KR102309055B1 - 필터 및 멀티플렉서 - Google Patents

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마사노리 카토
미노루 이와나가
히로시 마츠바라
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가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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Abstract

(과제) 넓은 통과 대역, 작은 삽입 손실, 및 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성을 갖는 필터를 제공하는 것이다.
(해결 수단) 필터(10)는 단자(P1, P2)를 연결하는 신호 경로(R)의 적어도 일부를 구성하는 공진 회로(11)와, 일단이 접지된 탄성파 공진자(17)와, 일단이 공진 회로(11)의 일단에 접속되고, 타단이 탄성파 공진자(17)의 타단에 접속된 인덕터(15)와, 일단이 공진 회로(11)의 타단에 접속되고, 타단이 탄성파 공진자(17)의 상기 타단에 접속된 인덕터(16)를 구비하고, 공진 회로(11)는 인덕터(12)와 커패시터(13, 14)가 직렬로 접속된 LC 직렬 공진 회로이다.

Description

필터 및 멀티플렉서{FILTER AND MULTIPLEXER}
본 발명은 필터 및 멀티플렉서에 관한 것이다.
복수의 주파수 대역(멀티 밴드) 및 복수의 무선 방식(멀티 모드)에 대응하는 통신 기기가 있다. 그러한 통신 기기의 프런트 엔드 회로에는 복수의 주파수 대역의 신호를 분파 및 합파하는 멀티플렉서가 사용된다. 멀티플렉서는, 예를 들면 서로 상이한 통과 대역을 갖는 복수의 필터로 구성된다.
특허문헌 1은 밴드 패스 필터로서 유효한 고주파 회로를 개시하고 있다.
도 14는 특허문헌 1에 개시되어 있는 고주파 회로의 일례를 나타내는 회로도이다. 도 14에서의 참조 부호는 특허문헌 1에서의 참조 부호로부터 적당히 변경되어 있다.
도 14의 고주파 회로는 탄성파 공진자(91)와 병렬 용량 보상 회로(92)로 이루어진다. 병렬 용량 보상 회로(92)는 인덕터(95, 96) 및 탄성파 공진자(97)를 포함한다.
미국 특허출원공개 제 2016/0191014호 명세서
최근 새로운 주파수 대역의 개방 및 주파수 대역 간의 좁은 갭화를 배경으로서 멀티플렉서를 구성하는 필터에는 넓은 통과 대역, 작은 삽입 손실, 및 통과 대역단에서의 급준(急峻)한 감쇠 특성이 요구되도록 되어 있다.
그래서 본 발명은 넓은 통과 대역, 작은 삽입 손실, 및 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성을 갖는 필터 및 그러한 필터를 사용한 멀티플렉서를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해서 본 발명의 일실시형태에 의한 필터는 제 1 단자와 제 2 단자를 연결하는 신호 경로의 적어도 일부를 구성하는 직렬암 공진 회로와, 일단이 접지된 병렬암 공진자와, 일단이 상기 직렬암 공진 회로의 일단에 접속되고, 타단이 상기 병렬암 공진자의 타단에 접속된 제 1 인덕터와, 일단이 상기 직렬암 공진 회로의 타단에 접속되고, 타단이 상기 병렬암 공진자의 상기 타단에 접속된 제 2 인덕터를 구비하고, 상기 직렬암 공진 회로는 제 3 인덕터와 커패시터가 직렬로 접속된 LC 직렬 공진 회로이다.
(발명의 효과)
본 발명에 의한 필터에 의하면 직렬암 공진 회로를 구성하는 LC 직렬 공진 회로가 반공진 주파수를 갖지 않고, 또한 탄성파 공진자에 비해서 공진 특성의 변화가 완만한 것을 이용해서 넓은 통과 대역 내에서의 정합을 개선하여 필터의 삽입 손실을 저감할 수 있다. 또한, 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성은 공진 주파수의 근방에서 임피던스가 급준하게 저하되는 병렬암 공진자의 주파수 특성을 이용해서 형성할 수 있다. 그 결과, 넓은 통과 대역, 작은 삽입 손실, 및 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성을 갖는 필터가 얻어진다.
도 1은 실시형태 1에 의한 필터를 사용한 멀티플렉서의 구성의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 2는 실시형태 1에 의한 필터에 요구되는 통과 특성을 설명하는 그래프이다.
도 3은 비교예에 의한 필터의 구성의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 4는 비교예에 의한 필터의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 5는 비교예에 의한 필터의 부분 회로의 공진 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 6a는 비교예에 의한 필터의 부분 회로의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 6b는 비교예에 의한 필터의 부분 회로의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 6c는 비교예에 의한 필터 전체의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 7은 실시형태 1에 의한 필터의 구성의 일례를 나타내는 회로도이다.
