KR20040007640A - 고주파 신호 수신장치와 그 제조방법 - Google Patents

Abstract

비트 오류율이 작은 고주파 신호 수신장치와 그 제조방법. 선국부에는 고주파 신호가 입력된다. 복조부에는 선국부의 출력신호가 입력된다. 오류 정정부에는 복조부의 출력신호가 입력된다. 판정부는 오류 정정부로부터 입력되는 오류율이 미리 정해진 값 이상인지, 이하인지를 판정한다. 제어부는 판정부의 출력이 접속되고, 상기 판정부의 판정 결과에 기초하여 고주파 신호 수신장치를 구성하는 복수의 부분을 제어한다. 제어부는 복수의 부분 중 어느 하나를 선택적으로 제어하여 오류율을 저하시킨다. 제조방법은 제어부에 결합된 기억부에 협대역 필터의 통과 주파수 대역에 있어서의 방해 신호에 대응하는 주파수 변화를 기억시킨다.

Description

고주파 신호 수신장치와 그 제조방법 {High-frequency signal reception apparatus and manufacturing method thereof}

이하, 종래의 고주파 신호 수신장치에 대하여 설명한다.

도 25는 종래의 고주파 신호 수신장치의 블록도이다.

이 고주파 신호 수신장치는 다음과 같이 구성되어 있다.

로드 안테나(1)는 디지털 신호로 변조된 고주파 신호를 수신한다. 선국부(2)는 로드 안테나(1)로부터의 신호를 수신한다. 복조부(3)는 선국부(2)의 출력에 접속된다. 비터비 정정부(4)는 복조부(3)의 출력에 접속된다. 리드 솔로몬 정정부(5)는 비터비 정정부(4)의 출력에 접속된다. 출력 단자(6)는 리드 솔로몬 정정부(5)의 출력에 접속된다. 판정부(7)도 비터비 정정부(4)의 출력에 접속된다. 제어부(8)는 판정부(7)와 복조부(3)와의 사이에 삽입되어 있다. 여기에서, 비터비 정정부(4)와 리드 솔로몬 정정부(5)는 정정부(102)에 포함된다. 제어부(8)와 판정부(7)는 제어 블록(104)에 포함된다.

이러한 고주파 신호 수신장치는 예를 들면, 특개 2001-77713호 공보에 개시되어 있다.

이러한 종래의 고주파 신호 수신장치에서는 제어부(8)는 복조부(3)만을 제어한다. 따라서, 비트 오류율이 커진 경우에는 제어부(8)에 의한 비트 오류율의 개선에는 한계가 있다.

또한, 이 고주파 신호 수신장치를 이동체나 휴대기기에 이용하는 경우, 건물 안에서의 전파상태의 변화나 이동에 따른 전파상태 등의 변화에 대하여 유연하고 빠르게 대처할 수 없는 경우가 있다.

본 발명은 화상신호 등의 고주파 신호를 수신하는 고주파 신호 수신장치와 그 제조방법에 관한 것이다.

도 1 은 본 발명의 일실시예에 있어서의 고주파 신호 수신장치의 블록도.

도 2 는 실시예 2에 있어서의 고주파 수신장치로 입력되는 신호의 주파수 특성의 개략을 나타내는 도면.

도 3 은 실시예 2에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 4A, 도 4B 는 실시예 2에 있어서의 고주파 증폭기의 특성을 나타내는 도면.

도 5 는 실시예 2에 있어서의 고주파 증폭기로의 입력신호 레벨과 중간 주파 증폭기의 이득과의 관계를 나타내는 도면.

도 6 은 실시예 3에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 7 은 실시예 4에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 8 은 실시예 5에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 9 는 실시예 6에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 10 은 실시예 6에 있어서의 고주파 증폭기의 특성을 나타내는 도면.

도 11 은 실시예 6에 있어서의 고주파 증폭기의 특성을 나타내는 도면.

도 12 는 실시예 6에 있어서의 고주파 증폭기의 특성을 나타내는 도면.

도 13 은 실시예 7에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 14 는 실시예 8에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 15 는 실시예 8에 있어서의 고주파 수신장치로 입력되는 고주파 신호의 주파수 특성의 개략을 나타내는 도면.

도 16A, B, C는 고주파 수신장치에 있어서의 중간 주파수가 이동할 때의 주파수 특성을 나타내는 도면.

도 17A, B, C는 고주파 수신장치에 있어서의 중간 주파수가 이동할 때의 주파수 특성을 나타내는 도면.

도 18 은 제어부의 논리표를 나타내는 도면.

도 19 는 실시예 9에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도.

도 20 은 실시예 9에 있어서의 제어부의 동작을 설명하기 위하여, 국부 발진기의 주파수 특성을 나타내는 도면.

도 21 은 실시예 9에 있어서의 제어부의 동작을 설명하기 위하여, 국부 발진기의 주파수 특성을 나타내는 도면.

도 22 는 실시예 9에 있어서의 국부 발진기의 주파수 특성을 나타내는 도면.

도 23A, B, C는 실시예 9의 고주파 신호 수신기의 동작을 나타내는 도면.

도 24 는 실시예 9에 있어서의 고주파 신호 수신기의 동작을 설명하기 위하여, 수신 신호의 개략의 주파수 특성을 나타내는 도면.

도 25 는 종래의 고주파 신호 수신장치의 블록도.

본 발명은 디지털 TV 방송을 포함하는 방송신호 등의 고주파 신호를 작은 비트 오류율로 수신하는 고주파 신호 수신장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 고주파 신호 수신장치에 있어서, 선국부에는 고주파 신호가 입력된다. 복조부에는 선국부의 출력신호가 입력된다. 오류 정정부에는 복조부의 출력 신호가 입력된다. 판정부는 오류 정정부로부터 입력되는 오류율이 미리 정해진 값 이상인지 아닌지를 판정한다. 제어부는 상기 판정부의 판정 결과에 기초하여 고주파 신호 수신장치를 구성하는 복수의 부분을 제어한다. 제어부는 복수의 부분 중 어느 하나를 선택적으로 제어하여 오류율을 저하시킨다.

또한, 본 발명의 제조방법은 제어부에 결합된 기억부에 협대역 필터의 통과 주파수 대역의 방해 신호에 대응하는 주파수 변화를 기억시킨다.

본 발명에 의해 오류율이 작은 고주파 신호 수신장치가 공급된다.

(실시예 1)

이하, 본 발명의 실시예 1에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.

도 1은, 본 발명의 실시예 1에 있어서의 고주파 신호 수신장치의 회로 블록도이다.

도 1에 있어서, 동조 안테나(20)는 디지털 신호가 변조된 고주파 신호를 수신하는 불평형의 입력 동조부를 갖는다. 이 입력 동조부는 인덕터(20a)와 배리캡 다이오드(20b)의 병렬 접속에 의해 구성되어 있다. 인덕터(20a)는 유전체상에 도체 패턴으로 형성되어 있다. 배리캡 다이오드(20b)는 제어단자(20c)에 공급되는 제어전압에 따라 그 용량치가 변화한다. 따라서, 이 제어 전압에 따라 안테나(20)의 동조 주파수는 변화한다. 여기에서, 수신 희망 신호의 주파수와 동조 안테나(20)의 동조 주파수를 합치시키면 입력 동조부는 희망 신호를 통과시키고, 희망 신호 이외의 잡음은 억압한다.

동조 안테나(20)는 그 수신 감도를 크게 하기 위하여, 수신 상태에 있어서는 기기의 위쪽이 되는 위치에 설치하는 것이 바람직하다.

또한, 입력 동조부를 구성하는 인덕터(20a)와 배리캡 다이오드(20b)는 서로 노이즈를 미치지 않을 정도로 근접하여 설치되어 있다. 따라서, 선국부에 공급되는 고주파 신호에 노이즈가 혼입하기 어렵기 때문에 오류율을 작게 할 수 있다.

불평형ㆍ평형 변환 회로(21)는 동조 안테나(20)로부터 공급되는 불평형한 고주파 신호를 평형한 고주파 신호로 변환한다.

동조 안테나(20)가 희망 신호에 동조하여 불필요한 고주파 신호를 억압하여도 동조 안테나(20)와 선국부(22)와의 거리가 떨어져 있을수록, 그 사이에 접속된 선로 등에 새로운 방해 노이즈 등이 들어오기 쉬워진다. 따라서, 동조 안테나(20)와 불평형ㆍ평형 변환 회로(21)는 이 동조 안테나(20)와 불평형ㆍ평형 변환 회로(21)와의 사이의 선로의 인덕턴스를 작게 하여 이 선로에 있어서 고주파 신호를 수신하지 않을 정도로 근접하여 배치된다. 이로 인해, 이 수신장치는 방해에 대하여 강해져 노이즈 등에 대해서도 오류율이 커지지 않는다. 또한, 불평형ㆍ평형 변환 회로(21)와 선국부(22)와의 사이는 방해에 강한 평형 선로로 접속된다. 따라서 이 선로의 거리가 길어져도 외부로부터의 노이즈에 의한 오류율은 커지지 않는다.

선국부(22)는 불평형ㆍ평형 변환 회로(21)의 출력에 접속된다. 선국부(22)는 안테나(20)에서 선택된 주파수를 주파수 변환하여 I/Q 복조한다.

선국부(22)는 입력단자(23a, 23b)와, 고주파 증폭기(24)와, 국부 발진기(25), 혼합기(26) 표면 탄성파(SAW) 필터(27), I/Q 복조기(28), PLL 회로(31)와 수정 발진자(32)를 포함한다.

여기에서, I/Q 복조기(28)는, 국부 발진기(29)와 혼합기(20)로 구성된다. PLL 회로(31)는 국부 발진기(25)에 루프 접속되어 있다. 수정 발진자(32)는, PLL 회로(31)의 기준 신호를 생성한다. 입력단자(23a, 23b)는 평형 입력단자로서 작동한다.

고주파 증폭기(24)는 동조 안테나(20)에서 선택된 주파수를 증폭한다. 고주파 증폭기(24)는 제어단자(24a)의 전압이 변화됨으로써 그 증폭도가 변화한다.

혼합기(26)에 있어서는, 고주파 증폭기(24)의 출력이 그 한 쪽 입력단자에 접속되고, 다른 쪽 입력단자에는 국부 발진기(25)로부터의 출력이 접속된다. 혼합기(26)는 국부 발진기(25)의 발진 신호와 고주파 증폭기(24)의 출력 신호를 혼합하여 수신 신호의 최대 주파수(약 900MHz)의 약 1.5배의 중간 주파수 신호로 변환한다. 본 실시예에 있어서는 중간 주파수 신호의 주파수는 1.2GHz가 된다. 따라서,이 수신 장치는, TV 방송 신호와 국부 발진기의 출력 신호의 고주파에 의한 2차 일그러짐, 3차 일그러짐 등에 의한 방해를 받기 어려워진다.

SAW 필터(27)는 혼합기(26)의 출력 신호가 입력된다. SAW 필터(27)는 중간 주파수를 중심으로 하여 예를 들면, NTSC 방식 TV 방송 신호의 대역인 6MHz를 그 통신 대역으로 하고 있다. SAW 필터(27)는 상당히 급준한 감쇠 특성을 갖기 때문에 필요로 하는 주파수 신호만을 양호하게 통과시킨다. 따라서 불필요한 방해를 확실하게 배제한다.

또한, 디지털 협대역 TV 방송 신호의 경우는 그 대역폭은 약 428kHz이다.

또한, 중간 주파수로서 1.2GHz라고 하는 상당히 높은 주파수가 이용되기 때문에 SAW 필터(27)를 작게 할 수 있어 고주파 신호 수신장치는 소형화된다.

I/Q 복조기(28)에 있어서는 SAW 필터(27)의 출력 신호가 혼합기(30)의 한 쪽 입력 단자에 입력되고, 다른 쪽 입력 단자에는 국부 발진기(29)의 출력 신호가 입력된다.

혼합부(30)는 도 1에는 도시하고 있지 않은 제 1 혼합기와 제 2 혼합기로 형성되어 있다. 제 1 혼합기는 국부 발진기(29)로부터의 신호와 SAW 필터(27)로부터의 신호를 혼합한다. 제 2 혼합기는 국부 발진기(29)로부터의 신호를 90도 위상 반전한 신호와 SAW 필터(27)로부터의 신호를 혼합한다. 각각의 혼합기에서 신호를 혼합함으로써 직접 I 신호 및 Q 신호가 복조된다. 따라서, 별도 검파기 등을 설치할 필요가 없기 때문에, 소형의 고주파 신호 수신장치를 얻을 수 있다. 여기에서, 국부 발진기(29)의 발진 주파수로서 중간 주파수 신호의 주파수와 거의 같은 주파수로 함으로써, 직접 I신호와 Q신호가 복조된다.

PLL 회로(31)는 프로그래머블 카운터(33), 레퍼런스 카운터(34), 비교기(35), PLL 제어부(36)와 필터(52)를 포함한다.

프로그래머블 카운터(33)는 국부 발진기(25)에 접속되어, 국부 발진 신호를 분주한다. 레퍼런스 카운터(34)는 수정 발진자(32)의 출력을 분주한다. 비교기(35)의 한 쪽 단자는 프로그래머블 카운터(33)의 출력에 접속되고, 다른 쪽 단자에는 레퍼런스 카운터(34)의 출력이 접속되어, 이들 두 개의 출력 신호의 주파수를 비교한다.

PLL 제어부(36)는 비교기(35)의 출력과 국부 발진기(25)와의 사이에 삽입되어, 비교기(35)의 결과에 따라 국부 발진기(25)를 제어한다.

여기에서, 프로그래머블 카운터(33)에는 2선식으로 구성된 제어단자(33a)가 접속되어 있다. 제어단자(33a)에 데이터를 줌으로써, 상기 프로그래머블 카운터(33)의 분주비를 변화시켜 주파수를 변화시킨다. 즉, 제어단자(33a)의 데이터가 변경되면 프로그래머블 카운터(33)에서 분주된 값과 레퍼런스 카운터(34)의 출력과의 차가 생긴다. 비교기(35)가 그 차를 비교한 결과에 따라 PLL 제어부(36)가 국부 발진기(25)의 발진 주파수를 제어한다.

프로그래머블 카운터(33)에서 분주된 값과 레퍼런스 카운터(34)의 출력이 일치하면, PLL 제어부(36)는 출력단자(36a)로부터 록 신호를 출력한다.

복조부(37)는 I/Q 복조기(28)의 출력 신호를 받아들인다. 복조부(37)는, Orthogonal Frequency Division Multiplexing(OFDM) 복조부(38)와, 이것을 제어하는 레지스터(39)로 구성되어 있다. 여기에서, 레지스터(39)의 단자(39a)에 입력되는 데이터에 따라 복조부(38)는 제어된다.

오류 정정부(40)의 출력은 출력단자(41)에 접속된다. 오류 정정부(40)는, 비터비 정정기(42)와 리드솔로몬 정정기(43)로 구성된다. 비터비 정정기(42)는 복조부(37)의 출력에 접속되어 있다. 리드솔로몬 정정기(43)에는 비터비 정정기(42)의 출력이 접속된다.

비터비 정정기(42)는 복조된 디지털 신호가 미리 정해진 규칙에 반하고 있지 않은지 어떤지를 판정하여, 위반하고 있는 개소에 대하여 신호의 정정, 복원을 수행한다. 리드솔로몬 정정기(43)는 비터비 정정기(42)에서 정정된 디지털 신호를 다시 정정, 복원한다. 리드솔로몬 정정기(43)에서의 정정을 위한 리드솔로몬 데이터는 미리 송신되어 오는 화상 신호 데이터에 첨부되어 있다. 리드솔로몬 정정기(43)는 그 리드솔로몬 데이터와 보내진 화상 신호로부터 디지털 신호를 정정, 복원한다.

또한, 각국의 방송 방식에 따라 그 화상 신호를 구성하는 디지털 신호의 비트수나 리드솔로몬 데이터의 비트수는 다르다. 그러나, 일반적으로 비터비 정정기(42)의 출력에서의 오류율이 0.0002 이하인 경우에는, 리드솔로몬 정정기(43) 출력의 오류율을 0으로 할 수 있다고 알려져 있다.

마이크로 컴퓨터(44 ; 이하, CPU라고 한다)는 판정부(45), 제어부(46), 메모리(47)와 스위치(49)를 가지고 있다. 판정부(45)는 비터비 정정기(42)의 출력에 접속되어 있다. 제어부(46)는 판정부(45)의 출력에 접속되어 있다. 스위치(49)는 제어부(46)의 출력에 접속되어, 제어 단자(20c, 24a, 33a, 39a)로의 신호를 전환한다.

판정부(45)가 비터비 정정 후에 있어서의 오류율을 감시하여 그 값이 0.0002를 초과함과 동시에, 오류율이 안정되었다고 판정한 경우에, 제어부(46)가 제어단자(20c, 24a, 33a, 39a) 중 어느 하나를 선택하여 제어 신호를 출력한다.

수신장치의 각 부는, 제어부(46)로부터의 신호에 따라 제어된다.

여기에서, 판정부(45)는 오류율만의 판정을 수행하고 있다. 따라서, 각 부(동조 안테나(20), 고주파 증폭기(24), PLL 회로(31), 복조부(37))가 어떤 상태에 있는지 판정할 수 없다. 이 상태에서 만약 오류율이 0.0002 이하임에도 불구하고, 제어부(46)가 각 부의 제어를 수행하면, 오류율이 악화하는 방향으로 특성이 변화하는 경우도 있다. 결국, 제어부(46)는 선택한 제어되는 각 부에 대하여 한 번 어느 방향으로 변화하도록 제어 전압을 변화시키고, 판정부(45)가 그 결과를 검지하여 오류율이 커졌는지 작아졌는지를 판정한다.

판정부(45)는 각 부가 최적인 상태에서 동작하고 있는지 어떤지의 판정을 하고 있지 않다. 따라서, 반드시 오류율이 호전되는 방향으로 제어 전압이 변화되고 있다고는 말할 수 없다. 피제어부의 제어 전압이 최적점인 경우는, 전압을 변화시킴으로써 오류율은 커진다.

이렇게, 판정부(45)에서의 오류율이 0.0002 이하에서 새로운 제어가 수행되면, 이 새로운 제어에 의해 오류율이 악화하는 방향으로 특성이 변화하는 일도 일어난다.

또한, 판정부(45)가 안정 상태로 되었다고 하는 판정을 하지 않은 채 제어부(46)가 새로운 제어를 하면, 전에 수행한 제어에 의한 오류율의 개선 결과가 안정되기 전에, 새로운 제어가 수행되는 경우가 있다. 그 경우에 제어는 불안정하게 되어 오류율을 역으로 악화시키게 된다. 그 때, 오류율의 증가에 의해 발생한 블록 노이즈의 개선에 시간이 걸리게 된다. 그 때문에, 제어부(46)는 판정부(45)가 안정됐다고 판정하고 나서 새로운 제어를 개시한다. 이렇게 하여, 안정된 제어에 의해 블록 노이즈가 빠르게 개선된다.

따라서, 제어부(46)는 판정부(45)에 있어서 오류율이 0.0002를 초과하고, 동시에 오류율이 안정되었다는 판정을 내린 경우에 제어를 개시한다.

또한, 제어부(46)가 제어를 수행하여 오류율이 감소한 경우에는 다시 같은 방향으로 제어 전압을 변경한다. 그러나 제어를 수행한 결과, 오류율이 증대한 경우에는 역방향으로 제어 전압의 변경을 수행한다. 각 부의 제어 전압에는 오류율의 극소점 즉, 최적점이 존재하고, 이 점을 초과하여 더욱 제어 전압을 변화시키면 역으로 오류율이 커지게 된다. 이렇게 하여, 각 부에 있어서의 최적인 제어점이 찾아지고, 가장 양호한 상태에서 수신이 수행되어, 오류율을 작게 할 수 있다.

