JP4412458B2

JP4412458B2 - ミキサ回路

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Publication number: JP4412458B2
Application number: JP2003361905A
Authority: JP
Inventors: 修也岸本; 建一丸橋; 正治伊東; 恵一大畑
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Priority date: 2002-10-22
Filing date: 2003-10-22
Publication date: 2010-02-10
Anticipated expiration: 2023-10-22
Also published as: JP2004166260A

Description

本発明は自己ヘテロダイン通信方式の無線通信装置に用いて好適なミキサ回路に関する。

一般に、無線通信装置では、比較的低い周波数である信号処理用のＩＦ（Intermediate Frequency）信号から比較的高い周波数である送信用のＲＦ（Radio Frequency）信号への周波数変換、あるいはＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換のために局部発振信号（以下、ＬＯ信号と称す）が用いられる。

マイクロ波やミリ波帯等の高周波帯を使用する無線通信装置では、ＬＯ信号の周波数が高くなることから、位相雑音が低く、安定して発振する局部発振回路の実現が困難であり、これが無線通信装置のコストを上昇させる要因となる。そこで、非特許文献１には送信装置からＲＦ信号と共にＬＯ信号を送信する自己へテロダイン通信方式が提案されている。

図１５は自己ヘテロダイン通信方式の構成を示す模式図である。

図１５に示すように、自己へテロダイン通信方式は、送信装置２００に、ＬＯ信号を用いてＩＦ信号からＲＦ信号に周波数変換するミキサ回路２０１とミキサ回路２０１の出力信号を送信電力まで増幅する電力増幅器２０２とを備え、受信装置３００に、送信されたＲＦ信号及びＬＯ信号からＩＦ信号を再生する検波器を備えた構成である。このような構成では、受信装置３００側でＬＯ信号を生成する局部発振回路が不要になるため、受信装置３００の小型化、低コスト化を実現できる。

ところで、非特許文献２によれば、自己へテロダイン通信方式では、送信電力が一定という条件下で受信搬送波電力対雑音電力比を高めるために、ＲＦ信号とＬＯ信号の送信電力を同程度にすることが望ましい。また、自己へテロダイン通信方式の受信装置３００では、一般に受信したＬＯ信号の電力レベルができるだけ一定であることが望ましい。

しかしながら、ミキサ回路を簡易な単一のダイオードで構成すると、ＲＦ信号に比べてＬＯ信号の出力電力が大きくなってしまう。そこで、自己へテロダイン通信方式ではＬＯ信号の出力電力を抑制できるバランスミキサ回路が用いられる。

小型なバランスミキサ回路としては、例えば非特許文献３に記載された、２つのダイオードを並列にかつ逆極性に接続したアンチパラレルダイオード部を有する偶高調波型のミキサ回路が知られている。

図１６は従来のアンチパラレルダイオード部を有するミキサ回路の構成を示す回路図である。図１７は図１６に示したミキサ回路の特性を示す図であり、同図（ａ）は電流電圧特性を示すグラフ、同図（ｂ）は出力波形を示す波形図、同図（ｃ）は出力信号の周波数特性を示すグラフである。

図１６に示すように、従来のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部１０１と、アンチパラレルダイオード部１０１の入力端と接地電位間に挿入されたショートスタブ１０２と、アンチパラレルダイオード部１０１の出力端に一端が接続され、他端が開放されたオープンスタブ１０３とを有する構成である。

図１６に示すアンチパラレルダイオード部１０１の入力端には、ＩＦ信号及びＬＯ信号の１／２の周波数信号（以下、ＬＯ／２信号と称す）がそれぞれ入力され、アンチパレルダイオード部１０１の出力端からはＲＦ信号及びＬＯ信号がそれぞれ出力される。

ショートスタブ１０２は、接続点１０４がＬＯ／２信号でオープンとなり、その２倍波信号であるＬＯ信号でショートする、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。また、オープンスタブ１０３は、接続点１０５がＬＯ／２信号でショートし、その２倍波信号であるＬＯ信号でオープンとなる、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。