도 8은 실시형태 1에 의한 필터의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 9는 실시형태 1에 의한 필터의 부분 회로의 공진 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 10a는 실시형태 1에 의한 필터의 부분 회로의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 10b는 실시형태 1에 의한 필터의 부분 회로의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 10c는 실시형태 1에 의한 필터 전체의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 11은 실시형태 2에 의한 멀티플렉서의 구성의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 12는 실시형태 2에 의한 멀티플렉서의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 13은 실시형태 2에 의한 필터의 광역의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 14는 종래의 고주파 회로의 일례를 나타내는 회로도이다.
이하, 본 발명의 실시형태에 대해서 도면을 사용하여 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서 설명하는 실시형태는 모두 포괄적 또는 구체적인 예를 나타내는 것이다. 이하의 실시형태에서 나타내어지는 수치, 형상, 재료, 구성 요소, 구성 요소의 배치 및 접속 형태 등은 일례이며, 본 발명을 한정하는 주지는 아니다.
(실시형태 1)
실시형태 1에 의한 필터에 대해서 멀티플렉서에 사용되는 필터의 예를 들어서 설명한다.
도 1은 실시형태 1에 의한 필터를 사용한 멀티플렉서의 구성의 일례를 나타내는 블록도이다. 도 1에 나타내어지는 바와 같이 멀티플렉서(1)는 제 1 주파수 대역을 통과 대역으로 하는 필터(10) 및 제 2 주파수 대역을 통과 대역으로 하는 필터(20)를 구비한다. 멀티플렉서(1)는 제 1 주파수 대역의 신호와 제 2 주파수 대역의 신호를 분파 및 합파하는 다이플렉서이다.
도 1에서는 일례로서 제 1 주파수 대역을 2300㎒ 이상 2690㎒ 이하로 하고, 제 2 주파수 대역을 1427㎒ 이상 2200㎒ 이하로 하고 있다. 본 명세서에서는 참조의 편의를 위해 2300㎒ 이상 2690㎒ 이하의 주파수 대역을 하이 밴드(HB)라고 칭하고, 1427㎒ 이상 2200㎒ 이하의 주파수 대역을 미드 밴드(MB)라고 칭한다.
필터(10)의 일단과 필터(20)의 일단은 안테나 단자(ANT)에 접속된다. 필터(10)의 타단은 하이 밴드 단자 HB에 접속되고, 필터(20)의 타단은 미드 밴드 단자 MB에 접속된다.
필터(10, 20)가 서로 다른 쪽의 통과 대역의 신호를 충분히 억제할 경우, 필터(10, 20)에서 각각 선택된 하이 밴드(HB)의 신호와 미드 밴드(MB)의 신호를 안테나 단자(ANT)에 접속되는 1개의 안테나로 혼신하지 않고 동시에 처리할 수 있다. 즉, 하이 밴드(HB)에 속하는 통신 밴드와, 미드 밴드(MB)에 속하는 통신 밴드 사이에서의 캐리어 어그리게이션을 1개의 안테나로 실시할 수 있다.
이러한 캐리어 어그리게이션을 실현하기 위해서, 예를 들면 필터(10)에는 다음과 같은 통과 특성이 요구된다.
도 2는 필터(10)(보다 정확하게는 멀티플렉서(1)의 안테나 단자-하이 밴드 단자 사이)에 요구되는 통과 특성의 일례를 설명하기 위한 그래프이다. 도 2에 나타내어지는 바와 같이 필터(10)에는 넓은 통과 대역(비대역으로 15% 이상의 하이 밴드(HB))과 넓은 감쇠 대역(비대역으로 40% 이상의 미드 밴드(MB)), 및 감쇠 대역과 통과 대역 사이의 좁은 주파수 갭 100㎒(비대역으로 4%)에서의 분파 성능이 요구된다. 여기에서 대역에 대한 비대역이란 대역의 상단과 하단의 차의 중심 주파수에 대한 비를 말한다.
본 발명자들은 이러한 통과 대역을 갖는 필터를 종래의 고주파 회로를 사용하여 실현하는 것을 검토했다. 이하, 상기 검토의 결과를 비교예로서 설명한다.
도 3은 비교예에 의한 필터(90)의 구성의 일례를 나타내는 회로도이다. 도 3 에 나타내어지는 바와 같이 필터(90)는 탄성파 공진자(91)와 병렬 용량 보상 회로(92)로 이루어지는 도 14의 고주파 회로에 정합용의 인덕터(98, 99)를 추가해서 구성된다. 병렬 용량 보상 회로(92)는 인덕터(95, 96) 및 탄성파 공진자(97)로 이루어진다.
도 4는 필터(90)의 단자(P1, P2) 사이의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다. 필터(90)의 통과 대역은 하이 밴드(HB) 중 실제로 이용하는 통신 밴드가 위치하는 부분으로서 2300㎒ 이상 2400㎒ 이하의 제 1 부분과, 2496㎒ 이상 2690㎒ 이하의 제 2 부분으로 나누어서 설정했다(도 4에 있어서 회색으로 나타낸다). 하이 밴드(HB)의 부분에 대해서는 확대된 파형을 나타내고 있다.
