WO2005062474A1

WO2005062474A1 - 無線通信装置

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Publication number: WO2005062474A1
Application number: PCT/JP2004/018010
Authority: WO
Inventors: Shuya Kishimoto; Kenichi Maruhashi
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 2003-12-24
Filing date: 2004-12-03
Publication date: 2005-07-07
Also published as: US7764941B2; JPWO2005062474A1; JP4224721B2; US20070149147A1

Abstract

　受信側での受信信号のビット誤り率を検出し、このビット誤り率に応じて最適な変調方式およびＬＯ出力電力を決定し、ＬＯ出力変更命令を送信側のイメージ抑圧ミキサへ指示する。イメージ抑圧ミキサは電力分配器（２０１）が等振幅、位相差αでＬＯを２分岐し、電力分配器（２０２）が等振幅、位相差βでＩＦ信号を２分岐し、電力合成器（２０５）が等振幅、位相差γでＲＦ信号を合成するとき、ＬＯ出力変更命令に応じて位相Ｘ＝α＋γを変化させる。このＸを変化させることにより、ＬＯ出力電力が制御され、送信増幅器のバックオフ量が、最適変調方式に応じて変更される。このとき、イメージ抑圧量を最大とするため、α−β＋γ＝２ｎπ（ｎは整数）に設定される。

Description

明細書

無線通信装置

技術分野

[0001] 本発明は無線通信装置及び無線通信方法並びにそれに用いるミキサに関し、特に局部発振信号と無線変調信号が同時に送出される無線通信方式の改良に関するものである。

背景技術

[0002] 通信方式の一つとして、中間周波数帯変調 (IF)信号をアップコンバートした無線変調 (RF)信号と、アップコンバートに使用した局部発振 (LO)信号とを同時に送出する方式が、例えば下記の文献 1に開示されている。この通信方式の受信側では、受信した LO信号と RF信号を使用して復調が行われる。このために、受信装置に高価な局部発振器の設置が不要であり、よって低コストな通信システムが提供できる。

[0003] 文献 1 :特開 2001— 53640号公報

このような通信方式にぉ、て、受信機側でのキャリア対ノイズ比 (C/N)指数を最適とするため、送信電力一定という条件のもとでは、 RF信号電力と LO信号電力を等しくする必要があることが、下記の文献 2に示されている。このため、 IF入力電力は、 RF出力電力と LO出力電力とがー致するポイントに設定しなければならず、送信機における PldB (ldB利得圧縮点）からのバックオフ量は、この一致ポイントによって決定されてしまう。

[0004] 文献 2 :Yozo Shoji等、" 60 Ghz Band 64 QAM/OFDM Terrestrial Digital Broadcasting Signal Transmission by Using Millimeter-Wave Self-Heterodyne System",IEEE TRANSACTIONS ON BROADCASTING, VOL. 47, No. 3, September 2001, pp.218 - 227

ここで、ノックオフ量について、図 1を使用して説明する。当図を参照すると、 IF入力電力である PIFに対する、 LO信号の出力電力（LOで示す)及び RF信号の出力電力（RFで示す）の関係を示しており、 RF信号の ldB圧縮点である PldB力ゝらの減少方向の電力量がバックオフ量と称されるものであり、このバックオフ量を少なくすると、 RF信号が非直線領域へ力かってしまい、その出力が歪むという問題が発生する。そこで、このバックオフ量には最適な値が存在する力前述したように、 IF入力電力は、 RF出力電力と LO出力電力とがー致するポイントである点 Aに設定しなければならず、よって、送信機における PldBからのバックオフ量は、この一致ポイントによって決定されてしまうことになるのである。

[0005] ここで、上記の特許文献 1に記載の通信方式に、従来のイメージ抑圧ミキサを使用した場合を考える。図 2には従来のイメージ抑圧ミキサの構成図を示す。電力分配器 101は LO信号発振器から出力された LO信号を 2分岐し、ミキサ 103およびミキサ 10 4へ入力する。電力分配器 102は IF信号を 2分岐し、ミキサ 103および 104へ入力する。ミキサ 103および 104は入力された LO信号と IF信号から RF信号を生成し、 RF 信号と LO信号を電力合成器 105へ入力する。電力合成器 105は、ミキサ 103から出力される LO信号、 RF信号と、ミキサ 104から出力される LO信号、 RF信号を合成しイメージ抑圧して出力する。

[0006] ここで、電力分配器 101は LO信号を等振幅、位相差 αで 2分岐する。電力分配器

102は IF信号を等振幅、位相差 13で 2分岐する。電力合成器 105は等振幅、位相差 Ύで電力合成する。このとき、イメージ信号抑圧比を最大とするため、位相の関係は + β + γ = 2η π ……（1) かつ

a - j8 + γ = (2η+ 1) π (ηは整数) …… (2)

