JP4224721B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は無線通信装置及び無線通信方法並びにそれに用いるミキサに関し、特に局部発振信号と無線変調信号が同時に送出される無線通信方式の改良に関するものである。

通信方式の一つとして、中間周波数帯変調（ＩＦ）信号をアップコンバートした無線変調（ＲＦ）信号と、アップコンバートに使用した局部発振（ＬＯ）信号とを同時に送出する方式が、例えば下記の文献１に開示されている。この通信方式の受信側では、受信したＬＯ信号とＲＦ信号を使用して復調が行われる。このために、受信装置に高価な局部発振器の設置が不要であり、よって低コストな通信システムが提供できる。

文献１：特開２００１−５３６４０号公報
このような通信方式において、受信機側でのキャリア対ノイズ比（Ｃ／Ｎ）指数を最適とするため、送信電力一定という条件のもとでは、ＲＦ信号電力とＬＯ信号電力を等しくする必要があることが、下記の文献２に示されている。このため、ＩＦ入力電力は、ＲＦ出力電力とＬＯ出力電力とが一致するポイントに設定しなければならず、送信機におけるＰ１ｄＢ（１ｄＢ利得圧縮点）からのバックオフ量は、この一致ポイントによって決定されてしまう。

文献２：Yozo Shoji等、"60 Ghz Band 64 QAM/OFDM Terrestrial Digital Broadcasting Signal Transmission by Using Millimeter-Wave Self-Heterodyne System",IEEE TRANSACTIONS ON BROADCASTING, VOL. 47, No. 3, September 2001，pp.218-227
ここで、バックオフ量について、図１を使用して説明する。当図を参照すると、ＩＦ入力電力であるＰＩＦに対する、ＬＯ信号の出力電力（ＬＯで示す）及びＲＦ信号の出力電力（ＲＦで示す）の関係を示しており、ＲＦ信号の１ｄＢ圧縮点であるＰ１ｄＢからの減少方向の電力量がバックオフ量と称されるものであり、このバックオフ量を少なくすると、ＲＦ信号が非直線領域へかかってしまい、その出力が歪むという問題が発生する。そこで、このバックオフ量には最適な値が存在するが、前述したように、ＩＦ入力電力は、ＲＦ出力電力とＬＯ出力電力とが一致するポイントである点Ａに設定しなければならず、よって、送信機におけるＰ１ｄＢからのバックオフ量は、この一致ポイントによって決定されてしまうことになるのである。

ここで、上記の特許文献１に記載の通信方式に、従来のイメージ抑圧ミキサを使用した場合を考える。図２には従来のイメージ抑圧ミキサの構成図を示す。電力分配器１０１はＬＯ信号発振器から出力されたＬＯ信号を２分岐し、ミキサ１０３およびミキサ１０４へ入力する。電力分配器１０２はＩＦ信号を２分岐し、ミキサ１０３および１０４へ入力する。ミキサ１０３および１０４は入力されたＬＯ信号とＩＦ信号からＲＦ信号を生成し、ＲＦ信号とＬＯ信号を電力合成器１０５へ入力する。電力合成器１０５は、ミキサ１０３から出力されるＬＯ信号、ＲＦ信号と、ミキサ１０４から出力されるＬＯ信号、ＲＦ信号を合成しイメージ抑圧して出力する。

ここで、電力分配器１０１はＬＯ信号を等振幅、位相差αで２分岐する。電力分配器１０２はＩＦ信号を等振幅、位相差βで２分岐する。電力合成器１０５は等振幅、位相差γで電力合成する。このとき、イメージ信号抑圧比を最大とするため、位相の関係は、
α＋β＋γ＝２ｎπ ……（１） かつ
α−β＋γ＝（２ｎ＋１）π （ｎは整数） ……（２）
を満たすようにα、β、γを設定する。このときＬＯ電力は、
α＋γ＝（２ｎ＋１／２）π ……（３）
で決定される値となる。

ところで、通信環境の変化に応じて通信品質が変化する場合、その通信環境（通信品質）に適した変調方式に変更しなければ、良好な通信が行えない。そして、変調方式には送信機出力のＰ１ｄＢに対して最適なバックオフ量が存在することが知られており、そのために、通信環境の変化によってバックオフ量を変更しなければ、通信環境に適した変調方式に変更できないという問題がある。