다음으로, 판정부(45)에 있어서 오류율이 안정되었다는 판정을 어떻게 내리는지에 대하여 설명한다.

판정부(45)는 비터비 정정기(42)의 출력 신호를 정기적으로 감시하여 메모리(47)에 오류율을 격납시킨다. 판정부(45)는 전회 메모리(47)로 격납한 오류율과 새로운 오류율과의 비교를 수행한다. 그 두 개에 차이가 없는 경우,판정부(45)는 오류율이 안정되었다고 판정한다.

여기에서, 판정부(45)가 이 비교 밖에 수행하지 않는다면, 외란 등에 의해 오류율이 커진 경우에 있어서도 이 외란에 의한 오류율이 안정될 때까지 새로운 제어는 수행되지 않는다. 그 때문에, 오류율이 안정될 때까지 시간이 걸린다.

거기에서, 제어 전압을 변경한 경우에 각 부의 각각이 안정될 때까지의 안정 시간도, 메모리(47)에 격납된다. 이 안정 시간을 초과하여도 오류율이 안정되지 않는 경우는, 안정된 것으로 간주한 판정이 수행되어 새로운 제어가 개시된다.

즉, 각 부에 대하여 설정된 안정 시간을 초과하여도, 오류율이 안정되지 않는 것은 제어 이외의 다른 요인, 혹은 새로운 외란에 기인한다고 간주한다. 그 때, 새로운 제어가 개시되도록 설정된다. 이로 인해, 돌연한 전파 상황이나 수신 상태의 변화 등에 의한 오류율이 커졌다고 하여도 빠르게 다시 제어할 수 있다.

여기에서, 각 부가 안정 상태가 될 때까지의 시간 중 가장 긴 것의 시간이 경과하면 안정 상태라고 판정하는 경우, 각 부의 조건에 맞춘 시간의 기억이 불필요하게 된다. 따라서, 메모리(47)의 기억 용량은 작아도 된다. 따라서 저가의 메모리를 사용할 수 있다.

단자(36a)는 PLL 제어부(36)로부터의 록 신호를 제어부(46)로 출력한다. 이 때, 제어부(46)는 PLL 회로(31)가 록 한 것을 인식한다. 이로 인해, 선국부(22)의 안정 상태가 인식되어, PLL 회로(31)의 제어가 확실하게 수행된다.

또한, PLL 회로(31)로부터 발진 주파수의 어긋남 등에 의해 록이 풀렸다는 의미의 신호가 출력된 경우, 이 신호를 받은 제어부(46)는 오류율을 판정하는 일없이 이 신호에 따라 선국부로의 제어를 수행할 수 있다. 따라서, 데이터의 오류율이 빨리 안정된다. 이렇게 하여, 선국부(22)의 록 풀림에 의한 블록 노이즈로 화상의 결함이 발생하여도 화상은 단시간에 수복된다.

이상과 같은 구성에 의해 제어부(46)는 동조 안테나(20), 고주파 증폭기(24), PLL 회로(31)와 복조부(38)를 선택하여 제어한다. 따라서, 오류율의 개선이 효과적으로 수행된다.

따라서, 디지털 TV 방송 신호가 수신되는 경우에, 수신 신호 데이터의 오류율이 커짐에 따른 화상의 블록 노이즈가 발생하기 어렵다. 이 때, 우수한 화질로 방송의 내용이 표시된다.

여기에서, 제어부(46)는 제어되어 오류율이 안정 상태로 되는 속도가 빠른 부분부터 순차적으로 제어한다. 즉, 제어된 부분이 안정될 때까지의 시간과, 그 후단 회로의 처리에 필요한 시간과의 합이 가장 짧아지는 부분부터 제어를 개시한다. 이로 인해, 빨리 오류율의 개선이 이루어진다. 따라서, 오류율의 저하에 의해 발생한 화면의 블록 노이즈가 빨리 억제된다. 이렇게 하여, 블록 노이즈에 의한 화상의 결함 시간을 짧게 할 수 있다. 또한 예를 들어, 화상 정보의 결함이 있어도, 그것이 인식되지 않을 정도로 화질이 개선된다.

또한, 각 부가 제어될 때의 각 부가 안정되는 시간이 각 부에 있어서의 처리 시간에 비하여 상당히 짧은 경우는 판정부(45)에 가까운 복조부(37)부터 제어를 개시하면 판정부(45)는 빨리 판정할 수 있다.

그 이유는 다음과 같다.

제어부(46)가 제어한 후에 판정부(45)가 판정을 수행할 때까지의 시간은 대략 제어한 부분에서의 처리 시간과 그 후단의 처리 시간의 총합이 된다. 따라서, 판정부(45)에 가까운 부분부터 순차적으로 제어됨으로써 빠르게 오류율이 안정된다.

또한, 신호는 안테나(20)부터 비터비 정정기(42)까지의 각 부의 회로를 통과 처리된다. 따라서, 예를 들어, 신호의 흐름의 상류에 있는 안테나(20)측부터 제어되면, 제어되고 나서 그 결과를 판정부(45)가 판별할 때까지 시간이 걸린다. 따라서, 신호 흐름의 하류에 있는 비터비 정정기(42)부터 제어되면, 판정부(45)는 그 결과를 재빨리 검지하여 데이터의 오류율을 빨리 안정시킬 수 있다. 따라서, 블록 노이즈에 의한 화상의 결함이 발생하여도 단시간에 수복할 수 있다. 그 결과, 화면의 결함 등이 있어도, 그것을 인식할 수 없을 정도로까지 개선할 수 있다.

여기에서, 각 부 중 복수의 부분이 제어될 필요가 있는 경우, 예를 들면, 수신 채널이 변경되는 경우에는 역으로, 오류율이 안정될 때까지의 시간이 긴 부분부터 순서대로 제어 신호가 보내진다. 이로 인해, 빠르게 제어를 안정시킬 수 있다. 혹은, 제어부(46)가 모든 제어 신호를 내보낸 후에, 오류율이 안정되어 있는지 어떤지가 판정될 수도 있다.

또한, 제어부(46)는 판정부로부터 비트 오류율이 0.0002 이하인 경우에는 제어하지 않는다. 따라서, 비트 오류율이 0.0002를 초과한 경우에만 제어 전류가 소비된다. 이렇게 해서, 사용 전력은 작아 진다. 고주파 수신장치가 배터리에 의해 구동되는 휴대기기에 이용되는 경우에 특히 유리하게 작용한다.

또한, 고주파 증폭기(24), 국부 발진기(25), 혼합기(26), SAW 필터(27), 국부 발진기(29), 혼합기(30)의 입출력 및 그들 사이를 접속하는 선로는 모두 평형하게 구성되어 있다.

즉, 혼합기(26)와 SAW 필터(27)는 방해의 배제 능력이 높은 평형 회로로 형성되어 있다. 따라서, 예를 들면, 국부 발진기(25, 29)의 발진 신호나 그 고주파 등이 혼합기(26, 30)나 SAW 필터(27) 등으로 혼입하여도 방해는 제거된다.

따라서, 방해 배제 능력이 높기 때문에 회로의 S/N비를 개선할 수 있다.

또한, 방해의 발생없이, 국부 발진기(25, 29)와, 혼합기(26, 30)나 SAW 필터(27) 등과의 거리를 작게 할 수 있다.

또한, 국부 발진기(25, 29)와 혼합기(26, 30)나 SAW 필터(27) 사이의 금속제 칸막이판이나 실드케이스 등이 불필요 혹은 간략하게 될 수 있다. 따라서, 고주파 신호 수신장치가 소형화되고, 그 비용도 낮아진다.

즉, 복잡한 칸막이판을 갖는 프레임도 필요가 없으며, 외부로부터의 혼입이나 이 고주파 신호 수신장치로부터 새어나가는 고주파 누설 신호만을 차단하는 간단한 커버만으로 가능하기 때문에, 저가의 고주파 신호 수신장치를 제공할 수 있게 된다.

또한, 상술한 바와 같이 회로 전체가 평형 회로로 형성되어 있다. 따라서, 각각의 회로간의 거리를 작게 하여도, 서로 방해를 주는 일이 없다. 따라서, 국부 발진기(25, 29)로부터의 발진 신호 방해에 따른 회로의 S/N비가 악화되지 않는다. 그 때문에, 고주파 증폭기(24), 혼합기(26, 30), 국부 발진기(25, 29)나 PLL회로(31)를 일체의 IC로 하는 것도 가능하다. 이렇게 하여, 소형이며 생산성이 양호한 고주파 신호 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 수신 희망 채널 근방에 강입력의 신호를 갖는 경우, 동조 안테나(20)의 동조 주파수가 강입력 신호가 제외되는 방향으로 이동한 상태로 수신하도록 제어가 수행될 수도 있다. 이 경우, 강입력 신호에 의한 오류율의 악화가 방지된다.

또한, 동조 안테나(20)는 수신 희망 이외의 채널의 신호를 억압하기 때문에, 고주파 증폭기(24)에서 신호의 일그러짐이 발생하기 어려워진다. 따라서 고주파 증폭기(24)는 저가의 바이포라형의 트랜지스터를 이용하여 구성될 수 있다. 즉, 고주파 증폭기(24)와 혼합기(26, 30), 국부 발진기(25, 29)나 PLL 회로(31)가, 하나의 바이포라형 IC에 집적될 수 있다. 이렇게 하여, 소형이며 생산성이 양호한 고주파 신호 수신장치가 제공된다.

또한, 방송국으로부터의 고주파 신호의 주파수가 지역에 따라 의도적으로 기준에서 벗어나 송신되는 경우에 있어서는, PLL 회로(31)의 프로그래머블 카운터(33)의 데이터를 변경함으로써 대처할 수 있다.

(실시예 2)

이하, 실시예 2에 있어서의 고주파 수신장치에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.

도 2는 본 실시예 2에 있어서의 고주파 수신장치로 입력되는 신호의 일례로서의 스펙트럼을 나타낸다.

디지털 방송에 이용되는 주파수는 약 90MHz부터 약 900MHz이며, 기존의 아날로그 방송의 주파수 대역이 이용된다.

이 방송 대역 내에는 기존의 아날로그 방송 신호(120, 121)와, 아날로그 방송이 사용하고 있지 않은 극간의 주파수 대역(122)을 이용하여 방송되는 디지털 방송 신호(123)가 혼재하고 있다. 여기에서, 디지털 방송 신호(123)의 신호 레벨(124)은 아날로그 방송 신호(120, 121)의 신호 레벨(125)보다도 낮게 설정되어 있다.

그 이유는 다음과 같다.

종래의 아날로그 방송(120, 121)에서는 인접하는 주파수 대역에는 방송 신호가 없도록 주파수가 이용되고 있다. 즉, NTSC 방식의 TV 방송의 경우, 일반적으로 12MHz 떨어진 주파수 간격으로 각 채널의 주파수대가 설정되어 있다. 따라서, 인접 채널의 배제 능력은 상술한 바와 같은 조건에 대응할 수 있을 정도면 된다.

그러나, 디지털 방송이 동시에 방송됨으로써 인접하는 채널(NTSC 방식의 경우, 일반적으로 6MHz 떨어진 채널)에도 방송 신호가 존재한다. 따라서, 기존의 아날로그 방송의 수신기는 이 디지털 방송 신호(123)의 신호 레벨(124)이 크면, 신호(123)에 의한 방해를 받을 수가 있다. 그 때문에, 신호 레벨(124)은 아날로그 방송 신호(120, 121)의 신호 레벨(125)보다도 약 20dB 정도 낮은 레벨로 방송된다.

따라서, 디지털 방송 신호의 수신기는 이 낮은 레벨의 신호를 정밀도 높게 수신하는 능력을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 수신 희망 채널의 신호의 레벨은 낮기 때문에, 그 인근에(예를 들면 인접하는 주파수대에) 레벨이 큰 아날로그 방송 신호가 있는 경우, 그 신호에 의한 방해를 배제할 수 있는 구성이 바람직하다.

본 실시예 2에 있어서의 고주파 수신장치는 아날로그 방송 신호가 방해가 되어 발생하는 비트 오류율을 작게 한다.

도 3은 본 실시예 2에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도이다. 또한, 도 3에 있어서, 도 1과 같은 부분에 대해서는 같은 참조 번호를 붙이고, 그 설명은 간략화한다.

안테나(20)는 아날로그 방송과 디지털 방송이 혼재된 방송 신호를 수신한다. 수신된 신호는 RF 필터(130)로 입력된다. RF 필터(130)는 수신 대역 주파수 이외의 불필요한 주파수를 제거한다.

RF 필터(130)의 출력 신호는 불평형ㆍ평형 변환 회로(21)로 입력된다. 불평형ㆍ평형 변환 회로(21)의 평형 출력 신호는 고주파 증폭기(131)로 입력된다. 고주파 증폭기(131)는 그 제어단자(131a)로의 제어 전압에 따라, 그 이득이 변화한다.

고주파 증폭기(131)는 그 잡음 지수(이후, NF라 한다)는 좋지 않더라도, 이득의 제어 범위가 크며 동시에, 광주파수 대역에서의 증폭이 가능하도록 MOS 트랜지스터 등을 이용하고, 방해 배제 능력을 높게 하기 위하여 평형형의 증폭 회로로 구성되어 있다.

혼합기(26)에 있어서는 고주파 증폭기(131)의 평형 출력이 그 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽 입력에는 국부 발진기(25)의 평형 출력이 접속된다. 혼합기(26)는 희망 채널의 신호를 1.2GHz의 제 1 중간 주파수 신호로 변환한다. 혼합기(26)와 국부 발진기(25)와, 그들의 접속 선로도 방해 배제 능력이 높은 평형 회로로 구성되어 있다.

중간 주파 증폭기(134)는 혼합기(26)의 평형 출력이 입력되고, 그 제어 단자(134a)에 공급되는 전압에 따라 그 이득이 변화한다. 고주파 증폭기(131)와 중간 주파 증폭기(134)에 의해 증폭이 수행됨에 따라 넓은 가변 범위에서 이득이 제어된다. 중간 주파 증폭기(134)도 평형형의 증폭기로서, 방해 배제 능력이 높다. 따라서, 각 회로간의 거리를 짧게 할 수 있어 집적회로(IC) 내에 수납하는 것이 가능해진다.

실시예 2에 있어서는 혼합기(26), 국부 발진기(25)와, 국부 발진기(25)에 루프 접속되는 PLL 회로(31) 및 중간 주파 증폭기(134)는 모두 바이포라형 트랜지스터를 이용한 IC에 수납되어 있다.

평형ㆍ불평형 변환 회로(135)는 중간 주파 증폭기(134)의 평형 출력 신호를 불평형 신호로 변환한다.

SAW 필터(136)는 평형ㆍ불평형 변환 회로(135)에 접속된다. 또한, SAW 필터(136)는 SAW 필터 이외의 협대역 필터라도 좋다. SAW 필터(136)의 통과 대역 중심의 주파수는 중간 주파수인 약 1.2GHz이다. 그 통과 대역폭은 1채널의 주파수 대역인 약 6MHz이다.

SAW 필터(136)는 수신 희망 채널의 신호 이외의 불필요한 신호를 제거한다.

제 2 혼합기(137)에 있어서, 그 한 쪽의 입력에 SAW 필터(136)가 접속되고, 다른 쪽 입력에는 제 2 국부 발진기(138)가 접속되어 있다. 제 2 혼합기(137)는 제 1 중간 주파수를 그것보다 낮은 제 2 중간 주파 신호로 변환한다.

제 2 혼합기(137)에 접속된 복조부(37)는 중간 주파 신호를 복조한다. 오류정정부(40)는 이 복조된 신호의 오류를 정정한다. 이 오류 정정된 신호는 출력 단자(41)로부터 출력된다.

레벨 검출기(140)는 SAW 필터(136)의 출력이 접속되어 수신 희망 채널 신호의 전력 레벨을 검출한다.

메모리(141)는 복조부(37)에서 복조하기 위하여 최적인 SAW 필터(136)의 출력 신호의 레벨과, 고주파 증폭기(131)가 포화되는 한계 레벨값을 기준값으로 기억한다.

제 1 연산기(142)에 있어서는 그 한 쪽의 입력에는 레벨 검출기(140)의 출력이 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 메모리(141)가 접속된다. 제 1 연산기(142)는 레벨 검출기(140)에서 검출된 수신 희망 채널 신호의 레벨과, 최적인 SAW 필터(136)의 출력 신호 레벨의 기준값을 비교하여 그 레벨차를 출력한다.

밴드패스 필터(143)는 희망 채널을 수신시에 방해가 되는 중간 주파수에 근접한 주파수의 신호만을 선택적으로 통과시킨다. 여기에서, 밴드패스 필터(143)는 수신 채널 대역의 상하, 각각 2채널분의 대역을 포함하는 통과대역(30MHz)을 갖는다.

피크 전력 검출기(144)는 밴드패스 필터(143)의 출력 신호가 입력되어 그 신호의 피크 전력을 검출한다. 피크 전력 검출기(144)는 수신 희망 채널을 대략 중심으로 하여 상하로 각 측 15MHz 대역의 주파수 신호가 입력되어, 이들 신호 중에서 가장 높은 레벨의 신호를 검출한다.

제 2 연산기(145)에 있어서는 그 한 쪽의 입력에 피크 전력 검출기(144)의출력 신호가 공급되고, 다른 쪽 입력에는 메모리(141)가 접속된다. 제 2 연산기(145)는 피크 전력 검출기(144)에서 검출된 신호의 레벨과, 메모리(141)에 기억된 고주파 증폭기(131)가 포화되는 한계 레벨값과의 차를 산출하여, 그 산출 레벨 오차를 출력한다.

피크 전력 검출기(144)의 출력과 메모리(141)의 기준값이 같을 경우, 그들의 레벨 오차는 0 이며, 이 제 2 연산기(145)의 출력은 0 이 된다. 이는 수신 채널의 근방에 레벨이 높은 신호가 존재하지 않는 것을 나타낸다. 이렇게 하여, 희망 채널의 신호보다도 높은 레벨의 신호가 희망 채널의 근방에 존재하는지 어떤지가 검지된다.

여기에서, 피크 전력 검출기(144)에서 검출된 신호의 레벨이 메모리(141)에 기억된 값보다 작은 경우에도 레벨차로서 0 이 출력된다.

레벨 판정기(146)에 있어서는 그 한 쪽의 입력에 제 1 연산기(142)가 산출한 오차가 공급되고, 다른 쪽의 입력에는 제 2 연산기(145)가 산출한 레벨 오차가 공급된다.

레벨 판정기(146)는 제 2 연산기(145)로부터 출력된 레벨차가 0인 경우에는, 연산기(142)의 출력을 이득 제어기(147)로 출력한다.

제 2 연산기(145)로부터 출력된 레벨차의 출력이 0이 아닌 경우, 레벨 판정기(146)는 이 연산기(145)의 출력을 이득 제어기(147)로 출력한다.

이득 제어기(147)는 제 3 연산기(146)로부터의 출력 신호를 적분하여, 잡음 성분을 제거하고, 고주파 증폭기(131)와 중간 주파 증폭기(134)로의 제어 신호를생성하고 있다. 제어신호는 제어단자(131a, 134a)로 공급되고, 고주파 증폭기(131)와 중간 주파 증폭기(134)의 이득을 최적으로 제어한다.

국부 발진기(25)와 제 2 국부 발진기(138)에는, 각각에 루프 접속된 PLL 회로(31, 54)가 접속되어 있다.