도 4의 확대 파형을 따른 점선으로 나타내고 있는 바와 같이 필터(90)의 통과 특성은 하이 밴드(HB) 내에서 크게 함몰된 파형으로 되어 있으며, 하이 밴드(HB) 중간 정도에서의 삽입 손실이 큰 것을 알 수 있다. 또한, 제 1 부분과 제 2 부분 사이에 보이는 노치는 탄성파 공진자(97) 불요파에 기인하는 것이며, 통과 대역 외에 의도적으로 배치한 것이다.
도 5는 필터(90)의 부분 회로의 공진 특성의 일례를 나타내는 그래프이다. 도 5에는 탄성파 공진자(97)로 이루어지는 부분 회로(B) 및 탄성파 공진자(91) 및 인덕터(95, 96)로 이루어지는 부분 회로(C)의 각각의 임피던스의 주파수 특성을 나타내고 있다. 도 5에 나타내어지는 임피던스의 합성에 의해 도 4의 통과 특성은 형성되어 있다.
도 4의 통과 특성을 보다 상세하게 분석한다.
도 6a는 필터(90)의 부분 회로(B)(즉, 탄성파 공진자(97))의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, (a)는 반사 특성, (b)는 통과 특성을 각각 나타내고 있다. 도 6a의 반사 특성 및 통과 특성은 도 5에 나타내어지는 부분 회로(B)의 임피던스에 따라 신호가 그라운드로 통과됨으로써 형성되어 있다.
도 6a의 부호 fr, fa는 탄성파 공진자(97)의 공진 주파수 및 반공진 주파수를 각각 나타내고 있다. 탄성파 공진자(97)의 공진 주파수(fr)는 하이 밴드(HB)의 하단에 배치된다.
탄성파 공진자의 비대역은 일반적으로 좁다. 예를 들면, 니오브산 리튬을 함유하는 압전 재료로 구성된 기판을 갖고, 상기 기판을 전반하는 레일리파에 의해 신호를 전달하는 탄성파 공진자(이하, LN 레일리라고 약칭한다)의 비대역은 수%이다. 여기에서 탄성파 공진자에 대한 비대역이란 탄성파 공진자의 반공진 주파수와 공진 주파수의 차의 중심 주파수에 대한 비를 말한다.
탄성파 공진자(97)를, 예를 들면 LN 레일리 등의 비대역이 좁은 탄성파 공진자로 구성함으로써 하이 밴드(HB)의 하단에 있어서 부분 회로(B)의 통과 특성이 급준한 감쇠를 형성할 수 있다(도 6a의 (b)).
도 6b는 필터(90)의 부분 회로(C)의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, (a)는 반사 특성, (b)는 통과 특성을 각각 나타내고 있다. 도 6b의 반사 특성 및 통과 특성은 도 5의 부분 회로(C)의 임피던스에 따라 신호의 통과가 억제됨으로써 형성되어 있다.
도 6b의 부호 fr, fa는 부분 회로(C)의 공진 주파수 및 반공진 주파수를 각각 나타내고 있다. 부분 회로(C)의 반공진 주파수(fa)는 하이 밴드(HB)의 고역측의 대역 외에 배치된다.
부분 회로(C)의 비대역은 인덕터(95, 96)에 의해 탄성파 공진자(91) 단독으로의 비대역으로부터 다소 확대되어 있지만, 하이 밴드(HB)의 비대역에 비하면 상당히 좁다. 그 때문에 부분 회로(C)의 공진 주파수(fr)는 하이 밴드(HB)의 상단 부근의 부분에 위치한다. 이에 따라 부분 회로(C)의 반사 손실은 하이 밴드(HB) 내에 있어서 특히 공진 주파수(fr)의 근방에서 급준하게 또한 크게 변화된다(도 6b의 (a)).
도 6c는 필터(90)의 전체(A)의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, (a)는 반사 특성, (b)는 통과 특성을 각각 나타내고 있다. 도 6c의 반사 특성 및 통과 특성은 도 6a, 도 6b의 부분 회로(B, C)의 특성의 조합에 인덕터(98, 99)에 의한 정합을 더 추가하여 형성되어 있다.
도 6c의 (a)의 점선 원 내에 보이는 바와 같이 필터(90)의 전체(A)의 반사 손실은 하이 밴드(HB)의 양 끝에 비해서 중간 정도로 작아져 있다. 바꿔 말하면 필터(90)의 입력단에서의 신호의 반사가 하이 밴드(HB) 중간 정도로 커져 있다. 이것은 부분 회로(C)의 반사 특성이 지나치게 급준하기 때문에 하이 밴드 중앙에서 충분한 반사 손실을 확보할 수 없기 때문이다.
그 결과, 도 6c의 (b)의 점선 원 내에 보이는 바와 같이 필터(90)의 전체(A)에서의 삽입 손실은 하이 밴드(HB) 내에서 크게 함몰된 파형이 되고, 하이 밴드(HB) 중간 정도에서 삽입 손실이 증대(열화)된다.
이러한 검토를 바탕으로 필터(90)에 있어서의 탄성파 공진자(91)의 주파수 특성의 급준성을 완화함으로써 삽입 손실의 열화를 개선한 필터를 제안한다.