従来のアンチパラレルダイオード部１０１は、特性が等しい２つのダイオードＤ１０１、Ｄ１０２で構成されているため、図１７（ａ）に示すようにグラフの原点０に対して対称な入力電圧対出力電流特性を備え、正弦波信号入力に対して図１７（ｂ）に示すように正負の最大電流値（Ｉ_max）が等しい信号波形が出力される。このとき、出力信号の周波数成分は、図１７（ｃ）に示すように入力信号の周波数ｆ０と、その奇数高調波３ｆ０、５ｆ０、…であり、偶数高調波２ｆ０、４ｆ０、…は抑制される。

このような特性を有するミキサ回路にＬＯ／２信号及びＩＦ信号をそれぞれ入力すると、ミキサ回路はそれらの信号を周波数混合した

の関係式を満たす信号を出力する。

ここで、ｆ_RFは出力信号（ＲＦ信号）の周波数、ｆ_LO/2はＬＯ／２信号の周波数、ｆ_IFはＩＦ信号の周波数、ｍ、ｎは整数である。なお、式（１）から分かるように、出力信号には、ＩＦ信号（ｍ＝０のとき）とその高調波、及びＬＯ／２信号（ｎ＝０のとき）とその高調波も含まれる。

但し、ミキサ回路の出力には、上述したように

の関係を満たす奇数高調波の周波数成分のみが出力され、

の関係を満たす偶数高調波の周波数成分は抑制される（ｋは正の整数）。

図１６に示したミキサ回路を実際に用いる場合、多数の周波数成分から成る出力信号のうち、比較的変換利得が高い、ｍ＝２，ｎ＝１の周波数のＲＦ信号が多く利用される。このため、ミキサ回路に入力する局部発振信号は、送信するＬＯ信号の１／２の周波数でよい。
Yozo Shoji, et al., "60GHz Band 64QAM/OFDM Terrestrial Digital Broadcasting Signal Transmission by Using Millimeter-Wave Self-Heterodyne System", IEEE TRANSACTIONSON BROADCASTING, VOL.47, pp.218-227, 2001. 荘司洋三、他２名、「ミリ波自己ヘテロダイン通信システムの提案」、社団法人電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２０００−３０、ｐ．１−８ Kenji Itoh, et al., "A 40GHz Band Monolithic Harmonic Mixer With An Antiparallel Diode Pair", IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp.879-882, 1991.

上述したように自己へテロダイン通信方式ではＲＦ信号とＬＯ信号とを同程度の電力で送信するという最適条件を満たすことが望ましい。また、自己へテロダイン通信方式の受信装置では、受信したＬＯ信号の電力レベルができるだけ一定であることが望ましい。

しかしながら、図１６に示したミキサ回路では、上述した式（３）を満たす周波数のＬＯ信号（例えば、ｍ＝２，ｎ＝０）が抑制されてしまうため、最適条件を満たす出力電力が小さくなり、大きな電力のＲＦ信号及びＬＯ信号が得られないという問題がある。

具体的には、最適条件を満たすミキサ回路からのＲＦ信号及びＬＯ信号の出力電力は−４５ｄＢｍ程度であるため、例えば送信電力を５ｄＢｍとするためには、ミキサ回路の後段に配置する電力増幅器の利得を５０ｄＢにしなければならない。このように大きな利得は電力増幅器を多段構成にしなければ得られないため、回路規模が大きくなり、送信装置が高価になっていた。

本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、局部発振信号とＲＦ信号とが、同程度で、かつ大きな電力で得られる、自己へテロダイン通信方式に用いて好適なミキサ回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため本発明のミキサ回路は、ＲＦ信号とＬＯ信号とを同時に送信する通信方式で使用するミキサ回路であって、
ダイオード特性を有する第１の回路と、
前記第１の回路とインピーダンスが異なり、かつ前記第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、前記第１の回路と並列に接続された第２の回路と、
を有する構成である。

ここで、前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
前記第１のダイオードと接合面積が異なる第２のダイオードを有していてもよい。

また、前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１の回路及び第２の回路のうち、少なくともいずれか一方にインピーダンス素子を有していてもよく、
前記インピーダンス素子は、
伝送線路あるいは抵抗器であることが望ましい。