다음으로, 이상과 같이 구성된 고주파 수신장치에 있어서, 고주파 증폭기(131), 중간 주파 증폭기(134)의 이득을 제어하는 동작에 대하여 이하의 (1), (2)의 경우에 대하여 설명한다.

(1) 희망 채널(123)의 근방에 방해가 되는 아날로그 신호(120 혹은 121)가 없는 경우

연산기(142)는 레벨 검출기(140)에서 검출된 수신 희망 채널 신호의 레벨과, 메모리(141)에 기억된 기준값과의 차를 나타내는 신호를 이득 제어기(147)로 출력한다. 이득 제어기(147)는 이 차에 따라 제어 전압을 변화시킨다. 이렇게 해서, 희망 채널의 신호 레벨이 기준치에 맞추어진다.

여기에서, 제어부(46)가 고주파 증폭기(131)의 이득이 커지는 방향으로 제어할 수도 있다. 즉, 비트 오류율이 미리 정해진 값 이상인 경우에는 고주파 증폭기(131)의 이득이 더욱 커지게 된다. 약전계 등에 있어서 고주파 증폭기(131)의 포화까지 여유가 있는 경우에는, 고주파 증폭기(131)의 이득이 크게 되어도 신호의 일그러짐은 커지지 않는다. 이 때, NF가 좋은 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

(2) 희망 채널(123)의 근방에 방해가 되는 아날로그 신호(120 또는 121)가존재하는 경우

도 2에 나타내는, 아날로그 신호(120 또는 121)의 신호 레벨(125)과, 희망 채널(123)의 신호 레벨(124)과의 레벨차(126)가 이득 제어기(147)로 공급된다. 이득 제어기(147)는 이 레벨차(126)에 따라 제어 전압을 변화시킨다.

다음으로, 고주파 증폭기(131)와 중간 주파 증폭기(134)의 동작에 대하여 설명한다.

도 4A, B는 이 고주파 증폭기의 특성, 즉, 고주파 증폭기(131)로의 입력 신호 레벨과 그 출력 신호 레벨과의 관계를 나타내고 있다.

도 5는 고주파 증폭기(131)로의 입력 신호 레벨과 중간 주파 증폭기(134)의 이득과의 관계를 나타낸다. 가로축은 고주파 증폭기(131)로의 입력 신호 레벨을 나타낸다. 세로축은 중간 주파 증폭기(134)의 이득을 나타낸다.

도 4A, B에 있어서, 가로축은 고주파 증폭기(131)로의 입력 신호의 레벨이다. 세로축은 고주파 증폭기(131)의 출력 신호 레벨이다.

도 4A에 있어서, 라인(152)은 고주파 증폭기(131)의 입력 신호의 레벨에 대한 출력 신호를 나타내고 있다. 여기에서, 고주파 증폭기(131)는 아날로그 방송 신호의 레벨(125)에 대해서도 레벨(125')에 대해서도 출력 레벨(153)을 출력하도록 제어된다.

도 4B에 있어서, 라인(154)은 고주파 증폭기(131)의 입력 신호의 레벨에 대한 출력 신호를 나타내고 있다. 여기에서, 디지털 방송에 대해서는 오류 정정 처리가 수행되기 때문에 아날로그 방송 수신에 비하여, 고주파 증폭기(131)의 NF는 낮아도 상관없다. 또한, 디지털 방송 신호는 그 신호 내에 많은 신호 성분을 가지고 있기 때문에 그 에너지량은 크다. 따라서, 디지털 방송 수신시의 고주파 증폭기(131)로부터의 출력 신호 레벨(155)은, 도 4A에 나타낸 아날로그 방송의 경우의 출력 레벨(153)에 비하여 작아지도록 설정된다.

고주파 증폭기(131)는 포화 레벨(156) 이상의 레벨의 신호가 입력되어도, 이득 한계(157) 이상으로는 증폭되지 않는다. 따라서, 포화 레벨(156) 이상의 레벨의 신호가 이 고주파 증폭기(131)로 입력되면, 고주파 증폭기(131)는 신호에 일그러짐을 발생시켜 방해 신호 등이 발생한다. 즉, 디지털 방송 수신시에 희망 신호만의 레벨만으로 이득 제어하면, 레벨이 큰 아날로그 방송 신호에 의해 고주파 증폭기(131)가 일그러지는 경우가 있다.

또한, 고주파 증폭기(131)의 출력 신호의 피크 전압의 레벨만에 따라 이득이 제어되면, 레벨이 큰 아날로그 방송 신호의 레벨(125)에 대하여 출력 레벨(155)의 신호가 출력되도록 제어되는 경우가 있다. 이 때에는, 원래 수신되야 할 디지털 신호가 그 출력 레벨이 작아져 수신할 수 없는 경우가 있다.

그런 점에서, 본 발명의 수신 장치에서는 이하와 같이 이득이 제어된다.

디지털 방송을 수신시에 수신 채널의 근방에 포화 레벨(153)보다도 큰 방해 신호가 존재하지 않는다고 판정된 경우에는, 수신 채널의 신호 레벨(124)에 의해 고주파 증폭기(131)의 이득이 제어된다.

포화 레벨(153)보다도 큰 방해 신호(아날로그 방송 신호)가 존재한다고 판정된 경우에는, 그 레벨차(126)의 크기에 따라 고주파 증폭기(131)의 이득 커브(154)가 이득 커브(157)로 변화된다. 이로 인해, 고주파 증폭기(131)로의 입력 신호 레벨의 포화는 포화점(158)이 된다. 아날로그 신호(121)의 신호 레벨(125)에 대한 출력은 레벨(159)이 되어 고주파 증폭기(131)는 포화하지 않는다. 따라서, 고주파 증폭기(131)의 출력 신호의 일그러짐은 작다.

여기에서, 혼합기(26)에서 제 1 중간 주파수로 주파수 변환된 디지털 방송의 수신 채널(123)의 신호 레벨은 감소량(160)만큼 작다. 따라서, 도 5에 나타낸 바와 같이, 중간 주파 증폭기(134)는 그 감소량(160)을 보충하도록 그 이득(161)을 이득(162)으로 변화시킨다. 이렇게 해서, 중간 주파 증폭기(134)로부터의 출력 신호 레벨은 거의 일정값으로 된다.

여기에서, 본 실시예 2의 오류 정정부(40)는 실시예 1에 있어서의 것과 같은 구성이 이용된다.

오류 정정부(40)에 포함되는 비터비 정정기(42)의 출력이 판정부(45)로 접속되어 있다.

판정부(45)에서는 비터비 정정 후의 신호의 비트 오류율이 0.0002 이상인 경우, 그것을 나타내는 신호를 제어부(46)로 송신한다. 이 신호를 받아들인 제어부(46)는 이득 제어기(147)에 대하여 고주파 증폭기(131)와, 중간 주파 증폭기(134)의 이득의 제어를 수행하도록 지시를 내린다.

이상의 구성에 의해, 이득 제어기(147)는 수신 희망 채널의 디지털 방송 신호의 근방에 있는 레벨이 높은 방송 신호에 의해 비터비 정정기(42)의 비트 오류율이 0.0002 이상으로 악화된 경우에, 고주파 증폭기(131)와 중간 주파 증폭기(134)의 이득을 제어한다. 따라서, 출력 단자(41)에서의 비트 오류율이 0이 아닐 때에 고주파 증폭기(131)와 중간 주파 증폭기(134)의 이득의 제어가 수행된다. 이로 인해, 비트 오류율이 안정된 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

연산기(145)는 메모리(141)에 기억된 고주파 증폭기에 일그러짐이 생기는 한계값과 비교하여, 고주파 증폭기(131)의 이득을 제어한다. 따라서, 수신 희망 채널인 디지털 방송 신호의 근방에 레벨이 높은 방송 신호가 있더라도 고주파 증폭기(131)는 포화하지 않는다. 따라서, 수신 희망 채널의 레벨을 최적이 되도록 제어할 수 있어 고주파 증폭기(131)에서의 신호의 일그러짐을 작게 할 수 있다.

이렇게 해서, 비트 오류율이 작은 고주파 수신장치가 제공된다.

또한, 종래부터 휴대전화나 자동차의 차내 등의 이동 상태에서 디지털 방송을 시청하고자 하는 요구가 높아져 왔다.

그를 위하여, 본 실시예 2에 있어서의 디지털 방송 수신장치에 있어서는, 제 1 중간 주파수가 1.2GHz이 된다. 따라서, 이 디지털 방송 수신장치는 900MHz대, 1.5GHz대의 주파수를 사용하는 휴대전화나, 1.9GHz대의 주파수를 사용하는 퍼스널 핸디폰 시스템(PHS) 단말기 등의 휴대기기와, 서로 영향을 미치는 일이 없다.

따라서, 이 고주파 수신장치가 휴대기기 내에 탑재되어도 방해가 생길 가능성은 적다.

특히, 디지털 신호가 이동 중에 수신되는 경우, 방송국과의 거리나 방향 등의 전파 상황이 시시각각 변화한다.

본 실시예의 고주파 수신장치는 수신 희망 채널의 수신 상태에 있어서, 항상비트 오류율을 판정함과 동시에, 수신 희망 채널을 대략 중심으로 하여 미리 정해진 주파수 대역 내의 아날로그 방송 신호의 피크 전력을 검출한다. 따라서, 이 고주파 수신장치에 있어서는, 비트 오류율이 악화된 경우에 검출한 피크 전력값에 따라, 즉, 고주파 증폭기 혹은 중간 주파 증폭기의 이득이 제어된다. 이로 인해, 이 고주파 수신장치는 이동에 따라 시시각각 변화하는 신호 레벨의 변화에 대하여 즉시 대응할 수 있어 비트 오류율을 빠르게 개선한다.

또한, 이 고주파 수신장치에 있어서는 레벨 판정기(146)에 의해 피크 전력 검출기(144)의 출력에 의한 오차와, 레벨 검출기(140)의 출력과의 오차에 의해 연산을 하고 있지만 레벨 판정기(146)는 단순히 비교기여도 상관없다. 이 경우, 비교기는 피크 전력 검출기(144)의 출력과 레벨 검출기(140)의 출력을 비교하여, 피크 전력 검출기(144)의 출력이 큰 경우에는 이득 제어기(147)에 신호를 전달한다.

결국, 이득 제어기(147)는 이 신호에 따라, 고주파 증폭기(131)의 이득을 작게 하는 방향으로 제어 전력을 미소량 변화시킨다. 이 때, 고주파 증폭기(131)의 이득이 작아짐으로써, 혼합기(133)의 출력 신호 레벨은 감소한다. 이득 제어기(147)는 이것을 보충하도록 중간 주파 증폭기(134)의 이득을 크게 하는 방향으로 중간 주파 증폭기(134)의 제어 전압을 미소량 변화시킨다.

레벨 판정기(146)로서 비교기가 이용되는 경우, 연산은 수행되지 않는다. 따라서, 이 경우, 제 3의 연산기가 불필요하게 되어 이득을 제어하기 위한 응답 속도는 빨라진다. 따라서, 인접 채널 신호의 레벨이 변동함에 따른 비트 오류율의 악화 등이 빠르게 개선된다.

이것은, 휴대전화나, 차량 탑재용 고주파 신호 수신장치 등 그 신호 레벨이 시시각각으로 변화하는 기기에는 중요한 유리한 점이다.

본 실시예의 고주파 신호 수신장치에 있어서는, 레벨 검출기(140)가 희망 채널의 신호 레벨을 검출하고 있지만, 피크 전력 검출기(144)가 이 신호 레벨을 검출할 수도 있다. 그 경우, 피크 전력 검출기(144)는 이 신호의 레벨을 연산기(142)로 출력한다.

본 실시예 2에 있어서는, 수신 채널의 신호 레벨을 검출하기 위하여, 레벨 검출기(140)는 SAW 필터(136)의 출력에 의해 희망 채널의 신호 레벨이 검출되고 있다. 그러나 피크 전력 검출기(144)가 희망 채널 주파수의 신호 레벨과 피크 전력을 함께 읽어내는 구성으로 해 두면 레벨 검출기(140)로 피크 전력 검출기(144)의 출력 중 희망 채널 주파수의 신호 레벨만을 분할하여 입력할 수도 있다. 이 경우, SAW 필터(136)에 의한 손실분 만큼 신호 레벨이 작아지지 않는다. 따라서, 정밀도 높은 신호 레벨의 검출을 할 수 있다.

상술한 설명에 있어서는, 레벨 검출기(140), 연산기(142), 피크 전력 검출기(144), 제 2의 연산기(145)나 레벨 판정기(146)는 회로에 의해 구성되어 있다.

이들 회로 각각의 동작이 프로그램에 있어서의 수순으로 CPU에서 실행될 수도 있다. 이 경우, 레벨 검출기(140), 연산기(142), 피크 전력 검출기(144), 제 2 연산기(145)나 레벨 판정기(146) 등의 회로가 간소화된다. 따라서, 고주파 수신장치는 소형화되며 저가로 구성된다.

이상의 구성에 있어서, 고주파 증폭기와 혼합기와의 사이에는 필터가 존재하지 않기 때문에, 그 사이에서의 손실이 없어 NF의 열화가 작아진다. 따라서, 중간 주파 증폭기에는 NF가 우수한 고가의 갈륨 비소 트랜지스터 등을 이용하는 것이 아니라, NF는 나쁘지만 가격이 싼 트랜지스터 등으로 형성할 수 있어, 저가의 고주파 수신장치를 얻을 수 있다. 또한, 혼합기나 국부 발진기 등과 동일한 IC 내에 형성할 수 있다. 따라서 소형인 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 이상의 구성에 있어서, 이득 제어기에 의해 고주파 증폭기나 중간 주파 증폭기의 이득을 제어하여도 비트 오류율이 미리 정해진 값 이하로 되지 않았을 경우에는, 제어를 수행하기 이전의 이득으로 되돌려도 좋다. 이것은, 고주파 증폭기 혹은 중간 주파 증폭기에 의해 비트 오류율이 악화된 것이 아니기 때문이다.

이상에 설명한 바와 같이, 본 실시예에 따르면 수신 희망 채널의 디지털 방송 신호의 근방에 레벨이 높은 방송 신호가 있더라도 고주파 증폭기가 포화 상태로 되지 않고, 수신 희망 채널의 레벨이 최적이 되도록 제어된다. 또한, 수신 신호의 레벨에 따라 수신 희망 채널의 레벨이 최적이 되도록 고주파 증폭기와 중간 주파 증폭기의 이득이 제어된다. 따라서, 비트 오류율이 작은 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

(실시예 3)

이하, 실시예 3에 있어서의 고주파 수신장치에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.

도 6은 본 실시예 3에 따른 고주파 수신장치의 블록도이다.

도 6에 있어서, 도 1이나 도 3과 같은 요소에 대해서는 같은 부호를 붙이고, 그 설명은 간략화한다.

도 6에 있어서, 동조 안테나(20)는 이 제어단자(20c)에 부여되는 신호에 따라 동조 주파수를 변화시킨다.

그 이득이 가변 제어되는 고주파 증폭기(172)는 동조 안테나(20)의 출력에 접속된다.

혼합기(173)에 있어서는, 그 한 쪽의 입력에는 고주파 증폭기(172)의 출력이 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(174)의 출력이 접속된다. 혼합기(173)는 입력 신호를 제 1 중간 주파수로 주파수 변환한다.

SAW 필터(136)는 중간 주파 증폭기(175)의 출력 신호로부터 불필요한 신호를 제거하고, 제 1 중간 주파수를 포함하는 소정 대역의 신호를 얻는다.

중간 주파 증폭기(175)는 SAW 필터(136)의 출력이 접속되고, 그 이득이 가변 제어되어 SAW 필터(136)의 출력 신호를 증폭한다.

중간 주파 증폭기(175)의 출력 신호는 제 2 혼합기(137)에 의해 제 2 중간 주파수로 변환된다.

복조부(37)는 제 2 중간 주파 신호를 복조한다. 오류 정정부(40)는 복조부(37)의 출력에 접속되고, 그 출력이 출력 단자(41)에 접속되어 있다. 여기에서, 오류 정정부(40)는 복조부(37)의 출력에 접속된 비터비 정정기(42)와, 비터비 정정기(42)의 출력이 접속된 리드 솔로몬 정정기(43)로 구성되어 있다.

비터비 정정기(42)에는 또한 판정부(45)가 접속되고, 판정부(45)의 출력에는제어부(46)가 접속되어 있다.

판정부(45)나 제어부(46)는 CPU(44) 내에 수납되어 있다.

여기에서, 제 2 연산기(174)에 있어서는 그 한 쪽의 입력에 피크 전력 검출기(144)의 출력이 공급되고, 다른 쪽의 입력에는 레벨 검출기(140)의 출력이 접속된다. 여기에서, 피크 전력 검출기(144)로는 제 1 중간 주파수의 신호가 필터(143)를 통하여 공급되고 있다.

한편, 제 1 연산기(141)는 레벨 검출기(140)의 출력과 메모리(142)의 출력에 접속된다.

제 1 연산기(141)와 제 2 연산기(174)의 출력이 레벨 판정기(146)에 접속된다. 이득 제어기(179)의 입력에는 레벨 판정기(146)의 출력과, 피크 전력 검출기(144)의 출력과, 제어부(46)의 출력이 접속된다. 이득 제어기(179)의 출력은 안테나(20)의 제어 단자(20c)로도 접속되어 그 동조 주파수를 제어한다.

이상과 같은 구성에 있어서, 제 2 연산기(174)는 SAW 필터(136)의 상류로부터 불러낸 큰 방해 신호를 포함한 신호와, SAW 필터(136)의 하류로부터 불러낸 방해 신호가 억압된 신호의 레벨차를 산출하여 그 레벨차를 출력한다.

제 1 연산기(141)는 레벨 검출기(140)의 출력 신호 레벨과 메모리(142)의 규정값을 비교하여 그 레벨차를 출력한다.

레벨 판정기(146)는 연산기(141)와 제 2 연산기(174)가 각각 출력하는 오차 신호를 비교하여, 그들의 차를 이득 제어기(179)로 출력한다. 이득 제어기(179)는 피크 전력 검출기(144)의 출력 신호 레벨과 고주파 증폭기(172)가 포화하는 신호레벨의 값을 비교한다. 여기에서, 이득 제어기(179)는 전자쪽이 후자보다 큰 경우, 고주파 증폭기에서 신호에 일그러짐이 생긴다고 판정하여, 레벨 판정기(146)의 신호의 레벨에 따라, 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득을 제어한다. 또한, 레벨 검출기(140)의 출력은 제 2 연산기(174)에 접속되어 있다.

피크 전력 검출기(144)의 출력과 레벨 검출기(140)의 출력이 같은 경우, 제 2 연산기(174)의 출력은 0이 된다. 이것은 수신 채널의 근방에 레벨이 높은 신호가 존재하지 않는다는 것을 나타낸다. 따라서, 이 구성에 의해 희망 채널의 신호보다도 높은 레벨의 신호가 희망 채널의 근방에 존재하는지 어떤지를 검지할 수 있다.

또한, 본 실시예 3에 있어서의 오류 정정부(40)나 판정부(45)는 실시예 2와 동일한 구성이 이용되고 있다.

판정부(45)는 비터비 정정에 의한 신호의 비트 오류율이 0.0002 이상인 경우에, 제어부(46)로 비트 오류율이 0.0002를 넘었다는 신호를 보낸다. 이 신호를 받아들인 제어부(46)는 이득 제어기(179)로 고주파 증폭기(172)나 중간 주파 증폭기(175)의 제어를 수행하도록 지시하는 신호를 보낸다.

