第２のフィルタとの間に接続され、インダクタンスが固定である。
　この構成では、第３の固定インダクタの誘導成分と第２のフィルタの容量成分とのＬＣ直列共振回路が第１のフィルタに接続される。回路構成となる。これにより、このＬＣ直列共振回路による減衰極が、第１のフィルタの通過帯域外に形成される。
　また、この発明のマルチプレクサは、次の構成であることが好ましい。第２のフィルタと第３の固定インダクタとによるＬＣ直列共振回路の減衰極は、第１のフィルタの第１の並列腕共振子の副共振点による１つ減衰極の周波数に近接または一致している。
　この構成では、第１のフィルタを構成する第１の並列腕共振子の副共振による減衰極のシフトによる減衰量の低下が、第２のフィルタと第３の固定インダクタによるＬＣ直列共振回路による減衰極によって抑制される。
　また、この発明のマルチプレクサでは、第２のフィルタは、縦結合型の共振子フィルタであってもよい。
　この構成では、第３の固定インダクタによって、インピーダンスを低くできるため、縦結合型の共振子フィルタのインピーダンスが高くなってもインピーダンス整合が容易になる。したがって、縦結合型共振子のフィルタの電極幅を狭くでき、縦結合型の共振子フィルタの形状は小さくなる。
　また、この発明のマルチプレクサでは、第１のフィルタは送信フィルタであり、第２のフィルタは受信フィルタであってもよい。
　この構成では、マルチプレクサの送信フィルタの通過帯域外の減衰特性が改善される。
　また、この発明のマルチプレクサでは、第１のフィルタは受信フィルタであり、第２のフィルタは送信フィルタであってもよい。
　この構成では、マルチプレクサの受信フィルタの通過帯域外の減衰特性が改善される。
　また、この発明の高周波フロントエンド回路は、上述のマルチプレクサと、送信フィルタに接続される送信側増幅回路と、受信フィルタに接続される受信側増幅回路と、送信側増幅回路と前記受信側増幅回路に接続されるＲＦＩＣと、を備える。
　この構成では、送信フィルタまたは受信フィルタの通過帯域のみでなく、通過帯域外の特性が良好な高周波フロントエンド回路が実現される。
　また、この発明の通信端末は、上述の高周波フロントエンド回路と、ＲＦＩＣに接続されるベースバンドＩＣと、を備える。
　この構成では、送信フィルタまたは受信フィルタの通過帯域のみでなく、通過帯域外の特性が良好な通信端末が実現される。
　この発明によれば、ラダー型周波数可変フィルタにおいて、可変インピーダンス素子によって並列腕共振子の副共振の周波数が変化した場合であっても、通過帯域外の特定の周波数帯域に対して必要な減衰量を得ることができる。
（Ａ）は、本発明の第１の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図であり、（Ｂ）は周波数可変フィルタの可変キャパシタを有する並列腕の等価回路図である。 （Ａ）は、本発明の第１の実施形態に係る周波数可変フィルタのフィルタ特性図であり、（Ｂ）は、比較対象の周波数可変フィルタのフィルタ特性図である。 本発明の第２の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図である。 （Ａ）は、本発明の第２の実施形態に係る周波数可変フィルタのフィルタ特性図であり、（Ｂ）は、比較対象の周波数可変フィルタのフィルタ特性図である。 本発明の第３の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図である。 本発明の第５の実施形態に係るマルチプレクサの回路図である。 本発明の第６の実施形態に係るマルチプレクサの回路図である。 本発明の第７の実施形態に係るマルチプレクサの回路図である。 本発明の実施形態に係る通信端末の機能ブロック図である。
　本発明の第１の実施形態に係る周波数可変フィルタについて、図を参照して説明する。図１（Ａ）は、本発明の第１の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図であり、図１（Ｂ）は周波数可変フィルタの可変キャパシタを有する並列腕の等価回路図である。
　図１（Ａ）に示すように、周波数可変フィルタ１０は、複数の直列腕共振子１１１、１１２、１１３、複数の並列腕共振子１２１、１２２、１２３、可変キャパシタ２１、および、インダクタ３１を備える。周波数可変フィルタ１０は、第１端子Ｐ１、および、第２端子Ｐ２を備える。複数の直列腕共振子１１１、１１２、１１３、および、複数の並列腕共振子１２１、１２２、１２３は、例えば、ＳＡＷ共振子等の圧電共振子である。