従来のイメージ抑圧ミキサを使用して特許文献１に記載の通信を行うと、ＬＯ電力が位相、
α＋γ＝（２ｎ＋１／２）π
で決定される値となっていた。受信Ｃ／Ｎが最適となるように通信を行うと、上述したように、バックオフ量はＬＯ出力電力とＲＦ出力電力が等しくなるＩＦ電力に決定され、通信環境に適したバックオフ量で通信できないという課題があった。

本発明は、通信環境の変化により通信品質が変化した場合、その変化に伴い変調方式を変更し、その変調方式に応じてＬＯ出力電力を変更できるようにした無線通信装置及び無線通信方法並びにそれに用いるミキサを提供することを目的としている。

本発明による無線通信装置は、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号にミキサにより変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置であって、通信品質に応じて変調方式を変更制御すると共に、前記局部発振信号の出力電力を制御する制御手段を含むことを特徴とする。

本発明による無線通信方法は、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法であって、通信品質に応じて変調方式を変更制御する変調方式変更制御ステップと、前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御するステップとを含むことを特徴とする。

本発明によるプログラムは、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、通信品質に応じて変調方式を変更制御する処理と、前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御する処理とを含むことを特徴とする。

本発明によるミキサは、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置におけるミキサであって、通信品質に応じた制御信号により、前記局部発振信号の出力電力を制御自在としたことを特徴とする。

本発明の作用を述べる。アンテナで受信した受信信号を基に、通信品質を測定してこの通信品質に応じて送信信号の変調方式を制御する同時に、ＲＦ部におけるＬＯ出力電力の制御を行う。このような制御が行われることにより、バックオフ量を自由に変化させることができ、無線通信環境の変化に応じた最適の変調方式とすることが可能となる。

図１は、バックオフ量を説明するための図である。 図２は、従来のイメージ抑圧ミキサを示す図である。 図３は、本発明による無線通信装置の概略構成図である。 図４は、図３の制御部１の動作を示す概略フローチャートである。 図５は、図３のＲＦ部２の構成を示す図である。 図６は、本発明の第１の実施の形態のイメージ抑圧ミキサを示す図である。 図７は、本発明の第１の実施の形態のイメージ抑圧ミキサによる、位相変化に対する出力電力変化を示す図である。 図８ａは、本発明の第１実施の形態イメージ抑圧ミキサにおける、Ｘ＝（１／６）π場合の、入出力特性の位相依存性を示す図である。 図８ｂは、本発明の第１実施の形態イメージ抑圧ミキサにおける、Ｘ＝（１／２）π場合の、入出力特性の位相依存性を示す図である。 図８ｃは、本発明の第１実施の形態イメージ抑圧ミキサにおける、Ｘ＝（５／６）π場合の、入出力特性の位相依存性を示す図である。 図９は、図３の制御部１における変調方式の変更態様の例を示す図である。 図１０は、本発明の第２実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。 図１１は、本発明の第３実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。 図１２は、本発明の第４実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。 図１３は、図１２のミキサの具体例を示す回路図である。 図１４は、図１４ミキサ回路における出力電力のバイアス依存性を示す図である。 図１５は、本発明の第５実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。 図１６は、本発明の第６実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。

以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施の形態）
図３は本発明の第１の実施の形態のシステムの構成を示す。本システムは制御部１、ＲＦ部２、ベースバンド／ＩＦ部３、ビット誤り率検出部４、アンテナ部５から構成される。図において、太線は制御信号線を示し、細線は情報信号線を示す（以下、同じとする）。ＲＦ部２は、アンテナ部５が受信したＲＦ信号をＩＦ信号に変換する。ＲＦ部２で変換されたＩＦ信号は、ベースバンド／ＩＦ部３へ入力される。このベースバンド／ＩＦ部３は入力されたＩＦ信号からデータを復調してビット誤り率検出部４へ入力する。ビット誤り率検出部４は入力されたデータからビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を検出し、その検出結果であるＢＥＲ及び復調データを制御部１へ送信する。

図４はこの制御部１の動作を示す概略フロー図であり、制御部１は入力されたＢＥＲに基づいて（ステップＳ１）、当該ＢＥＲに対して最適な変調方式を決定する（ステップＳ２）と共に、この決定した変調方式に対応したＬＯ出力電力を決定する（ステップＳ３）。そして、変調方式変更命令をベースバンド／ＩＦ部３へ出力する（ステップＳ４）と同時に、ＲＦ部２へＬＯ出力電力変更命令を送信する（ステップＳ５）。

