DE4332452C2 - Halbleitervorrichtung mit einem Boostmittel und Verfahren zum Festklemmen einer Spannung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Halbleitervorrichtung mit einem Boostmittel und ein Verfahren zum Festklemmen einer Spannung auf einer Boostleitung. Die Erfindung betrifft Strukturen zum Festklemmen eines Boost-Signals und insbesondere eine Struktur zum Begrenzen des oberen Limits des Boost-Pegels auf einer Boost-Signalleitung, wie z. B. einer Wortleitung in einer Halbleiterspeichervorrichtung.

In einer Halbleiterspeichervorrichtung, die eine einzelne Spannungsversorgung benutzt, wird die Versorgungsspannung auf dem Chip selbst hochgetrieben, um ein Boost-Signal zu erzeugen. Solche Boost-Signale dienen als Wortleitungs-Treibersignal in einem DRAM (dynamischen Direktzugriffsspeicher) und als hohe Programmierspannung in einem EEPROM.

Die Gesamtstruktur eines DRAM ist in Fig. 12 dargestellt. Das DRAM stellt nur ein Beispiel für die Anwendungen der vorliegenden Erfindung dar, und die vorliegende Erfindung ist nicht notwendigerweise auf ein DRAM beschränkt.

Wie in Fig. 12 gezeigt ist, weist das DRAM ein Speicherzellenfeld 500 auf, in dem Speicherzellen MC in einer Matrix aus Zeilen und Spalten angeordnet sind. Im Speicherzellenfeld 500 sind eine Wortleitung WL entsprechend der jeweiligen Zeile und ein Bitleitungspaar BLP entsprechend der jeweiligen Spalte angeordnet. In Fig. 12 sind eine Wortleitung WL und ein Bitleitungspaar BLP dargestellt. Die Speicherzelle MC weist einen Kondensator 42, der Information in Form elektrischer Ladungen speichert, und ein Transfergatter 41, das in Abhängigkeit vom Potential eines Signals auf der Wortleitung WL leitend ist, um den Kondensator 42 mit einer entsprechenden Bitleitung (BL) zu verbinden, auf. Das Transfergatter 41 besteht üblicherweise aus einem n-Kanal MOS-Transistor 41 (Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate).

Das DRAM weist ferner einen Adreßpuffer 502, der ein externes Mehrbit-Adreßsignal A0-An zum Erzeugen eines internen Adreßsignals aufnimmt, einen Zeilendekoder 504, der ein internes Adreßsignal vom Adreßpuffer 502 dekodiert, um ein Signal zu erzeugen, das eine entsprechende Zeile im Speicherzellenfeld 500 bestimmt, und einen Wortleitungstreiber 506, der vom Zeilenbestimmungssignal abhängig ist, das der Zeilendekoder 504 anlegt, um eine entsprechende Zeile im Speicherzellenfeld 500 in den ausgewählten Zustand zu treiben, auf. Der Wortleitungstreiber 506 überträgt ein Boost-Signal, das von einer Boosting-Schaltung 508 angelegt wird, auf eine ausgewählte Wortleitung (eine Wortleitung, die vom Zeilenbestimmungssignal festgelegt wird).

Das DRAM weist ferner einen Spaltendekoder 510, der ein internes Spaltenadreßsignal vom Adreßpuffer 502 dekodiert, um ein Signal zu erzeugen, das eine entsprechende Spalte im Speicherzellenfeld 500 bestimmt, einen Leseverstärker, der die Daten in einer ausgewählten Speicherzelle im Speicherzellenfeld 500 (eine Speicherzelle, die mit der ausgewählten Wortleitung verbunden ist) erfaßt und verstärkt, und ein IO-Gatter, das eine entsprechende Spalte in Abhängigkeit vom Spaltenbestimmungssignal vom Spaltendekoder 510 mit dem Dateneingabe/-ausgabeanschluß DQ über eine interne Datenleitung verbindet, auf. In Fig. 12 sind der Leseverstärker und das IO-Gatter als ein Block 512 dargestellt.

Die Boosting-Schaltung 508 erzeugt in Abhängigkeit von einem Aktivierungssignal Φ0, das von einer Taktsignal-Steuerschaltung 514 zugeführt wird, ein Signal mit einem Spannungspegel, der höher als die Betriebsversorgungsspannung ist. Die Taktsignal-Steuerschaltung 514 erzeugt die notwendigen internen Steuersignale in Abhängigkeit von einem externen Zeilenadreß-Abtastsignal /RAS, einem Spaltenadreß-Abtastsignal /CAS und einem Schreibaktivierungssignal /WE. In Fig. 12 ist die Taktsignal-Steuerschaltung 514 so dargestellt, daß sie das interne Steuersignal nur an den Adreßpuffer 502 und die Boosting-Schaltung 508 anlegt.

Im Betrieb erzeugt der Adreßpuffer 502 aus dem Mehrbit-Adreßsignal A0-An interne Zeilen- und Spaltenadreßsignale. Die Zeitpunkte zum Erzeugen des internen Zeilenadreßsignals und des internen Spaltenadreßsignals werden durch die Signale /RAS bzw. /CAS bestimmt. Der Wortleitungstreiber 506 treibt die ausgewählte Wortleitung in Abhängigkeit vom Zeilenbestimmungssignal vom Zeilendekoder 504. Entsprechend steigt das Potential der ausgewählten Wortleitung WL an. In Abhängigkeit vom Potentialanstieg der Wortleitung WL wird das Transfergatter 41 in der Speicherzelle MC leitend, der Kondensator 42 wird mit der Bitleitung BL verbunden, und das Potential der Bitleitung BL ändert sich entsprechend den gespeicherten elektrischen Ladungen des Kondensators 42. Weil keine ausgewählte Speicherzelle mit einer komplementären Bitleitung /BL verbunden ist, befindet sich das Potential der komplementären Bitleitung /BL auf einem Vorladepegel. Der Leseverstärker im Block 512 erfaßt dann die Potentialdifferenz zwischen den Bitleitungen BL und /BL und verstärkt sie.

Diese Bitleitungen BL und /BL werden in Abhängigkeit vom Spaltenauswahlbetrieb des Spaltendekoders 510 über das IO-Gatter so ausgewählt, daß ein Datenschreiben oder Datenlesen bezüglich der Speicherzelle MC ausgeführt wird. Das Schreibaktivierungssignal /WE legt fest, ob ein Datenschreiben oder Datenlesen ausgeführt werden soll.

Die Boosting-Schaltung 508 erzeugt ein Boost-Signal aus den folgenden Gründen. Das Transfergatter 41 in der Speicherzelle wird vom n-Kanal MOS-Transistor gebildet. Das Transfergatter 41 kann eine Spannung mit dem Pegel Vcc-Vth übertragen, wenn sich das Potential der Wortleitung WL auf dem Pegel Vcc der Versorgungsspannung befindet. Vth stellt die Schwellenspannung des Transfergatters 41 dar. Damit kann kein voller Vcc-Pegel im Kondensator 42 gespeichert werden. Der Kondensator 42 kann eine elektrische Ladung Q speichern, die durch Q = C_*(V-Vcp) gegeben ist, wobei C die Kapazität des Kondensators 42, V die vom Transfergatter 41 übertragene Spannung und Vcp das Potential der anderen Elektrode (Zellenplatte) des Kondensators 42 darstellt. Die Spannung V muß erhöht werden, um die gespeicherte elektrische Ladung Q des Kondensators 42 zu erhöhen. Daher erzeugt die Boosting-Schaltung 508 das Boost-Signal zum Hochtreiben des Potentialpegels der Wortleitung WL auf einen Pegel, der sogar höher als der Pegel der Versorgungsspannung Vcc ist, um den Signalübertragungsverlust im Transfergatter 41 zu beheben. Entsprechend wird eine hohe Spannung Vcc, die an die Bitleitung BL angelegt ist, in den Kondensator 42 eingeschrieben.

Fig. 13 zeigt ein schematisches Schaltbild der Struktur einer Boosting-Schaltung. Wie in Fig. 13 dargestellt ist, weist die Boosting-Schaltung eine Boostsignal-Erzeugungsschaltung 30, die aus der Versorgungsspannung Vcc ein Boost-Signal Φout erzeugt, und eine Klemmschaltung 60, die das Boost-Signal Φout, das von der Boostsignal-Erzeugungsschaltung 30 einer Boost-Leitung 50 zugeführt wird, auf einem vorbestimmten Potential festklemmt, auf. Das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 50 wird z. B. dem Gate des MOS-Transistors 41 in einer internen Schaltung 40 zugeführt, die als Speicherzellenfeld dient. Im Fall des DRAM wird das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 50 über den Wortleitungstreiber auf die ausgewählte Wortleitung übertragen. Mit anderen Worten wird angenommen, daß die interne Schaltung 40 den Wortleitungstreiber und das Speicherzellenfeld des DRAM aufweist. Weil im folgenden die Boosting-Schaltung in einer Halbleitervorrichtung allgemein diskutiert wird, wird dieser Feldabschnitt als interne Schaltung beschrieben.

Der Spannungspegel des Boost-Signals Φout auf der Boost-Leitung 50 ist gleich oder höher als die Summe der Schwellenspannung Vth und der Versorgungsspannung Vcc des MOS-Transistors 41.

Die Boostsignal-Erzeugungsschaltung 30 weist eine Boost-Steuer­ schaltung 31, die unter Verwendung der Versorgungsspannung Vcc und des Massepotentials als Betriebsspannungen arbeitet, wobei diese einem Versorgungsspannungsknoten 10 bzw. einem Massepotentialknoten 20 zugeführt werden, zum Erzeugen von Boost-Steuersignalen Φ1, Φ2 und Φ3 in Abhängigkeit vom Boost-Aktivierungssignal Φ0, und ein Boost-Element 32, das das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 50 in Abhängigkeit von den Boost-Steuersignalen Φ1 bis Φ3 erzeugt, auf. Das Boost-Element 32 weist einen n-Kanal MOS-Transistor 32a, der zwischen den Versorgungsspannungsknoten 10 und die Boost-Leitung 50 geschaltet und vom ersten Boost-Steuersignal Φ1 abhängig ist, zum elektrischen Verbinden des Versorgungsspannungsknotens 10 und der Boost-Leitung 50, einen Kondensator 32b, der vom zweiten Boost-Steu­ ersignal Φ2 abhängig ist, zum Hochtreiben des Signalpotentials auf der Boost-Leitung 50 über kapazitive Kopplung, und einen n-Kanal MOS-Transistor 32c, der zwischen die Boost-Leitung 50 und den Massepotentialknoten 20 geschaltet und vom dritten Boost-Steu­ ersignal Φ3 abhängig ist, zum elektrischen Verbinden der Boost-Leitung 50 und des Massepotentialknoten 20 auf.

Die Klemmschaltung 60 weist zwei als Dioden geschaltete n-Kanal MOS-Transistoren 61 und 62 auf. Die als Dioden geschalteten n-Kanal MOS-Transistoren 61 und 62 sind zwischen die Boost-Leitung 50 und den Versorgungsspannungsknoten 10 in Vorwärtsrichtung von der Boost-Lei­ tung 50 ausgehend in Reihe geschaltet. Unter Bezugnahme auf die Fig. 14 wird nun der Betrieb der in Fig. 13 gezeigten Schaltung beschrieben.

Vor dem Zeitpunkt t1 befindet sich das Boost-Aktivierungssignal Φ0 auf einem niedrigen ("L"-) Pegel. In diesem Zustand befinden sich die von der Boost-Steuerschaltung 31 erzeugten Boost-Steuersignale Φ1 auf einem niedrigen, Φ2 auf einem niedrigen und Φ3 auf einem hohen ("H"-) Pegel. Im Boost-Element 32 wird der MOS-Transistor 32a gesperrt, der MOS-Transistor 32c durchgeschaltet und die Boost-Lei­ tung 50 liegt auf einem niedrigen Pegel. In der Klemmschaltung 60 sind die beiden MOS-Transistoren 61 und 62 gesperrt, weil sie in Sperrichtung vorgespannt sind.