また、前記第１の回路は、
第１のダイオード及び第１のインピーダンス素子を有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオード及び前記第１のインピーダンス素子とインピーダンスが異なる第２のインピーダンス素子を有していてもよく、
前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
特性インピーダンスが等しく、線路長が異なる伝送線路、特性インピーダンスが異なる伝送線路、または抵抗器であることが望ましい。

上記ミキサ回路は、
前記第１の回路として第１のダイオードを有し、
前記第２の回路として第２のダイオードを有し、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ直列に接続される第３のダイオードを有していてもよく、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ並列に接続される第３のダイオードを有していてもよい。

さらに、前記第１の回路と前記第２の回路の接続端のうち、少なくともいずれか一方から所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス回路を有していてもよい。

また、上記ミキサ回路は、前記第１の回路と前記第２の回路の一方の接続端から第１の信号及び第２の信号が入力され、前記第１の回路と前記第２の回路の他方の接続端から前記第１の信号と第２の信号が混合された第３の信号及び前記第１の信号の高調波である第４の信号が出力され、
前記第３の信号の電力レベルが、
前記第４の信号の１ｄＢ利得圧縮点から該１ｄＢ利得圧縮点−１３ｄＢの範囲内であることが望ましく、
前記第３の信号及び前記第４の信号の出力電力レベルが等しいことがより望ましい。

一方、本発明の無線通信装置は、上記ミキサ回路と、
前記第３の信号及び前記第４の信号を増幅する電力増幅器と、
を有する構成である。

上記のように構成されたミキサ回路では、ダイオード特性を有する第１の回路と、第１の回路とインピーダンスが異なり、かつ第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、第１の回路と並列に接続された第２の回路とを有することで、第１の回路と第２の回路に流れる電流の振幅値が異なり、さらに位相差も１８０°ではなくなる。

したがって、従来のミキサ回路が備えていた局部発振信号の抑制効果が低減されて出力電力が上昇するため、第１の回路と第２の回路のインピーダンス値を適宜選択することで局部発振信号とＲＦ信号の出力電力比を調整できる。よって、局部発振信号とＲＦ信号の出力電力を同程度で、かつ従来に比べて大きな値に設定できる。

また、第１の回路及び第２の回路のうち、少なくともいずれか一方にインピーダンス素子を有し、インピーダンス素子として抵抗器を用いた構成では、自己バイアス効果によりダイオードに印加される電圧がほぼ一定となる。そのため、ＩＦ信号の高入力電力時における局部発振信号の出力電力の低下が抑制される。

また、本発明の無線通信装置では、第１の回路と第２の回路の一方の接続端から第１の信号及び第２の信号が入力され、第１の回路と第２の回路の他方の接続端から第１の信号と第２の信号が混合された第３の信号及び第１の信号の高調波である第４の信号が出力される上記ミキサ回路と、第３の信号及び前記第４の信号を増幅する電力増幅器とを有することで、ミキサ回路から従来よりも大きく、かつ同程度の出力電力の局部発振信号及びＲＦ信号が得られるため、電力増幅器の利得を小さくすることが可能になる。したがって、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。

次に本発明について図面を参照して説明する。

(第１の実施の形態)
図１は本発明のミキサ回路の第１の実施の形態の構成を示す回路図である。

第１の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部がｐｎ接合型のダイオードＤ１、Ｄ２で構成され、ダイオードＤ１の接合面積Ｓ１とダイオードＤ２の接合面積Ｓ２とが異なる構成である。その他の構成は図１６に示した従来のミキサ回路と同様である。

すなわち、本実施形態のミキサ回路は、接合面積が異なるダイオードＤ１及びダイオードＤ２を有するアンチパラレルダイオード部１と、アンチパラレルダイオード部１の入力端と接地電位間に挿入されたショートスタブ２と、アンチパラレルダイオード部１の出力端に一端が接続され、他端が開放されたオープンスタブ３とを有する構成である。