　可変キャパシタ２１は、当該周波数可変フィルタが接続するＲＦＩＣやＢＢＩＣ等の外部からの制御信号によってキャパシタンスが変化するキャパシタである。インダクタ３１は、インダクタンスが固定のインダクタであり、本発明の「第１の固定インダクタ」に対応する。
　複数の直列腕共振子１１１、１１２、１１３は、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に、直列接続されている。第１端子Ｐ１と直列腕共振子１１１とが接続され、直列腕共振子１１１と直列腕共振子１１２とが接続されている。直列腕共振子１１２と直列腕共振子１１３とが接続され、直列腕共振子１１３と第２端子Ｐ２とが接続されている。
　並列腕共振子１２１の一方端は、直列腕共振子１１１と直列腕共振子１１２の接続ラインに接続されている。並列腕共振子１２１の他方端は、可変キャパシタ２１の一方端に接続されている。可変キャパシタ２１の他方端は、グランドに接続されている。並列腕共振子１２１は、本発明の「第１の並列腕共振子」に対応する。
　並列腕共振子１２２の一方端は、直列腕共振子１１２と直列腕共振子１１３との接続ラインに接続されている。並列腕共振子１２２の他方端は、グランドに接続されている。
　並列腕共振子１２３の一方端は、直列腕共振子１１３と第２端子Ｐ２との接続ラインに接続されている。並列腕共振子１２３の他方端は、インダクタ３１の一方端に接続されている。並列腕共振子１２３は、本発明の「第２の並列腕共振子」に対応する。
　インダクタ３１の他方端は、グランドに接続されている。
　このような構成からなる周波数可変フィルタ１０では、複数の直列腕共振子１１１、１１２、１１３、および複数の並列腕共振子１２１、１２２、１２３は、圧電体と、圧電体に形成された導体パターンによって実現される。可変キャパシタ２１は、キャパシタンスを切り替える機能を備えた半導体部品、もしくは半導体スイッチとキャパシタによって実現される。インダクタ３１は、誘電体基板に実装されたチップ部品、または、誘電体基板に形成された導体パターンによって形成される。また、グランドは、誘電体基板のグランド端子を外部のグランドに接続することによって実現される。
　そして、複数の直列腕共振子１１１、１１２、１１３、複数の並列腕共振子１２１、１２２、１２３、可変キャパシタ２１、インダクタ３１、グランド端子は、誘電体基板に形成された導体パターン等によって接続される。
　導体パターンによって形成される部分には、少なからず寄生インダクタが生じる。このため、図１（Ｂ）に示すように、並列腕共振子１２１と可変キャパシタ２１との直列回路には、さらに、寄生インダクタＰｒＬ２１が直列接続されてしまう。
　並列腕共振子１２１に寄生インダクタＰｒＬ２１が直列接続されると、この回路は、並列腕共振子１２１による共振点および反共振点とともに、副共振点を有する。並列腕共振子１２１による共振点および反共振点は、周波数可変フィルタ１０でフィルタ処理する通信バンドに対する通過帯域の形成に寄与する。一方、副共振点は、当該通信バンドに対する通過帯域外の減衰極の形成に寄与する。
　可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させると、通過帯域の周波数はシフトする。これにより、周波数帯域の異なる複数の通信信号（例えば、通信バンド２８Ａと通信バンド２８Ｂ）に対するフィルタ処理は実現される。この際、通過帯域の周波数のシフトに伴って、上記の並列腕共振子１２１の副共振点による減衰極の周波数もシフトする。特に、本実施形態に示す周波数可変フィルタ１０のような複数の直列腕共振子と複数の並列腕共振子とをラダー型に接続した回路では、減衰極の周波数は通過帯域から離間しており、減衰極の周波数のシフト幅も大きい。
　図２（Ａ）は、本発明の第１の実施形態に係る周波数可変フィルタのフィルタ特性図であり、図２（Ｂ）は、比較対象の周波数可変フィルタのフィルタ特性図である。図２（Ａ）、図２（Ｂ）において、実線は、通信バンドＣＨ１のフィルタ特性を示し、破線は、通信バンドＣＨ２のフィルタ特性を示す。図２（Ｂ）に示すフィルタ特性を有する周波数可変フィルタは、本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０に対して、インダクタ３１がないものであり、従来の回路構成となるものである。