Zum Zeitpunkt t1, wenn das Boost-Aktivierungssignal Φ0 auf den hohen Pegel ansteigt, zieht die Boost-Steuerschaltung 31 zuerst das dritte Boost-Steuersignal auf den niedrigen Pegel und hebt das erste Boost-Steu­ ersignal Φ1 für eine vorbestimmte Zeitspanne auf den hohen Pegel an. Folglich wird der MOS-Transistor 32c gesperrt und die Boost-Lei­ tung 50 wird über den MOS-Transistor 32a auf den Pegel (Vcc-Vth) aufgeladen. Vth gibt die Schwellenspannung des Transistors 32a an. In der folgenden Beschreibung werden die Schwellenspannungen der MOS-Transistoren 32a, 32c, 61 und 62 alle als Vth angenommen, solange nichts anderes ausgesagt ist.

Zum Zeitpunkt t2 fällt das erste Boost-Steuersignal Φ1 auf einen niedrigen Pegel, und der MOS-Transistor 32a wird gesperrt. Die Boost-Leitung 50 befindet sich auf dem Spannungspegel (Vcc-Vth) in einem elektrisch schwebenden Zustand. Gleichzeitig steigt das zweite Boost-Steuersignal Φ2 auf den hohen Pegel an und der Spannungspegel der Boost-Leitung 50 wird durch den Kondensator 32b angehoben. Wenn das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 50 höher als der Spannungspegel (Vcc-Vth) ist, werden die MOS-Transistoren 61 und 62 durchgeschaltet, wodurch die Boost-Leitung 50 elektrisch mit dem Versorgungsspannungsknoten 10 verbunden wird. Genauer gesagt wird die Spannung Φout der Boost-Leitung 50 auf dem Spannungspegel (Vcc+2Vth) festgehalten (festgeklemmt), wie in Fig. 14(e) dargestellt ist.

In Abhängigkeit vom Boost-Signal auf der Boost-Leitung 50 wird der Transistor 41 leitend, um das Signal mit dem Versorgungspegel Vcc ohne Signalverlust in die interne Schaltung 40 zu übertragen.

Zum Zeitpunkt t3, wenn das Boost-Aktivierungssignal Φ0 auf den niedrigen Pegel fällt, fällt das zweite Boost-Steuersignal Φ2 auf den niedrigen Pegel und das dritte Boost-Steuersignal Φ3 steigt auf den hohen Pegel an. Folglich schaltet der MOS-Transistor 32c durch und die Boost-Leitung 50 wird über den MOS-Transistor 32c zum Massepotentialknoten 20 entladen, wodurch das Boost-Signal Φout auf den niedrigen Pegel (den Pegel Vth der Schwellenspannung) gebracht wird.

Die Klemmschaltung 60 verhindert die Erzeugung eines Boost-Signals mit einem ungeeignet hohen Spannungspegel.

In einer integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung, wie z. B. einer Halbleiterspeichereinrichtung, wird ein als Element wirkender Transistor kleiner gemacht, um die Packungsdichte und Integration zu erhöhen, und die Durchbruchspannung des Transistors sinkt. Um die Zuverlässigkeit der Bauelemente beizubehalten, muß die Versorgungsspannung vermindert werden. Die Halbleiterspeichereinrichtungen werden aber nicht einzeln, sondern als eine Komponente in einem System verwendet. Logik-ICs, wie z. B. ein Prozessor, sind noch nicht so fein hergestellt worden, wie eine Halbleiterspeichereinrichtung. Die Systemversorgungsspannung wird durch die Versorgungsspannung des IC festgelegt, z. B. auf einen TTL-Pegel. Um ein einzelnes Versorgungssystem zu bilden, wird die externe Versorgungsspannung in der Halbleiterspeichereinrichtung intern abgesenkt, um eine abgesenkte Betriebsversorgungsspannung zum Treiben der internen Schaltung zu erzeugen. Beispielsweise wird unter Verwendung einer externen Versorgungsspannung extVcc von 5V durch einen intern gebildeten Spannungsabsenkkonverter eine interne Versorgungsspannung intVcc von 3,3V erzeugt.

Ein Beispiel für eine Halbleitervorrichtung mit einer solchen zweifachen Versorgungsspannung ist in "Dual Operating Voltage Scheme - Single 5V 16 Mbit DRAM" von Horiguchi et al., IEEE, Journal of Solid-State Circuits, Vol. 23, Nr. 5, Oktober 1988 beschrieben.

Die Schwellenspannung Vth des MOS-Transistors kann man aus der Flachbandspannung VFB, dem Ferminiveau ΦF, der Kapazität Cox je Einheitsfläche des Gate-Isolierfilms und der Ladungsmenge, die in der Kanaloberfläche induziert wird, folgendermaßen erhalten:

Vth = VFB + 2_*ΦF - (QD/Cox)

Weil die Skalierungsregel nicht auf die Schwellenspannung anwendbar ist, wird genauer gesagt die Schwellenspannung im Gegensatz zur Versorgungsspannung nicht in Abhängigkeit von einer feineren Herstellung des Transistors nach unten skaliert. Weil an den MOS-Transistor eine Back-Gate-Spannung (eine Substratvorspannung) angelegt wird, steigt der Absolutwert der Schwellenspannung an. Die Schwellenspannung Vth des betrachteten n-Kanal MOS-Transistors, z. B. eines Transistors mit einer Strukturgröße von 0,5 µm, beträgt 1,7V.

Wenn die in Fig. 13 gezeigte Boosting-Schaltung zum Hochtreiben einer Wortleitung in einem 16 MBit-DRAM benutzt wird, wobei man Transistoren mit einer Strukturgröße von 0,5 µm verwendet, wird die interne Versorgungsspannung (intern abgesenkte Spannung) intVcc als Versorgungsspannung Vcc verwendet. Der Voralterungstest (Burn-In-Test) ist einer der Tests zur Bestimmung der Zuverlässigkeit eines DRAM. Im Voralterungstest werden anfänglich fehlerhafte Teile ausgesondert, indem man eine Versorgungsspannung benutzt, die höher als die übliche Versorgungsspannung ist und der Ausfall wird bestimmt. Wenn im Voralterungstest für den DRAM 6V als interne Versorgungsspannung intVcc angelegt werden, wird die Boosting-Span­ nung Φout der Boost-Leitung 50 während des Hochtreibens folgendermaßen ausgedrückt:

Vcc + 2_*Vth = 6 + 2_*1,7 = 9,4V

Weil -3V als Substratvorspannung Vpp zugeführt werden, sind 9,4V-(-3V) = 12,4V z. B. über einen PN-Übergang (einen Übergang zwischen dem Substrat und einem Source/Drain-Bereich) des n-Kanal MOS-Transistors 32c im Boost-Element 32 angelegt. Weil die Übergangsdurchbruchspannung des Transistors 12V beträgt, wird die Zuverlässigkeit des Transistors beeinträchtigt. Um ein solches Problem zu vermeiden, kann man die Versorgungsspannung Vcc während des Voralterungstests vermindern. Wenn die Versorgungsspannung Vcc während des Voralterungstests vermindert wird, verlängert sich die Zeit für den Test. Insbesondere für eine integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung mit einem internen Spannungsabsenkkonverter innerhalb des Chips wird die Zeitspanne notwendigerweise lang, weil eine interne Versorgungsspannung intVcc niedriger als die externe Versorgungsspannung extVcc als Versorgungsspannung Vcc verwendet wird. Wenn die Versorgungsspannung Vcc während des Voralterungstests weiter vermindert wird, verlängert sich die Zeit für den Voralterungstest nochmals.

Solche Probleme hinsichtlich der Boosting-Spannung treten nicht nur beim Voralterungstest auf, sondern auch bei einem Schnellalterungstest, wie z. B. einer Lebensdauerprüfung.

Aus dem IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC 21, Oktober 1986, Seiten 612 bis 616 ist eine Halbleitervorrichtung bekannt, bei der eine interne Spannungskonvertierschaltung vorgesehen ist, die eine Wortleitung mit einem Boostsignal versorgt. Dabei sind Klemmittel für die Boost-Leitung vorgesehen.

Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Halblei­ tervorrichtung mit einer Boost-Schaltung zu schaffen, bei der die Zuverlässigkeit des Betriebes, insbesondere bei einem Über­ spannungsüberzeugungsmodus zum Ausführen eines Voralterungs­ testes verbessert wird.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Halbleitervorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1.

Bevorzugte Ausgestaltungen der Halbleitervorrichtung ergeben sich aus den zugehörigen Unteransprüchen.

Die Aufgabe wird auch gelöst durch ein Verfahren mit den Merkma­ len des Patentanspruches 18.

Bevorzugterweise wird der Klemmpegel des Boosting-Signals für die Versorgungsspannung im Normalbetriebsmodus höher als der Pegel im Verspannungserzeugungsmodus, wie z. B. während des Voralterungstests, gemacht.

Der Klemmpegel der Klemmschaltung ändert sich in Abhängigkeit vom Spannungspegel der Versorgungsspannung. Wenn der Unterschied zwischen der Versorgungsspannung und dem Spannungspegel des Boosting-Signals im Überspannungserzeugungsmodus vermindert wird, kann der Boosting-Spannungspegel erniedrigt werden, ohne den Versorgungsspannungspegel zu senken. Folglich kann eine Beschädigung der Komponenten im Überspannungserzeugungsmodus, wie z. B. während eines Voralterungstests, verhindert werden.

Es folgt die Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 die Struktur des Hauptabschnitts einer Halbleitervorrichtung nach einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 ein Signaldiagramm, das schematisch den Betrieb der Schaltung von Fig. 1 darstellt;

Fig. 3 ein Signaldiagramm des Betriebs einer Boost-Signalerzeugungsschaltung und einer Klemmschaltung, die in Fig. 1 dargestellt sind;

Fig. 4 die Struktur des Spannungsabsenkkonverters von Fig. 1;

Fig. 5 und 6 den Betrieb des Spannungsabsenkkonverters von Fig. 4;

Fig. 7 die Struktur der Klemmsteuerschaltung von Fig. 1;

Fig. 8 ein Signaldiagramm des Betriebs der Klemmsteuerschaltung von Fig. 7;

Fig. 9 die Struktur des Hauptabschnitts einer Halbleitervorrichtung nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 10 die Struktur der Klemmsteuerschaltung von Fig. 9;

Fig. 11 den Betrieb der Klemmsteuerschaltung von Fig. 10;

Fig. 12 die Gesamtstruktur eines DRAM;

Fig. 13 die Struktur einer Boosting-Schaltung; und

Fig. 14 ein Signaldiagramm des Boosting-Betriebs der Boosting-Schaltung.

Fig. 1 zeigt die Struktur des Hauptabschnitts einer Halbleitervorrichtung nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 1 dargestellt ist, weist die Halbleitervorrichtung einen Versorgungsspannungs-Absenkkonverter 130, der unter Verwendung einer externer Versorgungsspannung extVcc, die einem externen Versorgungsspannungsknoten 110 zugeführt wird, und einem Massepotential, das einem Massepotentialknoten 120 zugeführt wird, als Betriebsversorgungsspannungen arbeitet und die externe Versorgungsspannung extVcc, die an den externen Versorgungsspannungsknoten 110 angelegt ist, absenkt, um eine interne Versorgungsspannung intVcc an einen internen Versorgungsspannungsknoten 140 anzulegen, und eine Boost-Signal-Er­ zeugungsschaltung 150, die unter Verwendung der internen Versorgungsspannung intVcc, die dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 zugeführt wird, und dem Massepotential, das dem Massepotentialknoten 120 zugeführt wird, als Betriebsversorgungsspannungen arbeitet und die von einem Boost- Aktivierungssignal Φ0 abhängig ist, zum Ausgeben eines Boost-Signals Φout an eine Boost-Leitung 170 auf.