ショートスタブ２は、接続点４がＬＯ／２信号でオープンとなり、その２倍波信号であるＬＯ信号でショートする、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。また、オープンスタブ３は、接続点５がＬＯ／２信号でショートし、その２倍波信号であるＬＯ信号でオープンとなる、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。

上述した非特許文献３によれば、図１６に示した従来のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部が同じ特性の２つのダイオードで構成されているため、ＬＯ／２信号及びＩＦ信号の遇数高調波によって２つのダイオードに流れる電流は、同じ振幅で、かつ位相が逆になる。このことによりＬＯ／２信号の２倍波信号（ＬＯ信号）の出力が抑制される。本実施形態のミキサ回路では、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の接合面積を変えることで、それぞれのインピーダンスの値が異なるようにする。

図２は、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２を、例えば０．５としたときのミキサ回路の電流電圧特性を示すグラフである。

図２を参照すると、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２が０．５のミキサ回路に対して、順方向に電圧を印加（１．２Ｖ）した場合の出力電流値は１４ｍＡであり、逆方向に電圧を印加（−１．２Ｖ）した場合の出力電流値は−８ｍＡとなる。すなわち、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積を変えることでダイオードＤ１とダイオードＤ２のインピーダンスを異なる値に設定できることが分かる。このようにダイオードＤ１とダイオードＤ２の接合面積を変えてインピーダンスの値が異なるようにすることで、ダイオードＤ１に流れる電流Ｉｄ１とダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２の振幅値が異なり、さらに位相差も１８０°ではなくなる。したがって、従来のミキサ回路が備えていたＬＯ信号の抑制効果が低減されてＬＯ信号の出力電力が上昇する。

図３は、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２に対する、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO（図中実線Ａ）とＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｂ）のシミュレーション結果を示している。

図３に示すように、本実施形態のミキサ回路では、接合面積比Ｓ１／Ｓ２が「１」から離れるにしたがってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが上昇し、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFが減少する。したがって、接合面積比Ｓ１／Ｓ２を適宜選択することでＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力比を調整できるため、ＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を同程度で、かつ従来に比べて大きな値に設定できる。

図４は、本実施形態のミキサ回路の、ＩＦ信号の入力電力Ｐ_IFに対するＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO（図中実線Ｃ）及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｄ）の測定結果を示している（但し、接合面積比Ｓ１／Ｓ２＝０．５）。比較のため、図４では、従来（接合面積比Ｓ１／Ｓ２＝１）のＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO（図中破線Ｅ）及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中破線Ｆ）もそれぞれプロットしている。なお、測定条件は、ＲＦ信号の周波数ｆ_RF＝６０ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数ｆ_LO＝５９ＧＨｚであり、ＬＯ／２信号の出力電力Ｐ_LO/2＝１０ｄＢｍとする。

図４から分かるように、従来のミキサ回路では、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFとＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOとがほぼ等しくなるときの値は、およそ−４５ｄＢｍであった。それに対して本実施形態のミキサ回路では、およそ−２３ｄＢｍである。したがって、従来に比べて約２２ｄＢ改善された。

上述したようにミキサ回路からのＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF及びＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOは、大きい方が後段に配置する電力増幅器の利得が小さくできる。したがって、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、ミキサ回路から従来よりも大きく、かつ同程度の出力電力の局部発振信号及びＲＦ信号が得られるため、電力増幅器の利得を小さくすることが可能になる。よって、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。

ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOは、アンチパラレルダイオード部１のダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２を小さな値にするほど増大するため、上記理由により接合面積比Ｓ１／Ｓ２は小さい値に設定することが好ましい。

しかしながら、ＬＯ信号をあまり大きくすると、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢ（１ｄＢ利得圧縮点）を越えてしまう（図５参照）。そこで、本実施形態では、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOがＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢ以下となるように接合面積比Ｓ１／Ｓ２を選択する。

一方、近年の送信信号の歪みに対して要求される最も厳しい条件は、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢよりも１３ｄＢ低い電力で送信することである（図５の13dB Back off）。この場合、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOもＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢよりも１３ｄＢ低い送信電力に制限される。