　図２（Ｂ）に示すように、比較対象の周波数可変フィルタでは、通信バンドの切り替えのため、可変キャパシタのキャパシタンスを変化させると、通過帯域が通信バンドＣＨ２の利用周波数帯域から通信バンドＣＨ１の利用周波数帯域にシフトする。これに伴い、副共振点も通信バンドＣＨ２用の設定と通信バンドＣＨ１用の設定とで変化し、通信バンドＣＨ２用の設定から、通信バンドＣＨ１用の設定に切り替わると、減衰極周波数ｆｓｒ２１１から減衰極周波数ｆｓｒ２１２に変化する。減衰極周波数ｆｓｒ２１２の場合、減衰極周波数ｆｓｒ２１１の周波数では、減衰量が悪化してしまう。
　図２（Ａ）に示すように、本願の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０でも、通信バンドＣＨ１用の設定から、通信バンドＣＨ２用の設定に切り替わると、減衰極周波数ｆｓｒ２１１から減衰極周波数ｆｓｒ２１２に変化する。しかしながら、周波数可変フィルタ１０は、並列腕共振子１２３とインダクタ３１との直列回路を備えている。このため、インダクタ３１によって並列腕共振子１２３の副共振点が生じる。したがって、周波数可変フィルタ１０は、この副共振点による減衰極周波数ｆｓｒ３１を有する。並列腕共振子１２３には可変キャパシタが直列接続されていないので、可変キャパシタ２１のキャパシタンスが変化しても、この副共振点による減衰極周波数ｆｓｒ３１は、周波数は変化しない。
　周波数可変フィルタ１０は、並列腕共振子１２３の副共振点（より正確には、並列腕共振子１２３とインダクタ３１との直列回路による副共振点）による減衰極周波数ｆｓｒ３１を、図２（Ｂ）に示すような減衰量が悪化してしまう特定の周波数の近傍または当該周波数に一致させている。
　これにより、周波数可変フィルタ１０は、複数の通信バンドの切り替えのために可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させても、複数の通信バンドに対して共通となる特定の周波数の減衰量を確保できる。
　例えば、通信バンドＣＨ１が通信バンド２８Ｂ、通信バンドＣＨ２が通信バンド２８Ａの場合、これらの通信バンド２８Ａの利用周波数帯域と通信バンド２８Ｂの利用周波数帯域とは近接している。すなわち、周波数可変フィルタ１０における通信バンド２８Ａ用の通過帯域と通信バンド２８Ｂ用の通過帯域とは近接している。この場合、２倍高調波の周波数も、通信バンド２８Ａと通信バンド２８Ｂとで近接する。
　周波数可変フィルタ１０および比較対象（従来）の周波数可変フィルタにおいて、通信バンド２８Ａ用の設定で、減衰極周波数ｆｓｒ２１１が通信バンド２８Ａおよび通信バンド２８Ｂの２倍高調波の周波数に近接または一致したとする。
　この場合、通信バンド２８Ｂ用の設定に切り替えると、比較対象の周波数可変フィルタでは、２倍高調波の周波数での減衰量が悪化し、２倍高調波の減衰効果が低下してしまう。しかしながら、本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０では、周波数固定の減衰極周波数ｆｓｒ３１を有するので、２倍高調波に対して十分な減衰量を確保できる。
　なお、上述の説明では、複数の通信バンド２８Ａ、２８Ｂの場合を示したが、互いに近接した周波数帯域を利用する複数の通信バンドにも、本願発明の構成を適用できる。また、２倍高調波の周波数と３倍高調波の周波数とが近接または一致する複数の通信バンドの組合せに対しても、本願発明の構成を適用できる。
　また、上述の説明では、寄生インダクタの場合を示したが、可変キャパシタと並列腕共振子にインダクタが直列接続される場合においても、本願発明の構成を適用できる。
　次に、本発明の第２の実施形態に係る周波数可変フィルタについて、図を参照して説明する。図３は、本発明の第２の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図である。
　本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａは、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０と基本的な構成および概念について同様である。周波数可変フィルタ１０Ａは、周波数可変フィルタ１０に対して、回路パターンにおいて異なるものであり、異なる箇所のみを具体的に説明する。
　図３に示すように、周波数可変フィルタ１０Ａは、複数の直列腕共振子１１１Ａ、１１２Ａ、１１３Ａ、１１４Ａ、１１５Ａ、複数の並列腕共振子１２１Ａ、１２２Ａ、１２３Ａ、１２４Ａ、可変キャパシタ２１、インダクタ３１Ａ、キャパシタ４１、および、整合用のインダクタ５１を備える。周波数可変フィルタ１０Ａは、第１端子Ｐ１、第２端子Ｐ２を備える。