즉, 판정부(45)는 비트 오류율이 0.0002 이상으로 악화된 경우에만, 이득 제어기(179)에 대하여 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득을 제어하도록 지시한다. 따라서, 출력 단자(41)에서의 비트 오류율이 0이 아니게 되었을 때에 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득의 제어가 수행된다. 이렇게 해서, 비트 오류율이 안정된 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 실시예 2 와 마찬가지로 수신 희망 채널의 수신 상태에 있어서, 항상,비트 오류율이 판정됨과 동시에 수신 희망 채널을 대략 중심으로 하여 미리 정해진 주파수 대역 내의 아날로그 방송 신호의 피크 전력이 검출된다. 따라서, 이동체에 있어서, 시시각각으로 변화하는 신호 레벨의 변화에 대하여 즉시 대응할 수 있다. 이렇게 해서, 이동체에 있어서 비트 오류율을 빠르게 개선하는 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 본 실시예 3에 있어서는, 이득 제어기(179)가 동조 안테나(20)의 동조 주파수의 제어도 수행하고 있다. 여기에서, 이득 제어기(179)는 레벨 판정기로부터 오차 신호를 받아들이면, 동조 안테나(20)의 동조 주파수를 희망 채널의 주파수로부터 미소량만 변화시켜 인접 채널의 신호를 감쇠시키도록 제어를 수행한다. 이로 인해 희망 채널의 근방에 있는 방해 아날로그 신호의 감쇠량을 크게 할 수 있다.

그러나, 동조 안테나(20)의 동조 주파수를 희망 채널의 주파수로부터 변화시키면 희망 채널 신호에 대해서도 손실이 커진다.

그런 점에서, 본 실시예 3에 있어서는, 제 2 연산기(174)의 출력이 0이 아닌 경우, 즉 희망 채널(123)의 근방에 아날로그 방송 신호(120) 혹은 아날로그 방송 신호(121)가 존재하는 경우에 제어부(46)는 다음과 같은 제어를 수행한다.

제어부(46)는 동조 안테나(20)의 동조 주파수를 희망 채널의 주파수로부터 미소량만 변화시킨다. 제어부(46)는 그에 따른 희망 채널의 신호의 감쇠를 보충하기 위하여, 고주파 증폭기(172) 혹은 중간 주파 증폭기(175)의 이득이 커지는 방향으로 제어를 수행한다. 이로 인해, 고주파 증폭기(172)로 인접 채널의 방해 신호가 공급되기 어려워져 고주파 증폭기(172)의 일그러짐은 작아진다. 또한, 복조부(37)에서 처리되는 신호의 레벨이 소정의 값으로 된다. 따라서, 비트 오류율을 작게 할 수 있다.

또한, 고주파 증폭기(172), 혼합기(173), 국부 발진기(174)에 대해서는 불평형 회로로 구성되어 있지만, 실시예 2와 마찬가지로, 평형 회로로 이들이 구성될 수도 있다.

또한, 동조 주파수의 제어에 관하여 하기와 같이 구성될 수도 있다.

필터(143)가 수신 채널 대역과 그 상측을 포함하는 대역을 갖는 필터와, 수신 채널 대역과 그 하측을 포함하는 대역을 갖는 필터를 포함한다. 피크 전력 검출기(144)는 수신 희망 채널의 레벨보다 큰 레벨을 갖는 방해 신호가 상기 두 개의 필터 중 어느 쪽에서 입력되었는지를 검지한다.

피크 전력 검출기(144)는 제어부(46)에 접속되어 어느 쪽 필터로부터 방해 신호를 검출하였는지, 즉, 검지한 신호의 주파수가 수신 희망 채널의 주파수보다도 상측인지, 하측인지의 정보를 제어부(46)로 출력한다. 제어부(46)는 이 정보에 따라 방해 신호가 존재하는 방향과 역방향으로 동조부(20)의 동조 주파수를 변화시키도록 이득 제어기(179)를 통하여 제어한다. 이로 인해, 적절한 방향으로의 제어가 수행된다.

또한, 제어부가 제어하는 동조 안테나에 의해 선국부로 들어가기 전에 이미 희망 채널 이외의 불필요한 신호는 제거된다. 따라서, 희망 신호 이외에 의해 발생하는 스프리어스나 2차 일그러짐, 3차 일그러짐이 방지된다. 이로 인해, 종래 스프리어스나 2차 일그러짐, 3차 일그러짐을 방지하기 위하여 필요로 하고 있던 강고한실드 케이스나 칸막이판이 불필요하기 때문에 실드 구조가 간이하게 된다.

(실시예 4)

이하, 실시예 4에 있어서의 고주파 수신장치에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.

도 7은 본 실시예 4에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도이다.

도 7에 있어서, 도 1 혹은 도 3과 동일한 요소에 대해서는 같은 번호를 붙이고 그 설명은 간략화한다.

도 7에 있어서, 안테나(20)는 동조 안테나로서 그 제어 전압에 따라 동조 주파수를 변화시키고 있다. 동조 안테나(20)의 출력에는 고주파 증폭기(172)가 접속되어 있다. 혼합기(173)에 있어서는, 고주파 증폭기(172)의 출력이 그 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(174)의 출력이 접속된다. 혼합기(173)의 출력에는 중간 주파 증폭기(175)가 접속되어 있다.

여기에서, 중간 주파 증폭기(175)와 고주파 증폭기(172)는 각각의 제어 단자로 공급되는 전압에 따라 이득이 제어된다. 중간 주파 증폭기(175)의 출력은 SAW 필터(136)에 접속된다.

혼합기(182)에 있어서는, SAW 필터(136)의 출력이 그 한 쪽의 입력에 접속됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에 국부 발진기(181)의 출력이 접속되어 있다.

혼합기(180)에 있어서는, SAW 필터(136)의 출력이 그 한 쪽의 입력에 접속됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에 국부 발진기(181)의 출력이 90도 위상기(183)를 통하여 접속되어 있다.

국부 발진기(181)는 제 1 중간 주파수와 거의 같은 주파수의 신호를 발진한다. PLL(56)은 국부 발진기(181)에 루프 접속되어 있다. 혼합기(180, 182)는 국부 발진기(181)의 발신 신호와 제 1 중간 주파수 신호를 혼합하여, 각각 위상이 90도 다른 I, Q신호를 직접 출력한다. 따라서, 다른 I, Q 검파기를 설치할 필요가 없다.

이렇게 해서, 저가이며 소형인 고주파 수신장치가 공급된다.

I, Q신호는 복조기(187)로 입력되어 복조된다.

복조기(187)는 레벨 검출기(184), 연산기(185), 레벨 판정기(189)와 이득 제어기(190)와 같은 하나의 CPU 내에 수납되어 있다. 따라서, 소형의 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

레벨 검출기(184)는 복조기(187)의 신호의 레벨과, 메모리(186)에 기억된 규정값과의 오차를 산출한다. 이 규정값은 복조기(187)가 복조하는 신호가 미리 정해진 신호 레벨이 되는 경우의 신호의 레벨로 설정되어 있다.

피크 레벨 검출기(191)에 있어서는, 그 한 쪽의 입력에 필터(148)의 출력이 접속됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 메모리(192)가 접속된다. 피크 레벨 검출기(191)의 출력은 판정기(189)에 접속되어 있다.

메모리(192)는 아날로그 방송으로 판정되는 레벨의 전력값이 기억되어 있다. 본 실시예 4에 있어서는, 메모리(192)는 디지털 방송 신호의 강전계에 있어서의 디지털 방송 신호의 최대의 신호 레벨을 기준값으로 기억하고 있다.

피크 레벨 검출기(191)는 수신 채널을 제외한 인접하는 수채널분의 대역의 피크 전력을 검출한다. 그 검출된 레벨과 메모리(192)에 기억된 기준값과의 차가미리 정해진 값 이상인 경우에는, 피크 레벨 검출기(191)는 수신 신호에 일그러짐을 발생시키는 높은 신호 레벨의 채널이 존재한다고 판단한다. 그 때, 피크 레벨 검출기(191)는 방해 채널이 존재하는 것을 나타내는 신호를 레벨 판정기(189)로 보낸다.

레벨 판정기(189)는 피크 레벨 검출기(191)로부터 방해 채널이 있는 것을 나타내는 신호를 수신하지 않는 경우에는, 연산기(185)의 차(差)출력의 유무를 나타내는 정보를 이득 제어기(190)로 보낸다.

이득 제어기(190)는 차 출력이 있는 것을 나타내는 신호를 받은 경우에는, 미리 정해진 전압분 만큼 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득을 제어한다.

레벨 판정기(189)는 피크 레벨 검출기(191)로부터 방해 채널이 있는 것을 나타내는 신호를 받아들인 경우에는, 방해 채널의 유무를 나타내는 정보를 이득 제어기(190)로 보낸다.

제어부(46)는 판정부(45)에서의 비트 오류율이 0.0002를 초과하였다는 판정 결과에 따라, 이득 제어기(190)로 이를 나타내는 신호를 보낸다. 그 때, 이득 제어기(190)는 제어부(46)로부터의 신호에 기초하여 미리 정해진 전압만큼 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득 제어 전압을 변화시킨다. 이렇게 해서, 이득 제어기(190)는 고주파 증폭기(172)의 이득을 작게 함과 동시에, 그 이득 감소분을 보충하도록 중간 주파 증폭기(175)의 이득을 크게 한다.

또한, 이득 제어기(190)는 수신 희망 채널의 디지털 방송 신호의 근방에 있는 레벨이 높은 방송 신호에 의해 비터비 정정기(42)의 비트 오류율이 0.0002 이상으로 악화된 경우에, 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득을 제어한다. 따라서, 출력 단자(41)에서의 비트 오류율이 0이 아니게 되었을 때에, 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(175)의 이득 제어가 수행된다. 이에 따라, 비트 오류율이 안정된 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 피크 레벨 검출기(191)는 검출된 피크 레벨과 메모리(192)에 기억된 한계값과 차에 따라, 고주파 증폭기(172)의 이득을 제어한다. 따라서, 수신 희망 채널의 디지털 방송 신호의 근방에 레벨이 높은 방송 신호가 있더라도, 고주파 증폭기(172)는 포화 상태가 되지 않는다. 따라서, 수신 희망 채널의 레벨이 최적이 되도록 제어되어 고주파 증폭기(172)에서의 신호의 일그러짐을 작게 할 수 있다. 이렇게 해서, 비트 오류율이 작은 고주파 수신장치가 제공된다.

(실시예 5)

이하, 실시예 5에 있어서의 고주파 수신장치에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.

실시예 5는 본 발명을 싱글 컨버전 튜너에 응용한 예이다.

도 8은 본 실시예 5에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도이다.

도 8에 있어서, 도 1 혹은 도 3과 동일한 요소에 대해서는 같은 번호를 붙이고, 그 설명은 간략화한다.

도 8에 있어서, 안테나(20)에 접속된 안테나 필터(200)는 희망 채널의 주파수가 그 동조 주파수가 되는 단동조형(單同調型) 필터이다. 안테나 필터(200)의 출력은 고주파 증폭기(172)에 접속되어 있다.

단간(段間) 필터(201)는 고주파 증폭기(172)의 출력이 접속되고, 증폭된 신호가 공급된다. 단간 필터(201)는 동조 회로를 두 개 가진 복동조형(複同調型) 필터이다.

여기에서, 복동조형 필터(201)는 동조점이 두 곳에 있기 때문에 희망 채널의 주파수가 그 통과 대역의 거의 중심이 되도록 각각의 동조점이 조정된다.

혼합기(202)에 있어서는, 단간 필터(201)의 출력이 그 한 쪽의 입력에 접속됨과 동시에 다른 쪽의 입력에는 주파수 가변 국부 발진기(203)의 출력이 접속된다. 혼합기(202)는 입력된 고주파 신호 중의 희망 채널 신호를 약 57MHz의 중간 주파수로 변환하고 있다.

SAW 필터(204)는 혼합기(202)의 출력이 접속된다. SAW 필터(204)는 그 통과 대역은 약 6MHz이고, 그 중심 주파수는 중간 주파수와 거의 비슷한 57MHz이기 때문에, 그 중심 주파수로부터 인접 신호 등 6MHz 이상 떨어진 신호를 확실하게 감쇠시킨다.

중간 주파 증폭기(205)는 SAW 필터(204)의 출력이 접속됨과 동시에, 그 제어 단자(205a)에 공급되는 전압에 따라 증폭을 위한 이득이 가변한다. 중간 주파 증폭기(205)는 중간 주파수 신호만이 입력되기 때문에, 방해의 아날로그 방송 신호로 포화되는 일은 없다. 따라서, 중간 주파 증폭기(205)에 있어서의 신호의 일그러짐은 작다.

여기에서, 안테나 필터(200), 단간 필터(201), SAW 필터(204) 등에 의해 신호가 손실되기 때문에, 중간 주파 증폭기(205)에는 NF가 좋은 트랜지스터를 이용하는 것이 바람직하다.

아날로그ㆍ디지털 변환기(206)는 중간 주파 증폭기(205)의 출력이 접속된다. 여기에서 디지털 신호로 변환된 신호가 복조기(207)로 공급된다. 복조기(207)로 복조된 신호가 오류 정정부(40)로 출력된다.

오류 정정부(40)의 한 쪽의 출력은 출력 단자(41)로 접속되고, 다른 쪽의 출력은 판정부(45)로 접속된다. 판정부(45)의 출력이 제어부(46)로 접속된다.

레벨 검출기(210)는 복조기(207)의 출력이 접속되어, 복조기(207)의 출력 신호의 레벨을 검출한다.

연산기(211)에 있어서는 그 한 쪽의 입력에 레벨 검출기(210)의 출력이 접속됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 메모리(212)가 접속된다.

연산기(211)는 검출된 복조기(207)의 출력 신호의 레벨과, 메모리(212)에 기억된 값과의 차를 연산하고 있다. 여기에서, 메모리(212)는 복조기의 최적의 신호 레벨의 값을 기억하고 있다. 즉, 이 연산기(211)는 레벨 검출기(210)에서 검출된 신호 레벨이 최적값으로 되어 있는지 어떤지를 판정하다.

이득 제어기(213)에 있어서는, 그 한 쪽의 입력에 연산기(211)의 출력이 접속됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 제어부의 출력이 접속된다.

이득 제어기(213)의 출력은 중간 주파 증폭기(205)의 제어 단자(205a)에 접속되어 있다. 따라서, 이득 제어기(213)는 연산기(211)로부터의 오차 신호가 있는 경우, 이 오차 신호에 따라 제어 전압을 변화시켜 중간 주파 증폭기(205)의 이득을변화시킨다.

피크 전력 검출기(215)는 혼합기(202)의 출력이 접속되어 있다.

레벨 판정기(216)에 있어서는, 피크 전력 검출기(215)의 출력이 그 한 쪽의 입력에 접속됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 메모리(217)가 접속되어 있다. 메모리(217)는 고주파 증폭기(172)에 일그러짐을 발생시키는 한계값의 레벨의 전력값을 기준치로서 기억하고 있다.

레벨 판정기(216)는 피크 전력 검출기(215)와 메모리(217)에 기억되어 있는 기준값과의 레벨차를 연산한다.

레벨 판정기(216)의 출력과, 고주파 증폭기(172)의 제어 단자(172a)와의 사이에는 이득 제어기(218)가 삽입되어 있다. 이득 제어기(213)의 출력은 이득 제어기(218)로도 공급된다.

여기에서, 점선(220)으로 둘러싸인 부분이 IC 등의 하나의 블록으로 형성될 수도 있다.

이하, 본 실시예 5의 동작에 대하여 설명한다.

안테나 필터(200)의 동조 주파수는 희망 채널의 주파수이다. 따라서, 안테나 필터(200)는 희망 채널의 신호 이외의 신호를 감쇠시킨다. 여기에서, 안테나 필터(200)는 신호의 손실을 작게 하고 NF를 좋게 하기 위하여, 단동조 회로로 구성되어 있다. 따라서, 희망 채널 주파수보다 6MHz 밖에 떨어져 있지 않은 인접 채널의 신호는 10dB 정도 밖에 감쇠하지 않는다.

아날로그 방송과 디지털 방송에서는 거의 40dB 이상의 레벨차가 있기 때문에아날로그 방송이 인접 채널에 있는 경우, 그 신호가 안테나 필터(200)를 통과하여도 인접 채널 신호의 레벨은 큰채로 있다.

그런 점에서, 본 실시예 5에서는 피크 전력 검출기(215)는 수신 채널을 제외한 인접하는 몇 채널분의 대역의 피크 전력을 검출한다. 피크 전력 검출기에서 검출된 신호 레벨이 메모리(217)에 기억된 기준치 이상인 경우에는, 고주파 증폭기(172)가 일그러진다고 판정되어 그 레벨차가 이득 제어기(218)로 출력된다. 이득 제어기(218)는 받아들인 레벨차에 따라 고주파 증폭기(172)의 제어 단자의 제어 전압을 변화시킨다.

연산기(211)는 레벨 검출기(210)에서 검출된 신호 레벨과 최적값과의 차신호를 이득 제어기(213)로 출력한다. 이 차신호에 따라 이득 제어기(213)는 중간 주파 증폭기(205)의 이득을 제어한다.

이득 제어기(218)는 레벨 판정기(216)로부터의 신호에 따라 고주파 증폭기(172)의 이득을 제어한다. 이 때, 방해 신호의 레벨이 너무 큰 경우에, 이득 제어기(218)에 의한 제어에 의해 고주파 증폭기(172)의 이득이 작아진다. 그 때문에, 하류의 중간 주파 증폭기(205)의 최대 이득에서도 복조부의 전압이 소정의 값으로 되지 않는 경우가 생긴다. 이 때, 신호의 NF가 악화되어 비트 오류율이 악화된다.

그런 점에서, 본 실시예 5에 있어서는 중간 주파 증폭기(205)의 이득이 최대 이득(제어 전압이 최대 전압)인 경우에는, 이득 제어기(213)는 이득 제어기(218)에 대하여 전압을 증가시켜 고주파 증폭기(172)의 이득을 크게 하도록 지시를 한다.

이상의 구성에 의해, 수신 희망 채널의 디지털 방송 신호의 근방에 있는 레벨이 높은 방송 신호에 의해 비터비 정정기(42)의 비트 오류율이 0.0002 이상으로 악화된 경우에, 이득 제어기(218)는 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(205)의 이득을 제어한다.

따라서, 출력 단자(41)에서의 비트 오류율이 0이 아니게 되었을 때에 고주파 증폭기(172)와 중간 주파 증폭기(205)의 이득의 제어가 수행된다. 이렇게 해서, 비트 오류율이 안정된 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 피크 전력 검출기(215)가 수신 희망 채널 신호를 대략 중심으로 하여 어느 규정의 주파수 대역 내에 존재하는 채널 신호의 레벨을 검출한다. 이 레벨이 수신 희망 채널의 신호보다도 큰 경우, 이득 제어기(218)가 고주파 증폭기에 레벨의 신호가 입력되어도 포화되지 않도록 그 이득을 작게 하는 방향으로 제어한다. 따라서, 수신 희망 채널의 디지털 방송 신호의 근방에 아날로그 방송 신호가 있더라도, 고주파 증폭기(172)가 포화 상태로 되지 않아 수신 희망 채널의 레벨을 최적이 되도록 제어할 수 있다.

따라서, 비트 오류율이 작은 고주파 수신장치가 제공된다.

또한, 이 고주파 수신장치는 고주파 증폭기(172)의 상류에, 단동조 필터(200)를 가지고 있기 때문에 인접 채널 등의 방해 신호를 미리 감쇠시킬 수 있다. 따라서, 고주파 증폭기(172)에서의 일그러짐은 더욱 발생하기 어려워진다.

(실시예 6)

도 9는, 실시예 6에 있어서의 고주파 신호 수신장치의 블록도이다.