したがって、本実施形態では、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるようにアンチパラレルダイオード部１のダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２を選択する。

なお、本実施形態では、アンチパラレルダイオード部１が、２つのダイオードＤ１，Ｄ２で構成される例を示したが、ダイオードＤ１、またはダイオードＤ２の少なくともいずれか一方に対して、並列に、かつ同極性で１つ以上のダイオードを接続する構成でも、並列接続するダイオード数が異なっていれば、上記ダイオードＤ１，Ｄ２の接合面積比を変える場合と同様の効果を得ることができる。その場合、ダイオードＤ１側とダイオードＤ２側の接合面積の合計値が異なれば、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、及び並列接続する各ダイオードの個々の接合面積は同一であってもよく、異なっていてもよい。

（第２の実施の形態）
図６は本発明のミキサ回路の第２の実施の形態の構成を示す回路図であり、図７は図６に示したインピーダンス素子として伝送線路を用いた構成を示す回路図である。

図６に示すように、第２の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部１１として、ダイオードＤ１と第１のインピーダンス素子１１３が直列に接続された第１のダイオード回路１１１と、ダイオードＤ２と第２のインピーダンス素子１１４が直列に接続された第２のダイオード回路１１２とを有する構成である。

第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２は、各々が有するダイオードが逆極性となるように並列に接続されている。その他の構成は従来と同様であるため、その説明は省略する。

図７に示すように、本実施形態のミキサ回路では、第１のダイオード回路１１１が有する第１のインピーダンス素子として第１の伝送線路１１５を用い、第２のダイオード回路１１２が有する第２のインピーダンス素子として第２の伝送線路１１６を用いる構成である。第１の伝送線路１１５及び第２の伝送線路１１６は、例えば特性インピーダンスが同一で、線路長が異なるパターンで形成される。

このように、第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２とにそれぞれインピーダンス素子を有することで、第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２のインピーダンスを異なる値に設定できる。

したがって、本実施形態のミキサ回路では、第１の実施の形態と同様に、第１の伝送線路１１５及び第２の伝送線路１１６の長さを適宜選択することでＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力比を調整できるため、ＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を同程度で、かつ従来に比べて大きな値に設定できる。

したがって、第１の実施の形態と同様に、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、ミキサ回路から従来よりも大きく、かつ同程度の出力電力の局部発振信号及びＲＦ信号が得られるため、電力増幅器の利得を小さくすることが可能になる。よって、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。

また、第１のインピーダンス素子１１３及び第２のインピーダンス素子１１４をそれぞれ伝送線路で構成することで、配線工程だけで第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２のインピーダンスを異なる値にできるため、部品点数や製造工程が増加することが無く、ミキサ回路のコストの上昇が抑制される。

図８は、本実施形態のミキサ回路の、第１の伝送線路と第２の伝送線路の伝送線路長差に対する、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO(図中実線Ｇ)及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｈ）関係の計算結果を示すグラフである。なお、図８のグラフは、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の特性が同一である場合の計算結果を示している。

図８に示すように、本実施形態のミキサ回路は、伝送線路長差の増大に伴ってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが上昇する。一方、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFは伝送線路長差の増大に伴ってわずかながら減少する。したがって、第２の実施の形態のミキサ回路においても、第１の伝送線路及び第２の伝送線路の線路長を適宜選択することで、ＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を同程度に、かつ従来よりも大きな値に調整することができる。

なお、本実施形態においても、第１の実施の形態と同様に、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるように、アンチパラレルダイオード部１１の第１のインピーダンス素子１１３と第２のインピーダンス素子１１４のインピーダンス比を選択するのが望ましい。

また、本実施形態では、第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２の各々にインピーダンス素子を有する構成を示したが、インピーダンス素子は第１のダイオード回路１１１または第２のダイオード回路１１２のいずれか一方に有する構成であってもよい。

また、本実施形態では、ダイオードＤ１に第１のインピーダンス素子１１３が直列に接続され、ダイオードＤ２に第２のインピーダンス素子１１４が直列に接続された構成を示したが、第１のインピーダンス素子１１３はダイオードＤ１と並列に接続されていてもよく、第２のインピーダンス素子１１４はダイオードＤ２と並列に接続されていてもよい。