도 7은 실시형태 1에 의한 필터의 구성의 일례를 나타내는 회로도이다. 도 7에 나타내어지는 바와 같이 필터(10)는 단자(P1, P2), 신호 경로(R), 공진 회로(11), 탄성파 공진자(17), 인덕터(15, 16, 18, 19)를 갖고 있다.
공진 회로(11)는 인덕터(12), 커패시터(13, 14)를 직렬로 접속한 LC 직렬 공진 회로이다. 공진 회로(11)는 단자(P1, P2)를 연결하는 신호 경로(R)의 적어도 일부를 구성하고 있다. 단자(P1, P2)는 각각 제 1 단자 및 제 2 단자의 일례이다. 공진 회로(11)는 직렬암 공진 회로의 일례이며, 인덕터(12)는 제 3 인덕터의 일례이다.
탄성파 공진자(17)의 일단은 그라운드에 접속되어 있다.
인덕터(15)의 일단은 공진 회로(11)의 일단에 접속되고, 인덕터(15)의 타단은 탄성파 공진자(17)의 타단에 접속되어 있다. 인덕터(15)는 제 1 인덕터의 일례이다.
인덕터(16)의 일단은 공진 회로(11)의 타단에 접속되고, 인덕터(16)의 타단은 탄성파 공진자(17)의 타단에 접속되어 있다. 인덕터(16)는 제 2 인덕터의 일례이다.
인덕터(18)의 일단은 단자(P1)에 접속되고, 인덕터(18)의 타단은 공진 회로(11)의 일단에 접속되어 있다. 인덕터(18)는 신호 경로의 직렬암 공진 회로와 제 1 단자 사이의 부분에 접속된 정합용의 제 4 인덕터의 일례이다.
인덕터(19)의 일단은 신호 경로(R)의 공진 회로(11)와 단자(P2) 사이에 접속되고, 인덕터(19)의 타단은 그라운드에 접속되어 있다. 인덕터(19)는 신호 경로의 직렬암 공진 회로와 제 2 단자 사이의 부분에 접속된 정합용의 제 4 인덕터의 일례이다.
필터(10)는 도 3의 필터(90)에 있어서의 탄성파 공진자(91)를 공진 회로(11)로 치환한 것과 마찬가지이다. 필터(10)에 있어서의 탄성파 공진자(17), 인덕터(15, 16, 18, 19)는 필터(90)에 있어서의 탄성파 공진자(97), 인덕터(95, 96, 98, 99)에 대응한다.
도 8은 필터(10)의 단자(P1, P2) 사이의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다. 필터(10)의 통과 대역은 하이 밴드(HB) 중 실제로 이용하는 통신 밴드가 위치하는 부분으로서 2300㎒ 이상 2400㎒ 이하의 제 1 부분과, 2496㎒ 이상 2690㎒ 이하의 제 2 부분으로 나누어 설정했다(도 8에 있어서 회색으로 나타낸다). 하이 밴드(HB)의 부분에 대해서는 확대된 파형을 나타내고 있다.
도 8의 확대 파형을 따른 점선으로 나타내고 있는 바와 같이 필터(10)의 통과 특성은 도 4에 비해서 함몰부가 축소된 파형으로 되어 있으며, 하이 밴드(HB) 중간 정도에서의 삽입 손실이 감소(개선)하고 있는 것을 알 수 있다.
도 9는 필터(10)의 부분 회로의 공진 특성의 일례를 나타내는 그래프이다. 도 9에는 탄성파 공진자(17)로 이루어지는 부분 회로(B), 공진 회로(11), 및 인덕터(15, 16)로 이루어지는 부분 회로(C), 및 공진 회로(11)로 이루어지는 부분 회로(D)의 각각의 임피던스의 주파수 특성을 나타내고 있다. 도 9에 나타내어지는 임피던스의 합성에 의해 도 8의 통과 특성은 형성되어 있다. 여기에서 공진 회로(11)가 LC 직렬 공진 회로이기 때문에 부분 회로(D)는 임피던스가 극대값을 취하는 반공진점을 갖지 않는 것에 주의한다.
도 8의 통과 특성을 보다 상세하게 분석한다.
도 10a는 필터(10)의 부분 회로(B)(즉, 탄성파 공진자(17))의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, (a)는 반사 특성, (b)는 통과 특성을 각각 나타내고 있다. 도 10a의 부호 fr, fa는 탄성파 공진자(17)의 공진 주파수 및 반공진 주파수를 각각 나타내고 있다. 도 10a의 반사 특성 및 통과 특성의 특징은 도 6a에서 필터(90)의 부분 회로(B)에 대해서 설명한 사항과 마찬가지이기 때문에 설명을 생략한다.
도 6a에서 설명한 바와 같이 탄성파 공진자(17)를, 예를 들면 LN 레일리 등의 비대역이 좁은 탄성파 공진자로 구성함으로써 하이 밴드(HB)의 하단에 있어서 부분 회로(B)의 통과 특성이 급준한 감쇠를 형성할 수 있다(도 10a의 (b)).