도 9에 있어서, 도 1, 도 3과 동일한 요소에 대해서는 같은 번호를 붙이고, 그 설명은 간략화한다.

선국부(22)는 다음과 같이 구성되어 있다.

입력단자(301)는 고주파 신호가 입력된다. 고주파 증폭기(302)는 입력 단자(301)에 입력된 신호가 공급된다. 여기에서, 고주파 증폭기(302)는 AGC 회로의 일례로서 이용되고 있다.

혼합기(307)에 있어서는, 고주파 증폭기(302)의 출력이 한 쪽의 입력에 공급됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진 회로(308)의 출력 신호가 공급된다. 필터(309)는 혼합기(307)의 출력이 공급된다. AGC 제어 회로(306)는 혼합기(307)의 출력이 공급된다. 중간 주파 증폭기(311)는 필터(309)의 출력이 공급된다. 여기에서, 중간 주파 증폭기(311)는 제 2의 AGC 회로의 일례로서 이용되고 있다.

혼합기(314)에 있어서는, 중간 주파 증폭기(311)의 출력이 한 쪽의 입력에 공급됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진 회로(313)의 출력 신호가 공급된다. 필터(315)는 혼합기(314)의 출력이 공급된다.

선국부(22)의 출력이 접속되는 복조부(37)는 다음과 같이 구성된다.

필터(315)의 출력 신호는 복조부 이득 제어기(316)에 공급된다. 복조부 이득 제어기(316)의 출력 신호는 AD 컨버터(317)에 공급된다. AD 컨버터(317)의 출력은 디지털 필터(318)에 공급된다. 디지털 필터(318)의 출력은 복조 회로(319)에 공급된다. 디지털 필터(318)의 출력 신호가 공급되는 AGC 제어 회로(321)는 복조부 이득 제어기(316)의 이득을 제어한다.

가중 회로(305)는 AGC 제어 회로(321)의 출력 전압과, AGC 제어 회로(306)의 출력 전압이 입력되고, 그 출력 전압을 고주파 증폭기(302)의 이득 제어용 단자(322)에 공급한다.

한편, 가중 회로(310)는 AGC 제어 회로(321)의 출력 전압과 AGC 제어 회로(312)의 출력 전압이 입력되고, 그 출력 전압을 중간 주파 증폭기(311)의 이득 제어용 단자(323)에 공급한다.

복조부(37)의 출력 단자(320)는 실시예 1과 마찬가지로, 오류 정정기(40)에 접속된다. 오류 정정기(40)는 출력 단자(41)나 판정기(45)가 접속된다.

판정기(45)에 접속된 제어부(46)의 출력 신호는 제 1 가중 회로(305)와 제 2 가중 회로(310)의 입력에 접속된 가중 제어 회로(304)의 입력 단자(303)로 공급된다.

혼합기(307)로부터 출력되는 제 1 중간 주파수는 입력 신호보다 높은 주파수가 되며, 혼합기(314)로부터 출력되는 제 2 중간 주파수는 입력 신호보다 낮은 주파수로 된다.

이상과 같이 구성된 고주파 신호 수신장치에 대하여 그 동작을 설명한다.

입력 단자(301)에 입력되는 고주파 신호 레벨이 예를 들면,

- 70dBm 이상이 되면 고주파 증폭기(302)의 이득 제어가 작동하고,

- 70dBm 이하가 되면 고주파 증폭기(311)의 이득 제어가 작동하며,

또한, 고주파 증폭기(311)가 이득 제어할 수 있는 범위보다 고주파 신호 레벨이 낮아지면, 고주파 증폭기(316)의 이득 제어가 각각 작용한다.

입력 단자(301)에는 예를 들면 90MHz부터 770MHz의 고주파 신호가 입력된다. 이 고주파 신호는 고주파 증폭기(302)에서 증폭된 후, 국부 발진 회로(308)의 출력과 혼합기(307)에서 혼합되어 예를 들면, 1200MHz의 제 1 중간 주파수로 변환된다. 또한, 이 제 1 중간 주파수는 AGC 제어 회로(306)에 입력된다. 또한, 혼합기(307)의 출력은 필터(309)에서 희망 신호 이외의 신호가 억압된다.

필터(309)의 출력 신호는 중간 주파 증폭기(311)에서 증폭된 후, 혼합기(314)에서 국부 발진 회로(313)의 출력과 혼합되어 예를 들면, 4MHz의 제 2 중간 주파수로 변환된다. 그 후, 제 2 중간 주파수는 필터(315)에서 희망 신호 이외의 신호가 더 억압된다. 또한, AGC 제어 회로(312)는 중간 주파 증폭기(311)의 이득을 제어한다.

또한, 필터(315)로부터 출력되는 4MHz의 제 2 중간 주파수는 복조부 이득 제어기(316)에서 증폭된다. 복조부 이득 제어기(316)의 출력 신호는 AD 컨버터(317)에 의해 디지털 신호로 변환된 후, 디지털 필터(318)에 의해 희망 신호 이외의 신호가 더 억압되어 복조 회로(319)에 입력된다. 복조 회로(319)에서 복조된 출력신호는 출력단자(320)로부터 출력된다.

또한, 디지털 필터(318)의 출력 신호는 AGC 제어 회로(321)에 입력된다. AGC 제어 회로(321)의 출력 전압은 복조부 이득 제어기(316)에 가해진다. 이렇게 해서, 복조 회로(319)로의 입력 신호 레벨이 일정하게 되도록 이득 제어된다.

또한, 제어부(46)에 의해 데이터용 입력 단자(303)에 가해진 제어용 데이터는 가중 제어 회로(304)를 통하여, 가중 회로(305)의 가중 계수 및 가중 회로(310)에 공급된다. 여기에서, 가중 회로(305, 310)의 가중 계수는 각각 독립적으로 설정된다. 이로 인해, 인접 채널의 방해 신호 레벨(AGC 제어 회로(306)의 출력)과, 희망 신호 레벨(AGC 제어 회로(321)의 출력)에 대한 가중을 적절하게 바꿀 수 있다. 따라서, 혼합기(307) 및 혼합기(314)로부터의 신호 레벨이 임의로 설정된다.

이로 인해, 이하의 두 개의 전압이 각각 독립적으로 가중된다.

(1) 희망 신호 레벨과 인접 채널의 신호 레벨이 입력되는 AGC 제어 회로(306)의 출력 전압(이하, VAGC 1이라 한다)과,

(2) 필터(309)와 필터(315)와 디지털 필터(318)에 의해 인접 채널의 신호 레벨이 충분히 억압되어 희망 신호 레벨만이 입력되는 AGC 제어 회로(321)로부터의 출력 전압(이하, VAGC 3이라 한다).

이에 따라, 혼합기(307)의 출력 신호 레벨에 대한 희망 신호 레벨과 인접 채널의 신호 레벨의 기여율이 결정된다.

또한, 이하의 두 개의 전압이 각각 독립적으로 가중된다.

(1) 희망 신호 레벨과, 필터(309)에 의해 억압된 인접 채널의 신호 레벨이 입력되는 AGC 제어 회로(312)로부터의 출력 전압(이하 VAGC 2라고 한다)과,

(2) VAGC 3.

이로 인해, 혼합기(314)의 출력 신호 레벨에 대한 희망 신호 레벨과 인접 채널의 신호 레벨의 기여율이 결정된다.

이 때, VAGC 1과, VAGC 2와, VAGC 3 및, 가중 회로(305)의 출력 전압(이하, VAGC 0이라 한다)과 가중 회로(310)의 출력 전압(이하, VAGC 0'라 한다)은 모두 3V에서 이득 최대가 되고 0V에서 이득이 최소가 되도록 설정된다.

또한, 각 가중 회로(305, 310)에 있어서의 가중 계수는 0부터 1까지의 값으로 각각이 독립적으로 설정 가능하게 되어 있다.

예를 들면, 가중 회로(305)의 가중 계수를 각각 1로 하고, 가중 회로(310)의 가중 계수를 임의의 값으로 한 경우에 대하여 설명한다.

여기에서, 입력 단자(301)에 입력되는 고주파 신호 레벨이 예를 들어, 각각 하기와 같이 되면 하기의 각각의 부분의 이득 제어가 작동한다.

- 70dBm 이상의 레벨에서, 고주파 증폭기(302)의 이득 제어,

- 70dBm 이하의 레벨에서, 중간 주파 증폭기(311)의 이득 제어,

또한, 예를 들면 -90dBm 이하보다 작은 레벨에서 복조부 이득 제어기(316)의 이득제어.

희망 신호 레벨에 대하여 예를 들면, 인접 채널과 같은 방해 신호의 레벨이 작아 무시할 수 있고, 동시에 희망 신호 레벨이 -90dBm 이하인 경우에 있어서는 -90dBm 이하인 희망 신호 레벨에 의해 이득 제어된다. 따라서, VAGC 1이 이득 최대가 되도록 3V가 된다. VAGC 3은, 0V부터 3V 사이가 된다. VAGC 0은 3V 이상으로 되지 않기 때문에 3V가 된다. 또한, VAGC 2는 3V가 된다. VAGC 3은 0V부터 3V의 사이가 된다. VAGC 0'은 3V 이상으로 되지 않기 때문에 3V가 된다.

다음으로, 희망 신호 레벨에 대하여 예를 들면, 인접 채널과 같은 방해 신호의 레벨이 작고, 동시에 희망 신호 레벨이 -70dBm부터 -90dBm인 경우에 대하여 설명한다.

이 경우에는, -70dBm부터 -90dBm인 희망 신호 레벨에 의해 이득 제어되고, VAGC 1은 이득 최대가 되도록 3V로 이득 제어된다. VAGC 3은 0V부터 3V 사이가 된다. VAGC 0은 3V 이상으로 되지 않기 때문에 3V가 된다. 또한, VAGC 2가 0부터 3V로 이득 제어된다. VAGC 3은 0V가 되기 때문에 무시할 수 있다. VAGC 0'은 VAGC 2에 의해 결정된다.

도 10은 입력 신호 레벨에 대한 고주파 신호 수신장치의 NF를 나타낸다.

도 10에 있어서, 가로축은 신호 레벨(dBm)이고, 세로축은 고주파 신호 수신장치의 NF(dB)이다.

점(412)은 신호 레벨이 -70dBm인 점을 나타내고 있다. 희망 신호 레벨이 -70dBm 이하인 입력 신호 레벨의 영역(401)에서는 고주파 증폭기(302)의 이득이 최대로 되어, 고주파 증폭기(302)의 NF가 지배적으로 되기 때문에, 일정값으로 낮은 NF(405)로 된다.

도 11은 희망 신호 레벨에 대한 고주파 신호 수신장치의 반송파ㆍ노이즈비(C/N)를 나타낸 도면이다.

도 11에 있어서, 가로축은 희망 신호 레벨(dBm)이고, 세로축은 고주파 신호 수신장치의 C/N이다. 점(512)은 희망 신호 레벨 -70dBm의 점이다.

희망 신호 레벨이 -70dBm이하인 작은 레벨의 영역(501)에서는, 도 10에 나타난 바와 같은, 일정값으로 낮은 NF(405)에 대하여 희망 신호 레벨이 커진다. 그 때문에, 희망 신호 레벨에 따라 C/N이 좋아진다. 라인(505)은 이 상태를 나타낸다.

다음으로, 희망 신호 레벨에 대하여 예를 들면, 인접 채널과 같은 방해 신호의 레벨이 작고, 동시에 희망 신호 레벨이 -70dBm 이상인 경우에 있어서의 고주파 신호 수신장치의 C/N에 대하여 설명한다.

이 경우, -70dBm 이상인 희망 신호 레벨에 의해 이득 제어된다. 따라서, VAGC 1은, 이득 최대에서 이득 최소가 되도록 예를 들면, 0V에서 3V 사이가 된다. VAGC 2는 이득 최소인 0V가 되기 때문에 무시할 수 있다. 따라서, VAGC 0은 VAGC 1만에 의해 결정되어 고주파 증폭기(302)의 이득이 제어된다.

한편, 중간 주파 증폭기(311)에 대해서는 VAGC 2는 이득 최소가 되도록 0V로 이득 제어된다. VAGC 2는 이득 최소인 0V로 이득 제어된다. 따라서, VAGC 0'는 VAGC 1만에 의해 이득 제어된다.

즉, 도 10에 있어서 입력 신호가 -70dBm 이상인 큰 레벨의 영역(402)에서는 고주파 증폭기(302)의 이득이 작아지도록 이득 제어된다. 따라서, 혼합기(307)의 NF나 필터(309)를 포함한 이후의 회로의 NF를 무시할 수 없게 되어, 고주파 신호 수신장치의 NF는 라인(403)에 나타난 바와 같이 서서히 커진다.

따라서, 도 11에 있어서 희망 신호 레벨이 -70dBm 이상인 큰 영역(502)에서는 희망 신호 레벨은 커진다. 한편, 고주파 신호 수신장치의 NF는 도 11의 영역(502)에 나타낸 바와 같이 거의 같은 양만 나빠진다. 그 결과, 일정한 C/N값(503)을 나타내게 된다.

다음으로, 희망 신호 레벨이 예를 들어 -70dBm으로 일정하고, 인접 채널의 신호 레벨이 -70dBm 이하인 경우에서의 고주파 신호 수신장치의 C/N에 대하여 설명한다.

이 경우에는, -70dBm인 희망 신호 레벨에 의해 이득 제어된다. 따라서, 희망 신호 레벨이 -70dBm일 때는 VAGC 1이 이득 최대가 되도록 3V로 이득 제어된다. VAGC 3은 이득 최소인 0V로 이득 제어되기 때문에 무시할 수 있으며, 고주파 증폭기(302)의 제어 전압은 VAGC 1로 되어 이득이 제어된다. 또한 중간 주파 증폭기(311)에 대해서는 VAGC 2는 이득 최소가 되도록 0V로 이득 제어된다. 한편, VAGC 3은 이득 최소인 0V로 이득 제어되기 때문에 VAGC 0'는 0V가 된다.

즉, 고주파 신호 수신장치의 NF는 도 10의 점(404)으로 나타낸 바와 같이 낮은 NF를 나타내고, 고주파 신호 수신장치의 C/N은 도 11의 라인(504)으로 나타낸 바와 같이 양호한 값을 나타낸다.

도 12는 희망 신호 레벨이 -70dBm일 때의 인접 채널의 신호 레벨에 대한 고주파 신호 수신장치의 C/N을 나타낸다.

도 12에 있어서, 가로축은 인접 채널의 신호 레벨(dBm)이고, 세로축은 C/N이다. 점(612)은 인접 채널의 신호 레벨이 -70dBm인 점이다. 인접 채널의 신호 레벨이 -70dBm보다 작은 영역(601)에서는 -70dBm인 희망 신호 레벨에 의한 이득 제어가 지배적으로 된다. 따라서, 고주파 신호 수신장치의 C/N은 라인(604)으로 나타낸 바와 같이 양호한 값을 나타낸다. 즉, 희망 신호 레벨보다 인접 채널의 신호 레벨이 낮기 때문에 수신 상태에 나쁜 영향을 주지 않는다.

다음으로, 희망 신호 레벨이 예를 들어 -70dBm로 일정하고, 인접 채널의 신호 레벨이 -70dBm 이상인 경우에서의 고주파 신호 수신장치의 C/N에 대하여 설명한다.

이 경우에는, VAGC 1은 희망 신호 레벨보다 큰 인접 채널의 신호 레벨에 따라 이득 최대에서 이득 최소로 되도록 예를 들면, 3V에서 0V 사이에서, 고주파 증폭기(302)가 이득 제어된다. 따라서, 고주파 증폭기(302)는 이득 제어된 인접 채널의 신호 레벨과 작은 희망 신호 레벨을 출력한다. 이 고주파 증폭기(302)의 출력 신호 중, 인접 채널의 신호는 필터(309) 및 필터(315) 및 불필요 신호를 억압하는 효과가 뛰어난 디지털 필터(318)로 거의 제거된다. 그 때문에, 작은 희망 신호 레벨만이 AGC 제어 회로(321)에서 검출된다. 따라서, VAGC 3은 작은 희망 신호 레벨에 대하여 이득 최대인 3V측의 전압이 출력된다.

이상과 같이, VAGC 1은 최소 이득측인 0V에 가까운 전압이 되지만, VAGC 3은 이득 최대인 3V에 가까운 전압이 출력된다. 따라서, VAGC 0은 각각의 가중 계수를 적절하게 설정함으로써 이득 최대측으로의 보정이 가능하게 된다.

이들 동작에 의해, 이득 최대측으로 보정된 VAGC 0에 의해 이득 제어된 고주파 증폭기(302)는 인접 채널의 신호와 작은 희망 신호를 출력한다. 이들 신호는 혼합기(307) 및 필터(309)를 통하여 중간 주파 증폭기(311)에 입력되고, 인접 채널의 신호만 필터(309)에서 조금 억압된다.

또한, VAGC 2는 희망 신호 레벨보다 큰 인접 채널의 신호 레벨에 따라 이득 최대에서 이득최소로 되도록 예를 들면, 3V에서 0V 사이에서 이득 제어된다. 따라서, 중간 주파 증폭기(311)는 이득 제어된 인접 채널의 신호 레벨과 작은 희망 신호 레벨을 출력한다.

또한, 중간 주파 증폭기(311)로부터의 출력 신호 중 인접 채널의 신호는 필터(315) 및 불필요 신호 억압 효과가 뛰어난 디지털 필터(318)에서 거의 제거된다. 그 때문에, 인접 채널의 신호 레벨의 크기에 따른 작은 희망 신호 레벨만이 AGC 제어 회로(321)에서 검출된다. 따라서, AGC 제어 회로(321)의 출력 전압 VAGC 3은 작은 희망 신호 레벨에 대하여 이득 최대인 3V측의 전압으로 된다.

따라서, VAGC 2는 인접 채널의 신호 레벨의 크기에 따른 0V에서 3V 사이가 되며, VAGC 3은 이득 최대인 3V에 가까운 전압이 출력된다. 따라서, VAGC 0'는 VAGC 2에 대한 가중 회로(310)와 VAGC 3에 대한 가중 회로(310)의 가중 계수를 적절하게 설정함으로써, 이득 최대측으로의 보정이 가능하게 된다.

여기에서, VAGC 1에 대한 가중 회로(305)의 가중 계수에 대하여 VAGC 3에 대한 가중 회로(310)의 가중 계수를 너무 크게 하면, VAGC 0이 너무 커져 고주파 증폭기(302)의 이득이 너무 올라간다. 따라서, 각각의 가중 계수의 값을 혼합기(307)에서의 3차 상호 변조 일그러짐(IM3) 등에 의한 방해의 영향이 발생하지 않는 값으로 하는 것이 바람직하다.

또한, 가중 회로(310)에 관하여 VAGC 2에 대한 가중 회로의 가중 계수에 대하여 VAGC 3에 대한 가중 계수를 너무 크게 하면, 가중 회로(310)로부터의 출력 전압 VAGC 0'이 커져 중간 주파 증폭기(311)의 이득이 너무 커지게 된다. 따라서, 각각의 가중 계수의 값은 혼합기(314)에서의 IM3 등에 의한 방해의 영향이 발생하지 않는 값으로 하는 것이 바람직하다.

이상에 의해, 희망 신호 레벨에 대하여 인접 채널의 신호 레벨이 큰 경우라도, 고주파 증폭기(302)의 이득은 이득 최대의 쪽으로 보정되어 고주파증폭기(302)의 NF가 작아진다. 따라서, 고주파 신호 수신장치의 NF는 개선된다.