また、本実施形態では、インピーダンス素子として伝送線路を用いる構成を示したが、第１のインピーダンス素子１１３及び第２のインピーダンス素子１１４には、インダクタ、キャパシタ、あるいは抵抗器などの集中定数素子を用いてもよい。

さらに、本実施形態では、インピーダンス素子として、特性インピーダンスが等しく、線路長が異なる伝送線路を用いる構成を示したが、伝送線路の特性インピーダンスが異なる場合は同じ線路長の伝送線路を用いてもよい。

（第３の実施の形態）
図９は本発明のミキサ回路の第３の実施の形態の構成を示す回路図である。

第１、第２の実施の形態のミキサ回路では、主としてＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFとＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOとがほぼ等しくなるときの値を大きくするミキサ回路の構成を提案した。さらに、自己へテロダイン通信方式の受信装置では、上述したようにＬＯ信号の電力レベルをできるだけ一定にすることが望ましい。第３の実施の形態は、ＩＦ信号電力によらず、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOをほぼ一定にできるミキサ回路を提案する。

図９に示すように、第３の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部３１として、ダイオードＤ１と抵抗器１１７が直列に接続された第１のダイオード回路１１１と、ダイオードＤ２を備えた第２のダイオード回路１１２とを有する構成である。第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２は、各々が有するダイオードが逆極性となるように並列に接続されている。その他の構成は第２の実施形態と同様であるため、その説明は省略する。

本実施形態の第１のダイオード回路１１１では、インピーダンス素子として抵抗器１１７を用いることで、自己バイアス効果によりダイオードＤ１に印加される電圧がほぼ一定となる。そのため、第２の実施の形態のミキサ回路と同様の効果に加えて、ＩＦ信号の高入力電力時におけるＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOの低下が抑制される。

図１０は第３の実施の形態のミキサ回路のＩＦ信号の入力電力Ｐ_IFに対するＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOの測定結果を示している。図中実線Ｍは本実施形態の測定結果を示し、図中波線Ｎは抵抗を接続しないミキサ回路（第１の実施の形態に相当）の測定結果を示している。ダイオードＤ１とダイオードＤ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２は０．５である。また、ダイオードＤ１に直列に接続した抵抗器１１７の値は５０Ωである。なお、測定条件は、ＲＦ信号の周波数ｆ_RF＝６０ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数ｆ_LO＝５９ＧＨｚ、ＬＯ／２信号の電力Ｐ_LO/2＝９ｄＢｍである。

図１０から分かるように、抵抗器１１７を接続しないミキサ回路（図中破線Ｎ）では、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOの変動が１.１ｄＢであった。これに対して、本実施形態のミキサ回路（図中実線Ｍ）では、０．２ｄＢである。したがっておよそ１ｄＢ改善された。

なお、図９では、第１のダイオード回路１１１にダイオードＤ１と直列に接続される抵抗器１１７を有する構成を示したが、第２のダイオード回路１１２にダイオードＤ２と直列に接続される抵抗器を有していてもよく、第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２の各々にダイオードと直列に接続される抵抗器を有する構成であってもよい。第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２にダイオード及び抵抗器をそれぞれ有する構成では、第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２のインピーダンスを異なる値に設定できれば、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２の接合面積は、異なっていてもよく、等しくてもよい。

（第４の実施の形態）
図１１は本発明のミキサ回路の第４の実施の形態の構成を示す回路図である。

第４の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部２１のダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とが異なる構成である。その他の構成は第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

本実施形態では、ダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とを変えるために、例えば、ダイオードＤ１，Ｄ２として、仕事関数が異なる金属を使用したショットキーダイオードを用いる。

図１２に、本実施形態のミキサ回路の、ダイオードの順方向立上り電圧差に対する、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO(図中実線Ｉ)及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｊ）のシミュレーション結果を示している。