Das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 170 wird z. B. dem Gate eines n-Kanal MOS-Transistors 161 wie dem Speicherzellen-Trans­ fergatter in einer internen Schaltung 160 wie z. B. einem Speicherzellenfeld zugeführt. Die Boost-Leitung 170 entspricht einer Wortleitung in einer Halbleiterspeichervorrichtung, wie sie unter Bezugnahme auf Fig. 13 beschrieben worden ist (wie oben beschrieben wurde, ist der Wortleitungstreiber in der Halbleiterspeichervorrichtung nicht dargestellt).

Der Versorgungsspannungs-Absenkkonverter 130 weist ein Mittel zum Erfassen, ob sich die dem externen Versorgungsspannungsknoten 110 zugeführte externe Versorgungsspannung extVcc auf einem vorbestimmten Spannungspegel befindet oder nicht, und zum Treiben eines Voralterungs-Einstellsignals /Φx auf den aktiven niedrigen Pegel, wenn die externe Versorgungsspannung extVcc höher als der vorbestimmte Spannungspegel ist, auf (diese Struktur wird später im Detail beschrieben).

Ähnlich wie bei der in Fig. 13 gezeigten Struktur weist die Boost-Signal-Erzeugungsschaltung 150 eine Boost-Steuerschaltung 151, die vom Boost-Aktivierungssignal Φ0 abhängig ist, zum Erzeugen von Steuersignalen Φ1, Φ2 und Φ3, und ein Boost-Element 152, das das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 170 in Abhängigkeit von den Steuersignalen Φ1-Φ3 erzeugt, die von der Boost-Steuerschaltung 151 zugeführt werden, auf. Das Boost-Element 152 weist einen n-Kanal MOS-Transistor 152a, der vom Steuersignal Φ1 abhängig ist, zum elektrischen Verbinden der Boost-Leitung 170 mit dem internen Versorgungsspannungsknoten 140, einen n-Kanal MOS-Transistor 152c, der vom Steuersignal Φ3 abhängig ist, zum elektrischen Verbinden der Boost-Leitung 170 mit dem Massepotentialknoten 120 und einen Kondensator 152b, der vom Steuersignal Φ2 abhängig ist, zum Hochtreiben des Signalpotentials auf der Boost-Leitung 170 durch kapazitive Kopplung auf. Der Betrieb der Boost-Signal-Er­ zeugungsschaltung 150 ist ähnlich wie der Betrieb der Boost- Signal-Erzeugungsschaltung, die in Fig. 13 dargestellt ist. Die Boost-Steuerschaltung 151 arbeitet unter Verwendung der internen Versorgungsspannung intVcc, die dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 zugeführt wird, und dem Massepotential, das dem Massepotentialknoten 120 zugeführt wird, als Betriebsversorgungsspannungen. Damit ist der hohe Pegel der Steuersignale Φ1, Φ2 und Φ3, die von der Boost-Steuerschaltung 151 erzeugt werden, gleich dem Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc.

Die Halbleitervorrichtung weist ferner die Klemmsteuerschaltung 190, die unter Verwendung der internen Versorgungsspannung intVcc, die dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 zugeführt wird, und dem Massepotential, das dem Massepotentialknoten 120 zugeführt wird, als Betriebsversorgungsspannungen arbeitet und vom Voralterungs-Ein­ stellsignal /Φx abhängig ist, um ein Klemmpegel-Steuersignal /Φcl zu erzeugen, und eine Klemmschaltung 180, die zwischen dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 und der Boost-Leitung 170 gebildet ist, zum Festklemmen des Potentialpegels des Boost-Signals Φout auf der Boost-Leitung 170 auf.

Die Klemmschaltung 180 weist einen als Diode geschalteten n-Kanal MOS-Transistor 183, der zwischen der Boost-Leitung 170 und einem internen Knoten 181 gebildet ist, und einen p-Kanal MOS-Transistor 182, der zwischen dem internen Knoten 181 und dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 gebildet ist, um das Klemmpegel-Steu­ ersignal /Φcl von der Klemmsteuerschaltung 190 an seinem Gate zu empfangen, auf. Der n-Kanal MOS-Transistor 183 und der p-Kanal MOS-Transistor 182 haben Schwellenspannungen VthN bzw. VthP. Die Klemmsteuerschaltung 190 stellt das Klemmpegel-Steuersignal /Φcl auf einen niedrigen Pegel oder aktiven Zustand ein, wenn das Voralterungs-Einstellsignal /Φx in einem aktiven Zustand ist. Unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 wird im folgenden der Betrieb der in Fig. 1 gezeigten Halbleitervorrichtung beschrieben.

Zuerst wird unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 der Betrieb des Versorgungsspannungs-Absenkkonverters und der Klemmsteuerschaltung kurz beschrieben. Wenn sich die Halbleitervorrichtung im normalen Betriebsmodus befindet, ist die dem externen Versorgungsspannungsknoten 110 zugeführte externe Versorgungsspannung extVcc gleich oder niedriger als der vorbestimmte Spannungspegel Vr, und der Versorgungsspannungs-Ab­ senkkonverter 130 erzeugt eine interne Versorgungsspannung intVcc mit einem konstanten Spannungspegel Vn aus der externen Versorgungsspannung extVcc und gibt sie aus. In diesem Zustand hält der Versorgungsspannungs-Absenkkonverter 130 das Voralterungs-Ein­ stellsignal /Φx auf einem hohen Pegel oder dem inaktiven Zustand, wobei auch die Klemmsteuerschaltung 190 das Klemmpegel-Steuersignal /Φcl in Abhängigkeit vom hohen Pegel des Voralterungs-Einstellsignal /Φx auf einem hohen Pegel hält.

Im Überspannungs-Erzeugungsmodus, wie z. B. dem Voralterungsmodus, wird die externe Versorgungsspannung extVcc auf einen Spannungspegel eingestellt, der gleich oder höher als ein vorbestimmter Spannungspegel Vr ist. In diesem Überspannungs-Erzeugungsmodus (im folgenden einfach als Voralterungsmodus bezeichnet) steigt auch die vom Versorgungsspannungs-Absenkkonverter 130 erzeugte interne Versorgungsspannung intVcc entsprechend dem Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc an (in Fig. 2 ist der Spannungspegel der internen Versorgungsspannung intVcc im Voralterungsmodus durch Vb angegeben). Entsprechend dem Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc fällt das vom Versorgungsspannungs-Ab­ senkkonverter 130 erzeugte Voralterungs-Einstellsignal /Φx auf einen niedrigen Pegel ab, und die Klemmsteuerschaltung 190 bewirkt, daß das Klemmpegel-Steuersignal /Φcl in Abhängigkeit vom niedrigen Pegel des Voralterungs-Einstellsignal /Φx abfällt.

Mit dem Abschluß des Voralterungsmodus, wenn die externe Versorgungsspannung extVcc niedriger als der vorbestimmte Spannungspegel Vr wird, kehrt das vom Versorgungsspannungs-Ab­ senkkonverter 130 erzeugte Voralterungs-Einstellsignal /Φx auf den hohen Pegel zurück, und auch das von der Klemmsteuerschaltung 190 erzeugte Klemmpegel-Steuersignal /Φcl steigt nach einer vorbestimmten Zeitspanne auf einen hohen Pegel an.

In der Klemmsteuerschaltung 190 wird das Klemmpegel-Steuersignal /Φcl um eine vorbestimmte Zeitspanne verzögert, bevor es bei der Rückkehr vom Voralterungs- in den Normalmodus auf einen hohen Pegel ansteigt. Das soll eine Änderung des Klemmpegels auf der Boost-Lei­ tung aufgrund eines Umschaltens des Klemmpegel-Steuersignals /Φcl in Abhängigkeit von einem instabilen Pegel der internen Versorgungsspannung verhindern.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 3 wird als nächstes der Betrieb der Klemmschaltung 180 beschrieben.

Im Normalmodus befindet sich das Voralterungs-Einstellsignal /Φx auf einem hohen Pegel, während das von der Klemmsteuerschaltung 190 erzeugte Klemmpegel-Steuersignal /Φcl auf einem hohen Pegel oder dem Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc ist.

Wenn das Boost-Aktivierungssignal Φ0 zum Zeitpunkt t11 auf einen hohen Pegel ansteigt, stellt die Boost-Steuerschaltung 151 zuerst das Boost-Steuersignal Φ3 auf einen niedrigen Pegel ein und hebt das Boost-Steuersignal Φ1 für eine vorbestimmte Zeitspanne auf einen hohen Pegel an. Entsprechend wird die Boost-Leitung 170 über einen n-Kanal MOS-Transistor 152a aufgeladen, und der Spannungspegel der Boost-Leitung 170 erreicht den Pegel Vcc (intVcc)-Vth.

Wenn das Boost-Steuersignal Φ1 als nächstes auf einen niedrigen Pegel fällt, befindet sich die Boost-Leitung 170 in einem schwebenden Zustand auf dem Pegel (intVcc-Vth).

Wenn zum Zeitpunkt t12 das Boost-Steuersignal Φ2 auf einen hohen Pegel ansteigt, erhöht sich der Spannungspegel der Boost-Leitung 170 durch die kapazitive Kopplung des Kondensators 112b. Der MOS-Tran­ sistor 183 in der Klemmschaltung 180 ist als Diode geschaltet und senkt die Spannung nur um seine Schwellenspannung VthN. Der p-Kanal MOS-Transistor 182 empfängt an seinem Gate das Steuersignal /Φcl, das sich auf einem hohen Pegel oder der internen Versorgungsspannung intVcc befindet. Folglich wird der p-Kanal MOS- Transistor 182 leitend, wenn der Spannungspegel des internen Knotens 181 mindestens gleich (intVcc+|VthP|). Genauer gesagt wird die Klemmschaltung 180 leitend, wenn der Spannungspegel auf der Boost-Lei­ tung 170 mindestens gleich (intVcc+|VthP|+VthN) ist, um die Boost-Leitung 170 mit dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 zu verbinden. Entsprechend wird das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 170 auf (intVcc+|VthP|+VthN) festgeklemmt.

Wenn zum Zeitpunkt t13 das Boost-Aktivierungssignal Φ0 einen niedrigen Pegel erreicht, nehmen das Boost-Steuersignal Φ2 einen niedrigen und das Boost-Steuersignal Φ3 einen hohen Pegel an, wodurch die Boost-Leitung über den n-Kanal MOS-Transistor 152 zum Massepotentialknoten 120 entladen wird.

Im Voralterungsmodus erreichen das Voralterungs-Einstellsignal /Φx und das das Klemmpegel-Steuersignal /Φcl einen niedrigen Pegel. In diesem Zustand ist der p-Kanal MOS-Transistor 182 normalerweise durchgeschaltet, um den internen Knoten 181 mit dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 in der Klemmschaltung 180 elektrisch zu verbinden. Wenn die Boost-Signal-Erzeugungsschaltung 150 aktiviert wird, um das Boost-Signal Φout in Abhängigkeit vom Boost-Aktivierungssignal Φ0 zu erzeugen, wird daher das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 170 nur durch den n-Kanal MOS-Transistor 183 festgeklemmt, weil der Spannungspegel des internen Knotens 181 auf dem Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc liegt. Mit anderen Worten ist der Spannungspegel des Boost-Signals Φout auf der Boost-Leitung 170 gleich intVcc+VthN.