도 10에 있어서 입력 신호 레벨이 -70dBm 이상인 영역(402)에서는, NF는 라인(406)이 나타내는 바와 같이, 종래예의 커브(403)에 비하여 개선된다. 또한, 이 NF가 개선된 분만큼 고주파 신호 수신장치의 C/N은 개선된다.

이로 인해 C/N은 개선되어 도 12에 나타내는 바와 같이 종래의 C/N인 라인(603)에서 라인(605)으로 개선되고 있다.

또한, 중간 주파 증폭기(311)의 이득은 이득 최대인 쪽으로 보정되기 때문에 고주파 신호 수신장치의 NF는 개선된다.

도 10에 있어서 입력 신호 레벨이 -70dBm 이상인 영역(402)에서는, NF는 라인(407)으로 나타내어지며 종래의 NF(406)에 비해 더욱 개선할 수 있다. 즉, 이 NF가 더욱 개선된 분만큼 고주파 신호 수신장치의 C/N은 개선된다. 이 C/N의 개선되는 모습은 도 12의 커브(606)로 나타내며, 가중 회로(305)만인 경우의 C/N의 커브(605)에 비하여, 더욱 개선할 수 있다.

또한, 데이터 단자(303)에는 제어부(46)의 출력이 접속되어 있다. 제어부(46)로부터의 제어용 데이터에 의해 가중 제어 회로(304)가 제어된다. 이렇게 해서, 가중 회로(305)의 가중 계수가 독립적으로 제어부(46)로부터 설정된다.

따라서, 예를 들어 채널마다 최적인 이득을 얻을 수 있도록 제어된다.

이상과 같이, 희망 신호에 대하여 큰 인접 채널의 방해 신호가 있더라도 제어부(46)로부터의 데이터에 기초하여, VAGC 0에 의해 고주파 증폭기(302)를 이득 제어한다. 이렇게 함으로써, 고주파 신호 수신장치의 C/N이 개선되어 안정된 수신상태의 고주파 신호 수신장치가 제공된다. 여기에서, VAGC 0은 희망 신호 레벨과 인접 채널의 신호 레벨에 가중 계수를 곱했을 때의 가중 회로(305)로부터의 출력 전압 V이다.

또한, 이 실시예에서는 상술한 이득 제어에 더하여 비트 오류율의 신호를 검출하고, CPU 등에 의해 고주파 증폭기(302)의 이득 제어용의 전압을 변화시켜 인접 채널의 방해 신호에 대한 개선이 수행된다. 이로 인해, 더욱 고주파 증폭기(302)에 대하여 최적인 이득 제어를 수행할 수 있어, 인접 채널의 방해 신호에 대한 개선을 할 수 있다. 따라서, 시시각각으로 수신 조건이 변화하는 이동체의 이동 중에 있어서도, 안정된 수신 상태가 제공된다.

또한, 이상의 설명에 있어서는 비트 오류율의 신호가 검출되지만, 복조 회로(319)로부터의 C/N이 검출될 수도 있다.

또한, 본 실시예 6에서는 혼합기(307)로부터 출력되는 주파수가 입력 신호의 주파수보다 높은 주파수의 경우를 설명하였으나, 입력 신호의 주파수보다도 낮은 주파수인 경우라도 마찬가지의 설명을 적용할 수 있다.

또한, 혼합기(314) 대신 다이렉트 컨버전 방식을 이용하여도 같은 개선 효과를 얻을 수 있다.

본 실시예에 따르면, 제 1 가중 회로가 제 1 AGC 제어 회로의 출력 전압과 제 2 AGC 제어 회로의 출력 전압을 수신 에러가 감소하는 방향으로 되도록 가중하여 합성한다. 따라서, AGC 회로로의 이득 제어가 C/N과 IM3에 대하여 최적으로 설정된다. 이렇게 해서, 인접 채널의 방해에 대하여 비트 오류율을 좋은 상태로 유지하는 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 인접 채널의 방해 신호 레벨에 따른 제 2 AGC 회로의 이득 제어용 전압을 이용하여 제 1 AGC 회로의 이득 제어가 적절하게 수행된다. 이렇게 함으로써, 인접 채널로부터의 방해 신호에 대하여 비트 오류율이 개선된다. 따라서, 예를 들어 이동 중에 있어서도 안정된 수신 상태가 유지된다.

또한, 제 2 가중 회로는 제 2 AGC 제어 회로와 제 2 AGC 제어 회로로부터의 출력 전압에 가중하여, 제 2 AGC 회로로의 이득 제어를 수행한다. 따라서, 이 제 2 가중 회로에 의한 가중 계수를 적절하게 설정함으로써, C/N과 IM3 등이 좋아진다. 이렇게 해서, 더욱 인접 채널 방해에 대하여 양호한 비트 오류율을 유지하는 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 외부의 데이터용 입력 단자로부터 데이터가 입력됨으로써, 임의로 가중 계수가 변화된다. 따라서, 예를 들면, 채널마다 적절한 이득이 되도록 제어하는 것도 가능하다.

(실시예 7)

이하에 실시예 7에 있어서의 고주파 수신장치에 대하여 도면을 이용하여 설명한다.

도 13은 본 실시예 7에 있어서의 안테나부의 블록도이다.

도 13에 있어서, 안테나부(700)는 길이가 40mm인 봉형상의 안테나(701)와 안테나(701)의 출력이 접속된 정합기(702)로 구성되어 있다.

정합기(702)의 입력 단자(703)는 스위치(704)의 공통 단자(704a)에 접속되어있다. 스위치(704)의 한 쪽 단자(704b)와, 출력 단자(705)와의 사이에는 UHF용 정합기(706)가 삽입되어 있다.

스위치(704)의 다른 쪽 단자(704c)에는 스위치(707)의 공통 단자(707a)가 접속되어 있다. 스위치(707)의 한 쪽 단자(707b)와, 출력 단자(705)와의 사이에 VHF 하이밴드용의 정합기(708)가 삽입된다. 스위치(707)의 다른 쪽 단자(707c)와, 출력 단자(705)와의 사이에는 VHF용 로우밴드용의 정합기(709)가 삽입되어 있다.

제어부(46)의 출력은 이들 스위치(704, 707)에 공급된다.

즉, 각각의 밴드의 채널을 수신하는 경우에는, 제어부(46)는 각각의 주파수에 따른 정합기의 스위치만을 온(on)으로 한다. 이로 인해, 각 주파수 밴드에 대하여, 인피던스 정합을 취할 수 있다. 그러나, 모든 수신 채널에 대하여 완전히 정합을 취하는 것은 곤란하기 때문에, 정합을 취할 수 없는 채널에 대해서는 신호가 손실되어 NF가 악화된다.

정합을 취할 수 없는 주파수의 채널에 대하여, 제어부(46)는 실시예 5나 실시예 6에 있어서의 고주파 증폭기나, 중간 주파 증폭기의 이득을 정합기에 의한 손실에 따라 크게 한다. 이로 인해, NF가 좋은 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

(실시예 8)

본 실시예 8에 대하여 이하 도면을 이용하여 설명한다.

도 14는 본 발명의 실시예 8에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도이다.

이 실시예 8에서는 SAW 필터(136)의 통과 주파수 대역의 편차가 존재하고 있는 경우를 다루고 있다.

안테나(20)에는 1 채널의 주파수가 7개의 세그먼트로 분할된 신호를 포함하는 지상파 디지털 방송 신호가 입력된다. 여기에서, 안테나(20)에는 약 90MHz부터 약 770MHz까지의 주파수가 입력된다. 이 주파수 대역 내에는 아날로그 TV 신호와, 이 아날로그 TV 신호 사이에 디지털 TV 방송 신호가 삽입되어 배열되어 있다.

고주파 증폭기(172)는 안테나(20)에 접속되어 안테나(20)가 수신하는 신호를 증폭하는 광대역 고주파 증폭기이다.

혼합기(173)는 고주파 증폭기(172)의 출력이 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(174)의 출력이 접속되어 제 1 중간 주파수를 출력한다. 제 1 중간 주파수는 입력 신호의 최대 주파수의 약 1.5배의 높은 주파수인 대략 1205MHz로 설정되어 있다. 이것은 방송 신호의 고주파 일그러짐 등에 의한 방해나 휴대전화로부터의 방해가 잘 일어나지 않게 하기 위함이다.

SAW 필터(136)에는 혼합기(173)의 출력이 접속되어 있다. 여기에서, SAW 필터(136)는 협대역 필터의 일례로서 이용되고 있다.

SAW 필터(136)의 중심 주파수는 대략 1205MHz이고, 그 통과 대역은 대략 1.6MHz이다. SAW 필터(136)의 중심 주파수는 상당히 높기 때문에 그 통과 대역의 편차는 커진다.

혼합기(180, 182)에 있어서는 SAW 필터(136)의 출력이 한 쪽 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(181)의 출력이 접속된다. 혼합기(180, 182)는 위상이 서로 90°다른 두 개의 대략 500kHz의 제 2 중간 주파수를 출력한다. 따라서, 혼합기(180, 182)는 직접 I, Q 신호를 출력한다.

로우패스 필터(LPF; 821a, 821b)는 혼합기(180, 182)의 출력이 접속되어 있다. LPF(821a, 821b)는 1세그먼트의 신호만이 통과할 수 있도록 약 429kHz의 통과 대역을 갖는다. LPF(821a, 821b)는 칩 컨덴서와 칩 인덕터로 구성되어 있다.

복조기(37)는 LPF(821a, 821b)의 출력이 접속되어 있다. 복조기(37)에서는 LPF(821a, 821b)로부터의 I 신호, Q 신호를 OFDM 복조하여 디지털 신호를 얻는다.

오류 정정기(40)에 있어서는, 이 복조기(37)의 출력이 접속되고, 그 출력은 단자(41)에 접속되어 있다. 오류 정정기(40)는 복조기(37)의 출력에 접속된 비터비 정정기(42)와, 비터비 정정기(42)의 출력이 접속된 리드 솔로몬 정정기(43)로 구성되어 있다.

여기에서, 수신 주파수 대역 내에 방해파가 존재하면, 오류 정정기(40)는 출력 신호의 비트 오류율을 0으로 하도록 신호를 정정할 수 없다. 따라서, 원래의 정보가 완전하게 재생되지 않는다.

이 때문에, 비트 오류율이 커지지 않도록 방해 신호를 감쇠시키는 것이 바람직하다.

PLL 데이터 송출기(823)는 국부 발진기(174)에 루프 접속된 PLL 회로(811)와, 국부 발진기(181)에 루프 접속된 PLL 회로(812)와, PLL 회로(811) 및 PLL 회로(812)에 PLL 데이터를 송출한다.

제어부(824)는 PLL 데이터 송출기(823)에 접속됨과 동시에, 기억부(825)의 출력에 접속되어 있다. 제어부(824)는 기억부(825)에 기억된 데이터에 따라 제 1 중간 주파수를 미리 정해진 약 1205MHz의 주파수로부터 변화시키기 위하여, PLL 데이터 송출기(823)에 데이터를 송출한다.

본 실시예 8에 있어서는 PLL 데이터 송출기(823)와 제어부(824)는 하나의 CPU(828) 내에 수납되어 있다. 따라서, 고주파 수신장치는 소형화된다.

기억부(825)는 스위치(826a, 826b)를 갖는다. 스위치(826a, 826b)의 온, 또는 오프의 상태에 따라, 4개의 상태가 기억된다. 여기에서, 스위치(826a, 826b)는 프린트 기판의 도체 패턴으로 형성되어 있다. 이 도체 패턴이 절단됨으로써, 상태가 기억된다. 따라서, 장기간의 정전이나 낙뢰 등에 대해서도 기억이 소실되는 일은 없다.

판정부(45)는 제어부(824)와 정정기(40)와의 사이에 삽입되어 있다. 판정부(45)는 비트 오류율이 0.0002를 초과하였다고 판정한 경우에, 제어부(824)에 PLL 데이터 송출기(823)의 데이터를 변경하도록 지시를 내린다.

이하, 본 실시예 8에 있어서, SAW 필터(136)에 통과 대역의 주파수의 편차가 존재하는 경우의 동작에 대하여 설명한다.

제 1 중간 주파수가 고정되면 SAW 필터(136)의 편차에 의해 인접 채널의 아날로그 방송파가 SAW 필터로 감쇠할 수 없는 경우가 존재한다. 즉, 도 15에 나타낸 바와 같이 안테나(20)에 지상파 디지털 방송 신호(862)의 최단 세그먼트(863a) 및 아날로그 TV 방송파 신호(860)가 동시에 입력되는 경우가 있다. 이러한 경우에는, PLL 데이터 송출기(823)는 국부 발진기(811)의 발진 주파수를 미소량 이동시켜 제 1 중간 주파수를 미소량 이동시킨다.

예를 들면, SAW 필터(136)의 출력으로 세그먼트(863a) 및 아날로그 방송파신호(860)의 음성 신호(860b)의 신호 레벨이 관찰된다. 음성 신호(860b)의 신호 레벨이 미리 설정된 레벨까지 감쇠했을 때의 국부 발진 주파수의 이동량을 미리 설정된 제어부(824)의 설정 분류에 맞추어, 스위치(826a, 826b) 중 어느 것인가를 절단하여 그 상태를 기억시킨다. 여기에서, 절단하지 않은 경우에서 기억을 수행하는 경우도 있다.

도 16A, B, C에 제 1 중간 주파수의 이동 상황의 일례를 나타낸다.

도 16A, B, C에 있어서, 가로축은 주파수, 세로축 방향은 신호 레벨을 나타낸다.

도 16A는 세그먼트(832)를 선국하여 제 1 중간 주파수를 주파수(839a)로 했을 때(예를 들면, 1205MHz)를 나타낸다. 여기에서, 인접 아날로그 방송의 반송파(833)가 SAW 필터(136)의 통과 대역(837) 내에 들어가 있기 때문에 인접 아날로그 방송의 반송파(833)를 감쇠시킬 수 없다.

도 16B는 세그먼트(832)를 선국하여 제 1 중간 주파수를 주파수(839b) = 주파수(839a) + △f1로 이동한 경우를 나타낸다. 이 때, 인접 아날로그 방송의 반송파(833)는 SAW 필터(136)의 감쇠역(837b)에 근접하고 있지만, 아직 충분히 감쇠되지 않는다.

도 16C는 더욱 제 1 중간 주파수를 이동시켜 주파수(839c) = 주파수(839a) + △f2로 이동한 경우를 나타낸다. 이 때, 인접 아날로그 방송의 반송파(833)가 SAW 필터(136)의 감쇠역(837b)에 들어가 있기 때문에, 인접 아날로그 방송의 반송파(833)를 감쇠시킬 수 있다.

이상과 같이, △f2의 이동량은 SAW 필터(136)의 통과 대역 주파수의 편차에 따라 변동한다.

도 18은 본 발명의 실시예 8에 있어서의, 제어부의 논리표로서 △f2와 스위치(826a, 826b)의 절단에 따른 미리 정한 상태 설정표의 일례를 나타내고 있다. △f2는 상기와 같이 관측된 주파수의 이동량이다. △f2는 관측된 SAW 필터의 통과 대역 주파수의 편차에 따라 여러 가지 값을 취한다.

스위치(826a), 스위치(826b)는 △f2의 범위를 미리 설정하여, △f2의 미리 정해진 범위마다 논리를 정한다. △f3은 스위치(826a), 스위치(826b)의 논리 상태마다 미리 정해진 주파수 이동량이다.

제어부(824)는 △f3의 주파수 이동을, PLL 데이터 송출기에 지시한다. 지시하는 방법으로는 예를 들면, 제어부(824)로부터의 디지털 데이터에 의해 CPU 등이 PLL 데이터 송출기(823)의 PLL 데이터를 변경한다. 예를 들면, △f2 = 170kHz로 하면 스위치(826a)가 논리 "0"이 되고, 스위치(826b)를 논리 "1"로 하기 위하여, 스위치(826b)의 패턴이 절단된다. 이렇게 해서, 기억부(825)가 설정된다.

이 고주파 수신장치를 사용하여 지상파 디지털 방송을 수신할 때는 제어부(824)는 △f3 = 150kHz의 이동량을 지시한다. PLL 데이터 송출기(823)는 국부 발진기(3)의 발진 주파수를 상기 제 1 중간 주파수가 1205MHz + 150kHz가 되도록 제어한다. 이 때, 제어부(824)로부터의 150kHz의 이동량 지시에 기초하여 PLL 데이터 송출기(823)는 국부 발진기(174)의 발진 주파수를 150kHz 이동시킨다. 이렇게 해서, 이상의 동작은 혼합기(180, 182)의 출력인 제 2 중간 주파수가 일정하게되도록 작용하기도 한다.

다음으로, 도 17A, B, C에 도 16C 에 나타내어진 상태를 하기와 같은 3종류의 SAW 필터 통과 대역과 제 1 중간 주파수의 주파수 설정예로서 나타낸다. 도 17A, B, C에 있어서, 가로축은 주파수, 세로축 방향은 신호 레벨을 나타낸다.

도 17A에 있어서, 제 1 중간 주파수(839d)는 제어부(824)의 입력이 예를 들면, 디지털 신호(0, 1)로 되었을 때의 주파수 설정을 나타낸다.

도 17B에 있어서, 제 1 중간 주파수(839e)는 제어부(824)의 입력이 예를 들면, 디지털 신호(1, 0)로 되었을 때의 주파수 설정을 나타낸다.

도 17C에 있어서, 제 1 중간 주파수(839f)는 제어부(824)의 입력이 예를 들면, 디지털 신호(0, 0)로 되었을 때의 주파수 설정을 나타낸다.

또한, 본 실시예에 있어서, 기억부(825)는 패턴을 절단함으로써 상태를 기억하였다. 또한, 메모리 등의 전기적 혹은 전기자기적인 기억 매체를 이용하여 상태를 기억할 수도 있다. 이 경우, 사용자가 구입 후에라도 기억부의 내용을 다시 쓸 수 있다. 따라서, 예를 들면, 채널 서치 등을 수행함과 동시에, SAW 필터(136) 혹은 검지기 판정기(45)로부터의 출력으로 세그먼트(863a) 및 아날로그 방송파 신호(860)의 음성 신호(860b)의 신호 레벨이 관찰되어, 그 결과에 따라 기억부(825)로 정보를 기억시킬 수도 있다.

이상의 구성에 의해, SAW 필터(136)의 통과 대역의 주파수가 편차에 관계없이 항상 방해파의 주파수가 SAW 필터(136)의 감쇠역에 들도록 제어된다. 따라서, 방해파의 감쇠량이 커지기 때문에, 제 2 혼합기의 후에는 SAW 필터가 아니라 감쇠량이 작은 로우패스 필터가 충분히 사용에 견딜 수 있다.

따라서, 고주파 수신장치의 소형화와 저가격화를 도모할 수 있다.

또한, 본 실시예에 따르면, 방해가 발생하는 세그먼트에 따른 주파수의 변화량을 기억할 수 있다. 여기에서는, 세그먼트마다 적절한 변화량이 기억된다. 따라서, 세그먼트마다 최적으로 제 1 중간 주파수를 설정하여 상기 아날로그 TV 방송신호를 협대역 SAW 필터의 감쇠역에 설정하도록 할 수 있다.

또한, 본 실시예에 있어서는, 비트 오류율에 따라 판정이 수행되기 때문에 판정기의 판정 결과에 따라 제어부(824)가 PLL 데이터 송출기(823)에 이동 주파수의 데이터를 보내면 된다. 따라서, 별도로 방해 신호의 레벨 등을 검지하기 위한 회로를 설치할 필요가 없기 때문에 저가의 고주파 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 협대역 필터가 온도 특성을 가져 온도에 따라 그 통과 주파수 대역이 변화하는 경우에도, 협대역 필터의 온도에 따른 변화에 관계없이 방해파의 주파수가 SAW 필터의 감쇠역에 들어가도록 제어된다. 따라서, 방해파의 감쇠량이 커져 제 2 혼합기의 후에는 SAW 필터를 사용할 필요는 없으며, 감쇠량이 작은 로우패스 필터가 충분히 사용가능하다.