　インダクタ３１Ａは、インダクタンスが固定された固定インダクタである。キャパシタ４１は、キャパシタンスが固定された固定キャパシタである。
　複数の直列腕共振子１１１Ａ、１１２Ａ、１１３Ａ、１１４Ａ、１１５Ａ、および、整合用インダクタ５１は、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に直列接続されている。
　並列腕共振子１２１Ａの一方端は、直列腕共振子１１１Ａと直列腕共振子１１２Ａの接続ラインに接続されている。並列腕共振子１２１Ａの他方端は、可変キャパシタ２１の一方端に接続されている。可変キャパシタ２１の他方端は、グランドに接続されている。並列腕共振子１２１Ａは、本発明の「第１の並列腕共振子」に対応する。
　並列腕共振子１２２Ａと並列腕共振子１２３Ａとは、並列接続されている。この並列回路の一方端は、直列腕共振子１１２Ａと直列腕共振子１１３Ａの接続ラインに接続されている。この並列回路の他方端は、インダクタ３１Ａの一方端に接続されている。並列腕共振子１２２Ａおよび並列腕共振子１２３Ａのそれぞれは、本発明の「第３の並列腕共振子」に対応する。
　並列腕共振子１２４Ａの一方端は、直列腕共振子１１４Ａと直列腕共振子１１５Ａとの接続ラインに接続されている。並列腕共振子１２４Ａの他方端は、インダクタ３１Ａの一方端に接続されている。並列腕共振子１２４Ａは、本発明の「第２の並列腕共振子」に対応する。
　インダクタ３１Ａの他方端は、グランドに接続されている。
　キャパシタ４１の一方端は、直列腕共振子１１３Ａと直列腕共振子１１４Ａとの接続ラインに接続されている。キャパシタ４１の他方端は、グランドに接続されている。
　図４（Ａ）は、本発明の第２の実施形態に係る周波数可変フィルタのフィルタ特性図であり、図４（Ｂ）は、比較対象の周波数可変フィルタのフィルタ特性図である。図４（Ａ）、図４（Ｂ）において、実線は、通信バンドＣＨ１のフィルタ特性を示し、破線は、通信バンドＣＨ２のフィルタ特性を示す。図４（Ｂ）に示すフィルタ特性を有する周波数可変フィルタは、本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａに対して、インダクタ３１Ａがないものであり、従来の回路構成となるものである。
　図４（Ａ）に示すように、本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａは、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０と同様に、可変キャパシタ２１のキャパシタンスによって変化する減衰極周波数ｆｓｒ２１１Ａ、ｆｓｒ２１２Ａを有していても、特定の周波数に近接または一致する周波数であって固定周波数である減衰極周波数ｆｓｒ３１Ａを設定できる。
　これにより、周波数可変フィルタ１０Ａは、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０と同様に、複数の通信バンドの切り替えのために可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させても、複数の通信バンドに対して共通となる特定の周波数の減衰量を確保できる。
　次に、本発明の第３の実施形態に係る周波数可変フィルタについて、図を参照して説明する。図５は、本発明の第３の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図である。
　本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ｂは、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０に対してインダクタ３１Ｂの接続態様において異なる。周波数可変フィルタ１０Ｂの他の構成は、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０と同様であり、同様の箇所の説明は省略する。
　図５に示すように、周波数可変フィルタ１０Ｂは、複数の直列腕共振子１１１、１１２、１１３、複数の並列腕共振子１２１、１２２、１２３、可変キャパシタ２１、および、インダクタ３１Ｂを備える。周波数可変フィルタ１０は、第１端子Ｐ１、および、第２端子Ｐ２を備える。インダクタ３１Ｂは、インダクタンスが固定された固定インダクタである。