도 10b는 필터(10)의 부분 회로(C)의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, (a)는 반사 특성, (b)는 통과 특성을 각각 나타내고 있다. 도 10b의 부호 fr은 부분 회로(C)의 공진 주파수를 나타내고 있다. 공진 회로(11)가 반공진점을 갖지 않는 점에서 필터(10)의 부분 회로(C)에는 반공진 주파수가 없다.
그 때문에 필터(90)의 부분 회로(C)와는 달리 반공진 주파수(fa)를 하이 밴드(HB)의 대역 외에 배치할 필요가 없고, 공진 주파수(fr)의 배치가 제약을 받을 일이 없다. 예를 들면, 도 10b의 (a)에 나타내어지는 바와 같이 공진 주파수(fr)를 하이 밴드(HB)의 대역 외에 배치하고, 하이 밴드(HB)의 대역 내에는 반사 손실의 변동이 작은 영역을 배치할 수 있다.
LC 공진 회로의 주파수 특성의 변동이 탄성파 공진자에 비해서 완만한 것도 하이 밴드(HB)의 대역 내에 반사 손실의 변동이 작은 영역을 배치하기 위해서 적합하다.
도 10c는 필터(10)의 전체(A)의 반사 특성 및 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, (a)는 반사 특성, (b)는 통과 특성을 각각 나타내고 있다.
도 10c의 (a)의 점선 원 내에 보이는 바와 같이 하이 밴드(HB) 중간 정도에서의 반사 손실은 양호하게 유지되어 있다. 이것은 부분 회로(C)의 반사 특성의 급준성이 완화되어 하이 밴드 중앙에서 충분한 반사 손실이 확보되었기 때문에 인덕터(18, 19)에 의해 하이 밴드(HB)의 전역에서 양호한 정합을 취할 수 있었기 때문이다.
그 결과, 도 10c의 (b)의 점선 원 내에 보이는 바와 같이 필터(10)의 전체(A)에서의 삽입 손실은 하이 밴드(HB) 내에서 큰 함몰부가 없는 파형이 되고, 하이 밴드(HB) 중간 정도에서 삽입 손실이 감소(개선)된다.
이렇게 필터(10)에 의하면 공진 회로(11)를 LC 직렬 공진 회로로 구성한 것에 의해 통과 대역 내에서의 정합이 취하기 쉬워지고, 그 결과 직렬암에 탄성파 공진자를 갖는 필터(90)에 비해 통과 대역 내에서의 삽입 손실을 감소(개선)할 수 있다. 필터(10)의 통과 대역의 저역단에서의 급준한 감쇠 특성은 필터(90)와 마찬가지로 병렬암에 배치된 탄성파 공진자가 갖는 급준한 주파수 특성을 이용해서 형성된다.
이에 따라 넓은 통과 대역, 작은 삽입 손실, 및 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성을 갖는 필터가 얻어진다.
또한, 상술한 필터(10)의 구성은 일례이며, 필터(10)에 대해서 다음과 같은 변형 또는 한정을 추가해도 좋다.
예를 들면, 도 7의 예에서는 공진 회로(11)에 있어서 커패시터(13, 14)를 직렬로 접속해서 사용하고 있다. 이에 따라 각각의 용량값이 큰 커패시터를 직렬로 접속해서 사용함으로써 전체로서의 용량값의 불균일을 억제할 수 있다. 이에 대하여 커패시터(13, 14)를 단일의 커패시터로 대체해도 좋다. 그 경우에는 회로 소자를 삭감하여 회로의 소형화 및 저비용화를 도모할 수 있다.
또한, 공진 회로(11)에 있어서 인덕터(12)를 적층 칩 인덕터로 구성하고, 커패시터(13, 14)를 적층 칩 콘덴서로 구성해도 좋다. 이에 따라 인덕터(12) 및 커패시터(13, 14)를 기판 내에 패턴 도체로 형성할 경우에 비해서 인덕터(12)의 Q값을 높이고, 또한 커패시터(13, 14)와 그라운드 등의 불필요한 결합을 억제할 수 있다. 그 결과, 필터(10)의 삽입 손실을 더 저감할 수 있다.
또한, 인덕터(15, 16) 중 어느 하나의 Q값도 정합용의 인덕터(18, 19) 중 어느 하나의 Q값보다 높아도 좋다.
이러한 구성에 의하면 인덕터(15, 16)를 Q값이 높은 인덕터로 구성하므로 통과 대역의 저역단에 있어서의 감쇠 특성의 급준성을 높이면서 넓은 통과 대역에 있어서 삽입 손실을 저감할 수 있다.