따라서, 고주파 수신장치의 소형화와 저가격화를 도모할 수 있다.

본 실시예에 있어서는 기억부(825)의 출력이 CPU(828)에 접속된다. CPU(828)의 출력이 PLL 회로(811, 812)의 데이터 단자에 접속된다.

또한, 복조기(37)의 데이터 단자와 CPU의 데이터 단자가 공통 데이터 버스로 접속되고, 이 공통 데이터 버스를 이용하여 데이터의 송수신이 이루어질 수도 있다. 여기에서, 복조기(37)의 데이터 출력 단자(도시하지 않음)를 통하여 PLL 회로(811, 812)로 데이터가 송출될 수도 있다.

이 경우, 공통 데이터 버스가 이용되기 때문에 데이터의 송수신에 있어서의 배선 등을 용이하게 할 수 있다. 여기에서, 복조기(37)와 PLL 회로(811, 812)의 사이도 공통 데이터 버스로 접속되어 데이터의 송신이 수행될 수도 있다.

(실시예 9)

이하, 본 발명의 실시예 9에 대하여, 도면에 기초하여 설명한다.

도 19는 본 발명의 실시예 9에 있어서의 고주파 수신장치의 블록도이다.

이 고주파 수신장치는 휴대 텔레비젼과 휴대전화(1042)가 일체의 케이스 내에 수납되어 지상파 디지털 방송 신호를 수신한다. 여기에서, 휴대전화(1042)는 통신 장치의 일례로서 나타내고 있다.

휴대전화(1042)는 다음과 같이 구성되어 있다.

안테나 스위치(1045)는 안테나(1044)에 접속되어 있다.

SAW 필터(1046)는 안테나 스위치(1045)의 한 쪽 단자에 접속되어 있다. 저잡음 증폭기(1047)는 SAW 필터(1046)의 출력이 접속되어 있다. 혼합기(1049)에 있어서, 저잡음 증폭기(1047)의 출력이 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(1048)의 출력이 접속된다. 복조기(1050)는 혼합기(1049)의 출력이 접속되어 있다. 음성 출력기(1051)에는 복조기(1050)의 출력이 접속되어 있다. 여기에서, 음성 출력기는 예를 들면, 스피커 또는 이어폰이다. 음성 입력기(1052)는 음성을 전기 신호로 변환한다. 여기에서, 음성 입력기는 예를 들면, 마이크로폰이다.변조기(1053)는 음성 입력기(1052)의 출력이 접속된다. 혼합기(1054)에 있어서는, 변조기(1053)의 출력이 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(1048)의 출력이 접속되어 있다. 전력 증폭기(1055)는 혼합기(1054)의 출력이 접속되어 있다. 로우패스 필터(1056)는 전력 증폭기(1055)의 출력과 안테나 스위치(1045)의 다른 쪽 단자와의 사이에 접속되어 있다. PLL 회로(1057)는 국부 발진기(1048)에 루프 접속되어 있다.

휴대 텔레비젼(1043)은, 다음과 같이 구성되어 있다.

안테나(20)는 지상파 디지털 신호를 수신한다. 고주파 증폭기(172)는 안테나(20)에 접속된다. 혼합기(173)에 있어서는, 고주파 증폭기(172)의 출력이 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(174)의 출력이 접속된다. 밴드패스 필터(136)는 혼합기(173)의 출력이 접속된다. 혼합기(137)에 있어서는, 밴드패스 필터(136)의 출력이 한 쪽의 입력에 접속되고, 다른 쪽의 입력에는 국부 발진기(138)의 출력이 접속된다. 밴드패스 필터(167)는 혼합기(137)의 출력이 접속되어 있다. 복조기(37)는 밴드패스 필터(167)의 출력이 접속되어 있다. 오류 정정기(40)는 복조기(37)의 출력에 접속되어 있다. 오류 정정기(40)의 출력 신호는 액정 디스플레이 또는 브라운관 등의 화상 표시기(1069)에 입력된다. 음성 출력기(1070)는 오류 정정기(40)의 출력 신호가 공급된다. PLL 회로(1071)는 국부 발진기(174)에 루프 접속되어 있다. PLL 회로(1072)는 국부 발진기(138)에 루프 접속되어 있다.

여기에서, 밴드패스 필터(167)는 1세그먼트의 신호만을 통과시킨다.

데이터 생성기(1073)는 PLL 회로(1057)에 접속되고, 휴대 전화(1042)의 수신이나 송신의 주파수를 바꾼다.

데이터 생성기(1074)는 PLL 회로(1071)와 PLL 회로(1072)에 접속되고, 휴대 텔레비젼(1043)의 수신 주파수(수신 채널)를 바꾼다.

데이터 생성기(1073, 1074)는 데이터 비교기(1075)에 접속되고, 그들의 데이터 내용이 비교된다. 데이터 비교기(1075)의 출력 신호는 제어부(1076)에 입력된다.

제어부(1076)는 데이터 비교기(1075)의 출력 신호에 기초하여 데이터 생성기(1073)와 데이터 생성기(1074)로 데이터를 출력하고, 휴대 전화(1042)와 휴대 텔레비젼(1043)이 서로 방해 발생원이 되지 않도록 한다. 즉, 국부 발진기(1048) 혹은 국부 발진기(174, 138)의 발진 주파수 중 적어도 하나를 미소량 변화시킨다.

여기에서, 국부 발진기(174)의 발진 주파수가 바뀌면 그것을 보정하기 위하여 국부 발진기(138)의 발진 주파수가 바뀌어, 제 2 중간 주파수가 일정한 값(4MHz)으로 유지된다.

오류 정정기(40)의 출력은 판정기(45)에 접속된다. 판정기(45)의 출력 신호가 제어부(1076)로 공급되고 있다. 이로 인해, 판정기(45)는 비트 오류율이 0.0002 이상이 된 경우에, 제어부(1076)로 각 PLL 회로(1057, 1071, 1072)의 제어를 수행하도록 지시를 보낸다.

이하, 제어부(1076)의 작동을 도 20, 도 21을 이용하여 설명한다.

도 20, 도 21에 있어서, 가로축은 주파수(MHz), 세로축은 신호 레벨(dB)이다.

휴대 전화(1042), 휴대 텔레비젼(1043)의 발진 주파수가 가까운 경우, 그들은 서로 방해를 주게 된다. 이 경우, 국부 발진기(1048)의 발진 주파수를 바꾸어도 좋고, 국부 발진기(174)의 발진 주파수를 바꾸어도 좋다.

도 20에 있어서, 국부 발진기(174)의 발진 주파수에 대하여 주로 설명한다.

국부 발진기(174)의 출력 신호(1080)의 근방에 방해파(1081)가 존재한다고 하자. 방해파(1081)의 원인은 국부 발진기(1048)의 발진 주파수이다. 따라서, 국부 발진기(1048)의 발진 주파수가 미소량 변화되어 출력 신호(1080)와 방해파(1081)의 주파수 차가 10KHz 이상이 되게 된다. 이로 인해, 휴대 텔레비젼(1043)의 국부 발진기(174)의 발진 주파수의 순도가 향상하여 C/N은 향상한다. 그와 동시에, 수신 에러가 저감된다. 여기에서, 방해파(1081)는 이하와 같은 경우에 발생한다.

(1) 국부 발진기(174)의 발진 주파수와 국부 발진기(1048)의 발진 주파수가 가까운(10KHz 이하)경우,

(2) 국부 발진기(174)의 발진 주파수와 전력 증폭기(1055)의 출력 주파수가 가까운(10KHz 이하)경우.

여기에서, 국부 발진기(174)의 발진 주파수와 전력 증폭기(1055)의 출력 주파수가 가까운 경우(10KHz 이하)는 국부 발진기(1048)의 발진 주파수는 그대로 유지하고, 국부 발진기(174) 자신의 발진 주파수를 미소량 변화시켜도 좋다.

(3) 국부 발진기(1048)의 발진 주파수가 휴대 텔레비젼(1043)의 수신 희망채널의 주파수에 가까운(10KHz 이하)경우는, 휴대 텔레비젼(1043)으로의 스프리어스 방해를 저감시키기 위하여, 국부 발진기(1048)의 발진 주파수를 미소량 변화시킨다.

다음으로, 도 21에 있어서, 국부 발진기(1048)의 발진 주파수에 대하여 주로 설명한다.

국부 발진기(1048)의 출력 신호(1085)의 근방에 방해파(1086)가 생긴다고 하자. 이 경우, 방해파(1086)의 원인은 국부 발진기(174)의 발진 주파수이다. 따라서, 국부 발진기(174)의 발진 주파수가 미소량 변화되어, 출력(1085)과 방해파(1086)의 주파수 차가 10KHz 이상이 되게 된다. 이로 인해, 휴대 전화(1042)의 국부 발진기(1048)의 발진 주파수의 순도가 향상하여 휴대 전화(1042)에 잡음이 들어가거나, 최악의 경우 통화불능이 되는 것을 방지할 수 있다.

여기에서, 국부 발진기(1048)의 발진 주파수와 국부 발진기(174)의 발진 주파수가 가까운 경우(10KHz 이하), 방해파(1086)가 발생한다. 여기에서, 가로축(1087)은 주파수(MHz), 세로축(1088)은 레벨(dB)이다.

또한, 국부 발진기(174)의 발진 주파수가 휴대 전화(1042)의 수신 주파수에 가까운 경우(10KHz 이하)는 휴대 전화(1042)로의 스프리어스 방해를 저감시키기 때문에 국부 발진기(174)의 발진 주파수를 미소량 변화시킨다.

이상과 같이, 발진 주파수(1080)의 근방에 방해파(1081) 또는 발진 주파수(1085)의 근방에 방해파(1086)가 있으면, 도 22의 점선(1089)에 나타낸 바와 같이 파형(1090)의 순도가 저하한다. 따라서, 이러한 경우에 있어서는, 국부 발진기(1048)와 국부 발진기(174) 중 적어도 하나의 발진 주파수가 미소량씩 변화되어 주파수 순도가 향상된다.

본 실시예 9에서, 사용되는 전파의 주파수는 이하와 같다.

휴대 텔레비전(1043)의 안테나(20)에 입력되는 디지털 지상파 신호는 VHF대(90MHz∼220MHz)와 UHF대(470MHz∼770MHz)이다.

휴대전화(1042)의 사용 주파수는 예를 들면, Personal Digital Cellular(PDC)의 1.5GHz대(1270MHz∼1500MHz)와 예를 들면, Wideband Code Division Multiple Access(WCDMA)대(1920MHz∼2170MHz)이다.

다음으로, 도 23A, B, C에서 고주파 신호 수신기의 동작을 설명한다. 도 23A, B, C에 있어서, 가로축은 주파수를 나타내고, 세로방향은 신호 레벨을 나타낸다.

또한, 도 23A에 나타낸 바와 같이, 디지털 지상파 신호(1100)는 예를 들면, 1채널(1101)(1 채널폭은 6MHz) 안이 13개의 세그먼트(1103)(하나의 세그먼트폭은 428KHz)로 분할되어 있다.

VHF대에서는 기본적으로, 각각의 세그먼트(1103)에는 독립된 방송이 송신되고 있다. UHF대에서는 기본적으로, 중앙의 세그먼트가 다른 세그먼트로부터 독립된 방송이 송신되고 있다.

또한, 디지털 지상파 신호(1100)가 혼합기(173)에서 대략 1205MHz의 제 1 중간 주파수로 변환된다.

다음으로, 도 23B에 나타낸 바와 같이, 대역폭(1104)(1.5MHz)의 밴드패스 필터(136)는 희망파(1103b)를 중심으로 하여 대략 세 개의 세그먼트(1103a, 1103b, 1103c)를 통과시킨다. 여기에서, 국부 발진기(174)의 발진 주파수가 10KHz 이동되면, 스펙트럼(1105)에 나타낸 바와 같이, 세그먼트(1103a, 1103b, 1103c)의 주파수도 10KHz 이동된다.

다음으로, 도 23C에 나타낸 바와 같이, 혼합기(137)는 신호를 대략 4MHz인 제 2 중간 주파수로 변환한다. 이 때, 제 1 중간 주파수가 10KHz 이동되기 때문에, 제 2 중간 주파수는 그 만큼 역방향으로 스펙스럼(1107)에 나타낸 바와 같이 10KHz 되돌아가 4MHz이 된다. 대역폭(1106)(428KHz)의 밴드패스 필터(167)는 희망파(1103b)를 통과시킨다.

또한, 도 24에 나타낸 바와 같이 세그먼트(1103) 중에 국부 발진기(1048)의 출력 신호(1080)가 있는 경우는, 국부 발진기(1048)의 주파수가 2분의 1 세그먼트 높아지거나, 혹은 낮아지면, 국부 발진기(1048)의 출력(1080)은 세그먼트에 방해를 주지 않는다.

이상과 같은 제어가 제어부(1076)에서 수행됨으로써, 국부 발진기(174)로부터 출력되는 발진 주파수는 안테나 스위치(1045)의 한 쪽 단자에 입력되는 주파수(휴대 전화로의 수신 주파수)나 전력 증폭기(1055)로부터 출력되는 주파수(휴대전화의 송신 주파수) 및 국부 발진기(1048)로부터 출력되는 주파수와 서로 다른 주파수가 된다.

또한, 이들의 제어는 판정기(45)가 그 비트 오류율이 0.0002 이상이라고 판정한 경우에만 수행된다. 이로 인해, 비트 오류율이 0.0002를 넘은 경우에만 제어전류가 소비되어 사용 전력을 적게 할 수 있다.

이것은, 고주파 수신 장치가 배터리로 구동되는 휴대기기에 이용되는 경우에 유용하다. 본 실시예에 있어서는, 배터리에서의 장시간 구동에 적합하도록, 비트 오류율이 악화된 경우에만 제어 전류가 소비된다.

여기에서, 국부 발진기(174)의 발진 주파수를 제어함으로써, 국부 발진기(174)의 발진 주파수가 휴대전화(1042)에 방해를 주지 않는다. 따라서, 휴대 전화와 휴대 텔레비전과의 사이의 전자 실드를 강화하기 위한 실드판은 필요하지 않다. 이렇게 해서, 이 수신 장치의 소형화를 도모할 수 있다.

또한, 국부 발진기(1048)의 출력이나 전력 증폭기(1055)의 출력이 국부 발진기(1062)에 방해를 주는 일도 없다. 따라서, 휴대 텔레비전(1043)의 C/N이 나빠짐에 따른 에러의 증가는 일어나지 않는다.

본 실시예에 있어서는, 통신 장치 또는 고주파 수신장치의 국부 발진 주파수를 상대측의 신호에 방해를 주는 주파수로부터 변경할 수 있다. 또한, 고주파 수신장치에 있어서, 통신 장치의 국부 발진기의 출력이나 고주파 수신장치의 혼합기의 출력이 그 국부 발진기에 방해를 주는 일도 없다. 따라서, C/N이 나빠져 비트 오류율이 증가하는 일도 없다.

또한, 통신 장치와 고주파 수신장치와의 사이에, 각각에 있어서의 개별 실드는 별도로 실드판이 설치되지 않아도 되기 때문에 소형화를 도모할 수 있다.

또한, 고주파 수신장치의 두 개의 국부 발진기의 발진 주파수가 통신 장치의 입력 신호, 전력 증폭기, 국부 발진기에 방해를 주지 않는다.

이상과 같이, 본 발명의 고주파 신호 수신장치는 미리 정해진 오류율 이상인지, 이하인지를 판정하는 판정부와, 이 판정부의 출력이 접속됨과 동시에 판정부의 판정 결과에 기초하여 각 부를 제어하는 제어부를 포함한다.

제어부는 복수개의 각 부 중 어느 하나를 선택적으로 제어하여, 판정부에서 검출되는 오류율을 저하시킨다. 이로 인해, 오류율이 작은 고주파 신호 수신장치를 얻을 수 있다.

또한, 수신하는 고주파 신호가 디지털 텔레비젼 방송인 경우에, 수신 신호 데이터의 오류율의 저하에 따른 화상의 블록 노이즈가 발생하기 어려워진다. 따라서, 방송을 수신하여 우수한 화질을 얻을 수 있다.

일반적으로, 거치형의 텔레비젼 수신기는 텔레비젼 수신기도 안테나도 이동시키지 않는다. 따라서, 안테나에 있어서는 수신 감도가 높은 안테나를 설치할 수 있다. 그 전파 상태는 비교적 안정되어 있고, 안테나나 선국부는 단일체로 거의 최적으로 설정되기 때문에, 복조부만을 제어함으로써, 오류율이 작은 고주파 신호 수신장치를 얻을 수 있다.

한편, 이동체나 휴대기기에 있어서는, 그들이 건물 안에 있을 때나 이동에 따라, 또는 텔레비젼 중계국으로부터의 거리에 따라, 그 전파 상태는 시시각각으로 변화한다.

본 발명의 고주파 수신장치는 복수개 있는 각 부 중 어느 하나를 선택하여 제어함으로써, 이상과 같은 상황에 대하여 유연하고 빠르게 대처할 수 있어, 오류율이 개선된다.

또한, 본 발명의 고주파 수신장치에 있어서의 제어부가 오류율이 미리 정해진 값 이상이라는 판정부의 판정에 기초하여, 복수개 있는 각 부를 제어한다.

따라서, 본 발명의 고주파 수신장치는 오류율의 판정 결과에 기초하여 안테나부터 복조부까지의 고주파 수신장치 전체에 걸쳐 오류율을 개선한다. 따라서, 여러 가지 오류율의 악화 요인에 대하여 오류율을 개선할 수 있다.