ベースバンド／ＩＦ部３は、送信データに対する変調方式を、制御部１からの変調方式変更命令に応じた変調方式に設定し、送信データを当該変調方式で変調してＩＦ信号としてＲＦ部２へ出力する。また、ＲＦ部２では、制御部１からのＬＯ出力電力変更命令に従い、ＬＯ出力電力の変更を行い、ＲＦ信号とＬＯ信号をアンテナ５へ送信する。なお、制御部１は、検出したビット誤り率に変化がなければベースバンド及びＩＦ部３には変調方式変更命令を、ＲＦ部２にはＬＯ出力電力変更命令を送信しない。

図５はＲＦ部２の構成を示すブロック図である。ＲＦ部２はＬＯ信号発振器１１、ミキサ部１２、送信増幅器１３、減衰量可変減衰器１４、低雑音増幅器１５、検波器１６、送受切換えスイッチ（ＳＷ）１７および１８から構成される。ＬＯ信号発振器１１はＩＦ信号をアップコンバートするためのＬＯ信号を発振し、ＬＯ信号はミキサ部１２へ入力される。ミキサ部１２はＬＯ信号発振器１１から入力されたＬＯ信号を使用して、減衰量可変減衰器１４から入力されるＩＦ信号をアップコンバートし、ＲＦ信号を生成する。

また、ミキサ部１２は生成したＲＦ信号とアップコンバートで使用したＬＯ信号を同時に送信増幅器１３へ出力する。また、ミキサ部１２は制御部１から入力されるＬＯ信号出力電力変更命令に従い、ＬＯ信号の出力電力を調整し、送信増幅器１３へ出力する。送信増幅器１３はミキサ部１２から入力されたＲＦ信号とＬＯ信号とを送信電力まで増幅し、アンテナ部５へ供給する。また、送信増幅器１３は、制御部１から入力されるＬＯ信号出力電力変更命令に応じてその利得が制御される。

減衰量可変減衰器１４は、制御部１から入力されるＬＯ出力電力変更命令に従いその減衰量を変更し、ベースバンド／ＩＦ部３から入力されるＩＦ電力を調整し、ミキサ部１２へＩＦ信号を入力する。低雑音増幅器１５はアンテナ部５で受信したＲＦ信号を増幅し、検波器１６へ入力する。検波器１６は低雑音増幅器１５から入力されたＲＦ信号をＩＦ信号へ変換し、ベースバンド／ＩＦ部３へ出力する。送受切換えスイッチ１７および１８は制御部１からの送受切換え制御信号に従い、送受信の切換えを行う。

図６に本発明第１の実施の形態のミキサ部１２の回路構成を示す。ミキサ部１２はＬＯ信号用電力分配器２０１、ＩＦ信号用電力分配器２０２、ミキサ２０３および２０４、ＲＦ信号用電力合成器２０５から構成される。電力分配器２０１および２０２、電力合成器２０５には、例えば、アクティブバランを使用する。電力分配器２０１はＬＯ信号を等振幅、位相差αで２分岐し、ミキサ２０３及び２０４へ出力する。

電力分配器２０２はＩＦ信号を等振幅、位相差βで２分岐し、ミキサ２０３および２０４へ出力する。ミキサ２０３及び２０４は電力分配器２０２から入力されたＩＦ信号を、電力分配器２０１から入力されたＬＯ信号でＲＦ信号周波数帯へアップコンバートしてＲＦ信号を生成し、アップコンバートに使用したＬＯ信号と同時に電力合成２０５へ出力する。電力合成器２０５は、ミキサ２０３および２０４から入力されたＲＦ信号とＬＯ信号を位相差γで合成し出力する。電力分配器２０１および２０２、電力合成器２０５は、制御部１からミキサ部へ入力されるＬＯ出力電力変更命令に従い、それぞれの位相差を変更する。位相差の関係は、イメージ信号の抑圧量を最大とするため、上記（２）式、すなわち、
α−β＋γ＝（２ｎ＋１）π （ｎは整数）
が成立するようにする。

このとき、α＋γ＝Ｘとすると、β＝Ｘ−（２ｎ＋１）πとなる。図７に位相Ｘ（＝α＋γ）に対するＬＯ出力電力変化と、ＲＦ出力電力変化の高周波回路計算ソフトで計算した結果を示す。位相Ｘを制御することにより、ＬＯ出力電力およびＲＦ出力電力が制御できることが分かる。図８ａには、Ｘ＝（１／６）πとした場合の高周波回路計算ソフトで計算したＩＦ信号電力に対するミキサ出力のＲＦ信号およびＬＯ信号の変化を示す。図８ｂには、Ｘ＝（１／２）πの場合を、図８ｃには、Ｘ＝（５／６）πの場合の計算結果を、それぞれ示す。