상기에서는 필터(10)의 통과 대역으로서 하이 밴드(HB)(또는 하이 밴드(HB)에 포함되는 제 1 부분 및 제 2 부분)의 예를 들어서 설명했지만, 필터(10)의 통과 대역은 하이 밴드(HB)라고 불리는 주파수 대역에는 한정되지 않는다. 필터(10)는 저역측에 좁은 주파수 갭을 사이에 두고 인접하는 다른 주파수 대역이 있으며, 또한 자대역(自帶域)이 넓은 임의의 주파수 대역을 통과 대역으로 하는 필터로서 이용할 수 있다.
(실시형태 2)
실시형태 2에 의한 멀티플렉서에 대해서 실시형태 1의 필터를 사용하여 구성되는 트리플렉서의 예를 들어서 설명한다.
도 11은 실시형태 2에 의한 멀티플렉서의 구성의 일례를 나타내는 블록도이다. 도 11에 나타내어지는 바와 같이 멀티플렉서(2)는 실시형태 1에서 참조한 필터(10, 20)에 추가하여 필터(30, 40)를 갖고 있다. 멀티플렉서(2)는 필터(10, 20, 30)의 각각의 통과 대역의 신호를 분파 및 합파하는 트리플렉서이다. 필터(10, 20, 30)는 각각 제 1 필터, 제 2 필터, 제 3 필터의 일례이다.
도 11에서는 일례로서 필터(30)의 통과 대역을 617㎒ 이상 960㎒ 이하로 하고 있다. 본 명세서에서는 참조의 편의를 위해 617㎒ 이상 960㎒ 이하의 주파수 대역을 로우 밴드(LB)라고 칭한다.
필터(10)의 통과 대역은 2300㎒ 이상 2690㎒ 이하의 하이 밴드(HB)이며, 필터(20)의 통과 대역은 1427㎒ 이상 2200㎒ 이하의 미드 밴드(MB)이다. 필터(40)는 하이 밴드(HB)와 미드 밴드(MB)를 맞춘 통과 대역을 갖는다.
필터(30)의 일단과 필터(40)의 일단은 안테나 단자(ANT)에 접속된다. 필터(30)의 타단은 로우 밴드 단자 LB에 접속된다. 필터(10)의 일단과 필터(20)의 일단은 필터(40)의 타단에 접속된다. 필터(10)의 타단은 하이 밴드 단자 HB에 접속되고, 필터(20)의 타단은 미드 밴드 단자 MB에 접속된다.
필터(20)는 LC 공진 회로와 탄성파 공진자로 구성된다(도시하지 않음). 필터(20)의 LC 공진 회로는 미드 밴드(MB)의 넓은 통과 대역을 형성하고, 탄성파 공진자는 미드 밴드(MB)의 고역측의 대역 외에서의 급준한 감쇠 특성을 형성한다.
필터(30)는 LC 공진 회로로 구성된다. 필터(30)의 LC 공진 회로는 로우 밴드(LB)의 넓은 통과 대역을 형성한다.
도 12는 멀티플렉서(2)의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이다. 멀티플렉서(2)에서는 미드 밴드(MB)용의 필터(20)에 있어서 탄성파 공진자의 급준한 주파수 특성을 이용하여 통과 대역의 고역단에서의 급준한 감쇠 특성을 형성하고, 하이 밴드(HB)의 신호를 충분히 저지할 수 있다. 필터(10, 20)를 사용함으로써 하이 밴드(HB)의 신호와 미드 밴드(MB)의 신호가 완전히 분리되므로 양자의 신호는 단일의 안테나로 동시에 송수신 가능해진다. 이에 따라 하이 밴드(HB)에 포함되는 통신 밴드와 미드 밴드(MB)에 포함되는 통신 밴드의 조합에 의한 캐리어 어그리게이션 통신이 단일의 안테나로 실행 가능해진다.
상기에서는 주파수 대역으로서 하이 밴드(HB), 미드 밴드(MB), 로우 밴드(LB)를 예시했지만, 최근에는 하이 밴드(HB)보다 높은 주파수 대역의 할당도 진행되어 있다. 하이 밴드(HB)보다 높은 주파수 대역으로서, 예를 들면 5150㎒ 이상 5925 이하의 5G 밴드를 들 수 있다.
필터(10)는, 예를 들면 하이 밴드(HB)와 5G 밴드를 분파 및 합파하는 멀티플렉서에 있어서의 하이 밴드(HB)용의 필터로서도 적합하다.
도 13은 필터(10)의 광역의 통과 특성의 일례를 나타내는 그래프이며, 6㎓ 이하의 통과 손실을 나타내고 있다. 도 13에서는 대비를 위해 필터(10)의 통과 손실과 함께 필터(90)의 광역의 통과 손실을 나타내고 있다. 또한, 5G 밴드를 회색으로 나타내고 있다.
도 13에 보이는 바와 같이 필터(90)의 통과 특성은 5G 밴드에 있어서 거의 감쇠가 없다. 그 때문에 하이 밴드(HB)와 5G 밴드를 분파 및 합파하는 멀티플렉서의 하이 밴드(HB)용의 필터에 필터(90)를 사용했을 경우, 5G 밴드용의 감쇠 회로가 별도 필요해진다. 그 점에서 필터(10)에서는 5G 밴드에 감쇠가 있으므로 필터(10)를 사용함으로써 5G 밴드용의 감쇠 회로가 불필요해진다.