Der Betrieb der Boost-Signal-Erzeugungsschaltung 150 ist im Normal- und im Voralterungsmodus identisch. Damit unterscheidet sich der Klemmpegel auf der Boost-Leitung 170 im Normalmodus von dem im Voralterungsmodus. Wenn z. B. die in Fig. 13 gezeigte Klemmschaltung benutzt wird und 6V als interne Versorgungsspannung intVcc angelegt werden, wird das Boost-Signal Φout auf der Boost-Leitung 50 auf 9,4V festgeklemmt. Bei dieser Ausführungsform kann der Boost-Pegel jedoch folgendermaßen vermindert werden, selbst wenn dieselben 6V der internen Versorgungsspannung intVcc angelegt sind:

intVcc + VthN = 6 + 1,7 = 7,7V

Weil -3V als Substratvorspannung Vbb vorhanden sind, wird eine Spannung von 10,7V über den PN-Übergang des n-Kanal MOS-Transistors 152c im Boost-Element 152 angelegt, wenn das Boost-Signal erzeugt wird. Diese 10,7V übersteigen die Übergangsdurchbruchspannung eines Transistors von 12V jedoch nicht, so daß seine Zuverlässigkeit überhaupt nicht beeinträchtigt wird. Nun wird eine besondere Struktur des jeweiligen Abschnitts beschrieben.

Fig. 4 zeigt die Struktur des Versorgungsspannungs-Absenkkonverters, der in Fig. 1 dargestellt ist. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, weist der Versorgungsspannungs-Absenkkonverter 130 eine erste Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 131, die unter Verwendung der externen Versorgungsspannung extVcc, die dem externen Versorgungsspannungsknoten 110 zugeführt wird, und dem Massepotential, das dem Massepotentialknoten 120 zugeführt wird, als Betriebsversorgungsspannungen arbeitet, zum Erzeugen einer ersten Referenzspannung Vref1 aus der externen Versorgungsspannung extVcc, eine zweite Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 132, die unter Verwendung der externen Versorgungsspannung extVcc und dem Massepotential als Betriebsversorgungsspannungen arbeitet, zum Erzeugen einer zweiten Referenzspannung Vref2 aus der externen Versorgungsspannung extVcc, eine Referenzspannung-Kom­ binationsschaltung 133, die das Voralterungs-Einstellsignal /Φx entsprechend der Stärke der ersten und zweiten Referenzspannung Vref1 und Vref2 erzeugt und diese Referenzspannungen Vref1 und Vref2 kombiniert, um eine dritte Referenzspannung Vref3 zu erzeugen, eine Pegelverschiebungsschaltung 137, die den Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc verschiebt, die an einem internen Knoten 136 auftritt, um eine Spannung Vsh mit verschobenem Pegel auszugeben, eine Vergleichsschaltung 134, die die Spannung Vsh mit verschobenem Pegel von der Pegelverschiebungsschaltung 137 mit der dritten Referenzspannung Vref3 vergleicht, und einen p-Kanal MOS-Transistor 135, der zwischen dem externen Versorgungsspannungsknoten und dem internen Knoten 136 gebildet und von der Ausgabe der Vergleichsschaltung 134 abhängig ist, um selektiv zu leiten, auf.

Die erste Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 131 weist einen p-Kanal MOS-Transistor 131a, der zwischen den externen Versorgungsspannungsknoten 110 und einen internen Knoten 131b geschaltet ist, einen n-Kanal MOS-Transistor 131d, der zwischen den internen Knoten 131b und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist und dessen Gate mit einem internen Knoten 131e verbunden ist, einen Widerstand 131f mit einem Widerstandswert R1, der zwischen den externen Versorgungsspannungsknoten 110 und einen internen Knoten 131c geschaltet ist, einen p-Kanal MOS-Transistor 131g, der zwischen den internen Knoten 131c und den internen Knoten 131e geschaltet ist und dessen Gate mit dem internen Knoten 131b verbunden ist, und einen n-Kanal MOS-Transistor 131h, der zwischen den internen Knoten 131e und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, auf.

Das Gate des MOS-Transistors 131h ist mit dem internen Knoten 131e und dem Gate des MOS-Transistors 131d verbunden. Die MOS-Tran­ sistoren 131d und 131h bilden eine Stromspiegelschaltung. Der Absolutwert der Schwellenspannung des p-Kanal MOS-Transistors 131a beträgt Vth.

Die erste Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 131 weist ferner einen p-Kanal MOS-Transistor 131i, der zwischen den externen Versorgungsspannungsknoten 110 und einen internen Ausgabeknoten 131j geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten 131c verbunden ist, und einen zweiten Widerstand 131k mit einem Widerstandswert R2, der zwischen den internen Ausgabeknoten 131j und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, auf. Die erste Referenzspannung Vref1 wird vom internen Ausgabeknoten 131j ausgegeben.

Die zweite Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 132 weist einen p-Kanal MOS-Transistor 132a, der zwischen den externen Versorgungsspannungsknoten 110 und einen internen Knoten 132b geschaltet und dessen Gate mit einem internen Knoten 132c verbunden ist, einen n-Kanal MOS-Transistor 132d, der zwischen den internen Knoten 132b und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist und dessen Gate mit einem internen Knoten 132e verbunden ist, einen dritten Widerstand 132f mit einem Widerstandswert R3, der zwischen den externen Versorgungsspannungsknoten 110 und den internen Knoten 132c geschaltet ist, einen p-Kanal MOS-Transistor 132g, der zwischen den internen Knoten 132c und den internen Knoten 132e geschaltet ist und dessen Gate mit dem internen Knoten 132b verbunden ist, einen n-Kanal MOS-Transistor 132h, der zwischen den internen Knoten 132e und den Massepotentialknoten 120 geschaltet und dessen Gate mit dem internen Knoten 132e und dem Gate des MOS-Transistors 132d verbunden ist, einen vierten Widerstand 132k mit einem Widerstandswert R4, der zwischen den externen Versorgungsspannungsknoten 110 und den internen Ausgabeknoten 132j geschaltet ist, und einen n-Kanal MOS-Transistor 132i, der zwischen den internen Ausgabeknoten 132j und den Massepotentialknoten 120 geschaltet und dessen Gate mit dem internen Knoten 132e verbunden ist, auf.

Der Absolutwert der Schwellenspannung des p-Kanal MOS-Transistors 132a beträgt Vth. Die MOS-Transistoren 132h und 132d und auch die MOS-Transistoren 132h und 132i bilden eine Stromspiegelschaltung.

Die Referenzspannung-Kombinationsschaltung 133 weist eine Stromspiegel-Differenzverstärkungsschaltung 133a, der an seinem positiven Eingang die erste Referenzspannung Vref1 vom internen Knoten 133b der ersten Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 131 und an seinem negativen Eingang die zweite Referenzspannung Vref2 von der zweiten Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 132 empfängt, und einen p-Kanal MOS-Transistor 133c, der zwischen einen internen Knoten 133d und den externen Versorgungsspannungsknoten 110 geschaltet ist, um das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung an seinem Gate zu empfangen, auf.

Die Differenzverstärkungsschaltung 133a arbeitet unter Verwendung der externen Versorgungsspannung extVcc, die dem externen Versorgungsspannungsknoten 110 zugeführt wird, und dem Massepotential als Betriebsversorgungsspannungen. Die Differenzverstärkungsschaltung 133a erzeugt das Alterungseinstellsignal /Φx. Wenn die dem positiven Eingang zugeführte erste Referenzspannung Vref1 höher als die dem negativen Eingang zugeführte zweite Referenzspannung Vref2 ist, erzeugt die Differenzverstärkungsschaltung 133a ein Alterungseinstellsignal mit hohem Pegel. Sonst wird das Alterungseinstellsignal /Φx mit einem niedrigen Pegel erzeugt.

Die Vergleichsschaltung 134 wird von der Stromspiegel-Dif­ ferenzverstärkungsschaltung gebildet, die die dritte Referenzspannung Vref3, die dem internen Knoten 133d zugeführt wird, an ihrem negativen Eingang und die Spannung Vsh von der Pegelverschiebungsschaltung 137 an ihrem positiven Eingang empfängt. Die Differenzverstärkungsschaltung 134 arbeitet unter Verwendung der externen Versorgungsspannung extVcc und dem Massepotential als Betriebsversorgungsspannungen.

Die Pegelverschiebungsschaltung 137 weist Widerstände 137a und 137c auf, die zwischen dem internen Ausgabeknoten 136 und dem Massepotentialknoten 120 in Reihe geschaltet sind. Die Widerstände 137a und 137c weisen Widerstandswerte R5 bzw. R6 auf und erzeugen die Spannung Vsh mit verschobenem Pegel durch Spannungsteilung der internen Versorgungsspannung intVcc. Genauer gesagt kann man die Spannung Vsh mit verschobenem Pegel durch folgende Gleichung erhalten:

Vsh = intVcc_*R6/(R5 + R6)

Nun wird der Betrieb jeder Schaltung beschrieben.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 wird nun der Betrieb der ersten und der zweiten Referenzspannung-Erzeugungsschaltung beschrieben, die in Fig. 4 dargestellt sind. In Fig. 5 gibt die Abszisse die externe Versorgungsspannung extVcc und die Ordinate die erste und zweite Referenzspannung Vref1 und Vref2 an.

Wenn in der ersten Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 131 die externe Versorgungsspannung extVcc ansteigt, fließt ein Strom I über den Widerstand R1 und das Potential am Knoten 131c von (extVcc-I_*R1) erhöht sich entsprechend dem Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc. Wenn extVcc-I_*R1 < Vth ist, schalten die MOS-Transistoren 131a und 131i durch, und der Strom 11 fließt hindurch (es wird angenommen, daß die Schwellenspannungen der MOS-Transistoren 131a und 131i gleich sind). Mit dem Stromfluß I1 über den Widerstand 131a steigt die erste Referenzspannung Vref1 (=I1_*r1) in Abhängigkeit vom Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc an.

Der Stromfluß über den Widerstand R1 steigt in Abhängigkeit vom Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc an, und auch der Strom i1 über den Widerstand 131k vergrößert sich. Daher steigt die erste Referenzspannung Vref1 in Abhängigkeit vom Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc an.

Der Knoten 131b wird durch den MOS-Transistor 131a geladen, so daß sich sein Potential vergrößert. Weil das Potential des Knotens 131c weder niedriger als das Potential des Knotens 131b noch als die Schwellenspannung des MOS-Transistor 131g ist (die Spannung wird durch die Schwellenspannung des MOS-Transistor 131a vermindert), schaltet der MOS-Transistor 131a durch, so daß der Knoten 131e über den MOS-Transistor 131g geladen wird. Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc eine vorbestimmte Spannung V1 und das Potential des Knotens 131 mindestens die Schwellenspannung des MOS-Transistor 131h erreicht, schalten die MOS-Transistoren 131h und 131d durch.

Weil die MOS-Transistoren 131h und 131d eine Stromspiegelschaltung bilden, fließt durch beide Transistoren derselbe Strom (unter der Voraussetzung, daß die MOS-Transistoren 131d und 131a dieselbe Größe aufweisen). Der Strom über den MOS-Transistor 131h wird über den Transistor 131g und den Widerstand 131f ausgegeben, während der Strom an den MOS-Transistor 131d über den MOS-Transistor 131a ausgegeben wird. Wenn die Stromstärke über den MOS-Transistor 131a größer als die Stromstärke über den MOS-Transistor 131g ist, steigt das Potential am Knoten 131b an, der Strom über den MOS-Transistor 131g sinkt, das Potential am Knoten 131c steigt und die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 131a fällt, um seine Stromführung zu mindern.