図１２に示すように、本実施形態のミキサ回路では、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向立上り電圧差の拡大に伴ってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが増加していく。一方、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFは僅かに減少する。したがって、第４の実施の形態のミキサ回路の構成でも、アンチパラレルダイオード部２１のダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とを適宜選択することで、第１、第２の実施の形態と同様にＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を大きく、かつ同程度に調整できる。

よって、第１、第２の実施の形態と同様に、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。

なお、ダイオードＤ１、Ｄ２にはｐｎ接合型のダイオードを用いてもよい。その場合、ダイオードＤ１、Ｄ２のＰ型半導体またはＮ型半導体の不純物濃度を変えるか、エネルギー準位の異なる不純物をドーピングすることでＶｆ１とＶｆ２を変えればよい。

本実施形態では、アンチパラレルダイオード部が、２つのダイオードＤ１、Ｄ２で構成される例を示しているが、ダイオードＤ１、またはダイオードＤ２の少なくともいずれか一方に対して、直列に、かつ同極性で複数のダイオードを接続する構成でも、直列接続するダイオード数が異なっていれば、順方向立上り電圧を変える場合と同様の効果を得ることができる。その場合、ダイオードＤ１側とダイオードＤ２側の順方向立上り電圧の合計値が異なれば、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、及び直列接続する各ダイオードの個々の順方向立上り電圧は同一であってもよく、異なっていてもよい。

また、本実施形態においても、第１の実施の形態と同様に、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるように、アンチパラレルダイオード部２１のダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とを選択するのが望ましい。

（第５の実施の形態）
図１３は本発明のミキサ回路の第５の実施の形態の構成を示す回路図である。

第５の実施の形態のミキサ回路は、第１の実施の形態〜第４の実施の形態のミキサ回路にバイアス回路６を追加した構成である。なお、図１３は第２の実施の形態のミキサ回路にバイアス回路を追加した構成を示しているが、第１の実施の形態のミキサ回路、あるいは第３、第４の実施の形態のミキサ回路にバイアス回路を追加した構成であってもよい。

図１３に示すように、第５の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部１１に対して所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス回路６を有し、アンチパラレルダイオード部１１の出力端から所定の直流電圧が供給される構成である。

バイアス回路６は、直流電圧源６１とインダクタンス素子６２とを有し、インダクタンス素子６２を介して直流電圧源６１からアンチパラレルダイオード部１１に直流電圧が供給される。このような構成では、高周波帯域においてバイアス回路６はインダクタンス素子６２によりオープンとなる。

図１４は、本実施形態のミキサ回路の、バイアス電圧に対するＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO(図中実線Ｋ)及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｌ）のシミュレーション結果を示している。なお、シミュレーションはダイオードＤ１、Ｄ２の特性が等しく、インピーダンス素子を接続していない従来と同様構成のミキサ回路を想定して行った。

図１４に示すように、本実施形態のミキサ回路は、バイアス電圧の増加に伴ってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが大幅に上昇する。一方、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFはバイアス電圧の増加に伴ってわずかに減少する。したがって、第５の実施の形態のミキサ回路においても、バイアス電圧を適宜選択することでＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を大きく、かつ同程度に調整できる。よって、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。

なお、本実施形態のミキサ回路は、オープンスタブが接続されたアンチパラレルダイオード部の出力端からバイアス電圧を供給する構成を示したが、バイアス電圧はアンチパラレルダイオード部の入力端から供給してもよい。この場合、ショートスタブはキャパシタを介して接地電位にショートされる。

また、本実施形態においても、第１の実施の形態と同様に、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるように、アンチパラレルダイオード部に供給するバイアス電圧を選択するのが望ましい。