ミキサ出力電力が、ミキサ後段の送信増幅器の線形動作領域であると仮定すると、バックオフ量はミキサ出力によって決定される。従って、図８ａ〜図８ｃからそれぞれの位相に対するバックオフ量を計算すると、Ｘ＝（１／６）πの場合が６ｄＢ、Ｘ＝（１／２）πの場合が１１ｄＢ、Ｘ＝（５／６）πの場合１７ｄＢであった。このように、位相Ｘを変化させることでバックオフ量が変更できることが分かる。

ここで、制御部１において、通信品質であるＢＥＲに応じて、図９に示すような変調方式が採用されるとする。すなわち、通信品質が悪い場合には、情報伝送速度が最も遅いＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）方式、通信品質が中程度の場合には、比較的情報伝送速度が速いＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ）方式、通信品質が良い場合には、情報伝送速度が速い８ＰＳＫ方式とするものとする。すると、ＢＰＳＫ変調方式の場合には、図８ａに示したＸ＝（１／６）πとし、ＱＰＳＫ変調方式の場合には、図８ｂに示したＸ＝（１／２）πとし、８ＰＳＫ変調方式の場合には、図８ｃに示したＸ＝（５／６）πとなるように、制御部１にて決定されるのである。

この場合の変調方式とＸとの決定は、予めＲＯＭテーブルに、各ＢＥＲに対する最適変調方式とＸの値とを書き込んでおき、これを実際のＢＥＲにより読出すことで、容易に実現可能である。なお、Ｘが決まると、ＬＯ出力電力が一義的に決まるので、Ｘの代りに、ＬＯ出力電力を書き込んでおくことも可能である。

図６において、制御部１から電力分配器２０２の位相差βを制御するようにしているが、その理由は、上記（３）式を満足するようαおよびγを変化させると、それに伴ってβをも変化させて、（２）式を常に満足するよう制御することが必要になるからである。また、図５に示すように、減衰量可変減衰器１４のＩＦ信号に対する減衰量および送信増幅器１３の利得を制御しているが、その理由は、バックオフ量を可変制御するためにＸを制御して、図８ａ〜図８ｃのそれぞれに示したように、ＬＯとＲＦとの出力電力の一致点を変更しているが、そのときのＩＦ信号の電力も変化させる必要があり、よって、減衰量可変減衰器１４の減衰量を制御し、同時にそれにより減衰する電力を補償するために、送信増幅器１３の利得を増加制御する必要があるからである。

従って、制御部１は、最適変調方式を決定すると、ＸまたはＬＯ出力電力を決定すると同時に、減衰量可変減衰器１４の減衰量、送信増幅器１３の利得、更には、位相差βをも決定して、各部の制御を行うものとする。
（第２の実施の形態）
図１０に本発明の第２の実施の形態について示す。ミキサ部１２以外の構成は第１の実施の形態と同様である。第２の実施の形態のミキサ部１２は、ＬＯ信号用電力分配器３０１、ＩＦ信号用電力分配器３０２、ＬＯ信号用移相器３０３、ＩＦ信号用移相器３０４、ＲＦ信号用移相器３０５、ＲＦ信号用電力合成器３０６、ミキサ２０３および２０４から構成される。

電力分配器３０１はＬＯ信号を等振幅、位相差α１で２分岐し、電力分配器３０２はＩＦ信号を等振幅、位相差β１で２分岐し、電力合成器３０６は位相差γ１でＲＦ信号およびＬＯ信号を合成する。移相器３０３はＬＯ信号の位相をδ変更し、移相器３０４はＩＦ信号の位相をφ変更し、移相器３０５はＲＦおよびＬＯ信号の位相をψ変更する。電力分配器および電力合成器としては、例えばウィルキンソン電力分配器、ブランチライン結合器、ランゲ結合器、ラットレース回路が使用され、位相差α１、β１、γ１は固定でもあってもよい。