Wenn andererseits der Strom über den MOS-Transistor 131a kleiner als der Strom über den MOS-Transistor 131g ist, sinkt das Potential am Knoten 131d, die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 131g steigt, das Potential am Knoten 131c fällt und entsprechend steigt der Strom über den MOS-Transistor 131a. Aufgrund der Rückkopplung des MOS-Transistors 131g werden der Widerstand 131f und der MOS-Transistor 131a mit demselben Strom beaufschlagt. Indem man den Wert R1 des Widerstands 131f ausreichend groß und W/L (Gate-Breite/Gate-Länge) des MOS-Transistors 131a ausreichend größer als bei anderen MOS-Transistoren macht, wird das Potential am Knoten 131c um den Absolutwert Vth der Schwellenspannung des MOS-Transistors 131a niedriger als die externe Versorgungsspannung extVcc. Mit anderen Worten wird der Spannungsabfall über den Widerstand 131f gleich dem Absolutwert Vth der Schwellenspannung des MOS-Transistors 131a. In diesem Fall ist der Strom I über den Widerstand 131f gleich I=Vth/R1. Der Strom über den Widerstand 131f ist gleich dem Strom über den MOS-Transistor 131i und den Widerstand 131g. Folglich ist die erste Referenzspannung Vref1 konstant und durch den folgenden Ausdruck gegeben:

Vref1 = Vth_*R2/R1

In der zweiten Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 132 bilden die MOS-Transistoren 132a, 132d, 132g und 132h sowie der Widerstand 132f eine Konstantstromschaltung wie in der ersten Referenzspannung-Er­ zeugungsschaltung 131. Der Knoten 132e ist mit dem Gate des MOS-Tran­ sistors 132i verbunden, so daß ein konstanter Strom auch über den MOS-Transistor 132i fließt. Die vom Knoten 132g ausgegebene zweite Referenzspannung Vref2 kann durch folgenden Ausdruck angegeben werden:

Vref2 = extVcc-I2_*R4

Der Strom I2 fließt über den Widerstand 132k. Der Strom I2 ist im wesentlichen gleich dem Strom über den Widerstand 132f. Der Strom über den Widerstand 132f kann wie bei der ersten Referenzspannung- Erzeugungsschaltung 131 durch Vth/R3 angegeben werden. Damit ist die zweite Referenzspannung Vref2 durch folgenden Ausdruck gegeben:

Vref2 = extVcc-(Vth_*R4/R3)

Genauer gesagt steigt die zweite Referenzspannung Vref2 in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc an, wenn die externe Versorgungsspannung extVcc nicht geringer als Vth_*r4/R3 ist. Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc einen bestimmten Spannungspegel V2 erreicht, ist die zweite Referenzspannung Vref2 höher als die erste Referenzspannung Vref1.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 6 wird nun der Betrieb der Referenzspannung-Kombinationsschaltung von Fig. 4 beschrieben. In Fig. 6 gibt die Abszisse die externe Versorgungsspannung extVcc und die Ordinate die interne Versorgungsspannung intVcc sowie die dritte Referenzspannung Vref3 an.

In der Referenzspannung-Kombinationsschaltung 133 empfängt die Differenzverstärkungsschaltung 133a die erste Referenzspannung Vref1 an ihrem positiven und die zweite Referenzspannung Vref2 an ihrem negativen Eingang. Wenn die erste Referenzspannung Vref1 höher als die zweite Referenzspannung Vref2 ist, erzeugt die Differenzverstärkungsschaltung 133a ein Alterungseinstellsignal /Φx mit hohem Pegel. In diesem Fall ist der p-Kanal MOS-Transistor 133c gesperrt. Folglich ist die am Knoten 133d auftretende dritte Referenzspannung Vref3 gleich der ersten Referenzspannung Vref1, die dem Knoten 133b zugeführt wird.

Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc höher als die vorbestimmte Spannung V2 ist, fällt das von der Differenzverstärkungsschaltung 133a ausgegebene Alterungseinstellsignal /Φx auf einen niedrigen Pegel. Entsprechend schaltet der p-Kanal MOS-Transistor 133c durch, so daß die externe Versorgungsspannung extVcc, die dem Versorgungsspannungsknoten 110 zugeführt wird, zum Knoten 133d übertragen wird. Die dritte Referenzspannung Vref3 am Knoten 133d steigt in Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc an. Die dritte Referenzspannung Vref3 am Knoten 133d wird über den Knoten 133b auch dem positiven Eingang der Differenzverstärkungsschaltung 133a zugeführt. Wenn die dritte Referenzspannung Vref3 höher als die zweite Referenzspannung Vref2 ist, erreicht das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 133a einen hohen Pegel, wodurch der p-Kanal MOS-Transistor 133c gesperrt ist.

Folglich ist die dritte Referenzspannung Vref3 in einem Bereich extVcc < V2 wegen der Differenzverstärkungsschaltung 133a gleich der zweiten Referenzspannung Vref2. Der p-Kanal MOS-Transistor 133c stellt ein veränderliches Widerstandselement dar, in dem sich die Leitfähigkeit in Abhängigkeit vom Ausgangspegel der Differenzverstärkungsschaltung 133a ändert, und der den Strom vom externen Versorgungsspannungsknoten 110 zum internen Knoten 133d in Abhängigkeit vom Potentialpegel seines Gates überträgt und die dritte Referenzspannung Vref3 auf einen Wert gleich der zweiten Referenzspannung Vref2 anhebt.

Nun wird die Erzeugung der internen Spannung intVcc beschrieben. Die Differenzverstärkungsschaltung 134 empfängt an ihrem negativen Eingang die dritte Referenzspannung Vref3 und an ihrem positiven Eingang die Spannung Vsh mit verschobenem Pegel von der Pegelverschiebungsschaltung 137. Der Ausgang der Differenzverstärkungsschaltung 134 bleibt auf einem niedrigen Pegel oder dem Massepotentialpegel, bis die externe Versorgungsspannung extVcc einen Spannungspegel V3 erreicht, wobei Vref3=Vsh gilt. Entsprechend schaltet der p-Kanal MOS-Transistor 135 durch, der an seinem Gate das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 134 empfängt, so daß die vom Knoten 136 ausgegebene interne Versorgungsspannung intVcc ungefähr auf dem gleichen Spannungspegel wie die externe Versorgungsspannung extVcc liegt.

Wenn die Spannung Vsh mit verschobenem Pegel höher als die dritte Referenzspannung Vref3 ist, d. h. die externe Versorgungsspannung extVcc ist höher als die Spannung V3, erreicht das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 134 einen hohen Pegel. Das bewirkt, daß der p-Kanal MOS-Transistor 135 sperrt (oder daß seine Leitfähigkeit sinkt). Durch diese Rückkopplung wird die Spannung Vsh mit verschobenem Pegel gleich der dritten Referenzspannung Vref3. Daher kann die interne Versorgungsspannung intVcc durch folgenden Ausdruck angegeben werden:

intVcc = Vref3_*(R5 + R6)/R6

Dieser Ausdruck kann folgendermaßen umgeformt werden:

(intVcc-Vref3) = R5_*Vref3/R6
(intVcc-Vref3) : Vref3 = R5 : R6

In einem Spannungsbereich, der zum Anlegen einer hohen Spannung während des Voralterungstests benutzt wird, ist die externe Versorgungsspannung extVcc höher als die Spannung V2, und das Voralterungseinstellsignal /Φx befindet sich auf einem niedrigen Pegel. In Fig. 6 ist der Voralterungspunkt, an dem der Voralterungstest ausgeführt wird, auf einen Punkt mit extVcc=9V und intVcc=6V eingestellt.

Unter Bezugnahme auf Fig. 7 wird nun eine Struktur für die in Fig. 1 gezeigte Klemmsteuerschaltung und deren Betrieb beschrieben. Wie in Fig. 7 dargestellt ist, weist die Klemmsteuerschaltung 190 eine Pufferschaltung 191, die unter Verwendung der internen Versorgungsspannung intVcc, die dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 zugeführt wird, und dem Massepotential, das dem Massepotentialknoten 120 zugeführt wird, als Betriebsversorgungsspannungen arbeitet, um das Voralterungseinstellsignal /Φx mit dem Pegel der externen Versorgungsspannung in ein Puffersignal Φbf mit dem Pegel der internen Versorgungsspannung umzuwandeln, eine Zeitgeberschaltung 192, die den aktiv/inaktiv-Übergang des Puffersignals Φbf von der Pufferschaltung 191 verzögert, und eine Steuersignal-Er­ zeugungsschaltung 193, die ein Klemmpegel-Steuersignal /Φcl in Abhängigkeit von einem Zeitgebersignal Φtm von der Zeitgeberschaltung 192 und dem Puffersignal Φbf von der Pufferschaltung 191 ausgibt, auf.

Die Pufferschaltung 191 weist einen p-Kanal MOS-Transistor 191b, der zwischen den internen Versorgungsspannungsknoten 140 und einen internen Knoten 191a geschaltet ist, zum Empfangen des Voralterungseinstellsignal /Φx an seinem Gate, einen Widerstand 191c, der zwischen den internen Knoten 191a und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, und eine Inverterschaltung 191d, die das Signalpotential am internen Knoten 191a invertiert, um das Puffersignal Φbf auszugeben, auf. Die Inverterschaltung 191d arbeitet unter Verwendung der internen Versorgungsspannung intVcc als einer Betriebsversorgungsspannung. Folglich ist der hohe Pegel des Puffersignals Φbf gleich dem Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc.

Die Zeitgeberschaltung 192 weist eine NAND-Schaltung 192a, die das Puffersignal Φbf und ein Taktsignal Φcp empfängt, eine Inverterschaltung 192b, die das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 192a invertiert, einen Kondensator 192c, der durch kapazitive Kopplung das Ausgangssignal der Inverterschaltung 192b an einen internen Knoten 192d überträgt, und einen n-Kanal MOS-Transistor 192e zum Festklemmen der Spannung N9 des internen Knoten 192d auf.

Das Taktsignal Φcp wird mit vorbestimmter Periode wiederholt erzeugt und ist in einem DRAM dem Taktsignal zum Treiben einer Ladungspumpschaltung äquivalent, die die Substratvorspannung VBB erzeugt. Das Gate und eine Elektrode (Drain) des n-Kanal MOS-Tran­ sistors 192e ist mit dem internen Knoten 192d und der andere Leitungsanschluß (Source) mit dem Massepotentialknoten 120 verbunden, damit der Transistor als Diode wirkt.

Die Zeitgeberschaltung 192 weist ferner einen n-Kanal MOS-Transistor 192f, der zwischen den internen Knoten 192d und den internen Knoten 192g geschaltet ist, um das Massepotential an seinem Gate zu empfangen, einen n-Kanal MOS-Transistor 192i, der zwischen den internen Knoten 192g und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, um das Klemmpotential-Steuersignal Φcl an seinem Gate zu empfangen, einen p-Kanal MOS-Transistor 192h, der zwischen den internen Versorgungsspannungsknoten 140 und den internen Knoten 192g geschaltet ist, um das Puffersignal Φbf an seinem Gate zu empfangen, einen Kondensator 192j, der zwischen den internen Knoten 192g und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, um die Potentialänderung des Knotens 192g zu glätten, und eine Inverterstufe, die zwischen den internen Versorgungsspannungsknoten 140 und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, um das Signalpotential des internen Knoten 192g (d. h. das Ladepotential des Kondensators 192j) zu invertieren, auf.

Die Inverterstufe weist einen p-Kanal MOS-Transistor 192k, der zwischen den internen Versorgungsspannungsknoten 140 und den internen Knoten 192m geschaltet ist, einen p-Kanal MOS-Transistor 192n, der zwischen den internen Knoten 192m und den internen Knoten 192p geschaltet ist, einen n-Kanal MOS-Transistor 192q, der zwischen den internen Knoten 192p und den internen Knoten 192r geschaltet ist, und einen n-Kanal MOS-Transistor 192s, der zwischen den internen Knoten 192r und den Massepotentialknoten 120 geschaltet ist, auf. Die Gates der MOS-Transistoren 192k, 192n, 192g und 192s sind mit dem internen Knoten 192g verbunden.