　並列腕共振子１２２の他方端は、インダクタ３１Ｂの一方端に接続されている。並列腕共振子１２２は、本発明の「第３の並列腕共振子」に対応する。並列腕共振子１２３の他方端は、インダクタ３１Ｂの一方端に接続されている。インダクタ３１Ｂの他方端は、グランドに接続されている。インダクタ３１Ｂが本発明の「第１の固定インダクタ」に対応する。
　このような構成の周波数可変フィルタ１０Ｂも、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０と同様に、複数の通信バンドの切り替えのために可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させても、複数の通信バンドに対して共通となる特定の周波数の減衰量を確保できる。
　次に、本発明の第４の実施形態に係る周波数可変フィルタについて、図を参照して説明する。図６は、本発明の第４の実施形態に係る周波数可変フィルタの回路図である。
　本実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ｃは、第２の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａに対して複数のインダクタ３１Ｃ、３２Ｃを備える点において異なる。周波数可変フィルタ１０Ｃの他の構成は、第２の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａと同様であり、同様の箇所の説明は省略する。
　図６に示すように、周波数可変フィルタ１０Ｃは、複数の直列腕共振子１１１Ａ、１１２Ａ、１１３Ａ、１１４Ａ、１１５Ａ、複数の並列腕共振子１２１Ａ、１２２Ａ、１２３Ａ、１２４Ａ、可変キャパシタ２１、複数のインダクタ３１Ｃ、３２Ｃ、キャパシタ４１、および、整合用のインダクタ５１を備える。
　複数のインダクタ３１Ｃ、３２Ｃは、それぞれにインダクタンスが固定された固定インダクタである。
　並列腕共振子１２２Ａと並列腕共振子１２３Ａの他方端は、インダクタ３２Ｃの一方端に接続されている。インダクタ３２Ｃの他方端は、グランドに接続されている。インダクタ３２Ｃが本発明の「第２の固定インダクタ」に対応する。
　並列腕共振子１２４Ａの他方端は、インダクタ３１Ｃの一方端に接続されている。インダクタ３１Ｃの他方端は、グランドに接続されている。インダクタ３１Ｃが本発明の「第１の固定インダクタ」に対応する。
　このような構成の周波数可変フィルタ１０Ｃも、第２の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａと同様に、複数の通信バンドの切り替えのために可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させても、複数の通信バンドに対して共通となる特定の周波数の減衰量を確保できる。
　さらに、周波数可変フィルタ１０Ｃは、複数のインダクタ３１Ｃ、３２Ｃを備えている。これにより、所望の減衰量を必要とする特定の周波数が複数ある場合に、特に効果的である。例えば、通信バンド２８の送信（７０３～７４８ＭＨｚ）フィルタにおいては、２倍波（１４０６～１４９６ＭＨｚ）、３倍波（２１０９～２２４４ＭＨｚ）の高調波の減衰も重要になる。インダクタ３１Ｃによる減衰効果とインダクタ３２Ｃによる減衰効果の両方を２倍波付近の周波数に当てることで、２倍波付近で大きな減衰を確保できる。また、インダクタ３１Ｃの減衰効果を２倍波付近の周波数に、インダクタ３２Ｃの減衰効果を３倍波付近の周波数に当てることで、３倍波付近と３倍波付近の２つ周波数帯域の減衰量を確保できる。
　次に、本発明の第５の実施形態に係るマルチプレクサについて、図を参照して説明する。図７は、本発明の第５の実施形態に係るマルチプレクサの回路図である。
　図７に示すように、マルチプレクサ７０は、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０、受信フィルタ６０、送信端子Ｐｔｘ、受信端子Ｐｒｘ、および、アンテナ端子Ｐａｎｔを備える。
　周波数可変フィルタ１０Ａは、送信フィルタであり、送信端子Ｐｔｘとアンテナ端子Ｐａｎｔとの間に接続されている。図７の例であれば、周波数可変フィルタ１０Ａの第１端子Ｐ１がアンテナ端子Ｐａｎｔに接続されている。送信端子Ｐｔｘは、周波数可変フィルタ１０Ａの第２端子である。
　受信フィルタ６０は、縦結合型の共振子フィルタであり、受信端子Ｐｒｘとアンテナ端子Ｐａｎｔとの間に接続されている。