を満たすように α、 j8、 γを設定する。このとき LO電力は、

α + γ = (2η+ 1/2) π ……（3)

で決定される値となる。

[0007] ところで、通信環境の変化に応じて通信品質が変化する場合、その通信環境 (通信品質）に適した変調方式に変更しなければ、良好な通信が行えない。そして、変調方式には送信機出力の PldBに対して最適なバックオフ量が存在することが知られており、そのために、通信環境の変化によってバックオフ量を変更しなければ、通信環境に適した変調方式に変更できなヽと、う問題がある。

[0008] 従来のイメージ抑圧ミキサを使用して特許文献 1に記載の通信を行うと、 LO電力が位相、

α + γ = (2n+ l/2) π

で決定される値となっていた。受信 CZNが最適となるように通信を行うと、上述したように、バックオフ量は LO出力電力と RF出力電力が等しくなる IF電力に決定され、通信環境に適したバックオフ量で通信できな、と、う課題があった。

発明の開示

[0009] 本発明は、通信環境の変化により通信品質が変化した場合、その変化に伴い変調方式を変更し、その変調方式に応じて LO出力電力を変更できるようにした無線通信装置及び無線通信方法並びにそれに用いるミキサを提供することを目的として、る。

[0010] 本発明による無線通信装置は、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号にミキサにより変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置であって、通信品質に応じて変調方式を変更制御すると共に、前記局部発振信号の出力電力を制御する制御手段を含むことを特徴とする。

[0011] 本発明による無線通信方法は、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法であって、通信品質に応じて変調方式を変更制御する変調方式変更制御ステップと、前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御するステップとを含むことを特徴とする。

[0012] 本発明によるプログラムは、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、通信品質に応じて変調方式を変更制御する処理と、前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御する処理とを含むことを特徴とする。

[0013] 本発明によるミキサは、中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置におけるミキサであって、通信品質に応じた制御信号により、前記局部発振信号の出力電力を制御自在としたことを特徴とする。

[0014] 本発明の作用を述べる。アンテナで受信した受信信号を基に、通信品質を測定してこの通信品質に応じて送信信号の変調方式を制御する同時に、 RF部における L O出力電力の制御を行う。このような制御が行われることにより、バックオフ量を自由に変化させることができ、無線通信環境の変化に応じた最適の変調方式とすることが可能となる。

図面の簡単な説明

[図 1]図 1は、ノックオフ量を説明するための図である。

[図 2]図 2は、従来のイメージ抑圧ミキサを示す図である。

[図 3]図 3は、本発明による無線通信装置の概略構成図である。

[図 4]図 4は、図 3の制御部 1の動作を示す概略フローチャートである。

[図 5]図 5は、図 3の RF部 2の構成を示す図である。

[図 6]図 6は、本発明の第 1の実施の形態のイメージ抑圧ミキサを示す図である。

[図 7]図 7は、本発明の第 1の実施の形態のイメージ抑圧ミキサによる、位相変化に対する出力電力変化を示す図である。

[図 8a]図 8aは、本発明の第 1実施の形態イメージ抑圧ミキサにおける、 X= (1/6) π場合の、入出力特性の位相依存性を示す図である。

[図 8b]図 8bは、本発明の第 1実施の形態イメージ抑圧ミキサにおける、 X= (1/2) π場合の、入出力特性の位相依存性を示す図である。

[図 8c]図 8cは、本発明の第 1実施の形態イメージ抑圧ミキサにおける、 X= (5/6) π場合の、入出力特性の位相依存性を示す図である。

[図 9]図 9は、図 3の制御部 1における変調方式の変更態様の例を示す図である。

[図 10]図 10は、本発明の第 2実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。

[図 11]図 11は、本発明の第 3実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。

[図 12]図 12は、本発明の第 4実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。

[図 13]図 13は、図 12のミキサの具体例を示す回路図である。

[図 14]図 14は、図 14ミキサ回路における出力電力のバイアス依存性を示す図である

[図 15]図 15は、本発明の第 5実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。

[図 16]図 16は、本発明の第 6実施の形態イメージ抑圧ミキサを示す図である。発明を実施するための最良の形態

[0016] 以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。

(第 1の実施の形態）

図 3は本発明の第 1の実施の形態のシステムの構成を示す。本システムは制御部 1 、 RF部 2、ベースバンド ZIF部 3、ビット誤り率検出部 4、アンテナ部 5から構成される。図において、太線は制御信号線を示し、細線は情報信号線を示す (以下、同じとする）。 RF部 2は、アンテナ部 5が受信した RF信号を IF信号に変換する。 RF部 2で変換された IF信号は、ベースバンド ZIF部 3へ入力される。このベースバンド ZIF部 3 は入力された IF信号力もデータを復調してビット誤り率検出部 4へ入力する。ビット誤り率検出部 4は入力されたデータからビット誤り率（BER: Bit Error Rate)を検出し、その検出結果である BER及び復調データを制御部 1へ送信する。