また、移相器は、例えばアクティブ移相器が使用される。移相器３０３、３０４、３０５は、制御部１から入力されたＬＯ出力電力変更命令に従い、位相の変化量を変更する。
位相の関係は、イメージ信号の抑圧量を最大とするため、
（α１＋δ）−（β１＋φ）＋（γ１＋ψ）＝（２ｎ＋１）π ……（４）
が成立するようにする。なお、この例では、
Ｘ＝（α１＋δ）＋（γ１＋ψ）
となり、α１およびγ１が固定であると、δ、ψが変数となる。また、先の実施の形態と同様に、（４）式を満足するためには、当然にφも変数となり、制御部１により、δ、ψと共に制御される。
（第３の実施の形態）
図１１に本発明の第３の実施の形態のミキサ部１２の構成について示す。ミキサ部１２以外の構成は第１の実施の形態と同様である。第３の実施の形態のミキサ部１２は、ＬＯ信号用電力分配器３０１、ＩＦ信号用電力分配器３０２、ＲＦ信号用電力分配器３０６、ＬＯ信号用移相器切換え部４０１、ＩＦ信号用移相器切換え部４０２、ＲＦ信号用移相器切換え部４０３、ミキサ２０３および２０４から構成される。

電力分配器３０１および３０２、電力合成器３０６は第２の実施の形態と同様である。移相器切換え部４０１は少なくとも２つの移相器から構成されており、制御部１からのＬＯ出力電力変更命令に従い、位相変化量（移相量）δ１〜δｍのいずれか一つの移相器に切換わる。移相器切換え部４０２、４０３も同様に、制御部１からのＬＯ出力電力変更命令に従いφ１〜φｍの一つ、ψ１〜ψｍの一つに、それぞれ切換わる。

移相器は、例えば伝送線路、インダクタ、キャパシタ、またはこれらの組み合わせにより構成される。位相の関係は、イメージ信号抑圧量を最大とするために、
（α１＋δｉ）−（β１＋φｊ）＋（γ１＋ψｋ）＝（２ｎ＋１）π…（５）
が成立するようにする。なお、ｉ，ｊ，ｋは、それぞれ１〜ｍの一つであるものとする。
（第４の実施の形態）
図１２に本発明の第４の実施の形態のミキサ部１２の構成について示す。ミキサ部１２以外の構成は第１の実施の形態と同様である。第４の実施の形態のミキサ部１２は、ＬＯ信号電力分配器５０１、ＩＦ信号用分配器５０２、ミキサ５０３および５０４、ＲＦ信号用電力合成器５０５から構成される。

電力分配器５０１はＬＯ信号と等振幅、位相差α２で２分岐する。電力分配器５０２はＩＦ信号を等分配、位相差β２で２分岐する。電力合成器５０５は位相差γ２でＲＦ信号、ＬＯ信号を合成する。位相関係はイメージ抑圧率を最大とするために、
α２＋β２＋γ２＝２ｎπ および α２−β２＋γ２＝（２ｎ＋１）π
となるように設定する。

制御部１からのＬＯ出力電力変更命令はミキサ５０３および５０４に入力され、ミキサ部出力のＬＯ電力を変化させる。ミキサ５０３および５０４として、例えば、本願の発明者等が提案している特願２００２−３０７１３６号明細書に開示のアンチパラレルダイオードミキサを使用した場合を図１３に示す。

このアンチパラレルダイオードミキサを使用した場合、局部発振周波数はミキサ出力のＬＯ信号周波数の１／２となり、電力分配器および電力合成器の位相関係が、
２×α２＋β２＋γ２＝２ｎπ および
２×α２−β２＋γ２＝（２ｎ＋１）π
となるように設定する。

ミキサ５０３および５０４は接合面積が異なった（すなわち、インピーダンスが異なった）２つのダイオードＤ１およびＤ２を使用したアンチパラレルダイオードミキサ部５０６と、このミキサにバイアスを印加するバイアス部５０７から構成される。なお、Ｌ１はショートスタブであり、Ｌ２はオープンスタブであり、Ｌ０信号の１／２波長の電気長に等しい長さに設定されている。ミキサ部５０６の入力には、ＩＦ信号およびＬＯ信号の１／２の周波数信号（ＬＯ／２）が印加され、出力からは、ＲＦ信号およびＬＯ信号が導出される。

制御部１から入力されるＬＯ出力電力変更命令に従い、バイアス部５０７の直流電圧の大きさを制御する。図１４に、直流電圧の変化に対するＬＯ出力電力およびＲＦ出力電力の変化を示す。直流電圧を増加させるに従ってＬＯ出力電力が増加していることが分かる。よって、制御部１により、直流電圧を変化させて、変調方式に最適なＬＯ出力電力となるように制御可能となる。
（第５の実施の形態）
図１５に本発明の第５の実施の形態のミキサ部１２の構成について示す。ミキサ部１２以外の構成は第１実施の形態と同様である。第５の実施の形態のミキサ部１２は、特許第３２６８５７４号の図９に記載のミキサ回路と同様の構成であり、制御部１からのＬＯ出力電力変更命令に従い、移相器６０８と減衰器６０９とによる位相と振幅の制御をなす構成である。