　このような構成とすることによって、マルチプレクサ７０は、複数の通信バンドの送信信号の切り替えのために可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させても、複数の通信バンドに対して、それぞれの送信周波数帯域外における共通の特定の周波数の減衰量を確保できる。また、受信フィルタ６０は、周波数可変フィルタであってもよい。
　次に、本発明の第６の実施形態に係るマルチプレクサについて、図を参照して説明する。図８は、本発明の第６の実施形態に係るマルチプレクサの回路図である。
　図８に示すように、本実施形態に係るマルチプレクサ７０Ａは、第５の実施形態に係るマルチプレクサ７０に対して、インダクタ８０を追加した点で異なる。マルチプレクサ７０Ａの他の構成は、マルチプレクサ７０と同様であり、同様の箇所の説明は省略する。
　インダクタ８０は、インダクタンスが固定された固定インダクタである。インダクタ８０が本発明の「第３の固定インダクタ」に対応する。インダクタ８０の一方端は、送信フィルタである周波数可変フィルタ１０と受信フィルタ６０との共通接続点ＰＣに接続されている。インダクタ８０の他方端は、受信フィルタ６０に接続されている。言い換えれば、インダクタ８０は、共通接続点ＰＣと受信フィルタ６０との間に接続されている。
　受信フィルタ６０は、共振子を利用しており、Ｃ（キャパシタンス）性を有する。このため、インダクタ８０と容量性の受信フィルタ６０とによってＬＣ直列共振回路が形成される。したがって、マルチプレクサ７０は、送信端子Ｐｔｘとアンテナ端子Ｐａｎｔとの間に、周波数可変フィルタ１０が接続され、周波数可変フィルタ１０のアンテナ端子Ｐａｎｔ側に、インダクタ８０と受信フィルタ６０とによるＬＣ直列共振回路が接続された回路構成になる。
　インダクタ８０と受信フィルタ６０とによるＬＣ直列共振回路の共振周波数を、上述の通過帯域外における特定の周波数に近接または一致させる。これにより、マルチプレクサ７０は、送信フィルタがラダー型周波数可変フィルタ１０によって形成されていても、送信信号の通過帯域外における特定の周波数の減衰量をより確実に確保できる。
　例えば、通信バンド２８の送信（７０３～７４８ＭＨｚ）フィルタにおいては、２倍波（１４０６～１４９６ＭＨｚ）、３倍波（２１０９～２２４４ＭＨｚ）の高調波の減衰も重要になる。インダクタ８０による減衰効果とインダクタ３１による減衰効果の両方を２倍波付近の周波数に当てることで、２倍波付近で大きな減衰を確保できる。また、インダクタ８０の減衰効果を２倍波付近の周波数に、インダクタ３１の減衰効果を３倍波付近の周波数に当てることで、３倍波付近と３倍波付近の２つ周波数帯域の減衰量を確保できる。
　また、本実施形態に示すように、受信フィルタ６０を、縦結合型の共振子フィルタで実現した場合、小型化が容易になる。具体的には、縦結合型の共振子フィルタの電極幅を小さくすることで、受信フィルタ６０の小型化は可能であるが、受信フィルタ６０のインピーダンスは高くなる。しかしながら、受信フィルタ６０にインダクタ８０を接続することによって、共通接続点ＰＣから受信フィルタ６０側を視たインピーダンスを低くでき、アンテナ端子Ｐａｎｔと受信端子Ｐｒｘとの間のインピーダンス整合が容易になる。したがって、損失の増加を生じることなく、小型化が容易になる。
　次に、本発明の第７の実施形態に係るマルチプレクサについて、図を参照して説明する。図９は、本発明の第７の実施形態に係るマルチプレクサの回路図である。
　図９に示すように、本実施形態に係るマルチプレクサ７０Ｂは、送信フィルタとして、第２の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａを用いた点で、第６の実施形態に係るマルチプレクサ７０と異なる。マルチプレクサ７０Ｂの他の構成は、マルチプレクサ７０と同様であり、同様の箇所の説明は省略する。
　このような構成のマルチプレクサ７０Ｂも、第６の実施形態に係るマルチプレクサ７０と同様に、送信フィルタがラダー型周波数可変フィルタ１０Ａによって形成されていても、複数の通信バンドの送信信号の切り替えのために可変キャパシタ２１のキャパシタンスを変化させても、それぞれの送信周波数帯域外における共通の特定の周波数の減衰量を確保できる。
　なお、上述の第５、第６の実施形態に係るマルチプレクサ７０、７０Ａには、第１の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０を用い、第７の実施形態に係るマルチプレクサ７０Ｂには、第２の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ａを用いる態様を示した。しかしながら、第３、第４の実施形態に係る周波数可変フィルタ１０Ｂ、１０Ｃを、第５、第６、第７の実施形態に係るマルチプレクサの送信フィルタに適用してもよい。