本発明のミキサ回路の第１の実施の形態の構成を示す回路図である。アンチパラレルダイオード部の２つのダイオードの接合面積比を０．５とした場合のミキサ回路の電流電特性を示すグラフである。アンチパラレルダイオード部の２つのダイオードの接合面積比Ｓ１／Ｓ２に対するＬＯ信号の出力電力とＲＦ信号の出力電力のシミュレーション結果を示すグラフである。図１に示したミキサ回路のＩＦ信号の入力電力に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFの測定結果を示すグラフである。図１に示したミキサ回路の出力電力の範囲を示すＩＦ信号に対するＬＯ信号及びＲＦ信号の出力電力の関係を示すグラフである。本発明のミキサ回路の第２の実施の形態の構成を示す回路図である。図６に示したインピーダンス素子として伝送線路を用いた構成を示す回路図である。図７に示した第１の伝送線路と第２の伝送線路の伝送線路長差に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力の計算結果を示すグラフである。本発明のミキサ回路の第３の実施の形態の構成を示す回路図である。第３の実施の形態のミキサ回路のＩＦ信号の入力電力に対するＬＯ信号の出力電力の測定結果を示すグラフである。本発明のミキサ回路の第４の実施の形態の構成を示す回路図である。図１１に示したミキサ回路のダイオードの順方向立上り電圧差に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明のミキサ回路の第５の実施の形態の構成を示す回路図である。第５の実施の形態のミキサ回路のバイアス電圧に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力のシミュレーション結果を示すグラフである。自己ヘテロダイン通信方式の構成を示す模式図である。従来のアンチパラレルダイオード部を有するミキサ回路の構成を示す回路図である。図１６に示したミキサ回路の特性を示す図であり、同図（ａ）は電流電圧特性を示すグラフ、同図（ｂ）は出力波形を示す波形図、同図（ｃ）は出力信号の周波数特性を示すグラフである。

符号の説明

１、１１、２１、３１アンチパラレルダイオード部
２ショートスタブ
３オープンスタブ
４、５接続点
６バイアス回路
６１直流電圧源
６２インダクタンス素子
１１１第１のダイオード回路
１１２第２のダイオード回路
１１３第１のインピーダンス素子
１１４第２のインピーダンス素子
１１５第１の伝送線路
１１６第２の伝送線路
１１７抵抗器
Ｄ１、Ｄ２ダイオード

Claims

ＲＦ信号とＬＯ信号とを同時に送信する通信方式で使用するミキサ回路であって、
ダイオード特性を有する第１の回路と、
前記第１の回路とインピーダンスが異なり、かつ前記第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、前記第１の回路と並列に接続された第２の回路と、
を有するミキサ回路。
前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
前記第１のダイオードと接合面積が異なる第２のダイオードを有する請求項１記載のミキサ回路。
前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１の回路及び第２の回路のうち、少なくともいずれか一方にインピーダンス素子を有する請求項１記載のミキサ回路。
前記インピーダンス素子は、
伝送線路である請求項３記載のミキサ回路。
前記インピーダンス素子は、
抵抗器である請求項３記載のミキサ回路。
前記第１の回路は、
第１のダイオード及び第１のインピーダンス素子を有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオード及び前記第１のインピーダンス素子とインピーダンスが異なる第２のインピーダンス素子を有する請求項１記載のミキサ回路。
前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
特性インピーダンスが等しく、線路長が異なる伝送線路である請求項６の記載のミキサ回路。
前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
特性インピーダンスが異なる伝送線路である請求項６の記載のミキサ回路。
前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
抵抗器である請求項６記載のミキサ回路。
前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ直列に接続される第３のダイオードを有する請求項１乃至９のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ並列に接続される第３のダイオードを有する請求項１乃至９のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記第１の回路と前記第２の回路の接続端のうち、少なくともいずれか一方から所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス回路を有する請求項１乃至１１のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記第１の回路と前記第２の回路の一方の接続端から第１の信号及び第２の信号が入力され、前記第１の回路と前記第２の回路の他方の接続端から前記第１の信号と第２の信号が混合された第３の信号及び前記第１の信号の高調波である第４の信号が出力され、
前記第３の信号の電力レベルが、
前記第４の信号の１ｄＢ利得圧縮点から該１ｄＢ利得圧縮点−１３ｄＢの範囲内である請求項１乃至１２のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記第３の信号及び前記第４の信号の出力電力レベルが等しい請求項１３記載のミキサ回路。
請求項１３または１４に記載のミキサ回路と、
前記第３の信号及び前記第４の信号を増幅する電力増幅器と、
を有する無線通信装置。