Die Zeitgeberschaltung 192 weist ferner eine Inverterschaltung 192y, die ein Signal vom internen Knoten 192p empfängt, eine Inverterschaltung 192z, die das Ausgangssignal des Inverters 192y empfängt, einen n-Kanal MOS-Transistor 192t, der zwischen den internen Knoten 192m und den internen Knoten 192p geschaltet ist, um das Ausgangssignal der Inverterschaltung 192y an seinem Gate zu empfangen, und einen n-Kanal MOS-Transistor 192x, der zwischen den internen Knoten 192p und den internen Knoten 192r geschaltet ist, um das Ausgangssignal der Inverterschaltung 192y an seinem Gate zu empfangen, auf.

Die Steuersignal-Erzeugungsschaltung 193 weist eine NAND-Schaltung 193a, die das Zeitgebersignal Φtm und das Puffersignal Φbf empfängt, und eine Inverterschaltung 193b, die das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 193a invertiert, auf.

Unter Bezugnahme auf das Signaldiagramm der Fig. 8 wird nun der Betrieb der Klemmsteuerschaltung beschrieben, die in Fig. 7 dargestellt ist.

Zum Zeitpunkt t1 befindet sich die externe Versorgungsspannung extVcc in einem normalen Zustand bei z. B. 5V zwischen den Spannungspegeln V2 und V3, während die interne Versorgungsspannung intVcc auf einem konstanten Spannungspegel von z. B. 3,3V liegt. In diesem Zustand befindet sich das Voralterungseinstellsignal /Φx auf einem hohen Pegel (dem Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc), und der p-Kanal MOS-Transistor 191b in der Pufferschaltung 191 ist gesperrt. Folglich wird der interne Knoten 191a über den Widerstand 191c zum Massepotential entladen und erreicht einen niedrigen Pegel, während das Puffersignal Φbf von der Inverterschaltung 191d den hohen Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc annimmt.

In der Zeitgeberschaltung 192 wirkt die NAND-Schaltung 192a als Inverterschaltung in Abhängigkeit vom Puffersignal Φbf mit hohem Pegel, um das Taktsignal Φcp zu invertieren und auszugeben. Das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 192a wird von der Inverterschaltung 192b weiter invertiert und zum Kondensator 192c ausgegeben.

Der Kondensator 192c bewirkt einen Anstieg der Spannung N9 des Knotens 192d in Abhängigkeit vom Anstieg des Taktsignals Φcp. Als Reaktion auf den Anstieg der Spannung N9 des Knotens 192d schaltet der MOS-Transistor 192e durch, wodurch das Potential des Knotens 192d sinkt. Damit wird der Potentialpegel des Knotens 192d auf dem Pegel der Schwellenspannung des MOS-Transistors 192e festgeklemmt. In diesem Zustand schaltet der MOS-Transistor 192f durch, weil sein Gate das Massepotential empfängt. Ferner sperrt der p-Kanal MOS-Tran­ sistor 192h. Folglich tritt unter dieser Bedingung am internen Knoten 192g keine Zustandsänderung auf.

Wenn das Taktsignal Φcp fällt, sinkt die Spannung N9 des Knotens 192d aufgrund der kapazitiven Kopplung des Kondensators 192c. Entsprechend wird die Spannung N1 negativ, der MOS-Transistor 192e sperrt, der MOS-Transistor 192f schaltet durch, der Knoten 192g wird mit dem Knoten 192d verbunden und seine Spannung N10 sinkt. Weil die Spannung N10 des Knotens 192g auf einem niedrigen Pegel liegt, schalten die MOS-Transistoren 192m und 192n durch und die MOS-Transistoren 192q und 192s sperren, wodurch der Ausgang der Inverterschaltung 192y einen niedrigen und der Ausgang der Inverterschaltung 192y hohen Pegel erreichen.

In der Ausgabeschaltung 193 erreicht das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 193a einen niedrigen und das Ausgangssignal der Inverterschaltung 193b einen hohen Pegel. Der MOS-Transistor 192i wird in Abhängigkeit vom hohen Pegel des Klemmpotential-Steu­ ersignals Φcl durchgeschaltet, wodurch der Potentialpegel des Knotens N10 zum Massepotentialpegel zurückkehrt.

Folglich befindet sich im Normalzustand das Potential des Knotens N10 auf einem niedrigen Pegel.

Wenn zum Zeitpunkt t1 die externe Versorgungsspannung extVcc höher als ein vorbestimmter Spannungspegel V2 ist, fällt das Voralterungseinstellsignal /Φx auf einen niedrigen Pegel ab. Als Reaktion auf den Abfall des Voralterungseinstellsignals /Φx auf einen niedrigen Pegel schaltet der MOS-Transistor 191b durch, das Potential des internen Knotens 191a steigt und das von der Inverterschaltung 191d ausgegebene Puffersignal Φbf fällt in der Pufferschaltung 191 auf einen niedrigen Pegel ab.

Als Reaktion auf den Abfall des Puffersignals Φbf erreicht das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 193a einen hohen Pegel, und das von der Inverterschaltung 193b ausgegebene Klemmpotential-Steu­ ersignal /Φcl fällt in der Ausgabeschaltung 193 auf einen niedrigen Pegel ab.

In Abhängigkeit vom Abfall des Puffersignals Φbf wird das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 192a auf einem hohen Pegel fixiert, so daß in der Zeitgeberschaltung ein Ladungspumpbetrieb in Abhängigkeit vom Taktsignal Φcp verhindert wird.

Ferner wird der MOS-Transistor 192i durch das Klemmpotential-Steu­ ersignal /Φcl mit niedrigem Pegel gesperrt, und der MOS-Transistor 192h schaltet wegen des Puffersignals Φbf mit niedrigem Pegel durch. Dadurch erreicht die Spannung N10 des Knotens 192g einen hohen Pegel oder den Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc.

Als Reaktion auf den Anstieg der Spannung N10 sperren die MOS-Tran­ sistoren 192k und 192n und die MOS-Transistoren 192g und 192s schalten durch, wodurch das Potential des Knotens 192p zum Massepotential entladen wird. Als Reaktion auf den Potentialabfall des Knotens 192p erreicht das Ausgangspotential der Inverterschaltung 192y einen hohen Pegel, und das Zeitgebersignal Φtm von der Inverterschaltung 192z fällt auf einen niedrigen Pegel ab. Zu diesem Zeitpunkt sind die beiden MOS-Transistoren 192t und 192x wegen des Signals mit hohem Pegel von der Inverterschaltung 192y durchgeschaltet, wodurch der Knoten 192m mit hoher Geschwindigkeit entladen und der MOS-Transistor 192n gesperrt wird, und wodurch das Zeitgebersignal Φtm schnell auf einen niedrigen Pegel abfällt.

Mit dem Abschluß des Voralterungstests kehrt die externe Versorgungsspannung extVcc zum Zeitpunkt t2 in den normalen Zustand mit einem Pegel zurück, der den vorbestimmten Pegel VB nicht übersteigt. Dadurch nimmt das Voralterungseinstellsignal /Φx einen hohen Pegel an (d. h. den Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc). In Abhängigkeit vom Anstieg des Voralterungseinstellsignals /Φx wird der MOS-Transistor 191b gesperrt, wodurch das Puffersignal Φbf einen hohen Pegel annimmt (d. h. den Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc). In der Zeitgeberschaltung 192 sperrt der MOS-Transistor 192h in Abhängigkeit vom Anstieg des Puffersignals Φbf, und die NAND-Schaltung 192a arbeitet als Inverter. Zum Zeitpunkt t2 befindet sich das Klemmpotential-Steu­ ersignal /Φcl auf einem niedrigen Pegel und der MOS-Transistor 192i ist gesperrt. Der MOS-Transistor 192f bleibt gesperrt, bis die Spannung N9 des internen Knotens 192d negativ wird. Die Spannung N10 des internen Knotens 192f behält den hohen Pegel bei (d. h. das Ladepotential des Kondensators 192i). Folglich wird das Zeitgebersignal Φtm auf einem niedrigen Pegel gehalten, selbst wenn zum Zeitpunkt t2 das Voralterungseinstellsignal /Φx auf einen hohen Pegel ansteigt.

Wenn die NAND-Schaltung 192a als Inverter arbeitet und das Taktsignal Φcp über die NAND-Schaltung 192a und die Inverterschaltung 192b dem Kondensator 192c zugeführt wird, führt der Kondensator 192c den Ladungspumpbetrieb aus. Wenn die Spannung N9 des Knotens 192d negativ wird, schaltet der MOS-Transistor 192f durch und die Spannung N10 des Knotens 192g (d. h. das Ladepotential des Kondensators 192j) sinkt allmählich. Die Spannungsabsinkgeschwindigkeit wird durch das Verhältnis des Produkts aus Kapazität des Kondensators 192c und Frequenz des Taktsignals Φcp zur Kapazität des Kondensators 192g bestimmt.

Wenn ab dem Zeitpunkt t2 eine vorbestimmte Zeitspanne td verstrichen ist, ist die Spannung N10 des internen Knotens 192g auf einen niedrigen Pegel abgesunken, die MOS-Transistoren 192m und 192n schalten durch und die MOS-Transistoren 192q und 192s sperren. Zu diesem Zeitpunkt wird vom Ausgangssignal der Inverterschaltung 192y bestimmt, ob die MOS-Transistoren 192t und 192x durchgeschaltet oder gesperrt sind. Die MOS-Transistoren 192m und 192n schalten im wesentlichen zur gleichen Zeit durch, wie die MOS-Transistoren 192q und 192s sperren. Das Potential des Knotens 192p wird über die MOS-Transistoren 192m und 192n auf einen hohen Pegel angehoben, das Ausgangssignal der Inverterschaltung 192y erreicht einen hohen Pegel und das Zeitgebersignal Φtm von der Inverterschaltung 192z, die das Ausgangssignal der Inverterschaltung 192y empfängt, steigt auf einen hohen Pegel an.

In der Ausgabeschaltung 193 ist das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 193a auf einem hohen Pegel fixiert und das Klemmpotential-Steuer­ signal /Φcl wird auf einem hohen Pegel gehalten, während das Zeitgebersignal Φtm auf einem niedrigen Pegel liegt. Wenn sowohl das Puffersignal Φbf als auch das Zeitgebersignal Φtm auf einem niedrigen Pegel sind, erreicht das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 193a einen niedrigen Pegel, und das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl von der Inverterschaltung 193b, die das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 193a empfängt, steigt auf einen hohen Pegel an. Als Reaktion auf das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl mit einem hohen Pegel schaltet der MOS-Transistor 192i, der an seinem Gate das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl empfängt, durch und die Spannung N10 des Knotens 192g wird zur Masse abgeleitet.

Aus den folgenden Gründen wird der Übergang des Klemmpoten­ tial-Steuersignals /Φcl auf einen hohen Pegel vom Zeitgebersignal Φtm um eine vorbestimmte Zeitspanne td verzögert.

Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc am Ende des Voralterungstests absinkt, sinkt auch die interne Versorgungsspannung intVcc entsprechend. Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc mit hoher Geschwindigkeit abfällt, kann die interne Versorgungsspannung intVcc dieser Änderung der externen Versorgungsspannung extVcc nicht folgen. Folglich könnte sich die interne Versorgungsspannung intVcc in einem Schwingungszustand befinden, wenn die externe Versorgungsspannung extVcc nicht höher als der vorbestimmte Spannungspegel V2 ist. Wird das Puffersignal Φbf als Klemmpotential-Steuersignal angelegt, ändert sich der Pegel des Puffersignals Φbf in Abhängigkeit von der Pegeländerung der internen Versorgungsspannung intVcc und entsprechend ändert sich auch das Klemmpotential. Zu diesem Zeitpunkt, wenn das Boost-Signal auf der Boost-Leitung erzeugt wird, wäre es möglich, daß sich der Pegel des Boost-Signals in Abhängigkeit von der Änderung des Klemmpegels ändert und eine ungünstig hohe Spannung an die MOS-Tran­ sistoren in der Boost-Schaltung angelegt wird. Um einen solchen Zustand zu vermeiden, wird das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl für eine vorbestimmte Zeitspanne auf einen niedrigen Pegel eingestellt, so daß sein Klemmpegel auf intVcc+VthN fixiert werden kann. Das kann das Anlegen einer ungünstig hohen Spannung an die MOS-Transistoren in der Boost-Schaltung selbst dann sicher verhindern, falls sich die interne Versorgungsspannung intVcc in einem Schwingungszustand befindet.