이상, 본 발명의 실시형태에 의한 필터 및 멀티플렉서에 대해서 설명했지만, 본 발명은 각각의 실시형태에는 한정되지 않는다. 본 발명의 취지를 일탈하지 않는 한 당업자가 문뜩 생각나는 각종 변형을 본 실시형태에 실시한 것이나, 상이한 실시형태에 있어서의 구성 요소를 조합해서 구축되는 형태도 본 발명 중 하나 또는 복수의 실시형태의 범위 내에 포함되어도 좋다.
(정리)
본 발명의 일실시형태에 의한 필터는 제 1 단자와 제 2 단자를 연결하는 신호 경로의 적어도 일부를 구성하는 직렬암 공진 회로와, 일단이 접지된 병렬암 공진자와, 일단이 상기 직렬암 공진 회로의 일단에 접속되고, 타단이 상기 병렬암 공진자의 타단에 접속된 제 1 인덕터와, 일단이 상기 직렬암 공진 회로의 타단에 접속되고, 타단이 상기 병렬암 공진자의 상기 타단에 접속된 제 2 인덕터를 구비하고, 상기 직렬암 공진 회로는 제 3 인덕터와 커패시터가 직렬로 접속된 LC 직렬 공진 회로이다.
이러한 구성에 의하면 직렬암 공진 회로를 구성하는 LC 직렬 공진 회로가 반공진 주파수를 갖지 않고, 또한 탄성파 공진자에 비해서 공진 특성의 변화가 완만한 것을 이용해서 넓은 통과 대역 내에서의 정합을 개선하여 필터의 삽입 손실을 저감할 수 있다. 또한, 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성은 공진 주파수의 근방에서 임피던스가 급준하게 저하되는 병렬암 공진자의 주파수 특성을 이용해서 형성할 수 있다. 그 결과, 넓은 통과 대역, 작은 삽입 손실, 및 통과 대역단에서의 급준한 감쇠 특성을 갖는 필터가 얻어진다.
또한, 상기 병렬암 공진자는 니오브산 리튬을 함유하는 압전 재료로 구성된 기판을 갖고, 상기 기판을 전반하는 레일리파에 의해 신호를 전달해도 좋다.
이러한 구성에 있어서 니오브산 리튬을 함유하는 압전 재료로 구성된 기판을 갖고, 상기 기판을 전반하는 레일리파에 의해 신호를 전달하는 탄성파 공진자(LN 레일리라고 약칭한다)는 주파수 특성의 급준성이 특히 높은 것으로 알려져 있다. 그 때문에 병렬암 공진자를 LN 레일리로 구성함으로써 필터의 통과 대역의 저역단에 있어서 보다 급준한 감쇠 특성을 형성할 수 있다.
또한, 상기 직렬암 공진 회로에 있어서 상기 제 3 인덕터는 적층 칩 인덕터로 구성되며, 상기 커패시터는 적층 칩 콘덴서로 구성되어도 좋다.
이러한 구성에 의하면 제 3 인덕터 및 커패시터를 적층 칩 부품으로 구성하고 있다. 이에 따라 제 3 인덕터 및 커패시터를 기판 내에 패턴 도체로 형성할 경우에 비해서 제 3 인덕터의 Q값을 높일 수 있고, 커패시터와 그라운드 등의 불필요한 결합을 억제할 수 있다. 그 결과, 필터의 삽입 손실을 더 저감할 수 있다.
또한, 상기 커패시터는 직렬로 접속된 복수의 적층 칩 콘덴서로 구성되어도 좋다.
이러한 구성에 의하면 각각의 용량값이 큰 복수의 적층 칩 콘덴서를 사용함으로써 커패시터 전체로서의 용량값의 불균일이 억제되므로 특성 불균일이 작은 필터가 실현된다.
또한, 상기 필터는 상기 신호 경로의 상기 직렬암 공진 회로와 상기 제 1 단자 사이의 부분, 및 상기 신호 경로의 상기 직렬암 공진 회로와 상기 제 2 단자 사이의 부분 중 적어도 일방의 부분에 접속된 정합용의 제 4 인덕터를 갖고, 상기 필터의 통과 대역에 있어서 상기 제 1 인덕터의 Q값 및 상기 제 2 인덕터의 Q값은 모두 상기 제 4 인덕터의 Q값보다 높아도 좋다.
이러한 구성에 의하면 제 1 인덕터 및 제 2 인덕터를 Q값이 높은 인덕터로 구성하므로 통과 대역의 저역단에 있어서의 감쇠 특성의 급준성을 높이면서 넓은 통과 대역에 있어서 삽입 손실을 저감할 수 있다.
또한, 상기 필터는 2300㎒ 이상 2400㎒ 이하 및 2496㎒ 이상 2690㎒ 이하의 통과 대역과, 1427㎒ 이상 2200㎒ 이하의 저지 대역을 가져도 좋다.