電力分配器６０１はＬＯ信号を２分岐する。電力分配器６０１で分配されたＬＯ信号の一方は電力分配器６０２へ入力され等振幅、位相差α４にて分配される。電力分配器６０３はＩＦ信号を等振幅、位相差β４で分配する。電力分配器６０２および６０３で分配されたＲＦ信号とＩＦ信号からミキサ６０４および６０５にてＲＦ信号を生成し、ＬＯ信号と同時に出力する。

ミキサ６０４および６０５から出力されるＲＦ信号とＬＯ信号は、電力合成器６０６にて位相差γ４で合成される。電力分配器６０１で分配され出力されるもう一方のＬＯ信号は、移相器６０７にて、制御部１からのＬＯ出力電力変更命令に従い、ＬＯ信号の位相を変化させる。位相変化したＬＯ信号は、減衰器６０８出力のＬＯ信号と、電力合成器６０６出力のＲＦ信号およびＬＯ信号を合成する。

電力分配器６０２および６０３、電力合成器６０６間の位相関係は、イメージ抑圧率が最大となるように、
α４＋β４＋γ４＝２ｎπ および α４−β４＋γ４＝（２ｎ＋１）π
となるように設定する。
（第６の実施の形態）
図１６に本発明の第６の実施の形態のミキサ部１２の構成について示す。このミキサ部１２の回路構成は、図６に示した第１の実施の形態と同様の構成であるが、局部発振信号周波数はミキサ出力ＬＯ信号の１／ｍ（ｍは整数）となっている。電力分配器７０１は局部発振信号ＬＯ／ｍを等分配、位相差α３で分配する。このときの位相関係はイメージ抑圧量を最大とするため、
ｍ×α３−β＋γ＝（２ｎ＋１）π
となるように設定する。この場合も、Ｘ＝ｍ×α３＋γとして、このＸとβとを制御部１にて制御することにより、ＬＯ出力電圧が変化する。

上述した実施の形態においては、通信品質の例として、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ）を用いたが、通信品質を示す情報であれば、他のＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）やＳＮＲ（Signal to Noise Ratio ）などを使用しても良い。また、通信品質に応じて変更する変調方式は、上述のＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの３段階に限らず、更に１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation ）等のより高速の変調方式を追加することも可能である。

更に、通信品質の情報は、図３に示した例のように、自装置の受信部におけるビット誤り率検知部４により測定する代りに、通信相手が測定したＢＥＲ等の通信品質情報を受信して、これに従って変調方式やバックオフ量の制御（すなわち、ＬＯ出力電力の制御）を行うことが可能である。また、上記制御部１の動作、すなわち、図４に示した動作フローは、予めプログラムとしてＲＯＭ等の記録媒体に格納しておき、これをコンピュータ（ＣＰＵ）により読取らせて実行させるようにすることができることは、勿論である。

Claims (22)