　次に、本発明の第８の実施形態に係る通信端末について、図を参照して説明する。図１０は、本発明の実施形態に係る通信端末の機能ブロック図である。
　通信端末９０は、マルチプレクサ７０、ＢＢＩＣ９１、ＲＦＩＣ９２、送信側増幅回路９３、受信側増幅回路９４、アンテナ整合回路９５、および、アンテナ９６を備える。マルチプレクサ７０のアンテナ端子Ｐａｎｔは、アンテナ整合回路９５を介してアンテナ９６に接続されている。マルチプレクサ７０の送信端子Ｐｔｘは、送信側増幅回路９３に接続されている。マルチプレクサ７０の受信端子Ｐｒｘは、受信側増幅回路９４に接続されている。送信側増幅回路９３および受信側増幅回路９４は、ＲＦＩＣ９２に接続されている。ＲＦＩＣ９２は、ＢＢＩＣ９１に接続されている。マルチプレクサ７０、ＲＦＩＣ９２、送信側増幅回路９３、および、受信側増幅回路９４によって、高周波フロントエンド回路９００は、構成されている。
　ＢＢＩＣ９１は、ベースバンド周波数での各種処理を実行する。ＲＦＩＣ９２は、無線通信に関する高周波処理を実行し、具体的な例としては、送信信号の生成、受信信号の復調等を実行する。また、ＲＦＩＣ９２は、受信信号から通信バンド情報を復調する。可変インピーダンスを制御するための制御信号は、ＢＢＩＣ９１もしくは、ＲＦＩＣ９２から出力される。
　ＲＦＩＣ９２から出力された送信信号は、送信側増幅回路９３で増幅される。送信側増幅回路９３は、ＰＡ等を備え、送信信号を増幅する。増幅された送信信号は、マルチプレクサ７０の送信端子Ｐｔｘに入力される。送信信号は、送信フィルタである周波数可変フィルタ１０でフィルタ処理され、アンテナ端子Ｐａｎｔから出力される。送信信号は、アンテナ整合回路９５を介して、アンテナ９６に伝送され、アンテナ９６から外部へ送信される。
　アンテナ９６で受信された受信信号は、アンテナ整合回路９５、マルチプレクサ７０のアンテナ端子Ｐａｎｔに入力される。マルチプレクサ７０の受信フィルタは、受信信号をフィルタ処理して、受信端子Ｐｒｘから出力する。受信信号は、受信側増幅回路９４に入力される。受信側増幅回路９４は、ＬＮＡ等を備え、受信信号を増幅して、ＲＦＩＣ９２に出力する。
　通信端末９０は、上述のマルチプレクサ７０を備えることによって、複数の通信バンドの送信信号のそれぞれに対して通過帯域外であり共通の特定の周波数の減衰量を確保できる。
　なお、通信端末９０には、上述のマルチプレクサ７０Ａ、７０Ｂの構成、周波数可変フィルタ１０Ｂ、１０Ｃを用いたマルチプレクサの構成を適用することもできる。
　また、上述の各実施形態の周波数可変フィルタにおける直列腕共振子と並列腕共振子の個数は、ラダー型回路を形成できればよい。すなわち、可変キャパシタが直列接続される並列腕共振子と、インダクタンスが固定されたインダクタに直列接続される並列腕共振子と、直列腕共振子と、を含んでいて、これらがラダー型に接続されていればよい。
　また、上述のマルチプレクサは、デュプレクサの態様を示した。しかしながら、マルチプレクサとして、トリプレクサ以上を用いてもよい。また、マルチプレクサは、複数の送信フィルタのみから構成されても、複数の受信フィルタのみから構成されてもよく、送信フィルタと受信フィルタとを適宜組み合わせて構成すればよい。
　また、上述の各実施形態では、対応する通信バンドの切り替えに可変キャパシタを用いる態様を示したが、可変インダクタ等の他の可変インピーダンス素子を用いてもよい。
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ：周波数可変フィルタ
２１：可変キャパシタ
３１、３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｃ、３２Ｃ：インダクタ
４１：キャパシタ
５１：整合用インダクタ
６０：受信フィルタ
７０、７０Ａ、７０Ｂ：マルチプレクサ
８０：インダクタ
９０：通信端末
９１：ＢＢＩＣ
９２：ＲＦＩＣ
９３：送信側増幅回路
９４：受信側増幅回路
９５：アンテナ整合回路
９６：アンテナ
１１１、１１１Ａ、１１２、１１２Ａ、１１３、１１３Ａ、１１４Ａ、１１５Ａ：直列腕共振子
１２１、１２１Ａ、１２２、１２２Ａ、１２３、１２３Ａ、１２４Ａ：並列腕共振子
９００：高周波フロントエンド回路
ＣＨ１、ＣＨ２：通信バンド