Fig. 9 zeigt die Struktur des Hauptabschnitts einer Halbleitervorrichtung nach einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Fig. 9 sind den Komponenten, die den Komponenten von Fig. 1 entsprechen, dieselben Bezugszeichen zugeordnet, und eine detaillierte Beschreibung von diesen Komponenten wird im folgenden nicht ausgeführt.

Die in Fig. 9 gezeigte Klemmsteuerschaltung 290 erzeugt das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl in Abhängigkeit vom Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc. Gleichzeitig weist das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl eine Hystereseeigenschaft hinsichtlich seines Ansteigens/Abfallens auf. Genauer gesagt ändert sich das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl vom hohen Pegel oder inaktiven Zustand zum niedrigen Pegel oder aktiven Zustand, wenn die interne Versorgungsspannung intVcc höher als der erste Pegel ist, und es ändert sich vom niedrigen Pegel oder aktiven Zustand zum hohen Pegel oder inaktiven Zustand, wenn die interne Versorgungsspannung intVcc niedriger als ein zweiter Pegel unterhalb des ersten Pegels wird, wenn die interne Versorgungsspannung intVcc vom Spannungspegel über dem ersten Pegel absinkt.

Wenn sich die interne Versorgungsspannung intVcc auf einem Pegel zwischen dem ersten und zweiten Pegel befindet, ändert sich der Pegel des Klemmpotential-Steuersignals /Φcl nicht. Mit anderen Worten ändert sich der Klemmpegel der Klemmschaltung nicht. Der Klemmpegel der Klemmschaltung kann verändert werden, wenn die interne Versorgungsspannung intVcc beim Abschluß des Voralterungstests ausreichend abgesunken ist. Damit wird die Zuverlässigkeit der Vorrichtung nicht beeinträchtigt. Genauer gesagt kann der Klemmpegel der Klemmschaltung in der Übergangszeit nach dem Abschluß des Voralterungstests stabilisiert werden.

Auch in dieser Übergangszeit kann der Klemmpegel der Klemmschaltung zuverlässig fixiert werden, weil sich das Klemmpotential-Steu­ ersignals /Φcl selbst mit einer Potentialänderung der internen Versorgungsspannung intVcc nicht ändert.

Fig. 10 zeigt eine spezielle Struktur der Klemmsteuerschaltung von Fig. 9. Wie in Fig. 9 dargestellt ist, weist die Klemmsteuerschaltung 290 Widerstände 290a und 290c, die zwischen dem internen Versorgungsspannungsknoten 140 und dem Massepotentialknoten 120 in Reihe geschaltet sind, sowie eine Erzeugungsschaltung 290d für eine vierte Referenzspannung (im folgenden als vierte Referenzspannung-Erzeugungsschaltung bezeichnet) und eine Erzeugungsschaltung 290e für eine fünfte Referenzspannung (im folgenden als fünfte Referenzspannung-Erzeugungsschaltung bezeichnet), die Referenzspannungen Vref4 bzw. Vref5 erzeugen, auf. Die Widerstände 290a und 290c bilden eine Spannungsteilerschaltung und die Spannung N15, die durch intVcc_*R(290c)/(R(290a)+R(290c)) ausgedrückt werden kann, wird am Ausgang 290b abgegeben. R(290a) und R(290c) stellen die Werte der Widerstände 290a bzw. 290c dar.

Die vierte und fünfte Referenzspannung-Erzeugungsschaltungen 290d und 290e arbeiten jeweils unter Verwendung der externen Versorgungsspannung extVcc als einer Betriebsversorgungsspannung und erzeugen eine konstante Spannung, die nicht von der externen Versorgungsspannung extVcc abhängt, wenn sich die externe Versorgungsspannung extVcc mindestens auf einem vorbestimmten Pegel befindet. Auf die vierten und fünften Referenzspannung-Er­ zeugungsschaltungen 290d und 290e kann die Struktur der ersten Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 131 angewandt werden, die in Fig. 4 dargestellt ist. Die Widerstandswerte R1 und R2 werden in Abhängigkeit von der zu erzeugenden Referenzspannung auf geeignete Werte eingestellt.

Die Klemmsteuerschaltung 290 weist ferner eine Stromspiegel-Dif­ ferenzverstärkungsschaltung 290f, die an ihrem negativen Eingang die Referenzspannung Vref4 von der vierten Referenzspannung-Er­ zeugungsschaltung 290d und an ihrem positiven Eingang die Spannung N15 empfängt, eine Stromspiegel-Differenzverstärkungsschaltung 290g, die an ihrem positiven Eingang die Spannung N15 und an ihrem negativen Eingang die Referenzspannung Vref5 von der fünften Referenzspannung-Erzeugungsschaltung empfängt, eine Inverterschaltung 290h, die das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290g invertiert, und ein NAND-Flipflop, das in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290f eingestellt und in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290h zurückgestellt wird, auf.

Das NAND-Flipflop weist NAND-Schaltungen 290i und 290j auf, deren Ausgänge und jeweils erster Eingang über Kreuz verbunden sind. Die NAND-Schaltung 290i empfängt das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290f am zweiten Eingang, und die NAND-Schaltung 290j empfängt das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290h am zweiten Eingang. Diese Schaltungselemente 290f, 290g, 290h, 290i und 290j arbeiten jeweils unter Verwendung der internen Versorgungsspannung intVcc, die an den internen Versorgungsspannungsknoten 140 angelegt wird, als einer Betriebsversorgungsspannung. Das Klemmpotential-Steuersignals /Φcl wird von der NAND-Schaltung 290i ausgegeben.

Fig. 11 zeigt ein Betriebssignaldiagramm der in Fig. 10 dargestellten Klemmsteuerschaltung. In Fig. 11 gibt die Abszisse die Spannung N15 am Knoten 290b und die Ordinate das Klemmpotential-Steu­ ersignal /Φcl an.

Die am Knoten 290b auftretende Spannung N15 ändert sich in Abhängigkeit von der internen Versorgungsspannung intVcc. Beide Referenzspannungen Vref4 und Vref5, die von den vierten und fünften Referenzspannung-Erzeugungsschaltungen 290d und 290e erzeugt werden, sind konstant. Unter der Annahme, daß Vref4 < Vref5 gilt, ist die Spannung N15 niedriger als die beiden Referenzspannungen Vref4 und Vref5, wenn sich die interne Versorgungsspannung intVcc im Normalbetrieb z. B. auf 3,3V befindet. In diesem Zustand liegt das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290f auf einem niedrigen Pegel, das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290g auf einem niedrigen Pegel und das Ausgangssignal der Inverterschaltung 290h auf einem hohen Pegel. Entsprechend befindet sich das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl, das von der NAND-Schaltung 290i ausgegeben wird, auf einem hohen Pegel.

Wenn die interne Versorgungsspannung intVcc ansteigt und entsprechend auch die Spannung N15 ansteigt, damit die Beziehung Vref4 < N15 < Vref5 (durch eine durchgezogene Linie (a) in Fig. 11 dargestellt) erfüllt ist, befindet sich das von der Differenzverstärkungsschaltung 290f ausgegebene Signal auf einem hohen Pegel und das von der Differenzverstärkungsschaltung 290g ausgegebene Signal auf einem niedrigen Pegel. In diesem Zustand ändert das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl seinen Pegel nicht, weil das Signal mit hohem Pegel den jeweils zweiten Eingängen der NAND-Schaltungen 290i und 290j zugeführt wird.

Wenn die Spannung N15 höher als die Referenzspannungen Vref5 ist, steigen beide Ausgangssignale der Differenzverstärkungsschaltungen 290f und 290g auf einen hohen Pegel oder den Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc an und das Ausgangssignal der Inverterschaltung 290h sinkt auf den niedrigen Pegel ab. Entsprechend steigt das Ausgangssignal der NAND-Schaltung 290j auf einen hohen Pegel an, wodurch das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl von der NAND-Schaltung 290i auf einen niedrigen Pegel abfällt (siehe durchgezogene Linie (b) in Fig. 11). Anschließend wird das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl während des Anstiegs der Spannung N15 auf dem niedrigen Pegel gehalten.

Als nächstes wird der Zustand betrachtet, in dem die interne Versorgungsspannung intVcc reduziert wird, um nach dem Abschluß des Voralterungstests die Beziehung Vref4 < Vref5 zu erfüllen. In diesem Zustand ändert sich der Ausgabezustand der NAND-Schaltungen 290i und 290j nicht, und das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl wird auf einem niedrigen Pegel gehalten (siehe durchgezogene Linie (c) in Fig. 11), wie das auch im Fall der durchgezogenen Linie (a) gilt.

Wenn die Spannung N15 niedriger als die Referenzspannung Vref4 ist, sinkt das Ausgangssignal der Differenzverstärkungsschaltung 290f auf einen niedrigen Pegel, wodurch das von der NAND-Schaltung 290i ausgegebene Klemmpotential-Steuersignal /Φcl auf einen hohen Pegel ansteigt (siehe durchgezogene Linie (d) in Fig. 11). Das von der in Fig. 10 gezeigten Klemmsteuerschaltung 290 ausgegebene Klemmpotential-Steuersignal /Φcl wird an das Gate des p-Kanal MOS-Transistors 182 angelegt, der in der Klemmschaltung 180 gebildet ist. Wie bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform ist der Klemmpegel des Boost-Signals Φout daher gleich intVcc+VthN, wenn das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl auf einem niedrigen Pegel liegt, während der Klemmpegel des Boost-Signals Φout gleich intVcc+|VthP|+VthN ist, wenn sich das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl auf einem hohen Pegel befindet.

Damit kann ein Klemmeffekt ähnlich wie bei der in Fig. 1 gezeigten vorherigen Ausführungsform erreicht werden.

Außerdem kann das Anlegen einer unnötig hohen Spannung an die Komponenten oder MOS-Transistoren selbst in der Übergangszeit nach dem Abschluß des Voralterungstests sicher verhindert werden, weil das Steuersignal /Φcl eine Hystereseeigenschaft hinsichtlich des Ansteigens/Abfallens des Ausgangssignals oder eine Eingabe/Ausgabekennlinie mit Hysterese besitzt.

Wie oben beschrieben worden ist, wird entsprechend der vorliegenden Erfindung die Zuverlässigkeit der Komponenten nicht beeinträchtigt, selbst wenn eine Überspannung angelegt wird, weil der Klemmpegel, der die obere Grenze des Spannungspegels des Boost-Signals bestimmt, das auf einer bestimmten Boost-Leitung wie z. B. einer Wortleitung übertragen wird, in Abhängigkeit von den Betriebsmodi (Überspannungsmodi wie z. B. Voralterungstest und Normalbetriebsmodus) variabel gestaltet ist. Ferner kann das Klemmpotential selbst während der Übergangszeit stabil gehalten werden, weil das Klemmpotential-Steuersignal /Φcl für eine vorbestimmte Zeitspanne nach dem Abschluß des Überspannungsbetriebsmodus auf einem fixierten Pegel liegt.