이러한 구성에 의하면 구체적으로 본 명세서에서 말하는 하이 밴드 및 미드 밴드를 각각 통과 대역 및 저지 대역으로 하는 필터가 얻어진다. 이러한 필터는 하이 밴드와 미드 밴드를 분파 및 합파하는 멀티플렉서에 있어서의 하이 밴드용의 필터로서 적합하다.
또한, 본 발명의 일실시형태에 의한 멀티플렉서는 상술한 필터인 제 1 필터와, 1427㎒ 이상 2200㎒ 이하의 통과 대역을 갖는 제 2 필터와, 617㎒ 이상 960㎒ 이하의 통과 대역을 갖는 제 3 필터를 갖고, 상기 제 1 필터의 일단과, 상기 제 2 필터의 일단과, 상기 제 3 필터의 일단이 서로 접속되어 있다.
이러한 구성에 의하면 상술한 하이 밴드 및 미드 밴드에 본 명세서에서 말하는 로우 밴드를 추가한 3개의 주파수 대역의 신호를 분파 및 합파하는 멀티플렉서가 얻어진다.
또한, 상기 제 2 필터는 LC 공진 회로와 탄성파 공진자로 구성되고, 상기 제 3 필터는 LC 공진 회로로 구성되어 있어도 좋다.
이러한 구성에 의하면 미드 밴드용의 제 2 필터에 있어서 탄성파 공진자의 급준한 주파수 특성을 이용하여 통과 대역의 고역단에서의 급준한 감쇠 특성을 형성할 수 있다. 제 1 필터와 제 2 필터를 사용함으로써 하이 밴드용의 신호와 미드 밴드용의 신호가 완전히 주파수 분리되어 양자의 신호는 단일의 안테나로 동시에 송수신 가능해진다. 이에 따라 하이 밴드에 포함되는 통신 밴드와 미드 밴드에 포함되는 통신 밴드의 조합에 의한 캐리어 어그리게이션 통신이 단일의 안테나로 실행 가능해진다.
(산업상 이용가능성)
본 발명은, 예를 들면 필터 및 멀티플렉서로서 휴대전화 등의 통신 기기에 널리 이용할 수 있다.
1, 2: 멀티플렉서 10, 20, 30, 40, 90: 필터
11: 공진 회로 13, 14: 커패시터
17, 91, 97: 탄성파 공진자
12, 15, 16, 18, 19, 95, 96, 98, 99: 인덕터

Claims (8)

  1. 제 1 단자와 제 2 단자를 연결하는 신호 경로의 적어도 일부를 구성하는 직렬암 공진 회로와,
    일단이 접지된 병렬암 공진자와,
    일단이 상기 직렬암 공진 회로의 일단에 접속되고, 타단이 상기 병렬암 공진자의 타단에 접속된 제 1 인덕터와,
    일단이 상기 직렬암 공진 회로의 타단에 접속되고, 타단이 상기 병렬암 공진자의 상기 타단에 접속된 제 2 인덕터와,
    상기 신호 경로의 상기 직렬암 공진 회로와 상기 제 1 단자 사이의 부분 또는 상기 신호 경로의 상기 직렬암 공진 회로와 상기 제 2 단자 사이의 부분 중 적어도 일방의 부분에 접속된 정합용의 제 4 인덕터를 구비하고,
    상기 직렬암 공진 회로는 제 3 인덕터와 커패시터가 직렬로 접속된 LC 직렬 공진 회로인 필터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 병렬암 공진자는 니오브산 리튬을 함유하는 압전 재료로 구성된 기판을 갖고, 상기 기판을 전반하는 레일리파에 의해 신호를 전달하는 필터.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 직렬암 공진 회로에 있어서 상기 제 3 인덕터는 적층 칩 인덕터로 구성되고, 상기 커패시터는 적층 칩 콘덴서로 구성되는 필터.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 커패시터는 직렬로 접속된 복수의 적층 칩 콘덴서로 구성되는 필터.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 필터의 통과 대역에 있어서 상기 제 1 인덕터의 Q값 및 상기 제 2 인덕터의 Q값은 모두 상기 제 4 인덕터의 Q값보다 높은 필터.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 필터는 2300㎒ 이상 2400㎒ 이하 및 2496㎒ 이상 2690㎒ 이하의 통과 대역과, 1427㎒ 이상 2200㎒ 이하의 저지 대역을 갖는 필터.
  7. 제 6 항에 기재된 필터인 제 1 필터와,
    1427㎒ 이상 2200㎒ 이하의 통과 대역을 갖는 제 2 필터와,
    617㎒ 이상 960㎒ 이하의 통과 대역을 갖는 제 3 필터를 갖고,
    상기 제 1 필터의 일단과, 상기 제 2 필터의 일단과, 상기 제 3 필터의 일단이 서로 접속되어 있는 멀티플렉서.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 2 필터는 LC 공진 회로와 탄성파 공진자로 구성되고,
    상기 제 3 필터는 LC 공진 회로로 구성되어 있는 멀티플렉서.
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