ｆｓｒ２１１、ｆｓｒ２１１Ａ、ｆｓｒ２１２、ｆｓｒ３１、ｆｓｒ３１Ａ：減衰極周波数
Ｐ１：第１端子
Ｐ２：第２端子
Ｐａｎｔ：アンテナ端子
ＰＣ：共通接続点
ＰｒＬ２１：寄生インダクタ
Ｐｒｘ：受信端子
Ｐｔｘ：送信端子

Claims (13)

  1. 　ラダー型に接続された、直列腕共振子、第１の並列腕共振子、および、前記第１の並列腕共振子と異なる並列腕に接続された第２の並列腕共振子と、
    　前記第１の並列腕共振子に直列接続された、インピーダンスが可変の可変インピーダンス素子と、
    　インダクタンスが固定の第１の固定インダクタと、を備え、
    　前記第２の並列腕共振子には、可変インピーダンス素子が接続されておらず、前記第１の固定インダクタが直列接続されている、
    　ラダー型周波数可変フィルタ。
  2. 　前記第１の固定インダクタによって形成される減衰極の周波数は、
    　前記ラダー型の回路の通過帯域を利用する通信信号の高調波の周波数に近接または一致している、
    　請求項１に記載のラダー型周波数可変フィルタ。
  3. 　前記第１の固定インダクタによって形成される前記第２の並列腕共振子の副共振による減衰極の周波数は、
    　前記第１の並列腕共振子の副共振点による１つ減衰極の周波数に近接または一致している、
    　請求項１または請求項２に記載のラダー型周波数可変フィルタ。
  4. 　前記ラダー型回路に含まれ、前記第１の並列腕共振子と前記第２の並列腕共振子とは異なる並列腕に接続された第３の並列腕共振子を備え、
    　前記第３の並列腕共振子には、可変インピーダンス素子が接続されておらず、インダクタンスが固定の第２の固定インダクタが直列接続されている、
    　請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のラダー型周波数可変フィルタ。
  5. 　前記ラダー型回路に含まれ、前記第１の並列腕共振子と前記第２の並列腕共振子とは異なる並列腕に接続された第３の並列腕共振子を備え、
    　前記第１の固定インダクタは、前記第２の並列腕共振子と前記第３の並列腕共振子とに接続されている、
    　請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のラダー型周波数可変フィルタ。
  6. 　請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のラダー型周波数可変フィルタによって構成される第１のフィルタと、
    　第２のフィルタと、を備え、
    　前記第１のフィルタと前記第２のフィルタとが共通接続点に接続された、
    　マルチプレクサ。
  7. 　前記第２のフィルタは、共振子を利用したフィルタであり、
    　前記共通接続点と、前記第２のフィルタとの間に接続され、インダクタンスが固定の第３の固定インダクタを備える、
    　請求項６に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記第２のフィルタと前記第３の固定インダクタとによるＬＣ直列共振回路の減衰極は、前記第１のフィルタの前記第１の並列腕共振子の副共振点による１つ減衰極の周波数に近接または一致している、
    　請求項７に記載のマルチプレクサ。
  9. 　前記第２のフィルタは、縦結合型の共振子フィルタである、
    　請求項７に記載のマルチプレクサ。
  10. 　前記第１のフィルタは、送信フィルタであり、
    　前記第２のフィルタは、受信フィルタである、
    　請求項６乃至請求項９のいずれかに記載のマルチプレクサ。
  11. 　前記第１のフィルタは、受信フィルタであり、
    　前記第２のフィルタは、送信フィルタである、
    　請求項６乃至請求項９のいずれかに記載のマルチプレクサ。
  12. 　請求項１０または請求項１１に記載のマルチプレクサと、
    　前記送信フィルタに接続される送信側増幅回路と、
    　前記受信フィルタに接続される受信側増幅回路と、
    　前記送信側増幅回路と前記受信側増幅回路に接続されるＲＦＩＣと、
    　を備える、高周波フロントエンド回路。
  13. 　請求項１２に記載の高周波フロントエンド回路と、
    　前記ＲＦＩＣに接続されるベースバンドＩＣと、
    　を備える通信端末。
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