1. 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号にミキサにより変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置において、
   通信品質に応じて変調方式を変更制御すると共に、前記局部発振信号の出力電力を制御する制御手段を含むことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記制御手段は、前記通信品質を検出する検出手段と、この検出された通信品質に応じて前記変調方式の変更制御及び前記局部発振信号の出力電力制御をなす手段とを有する請求項１記載の無線通信装置。
3. 前記通信品質は受信信号のビット誤り率である請求項１記載の無線通信装置。
4. 前記ミキサは、前記制御手段からの制御により、前記局部発振信号の出力電力を制御可能である請求項１記載の無線通信装置。
5. 前記ミキサは、前記中間周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ入力とし、前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ出力する２個のミキサ回路と、前記２個のミキサ回路からそれぞれ出力される前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とを合成する合成器とを有し、
   前記制御手段からの制御により、前記２個のミキサ回路から出力される前記局部発振信号の位相制御をなす請求項４記載の無線通信装置。
6. 前記ミキサは、前記局部発振信号を等振幅、位相差αで分配する第１の電力分配器と、前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差βで分配する第２の電力分配器と、前記第１の電力分配器で分配された局部発振信号と前記第２の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、前記第１および第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号および局部発振信号を、それぞれ等振幅、位相差γで合成する合成器とを有し、
   α−β＋γ＝２ｎπ （ｎは整数）
   の関係の下に、前記制御手段により、α＋γの値を制御する請求項４記載の無線通信装置。
7. 前記ミキサは、
   前記局部発振信号を等振幅、位相差αで分配する第１の電力分配器と、
   前記第１の電力分配器から出力される一方の信号の位相をδだけ変化させる第１の移相器と、
   前記中間周波数帯信号を等振幅、位相βで分配する第２の電力分配器と、
   前記第２の電力分配器から出力される一方の信号の位相をφだけ変化させる第２の移相器と、
   前記第１の移相器から出力される前記局部発振信号と、
   前記第２の移相器から出力される前記中間周波数帯信号とを混合する第１のミキサ回路と、
   前記第１の電力分配器で分配された局部発振信号と、前記第２の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とを混合する第２のミキサ回路と、
   前記第１のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号の位相をψだけ変化させる第３の移相器と、
   前記第３の移相器から出力される無線周波数帯信号と、前記第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号とを等振幅、位相γで合成する合成器とを有し、
   （α＋δ）−（β＋φ）＋（γ＋ψ）＝２ｎπ （ｎは整数）
   の関係の下に、前記制御手段により、（α＋δ）＋（γ＋ψ）の値を制御する請求項４記載の無線通信装置。
8. 前記第１〜第３の移相器が、全て、互いに異なる移相量を有する複数の移相器からなり、前記制御手段の制御によりそれぞれ複数の移相器のうち１つを選択可能な構成であり、選択された各移相器の移相量をδｍ、φｍ、ψｍとしたとき、
   （α＋δｍ）−（β＋φｍ）＋（γ＋ψｍ）＝２ｎπ （ｎは整数）
   の関係の下に、前記制御手段により、（α＋δｍ）＋（γ＋ψｍ）の値を制御する請求項７記載の無線通信装置。
9. 前記ミキサは、
   前記局部発振信号を等分配、位相差α２で分配する第１の電力分配器と、
   前記中間周波数帯信号を等分配、位相差β２で分配する第２の電力分配器と、
   前記第１の電力分配器から出力される局部発振信号と、前記第２の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
   前記第１のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号と、前記第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号とを等電力、位相差γ２で合成する電力合成器とを有し、
   α２＋β２＋γ２＝２ｎπ かつ α２−β２＋γ２＝（２ｎ＋１）π
   （ｎは整数）の関係の下に、前記制御手段により、前記ミキサ回路への直流バイアスを制御する請求項４記載の無線通信装置。
10. 前記ミキサは、
    前記局部発振信号を２分配する第１の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器から分配された局部発振信号を等振幅、位相差α４で分配する第２の電力分配器と、
    前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差β４で分配する第３の電力分配器と、
    前記第２の電力分配器から出力される局部発振信号と、前記第３の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
    前記第１および第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号を等振幅、位相差γ４で合成する第１の電力合成器と、
    前記第１の電力分配器の他方から出力される信号の位相および振幅を制御自在な振幅位相制御回路と、
    前記振幅位相制御回路から出力される局部発振信号と前記第１の電力合成器から出力される無線周波数帯信号を合成する第２の電力合成器とを有し、
    α４＋β４＋γ４＝２ｎπ かつ α４−β４＋γ４＝（２ｎ＋１）π
    （ｎは整数）なる関係の下に、前記制御手段により前記振幅位相制御回路の振幅、位相を制御する請求項４記載の無線通信装置。
11. 前記ミキサは、
    前記局部発振周波数を等分配、位相差α３で分配する第１の電力分配器と、
    前記中間周波数帯信号を等分配、位相差βで分配する第２の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器から出力される局部発振信号と、前記第２の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
    前記第１および第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号を等電力、位相差γで合成する電力合成器とを有し、
    前記局部発振信号の周波数が前記無線周波数帯信号の周波数の１／ｍであり、
    ｍ×α３−β＋γ＝２ｎπ
    （ｎは整数）なる関係の下に、前記制御信号により、ｍ×α３＋γの値を制御する請求項４記載の無線通信装置。
12. 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法において、
    通信品質に応じて変調方式を変更制御する変調方式変更制御ステップと、