Claims (38)

1. 고주파 신호 수신장치로서,

   (a) 고주파 신호가 입력되는 선국부와,

   (b) 상기 선국부의 출력신호가 입력되는 복조부와,

   (c) 상기 복조부의 출력신호가 입력되는 오류 정정부와,

   (d) 상기 오류 정정부로부터 입력되는 오류율이 미리 정해진 값 이상인지 어떤지를 판정하는 판정부와,

   (e) 상기 판정부의 판정 결과에 기초하여 상기 고주파 신호 수신장치를 구성하는 복수의 부분을 제어하는 제어부를 포함하며,

   상기 제어부는 상기 복수의 부분 중 어느 하나를 선택적으로 제어하여, 상기 오류율을 저하시키는 고주파 신호 수신장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 오류 정정부로부터 신호의 흐름의 상류를 향해, 순차적으로 상기 복수의 부분을 제어하는 고주파 신호 수신장치.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 복수의 부분 각각을 그 오류율이 안정상태로 되는 속도가 빠른 순서로 제어하는 고주파 신호 수신장치.
4. 제 1 항에 있어서,

   상기 제어부는 안정상태가 얻어졌다고 하는 상기 판정부의 판정에 기초하여, 상기 복수의 부분을 제어하는 고주파 신호 수신장치.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 선국부는 PLL회로를 포함하며, 상기 제어부는 상기 PLL회로의 록 신호로 안정상태를 인식하는 고주파 신호 수신장치.
6. 제 4 항에 있어서,

   상기 판정부는 미리 정해진 간격으로 발췌한 오류율 중 먼저 발췌한 오류율과, 새로 발췌한 오류율을 비교하여 상기 안정상태를 판정하는 고주파 신호 수신장치.
7. 제 4 항에 있어서,

   상기 복수의 부분 각각이 안정상태로 될 때까지의 시간을 미리 메모리에 격납하고, 상기 메모리에 격납한 시간이 경과했을 때 상기 안정상태라고 판정하는 고주파 신호 수신장치.
8. 제 4 항에 있어서,

   상기 복수의 부분 각각이 상기 안정상태로 될 때까지의 시간 중 최장의 시간이 경과했을 때에 상기 안정상태가 얻어졌다고 판정하는 고주파 신호 수신장치.
9. 제 1 항에 있어서,

   미리 정해진 양의 제어에 따라 상기 오류율이 감소하면, 다시 같은 방향으로 상기 미리 정해진 양의 제어를 수행하고, 상기 오류율이 증대하면 역방향으로 상기 미리 정해진 양의 제어를 수행하는 고주파 신호 수신장치.
10. 제 1 항에 있어서,

    추가로,

    (f) 안테나와,

    (g) 상기 안테나에 결합하는 입력 동조부를 포함하며,

    상기 입력 동조부와 상기 안테나의 사이에, 상기 안테나가 수신해야 할 고주파 신호가 노이즈로서 입력되지 않을 정도로 상기 입력 동조부와 상기 안테나가 근접하여 설치되는 고주파 신호 수신장치.
11. 제 1 항에 있어서,

    추가로,

    (f) 상기 제어부에서 제어되는 동조 안테나를 포함하는 고주파 신호 수신장치.
12. 제 11 항에 있어서,

    추가로,

    (g) 상기 동조 안테나와 상기 선국부와의 사이에 상기 동조 안테나와, 서로 노이즈를 주지 않도록 근접하여 설치된 평형ㆍ불평형 변환회로를 포함하는 고주파 신호 수신장치.
13. 제 1 항에 있어서,

    추가로,

    (f) 피크 전력 검출기와,

    (g) 이득 제어기를 포함하며,

    상기 선국부는,

    a-1) 디지털 방송신호를 포함하는 방송신호가 공급되며, 그 이득이 가변 제어되는 고주파 증폭기와,

    a-2) 국부 발진기와,

    a-3) 상기 고주파 증폭기의 출력신호와 상기 국부 발진기의 출력신호가 공급되며, 소정의 중간 주파수로 변환하는 혼합기를 포함하며,

    상기 피크 전력 검출기와, 상기 혼합기의 출력신호가 공급됨과 동시에, 희망 채널을 수신시에 상기 희망 채널을 대략 중심으로 하여 미리 정해진 주파수 대역 내의 신호 레벨을 검출하고,

    상기 이득 제어기는 상기 피크 전력 검출기와 상기 고주파 증폭기와의 사이에 설치됨과 동시에, 상기 제어부의 출력신호가 공급되며,

    상기 피크 전력 검출기는 상기 주파수 대역 내에 상기 희망 채널 신호의 레벨보다 큰 레벨의 신호를 검출하고, 상기 검출 레벨로 상기 고주파 증폭기에 있어서 신호가 일그러진다고 판정되는 경우에, 상기 이득 제어기가 상기 고주파 증폭기의 상기 이득을 작게 하는 고주파 신호 수신장치.
14. 제 13 항에 있어서,

    추가로,

    (h) 상기 혼합기와 상기 복조부와의 사이에 설치된 중간 주파 증폭기를 포함하며,

    상기 미리 정해진 주파수 대역 내에 희망 채널 신호의 전력보다 큰 레벨의 신호를 상기 피크 전력 검출기가 검출한 경우에, 상기 이득 제어기는 상기 고주파 증폭기의 상기 이득의 감소분을 보충하도록, 상기 중간 주파 증폭기의 이득을 크게 하는 고주파 신호 수신장치.
15. 제 14 항에 있어서,

    추가로,

    (i) 상기 혼합기 또는 상기 중간 주파 증폭기와, 상기 복조부와의 사이에 설치되며, 대략 1 채널분의 주파수를 통과시키는 협대역 필터를 포함하며,

    상기 피크 전력 검출기의 입력에, 상기 협대역 필터로 입력되는 신호보다 상류의 신호가 공급되는 고주파 신호 수신장치.
16. 제 13 항에 있어서,

    상기 공급되는 방송신호와, 아날로그 방송신호의 대역 내에 디지털 방송신호가 산재된 방송신호인 고주파 신호 수신장치.
17. 제 13 항에 있어서,

    상기 피크 전력 검출기가 검지하는 채널은 상기 희망 채널 이외의 신호가 상기 고주파 증폭기에 있어서의 신호의 일그러짐에 의해 상기 희망 채널에 방해를 발생시키는 채널인 고주파 신호 수신장치.
18. 제 13 항에 있어서,

    상기 피크 전력 검출기가 미리 정해진 주파수 대역 내에 상기 희망 채널의 신호 이상의 전력을 검출하지 않는 경우, 상기 제어부는 상기 고주파 증폭기의 이득을 크게 하는 고주파 신호 수신장치.
19. 제 13 항에 있어서,

    추가로,

    (h) 상기 피크 전력 검출기의 출력과 상기 이득 제어기의 입력 사이에 상기피크 전력 검출기가 미리 정해진 주파수 범위 내에 있어서 검출한 피크 전력 레벨과 수신 채널 신호의 전력 레벨과의 차를 연산하는 연산기를 포함하며,

    상기 이득 제어기는 상기 차에 따라 이득을 제어하는 고주파 신호 수신장치.
20. 제 13 항에 있어서,

    상기 제어부는 상기 이득 제어기에 상기 이득을 제어시켜 미리 정해진 값 이하의 비트 오류율이 얻어지지 않는 경우에는, 상기 이득 제어기에 상기 이득을 상기 제어를 수행하기 이전의 값으로 되돌리는 고주파 신호 수신장치.
21. 제 13 항에 있어서,

    추가로,

    (h) 상기 혼합기와 상기 복조부와의 사이에 설치된 중간 주파 증폭기와,

    (i) 상기 선국부의 상류에 설치되며, 가변 용량 다이오드와 인덕턴스를 포함하는 입력 동조부를 포함하고,

    상기 제어부의 출력이 상기 입력 동조부의 동조 주파수를 변화시키기 위하여, 상기 가변 용량 다이오드의 캐소드에 공급되며,

    상기 판정부가 상기 비트 오류율을 미리 정해진 값 이상이라고 판정하는 경우에, 상기 제어부는 상기 동조 주파수를 미소량 변화시킴과 동시에, 상기 고주파 증폭기와 상기 중간 주파 증폭기와의 적어도 하나의 이득을 크게 하도록 제어하는 고주파 신호 수신장치.
22. 제 13 항에 있어서,

    상기 피크 전력 검출기는 희망 채널의 신호의 레벨보다 큰 레벨의 방해 신호를 검지한 경우에, 상기 검지한 신호의 주파수가 수신 희망 채널의 주파수보다도 높은지, 낮은지의 정보를 상기 제어부로 출력하고, 상기 제어부는 상기 정보가 나타내는 방향과는 역방향으로 상기 동조부의 동조 주파수를 변화시키는 고주파 신호 수신장치.
23. 제 13 항에 있어서,

    상기 이득 제어부의 입력은 상기 복조부의 출력에 결합되고, 상기 복조부는 상기 희망 채널의 신호 레벨을 검출하고, 상기 신호 레벨과 규정의 레벨과의 차신호를 연산하여 상기 차신호를 상기 이득 제어기로 보내는 고주파 신호 수신장치.
24. 제 13 항에 있어서,

    추가로,

    (h) 상기 혼합기 혹은 상기 복조부의 출력 신호가 공급됨과 동시에, 수신 채널의 신호 레벨을 검출하여 미리 정해진 값과의 차를 산출하는 레벨 검출기와,

    (i) 상기 레벨 검출기와 고주파 증폭기와의 사이에 설치된 이득 제어기를 포함하며,

    상기 피크 레벨 검출기가 희망 채널의 신호 이상으로 큰 신호를 검출하지 않는 경우에는 상기 이득 제어기가 상기 차에 따라 고주파 증폭기의 이득을 제어하는 고주파 신호 수신장치.
25. 제 13 항에 있어서,

    추가로,

    (h) 상기 고주파 증폭기의 상류에 설치된 필터와,

    (i) 상기 혼합기의 하류에 설치된 필터를 포함하며,

    상기 혼합기의 하류에 설치된 필터는 협대역 필터이며, 상기 피크 전력 검출기로의 입력 신호는 상기 혼합기와 상기 협대역 필터와의 사이에서 공급되는 고주파 신호 수신장치.
26. 상기 25 항에 있어서,

    추가로,

    (j) RF 필터와 상기 고주파 증폭기와의 사이에 설치된 불평형ㆍ평형 변환 회로와,

    (k) 상기 혼합기와 상기 협대역 필터와의 사이에 설치된 평형ㆍ불평형 변환 회로를 포함하며,

    적어도 상기 고주파 증폭기와 상기 혼합기와 상기 국부 발진기는 평형 회로로 됨과 동시에, 상기 불평형ㆍ평형 변환 회로와 상기 평형ㆍ불평형 변환 회로와의 사이의 각 회로간의 접속도 평형으로 되어, 상기 피크 전력 검출기의 입력은 상기평형ㆍ불평형 변환 회로보다도 하류에 결합되는 고주파 신호 수신장치.
27. 제 13 항에 있어서,

    추가로,

    (h) 디지털 방송을 포함하는 방송 신호가 공급됨과 동시에, 가변 용량 다이오드와 인덕턴스를 포함하는 동조부와,

    (i) 상기 동조부의 출력이 상기 고주파 증폭기에 결합되고,

    (j) 상기 혼합기와 상기 복조부와의 사이에 설치된 중간 주파 증폭기를 포함하며,

    상기 동조부의 출력이 상기 고주파 증폭기에 결합되고, 상기 이득 제어부의 한 쪽 출력은, 상기 고주파 증폭기에 그 이득 제어를 위하여 공급됨과 동시에, 다른 쪽 출력은 상기 동조부의 동조 주파수를 변화시키기 위하여 상기 가변 용량 다이오드에 공급되며, 미리 정해진 주파수 대역 내에 상기 희망 채널 신호의 레벨보다 큰 레벨의 신호가 검출된 경우에는, 상기 동조 주파수가 미소량 변화됨과 동시에, 상기 고주파 증폭기 혹은 상기 중간 주파 증폭기의 이득이 커지도록 제어되는 고주파 신호 수신장치.
28. 제 1 항에 있어서,

    상기 선국부는,

    (a-1) 상기 고주파 신호가 공급됨과 동시에, 공급되는 전압에 의해 이득이제어되는 제 1 AGC 회로와,

    (a-2) 국부 발진 회로와,

    (a-3) 상기 제 1 AGC 회로의 출력이 한 쪽의 입력에 공급됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 상기 국부 발진 회로의 출력 신호가 공급되는 혼합기와,

    (a-4) 상기 제 1 혼합기의 출력 신호가 공급되는 제 1 AGC 제어 회로와,

    (a-5) 상기 제 1 혼합기의 출력 신호가 공급되는 필터를 포함하며,

    상기 고주파 신호 수신장치는 추가로,

    (g) 상기 복조부의 출력 신호가 공급되는 제 2 AGC 제어 회로와,

    (h) 상기 제 2 AGC 제어 회로와 상기 제 1 AGC 회로에 결합하는 제 1 가중 회로를 포함하고,

    상기 복조부는 상기 필터의 출력과 결합되며,

    상기 제 1 가중 회로의 다른 쪽의 입력에는 상기 AGC 제어 회로의 출력 전압이 접속되어 상기 AGC 제어 회로의 출력 전압과 상기 제 2 AGC 제어 회로의 출력 전압을 상기 제 1 가중 회로에 의해 가중하여 합성한 출력 전압이 상기 제 1 AGC 회로를 이득 제어하는 고주파 신호 수신장치.
29. 제 28 항에 있어서,

    추가로,

    (i) 상기 제 2 AGC 회로와 상기 복조부와의 사이에 설치된 제 2 혼합기와,

    (j) 상기 제 2 혼합기의 출력이 결합되는 제 3 AGC 제어회로와, 상기 제 3의AGC 제어회로와 상기 제 2 AGC 회로와의 사이에 제 2 가중 회로를 포함하고,

    상기 제 2 AGC 회로에는 상기 필터의 출력이 결합되며,

    상기 제 2 AGC 제어회로의 출력이 상기 제 2의 가중 회로의 입력에 결합되고, 상기 제 2 AGC 제어 회로의 출력 전압과 상기 제 3 AGC 제어 회로의 출력 전압을 상기 제 2 가중 회로에서 가중되어 합성된 출력 전압에 의해 상기 제 2 AGC 회로를 이득 제어하는 고주파 신호 수신장치.
30. 제 28 항에 있어서,

    추가로,

    (i) 입력되는 제어용 데이터에 기초하여 상기 가중을 위한 계수를 설정하는 가중 제어 회로를 포함하는 고주파 신호 수신장치.
31. 제 1 항에 있어서,

    추가로,

    (f) PLL 데이터 송출기를 포함하며,

    상기 선국부는,

    아날로그 TV 방송파의 채널 사이에 삽입됨과 동시에, 1 채널 중에 복수개의 세그먼트를 포함하는 지상파 디지털 방송 신호가 그 한 쪽의 입력에 공급됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 제 1 국부 발진기의 출력이 결합된 제 1 혼합기와,

    상기 제 1 혼합기로부터의 제 1 중간 주파수 출력이 결합됨과 동시에 1 세그먼트의 대역폭을 초과하는 통과 대역폭을 갖는 협대역 필터와,

    상기 협대역 필터의 출력이 한 쪽의 입력에 결합됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 제 2 국부 발진기의 출력이 결합된 제 2 혼합기와,

    상기 제 1 국부 발진기에 루프 결합됨과 동시에 상기 제 1 국부 발진기의 발진 주파수를 제어하는 제 1 PLL 회로와,

    상기 제 2 국부 발진기에 루프 결합됨과 동시에 상기 제 2 국부 발진기의 발진 주파수를 제어하는 제 2 PLL 회로를 포함하며,

    상기 PLL 데이터 송출기는 상기 제 2 PLL 회로에 선국 데이터를 송출하고,

    상기 협대역 필터의 통과 대역 내에 상기 아날로그 TV 방송 신호가 끼어드는 특정 세그먼트를 수신하는 경우, 상기 제 1 PLL 회로 및 상기 PLL 데이터 송출기로부터의 출력 신호에 의해 상기 제 1 국부 발진기의 발진 주파수를 변화시킴과 동시에, 상기 제 2 국부 발진기의 발진 주파수를 제어하고, 상기 제 2 혼합기로부터 출력되는 제 2 중간 주파수를 거의 고정의 주파수로 변환하며,

    상기 제어부는 상기 PLL 데이터 송출기의 입력에 결합됨과 동시에, 상기 협대역 필터의 통과 대역 주파수의 편차에 따라, 제 1 중간 주파수의 주파수를 미리 정해진 주파수로부터 변화시키고, 특정 세그먼트를 수신하는 경우에, 상기 제 1 중간 주파수를 변화시켜, 상기 아날로그 TV 방송 신호가 상기 협대역 SAW 필터의 감쇠역에 위치하도록 제어하는 고주파 신호 수신장치.
32. 제 31 항에 있어서,

    추가로,

    (g) 상기 제어부에 결합되는 기억부를 포함하며,

    상기 기억부는 상기 협대역 필터의 통과 주파수 대역의 편차에 대응한 주파수의 변화량을 기억하는 고주파 신호 수신장치.
33. 상기 31 항에 있어서,

    추가로,

    (g) 상기 제어부에 결합되는 기억부를 포함하며,

    상기 제어부는 상기 기억부의 데이터에 따라, 상기 PLL 데이터 송출기를 제어하는 고주파 신호 수신장치.
34. 제 33 항에 있어서,

    상기 기억부는 방해가 발생하는 세그먼트를 기억하는 고주파 신호 수신장치.
35. 제 33 항에 있어서,

    상기 기억부는 방해가 발생하는 세그먼트에 대한 주파수의 변화량을 기억하는 고주파 신호 수신장치.
36. 제 32 항에 기재된 고주파 신호 수신장치의 제조방법으로서,

    a) 상기 아날로그 TV 방송파와 이 아날로그 TV 방송파의 채널 사이에 삽입된복수개의 세그먼트 신호를 상기 혼합기에 공급하고,

    b) 스텝 b)의 후에, 상기 협대역 필터의 하류로부터 불러 낸 신호를 검지하며,

    c) 스텝 b)에서 상기 아날로그 TV 방송 신호에 의한 방해가 검지된 경우에, 상기 기억부에 상기 중간 주파수의 변화량을 기억시키는 고주파 신호 수신장치의 제조방법.
37. 제 1 항에 있어서,

    추가로,

    (f) 데이터 비교기와,

    (g) 통신장치로서,

    (g-1) 안테나에 접속된 안테나 스위치와,

    (g-2) 제 1 국부 발진기와,

    (g-3) 상기 안테나 스위치의 한 쪽 단자에 입력된 신호가 그 한 쪽의 입력에 공급됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에는 제 1 국부 발진기의 출력이 결합된 제 1 혼합기와,

    (g-4) 그 한 쪽의 입력에, 다른 고주파 신호가 결합됨과 동시에, 다른 쪽의 입력에 상기 제 1 국부 발진기의 출력이 결합되고, 그 출력이 상기 안테나 스위치의 다른 쪽 단자에 결합된 제 2 혼합기와,

    (g-5) 상기 제 1 국부 발진기의 발진 주파수를 제어하는 제 1 PLL 회로와,

    (g-6) 상기 제 1 PLL 회로에 접속됨과 동시에, 송수신 주파수를 결정하는 제 1 데이터 생성기를 포함하는 통신 장치를 포함하며,

    상기 선국부는,

    (a-1) 다른 안테나에 입력된 신호가 한 쪽 입력에 공급됨과 동시에, 다른 쪽 입력에는 제 2 국부 발진기의 출력이 접속된 제 3 혼합기와,

    (a-2) 상기 제 3 혼합기의 출력이 결합된 밴드패스 필터와,

    (a-3) 상기 밴드패스 필터의 출력이 한 쪽 입력에 결합됨과 동시에, 다른 쪽 입력에는 제 3 국부 발진기의 출력이 결합된 제 4 혼합기와,

    (a-4) 상기 제 2 국부 발진기의 발진 주파수를 제어하는 제 2 PLL 회로와,

    (a-5) 상기 제 3 국부 발진기의 발진 주파수를 제어하는 제 3 PLL 회로와,

    (a-6) 상기 제 2 PLL 회로와 상기 제 3 PLL 회로 모두에 접속된 제 2 데이터 생성기를 포함하며,

    상기 제 1 데이터 생성기와 상기 제 2 데이터 생성기 각각이 출력하는 데이터를 상기 데이터 비교기가 비교하는 결과에 따라 상기 제어부가 상기 통신 장치와 상기 고주파 수신 장치 중 적어도 한 쪽이 다른 쪽에 방해를 준다고 판정했을 경우에, i) 상기 제 1 데이터 생성기의 데이터가 변경되어, 상기 제 1 국부 발진기의 발진 주파수가 미소량 변화되거나, 또는, ii) 상기 제 2 데이터 생성기의 데이터가 변경되어, 상기 제 2 국부 발진기와 상기 제 3 국부 발진기의 발진 주파수가 미소량 변화되는 고주파 신호 수신장치.
38. 제 37 항에 있어서,

    상기 제어부는 상기 제 2 혼합기의 출력 주파수와 제 2 국부 발진기의 발진 주파수와의 차가 미리 정해진 값 이하라고 판정하는 경우에, 상기 제 2 국부 발진기와 상기 제 3 국부 발진기의 발진 주파수를 미소량 변화시키는 고주파 신호 수신장치.