Claims (18)

1. Halbleitervorrichtung mit
einem an einen versorgungsspannungsknoten (140) zum Empfangen einer Versorgungsspannung gekoppelten Boost-Mittel (150) zum Erzeugen eines Boost-Potentiales auf einer Boost-Leitung (170) mit einem Pegel, der höher als die Versorgungsspannung ist,
einem Klemmittel (180) zur Begrenzung des oberen Wertes des Potentiales auf der Boost-Leitung auf einen Pegel, der sich aus der Summe der Versorgungsspannung und einem aus einer Mehrzahl von Klemmpegeln ergibt, und
einem Klemmpegel-Steuermittel (130, 190; 290) zur Auswahl eines Klemmpegels des Klemmittels.

2. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
ein Spannungsabsenkmittel (130) zum Absenken einer externen Versorgungsspannung zum Erzeugen der Versorgungsspannung, wobei das Klemmpegel-Steuermittel (130, 190) ein Bestimmungsmittel (131, 132, 133a) zum Ermitteln, ob die externe Versorgungsspannung mindestens auf einem vorbestimmten Potentialpegel liegt oder nicht, und
ein Klemmsteuermittel (190) zum Einstellen des Klemmpegels des Klemmittels entsprechend dem Bestimmungsergebnis des Bestimmungsmittels aufweist.

3. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
das Klemmittel einen ersten Klemmpegel und einen zweiten Klemmpegel, der niedriger als der erste Klemmpegel ist, liefert, und
das Klemmsteuermittel (190) ein Mittel (191, 193) zum Bestimmen des zweiten Klemmpegels, wenn das Bestimmungsmittel (131, 132, 133a) angibt, daß die externe Versorgungsspannung mindestens auf dem vorbestimmten Wert liegt bevorzugt höher als im Normalbetriebszustand, aufweist.

4. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Bestimmungsmittel (130)
ein erstes Referenzspannung-Erzeugungsmittel (131) zum Erzeugen einer ersten Referenzspannung, die unabhängig von der externen Versorgungsspannung konstant ist, wenn sich die externe Versorgungsspannung mindestens auf einem ersten vorbestimmten Wert befindet,
ein zweites Referenzspannung-Erzeugungsmittel (132) zum Erzeugen einer zweiten Referenzspannung, die sich mit der externen Versorgungsspannung ändert, wenn sich die externe Versorgungsspannung mindestens auf einem zweiten vorbestimmten Wert befindet, und
ein Vergleichsmittel (133a), das die erste Referenzspannung und die zweite Referenzspannung vergleicht, aufweist.

5. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Klemmittel (180)
einen als Diode geschalteten ersten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (183), der mit der Boost-Leitung verbunden ist, und
einen zweiten Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (182), der zwischen den ersten Feldeffekttransistor und den Versorgungsspannungsknoten geschaltet ist, aufweist, und das Klemmpegel-Steuermittel (130, 190, 290) ein Mittel (191, 193; 290) zum selektiven Einstellen des Potentials der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors aufweist.

6. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (183) ein n-Kanal Transistor und der zweite Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (182) ein p-Kanal Transistor ist.

7. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Spannungsabsenkmittel (130) zum Absenken einer externen Versorgungsspannung zum Erzeugen einer Versorgungsspannung, wobei das Klemmpegel-Steuermittel (130, 190) ein Klemmsteuermittel (190) zum Erzeugen eines Klemmpegel-Steu­ ersignals aufweist, das aktiviert wird, wenn die externe Versorgungsspannung gleich oder höher als ein erster vorbestimmter Wert ist, und das eine vorbestimmte Zeitspanne, nachdem sich die externe Versorgungsspannung auf dem ersten vorbestimmten Wert oder darunter befindet, wenn sich die externe Versorgungsspannung von einem Pegel des ersten vorbestimmten Wertes oder darüber auf einen Pegel des ersten vorbestimmten Wertes oder darunter ändert, deaktiviert wird, und das Klemmittel (180) einen ersten Klemmpegel bezüglich der Versorgungsspannung wählt, wenn das Klemmpegel-Steuersignal inaktiv ist, und den zweiten Klemmpegel, der niedriger als der erste Klemmpegel ist, einstellt, wenn das Klemmpegel-Steuersignal aktiv ist.

8. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Klemmpegel-Steuermittel (290) ein Klemmsteuermittel (290) zum Erzeugen eines Klemmpegel-Steuersignals aufweist, das aktiviert wird, wenn sich die Versorgungsspannung mindestens auf einem ersten Pegel befindet, und das deaktiviert wird, wenn sich die Versorgungsspannung vom ersten Pegel auf einen zweiten Pegel, der niedriger als der erste Pegel ist, ändert, und das Klemmittel (180) den Klemmpegel auf einen ersten Klemmpegel einstellt, wenn das Klemmpegel- Steuersignal inaktiv ist, und den Klemmpegel auf einen zweiten Klemmpegel einstellt, der niedriger als der erste Klemmpegel ist, wenn das Klemmpegel- Steuersignal aktiv ist.

9. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Klemmpegel-Steuermittel (290)
ein Spannungsteilungsmittel (290a, 290c), das die Versorgungsspannung widerstandsmäßig teilt,
ein erstes Vergleichsmittel (290f) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Spannungsteilungsmittels und einer ersten Referenzspannung,
ein zweites Vergleichsmittel (290g, 290h) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Spannungsteilungsmittels und einer zweiten Referenzspannung, die höher als die erste Referenzspannung ist, und zum logischen Invertieren und Ausgeben des Vergleichsergebnisses, und
ein Flipflop (290i, 290j), das ein Ausgangssignal des ersten Vergleichsmittels und ein Ausgangssignal des zweiten Vergleichsmittels an einem ersten bzw. einem zweiten Eingang empfängt, aufweist.

10. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Vergleichsmittel (290f) das Ausgangssignal des Spannungsteilungsmittels an einem positiven Eingang und eine erste Referenzspannung an einem negativen Eingang empfängt,
das zweite Vergleichsmittel (290g) das Ausgangssignal des Spannungsteilungsmittels an einem positiven Eingang und eine zweite Referenzspannung, die-höher als die erste Referenzspannung ist, an einem negativen Eingang empfängt,
ein Invertierungsmittel (290h) das Ausgangssignal des zweiten Vergleichsmittels logisch invertiert, und das Flipflop so aufgebaut ist, daß ein erstes NAND-Gatter (290j) an einem ersten Eingang ein Ausgangssignal des Invertierungsmittels empfängt, und
ein zweites NAND-Gatter (290i) an einem ersten Eingang ein Ausgangssignal des ersten Vergleichsmittels und an einem zweiten Eingang das Ausgangssignal des ersten NAND-Gatters empfängt, um dieses Ausgangssignal an einen zweiten Eingang des ersten NAND-Gatters anzulegen, wobei ein Ausgangssignal des zweiten NAND-Gatters an das Gate des p-Kanal MOS-Transistors angelegt wird.

11. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Klemmittel (180)
einen als Diode geschalteten n-Kanal MOS-Transistor (183), der mit der Boost-Leitung verbunden ist, und
einen p-Kanal MOS-Transistor (182), der zwischen den n-Kanal MOS-Transistor und den Versorgungsspannungsknoten (140) geschaltet ist, aufweist,
das Spannungsabsenkmittel (130) die externe Versorgungsspannung, die höher als die Versorgungsspannung ist abgesenkt,
und das Vergleichsmittel ein Differenzverstärkungsmittel (133a), das die erste Referenzspannung an einem positiven Eingang und die zweite Referenzspannung an einem negativen Eingang empfängt, und ein Steuersignal-Erzeugungsmittel (190) zum Erzeugen eines Steuersignals, das in Abhängigkeit von einem Übergang des Ausgangssignals des Differenzverstärkungsmittels von einem hohen zu einem niedrigen Pegel auf einen niedrigen Pegel abfällt, und das nach einer vorbestimmten Zeitspanne, nachdem das Ausgangssignal des Differenzverstärkungsmittels von einem niedrigen zu einem hohen Pegel angestiegen ist, vom niedrigen auf den hohen Pegel ansteigt, zum Anlegen des Steuersignals an das Gate des p-Kanal MOS-Transistors aufweist.

12. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß
das Differenzverstärkungsmittel unter Verwendung der externen Versorgungsspannung als einer Betriebsversorgungsspannung arbeitet, und
das Steuersignal-Erzeugungsmittel (190) ein Pegelkonvertierungsmittel (191) zum Umwandeln eines hohen Pegels des Ausgangssignals vom Differenzverstärkungsmittel in den Versorgungsspannungspegel,
ein Zeitgebermittel (192), das mit der Versorgungsspannung als einer Betriebsversorgungsspannung arbeitet, zum Verzögern des Anstiegs eines Ausgangssignals des Pegelkonvertierungsmittels von einem niedrigen auf einen hohen Pegel um eine vorbestimmte Zeitspanne, und
ein Ausgabemittel (193) zum Erzeugen eines logischen Produktes des Ausgangssignals des Pegelkonvertierungsmittels und eines Ausgangssignals des Zeitgebermittels, um das Steuersignal zu erzeugen, aufweist.

13. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitgebermittel (192)
ein erstes Kondensatormittel (192j),
ein Invertierungsmittel (192k, 192n, 192q, 192s, 192y, 192z) zum logischen Invertieren des Ladepotentials des Kondensatormittels,
ein Gattermittel (192a, 192b) zum Durchlassen eines Taktsignals mit einer vorbestimmten Periode, wenn das Ausgangssignal des Pegelkonvertierungsmittels auf einem hohen Pegel liegt,
ein Lademittel (192h), das von einem Ausgangssignal mit niedrigem Pegel des Pegelkonvertierungsmittels abhängig ist, zum Laden des ersten Kondensatormittels, und
ein Ladungspumpmittel (192c, 192e, 192f), das von einem Ausgangssignal des Gattermittels abhängig ist, zum Entladen des Ladepotentials des ersten Kondensatormittels durch einen Ladungspumpvorgang aufweist.

14. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen externen Versorgungsspannungsknoten (110), der die externe Versorgungsspannung empfängt, und dadurch, daß das Spannungs-Absenkmittel (130) die interne Versorgungsspannung am Versorgungsspannungsknoten (140) erzeugt.

15. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Klemmittel (190; 290) ein Mittel (182, 183) zur Auswahl eines vorgegebenen Klemmpegels aufweist, der abgesenkt wird, wenn das Klemmpegel-Steuersignal vom Klemmsteuermittel aktiviert wird.

16. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Verssorgungsspannung von einem ersten Wert für den Normalbetrieb von der Spannungsversorgung und eine Versorgungsspannung von einem zweiten, den ersten Wert übersteigenden Wert für den Testbetrieb empfängt, wobei das Klemmpegel-Steuermittel auf ein Signal (/ΦX) zum Testbetrieb reagiert und einen Klemmpegel der Klemmittel auswählt.

17. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der obere Wert höher als die an den Versorgungsspannungsknoten anliegende Versorgungsspannung ist.

18. Verfahren zum Festklemmen einer Spannung auf einer Boost-Leitung (170), auf die ein Boost-Signal mit einem Spannungspegel höher als die Versorgungsspannung, die einem Versorgungsspannungsknoten (140) zugeführt wird, übertragen wird, gekennzeichnet durch die Schritte:
Festklemmen der oberen Grenze der Spannung der Boost-Leitung auf einem ersten Pegel während eines Überspannungsbetriebsmodus, wenn eine Spannung, die dem Versorgungsspannungsknoten zugeführt wird, auf eine Spannung höher als im Normalbetriebsmodus eingestellt wird, und
Festklemmen der oberen Grenze der Spannung der Boost-Leitung auf einem zweiten Pegel, wenn die Spannung, die dem Versorgungsspannungsknoten zugeführt wird, gleich der Spannung ist, die ihm im Normalbetriebsmodus zugeführt wird,
wobei die Differenz zwischen dem ersten Pegel und der Versorgungsspannung geringer als zwischen dem zweiten Pegel und der Versorgungsspannung ist.