    前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御するステップとを含むことを特徴とする無線通信方法。
13. 前記通信品質は受信信号のビット誤り率である請求項１２記載の無線通信方法。
14. 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムにおいて、
    通信品質に応じて変調方式を変更制御する処理と、
    前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御する処理とをコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。
15. 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置におけるミキサにおいて、
    通信品質に応じた制御信号により、前記局部発振信号の出力電力を制御可能としたことを特徴とするミキサ。
16. 前記中間周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ入力とし、前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ出力する２個のミキサ部と、
    前記２個のミキサ部からそれぞれ出力される前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とを合成する合成器とを有し、前記制御信号により、前記２個のミキサ部から出力される前記局部発振信号の位相制御を行う請求項１５記載のミキサ。
17. 前記局部発振信号を等振幅、位相差αで分配する第１の電力分配器と、
    前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差βで分配する第２の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器で分配された局部発振信号と前記第２の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
    前記第１および第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号および局部発振信号を、それぞれ等振幅、位相差γで合成する合成器とを有し、
    α−β＋γ＝２ｎπ （ｎは整数）
    の関係の下に、前記制御信号により、α＋γの値を制御する請求項１５記載のミキサ。
18. 前記局部発振信号を等振幅、位相差αで分配する第１の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器から出力される一方の信号の位相をδだけ変化させる第１の移相器と、
    前記中間周波数帯信号を等振幅、位相βで分配する第２の電力分配器と、
    前記第２の電力分配器から出力される一方の信号の位相をφだけ変化させる第２の移相器と、
    前記第１の移相器から出力される前記局部発振信号と、前記第２の移相器から出力される前記中間周波数帯信号とを混合する第１のミキサ回路と、
    前記第１の電力分配器で分配された局部発振信号と、前記第２の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とを混合する第２のミキサ回路と、
    前記第１のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号の位相をψだけ変化させる第３の移相器と、
    前記第３の移相器から出力される無線周波数帯信号と、前記第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号とを等振幅、位相γで合成する合成器とを有し、
    （α＋δ）−（β＋φ）＋（γ＋ψ）＝２ｎπ （ｎは整数）
    の関係の下に、前記制御手段により、（α＋δ）＋（γ＋ψ）の値を制御する請求項１５記載のミキサ。
19. 前記第１〜第３の移相器が、全て、互いに異なる移相量を有する複数の移相器からなり、前記制御信号によりそれぞれ複数の移相器のうち１つを選択可能な構成であり、選択された各移相器の移相量をδｍ、φｍ、ψｍとしたとき、
    （α＋δｍ）−（β＋φｍ）＋（γ＋ψｍ）＝２ｎπ （ｎは整数）
    の関係の下に、前記制御信号により、（α＋δｍ）＋（γ＋ψｍ）の値を制御する請求項１５記載ミキサ。
20. 前記局部発振信号を等分配、位相差α２で分配する第１の電力分配器と、
    前記中間周波数帯信号を等分配、位相差β２で分配する第２の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器から出力される局部発振信号と、前記第２の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
    前記第１のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号と、前記第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号とを等電力、位相差γ２で合成する電力合成器とを有し、
    α２＋β２＋γ２＝２ｎπ かつ α２−β２＋γ２＝（２ｎ＋１）π
    （ｎは整数）の関係の下に、前記制御信号により、前記ミキサ回路への直流バイアスを制御する請求項１５記載のミキサ。
21. 前記局部発振信号を２分配する第１の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器から分配された局部発振信号を等振幅、位相差α４で分配する第２の電力分配器と、
    前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差β４で分配する第３の電力分配器と、
    前記第２の電力分配器から出力される局部発振信号と、前記第３の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
    前記第１および第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号を等振幅、位相差γ４で合成する第１の電力合成器と、
    前記第１の電力分配器の他方から出力される信号の位相および振幅を制御自在な振幅位相制御回路と、
    前記振幅位相制御回路から出力される局部発振信号と前記第１の電力合成器から出力される無線周波数帯信号を合成する第２の電力合成器とを有し、
    α４＋β４＋γ４＝２ｎπ かつ α４−β４＋γ４＝（２ｎ＋１）π
    （ｎは整数）なる関係の下に、前記制御手段により前記振幅位相制御回路の振幅、位相を制御する請求項１５記載のミキサ。
22. 前記局部発振周波数を等分配、位相差α３で分配する第１の電力分配器と、
    前記中間周波数帯信号を等分配、位相差βで分配する第２の電力分配器と、
    前記第１の電力分配器から出力される局部発振信号と、前記第２の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第１および第２のミキサ回路と、
    前記第１および第２のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号を等電力、位相差γで合成する電力合成器とを有し、前記局部発振信号の周波数が前記無線周波数帯信号の周波数の１／ｍであり、
    ｍ×α３−β＋γ＝２ｎπ
    （ｎは整数）なる関係の下に、前記制御信号により、ｍ×α３＋γの値を制御する請求項１５記載のミキサ。

Images