[0017] 図 4はこの制御部 1の動作を示す概略フロー図であり、制御部 1は入力された BER に基づ!/、て (ステップ S1)、当該 BERに対して最適な変調方式を決定する (ステップ S2)と共に、この決定した変調方式に対応した LO出力電力を決定する (ステップ S3 )。そして、変調方式変更命令をベースバンド ZIF部 3へ出力する (ステップ S4)と同時に、 RF部 2へ LO出力電力変更命令を送信する (ステップ S5)。

[0018] ベースバンド ZIF部 3は、送信データに対する変調方式を、制御部 1からの変調方式変更命令に応じた変調方式に設定し、送信データを当該変調方式で変調して IF 信号として RF部 2へ出力する。また、 RF部 2では、制御部 1からの LO出力電力変更命令に従い、 LO出力電力の変更を行い、 RF信号と LO信号をアンテナ 5へ送信する。なお、制御部 1は、検出したビット誤り率に変化がなければベースバンド及び IF部 3には変調方式変更命令を、 RF部 2には LO出力電力変更命令を送信しな!ヽ。

[0019] 図 5は RF部 2の構成を示すブロック図である。 RF部 2は LO信号発振器 11、ミキサ部 12、送信増幅器 13、減衰量可変減衰器 14、低雑音増幅器 15、検波器 16、送受切換えスィッチ（SW) 17および 18から構成される。 LO信号発振器 11は IF信号をァップコンバートするための LO信号を発振し、 LO信号はミキサ部 12へ入力される。ミキサ部 12は LO信号発振器 11から入力された LO信号を使用して、減衰量可変減衰器 14カゝら入力される IF信号をアップコンバートし、 RF信号を生成する。 [0020] また、ミキサ部 12は生成した RF信号とアップコンバートで使用した LO信号を同時に送信増幅器 13へ出力する。また、ミキサ部 12は制御部 1から入力される LO信号出力電力変更命令に従い、 LO信号の出力電力を調整し、送信増幅器 13へ出力する。送信増幅器 13はミキサ部 12から入力された RF信号と LO信号とを送信電力まで増幅し、アンテナ部 5へ供給する。また、送信増幅器 13は、制御部 1から入力される L O信号出力電力変更命令に応じてその利得が制御される。

[0021] 減衰量可変減衰器 14は、制御部 1から入力される LO出力電力変更命令に従いその減衰量を変更し、ベースバンド ZIF部 3から入力される IF電力を調整し、ミキサ部 1 2へ IF信号を入力する。低雑音増幅器 15はアンテナ部 5で受信した RF信号を増幅し、検波器 16へ入力する。検波器 16は低雑音増幅器 15から入力された RF信号を I F信号へ変換し、ベースバンド ZIF部 3へ出力する。送受切換えスィッチ 17および 1 8は制御部 1からの送受切換え制御信号に従い、送受信の切換えを行う。

[0022] 図 6に本発明第 1の実施の形態のミキサ部 12の回路構成を示す。ミキサ部 12は L O信号用電力分配器 201、 IF信号用電力分配器 202、ミキサ 203および 204、 RF 信号用電力合成器 205から構成される。電力分配器 201および 202、電力合成器² 05には、例えば、アクティブバランを使用する。電力分配器 201は LO信号を等振幅、位相差 αで 2分岐し、ミキサ 203及び 204へ出力する。

[0023] 電力分配器 202は IF信号を等振幅、位相差 βで 2分岐し、ミキサ 203および 204 へ出力する。ミキサ 203及び 204は電力分配器 202から入力された IF信号を、電力分配器 201から入力された LO信号で RF信号周波数帯へアップコンバートして RF信号を生成し、アップコンバートに使用した LO信号と同時に電力合成 205へ出力する。電力合成器 205は、ミキサ 203および 204から入力された RF信号と LO信号を位相差 γで合成し出力する。電力分配器 201および 202、電力合成器 205は、制御部 1 力ミキサ部へ入力される LO出力電力変更命令に従い、それぞれの位相差を変更する。位相差の関係は、イメージ信号の抑圧量を最大とするため、上記（2)式、すなわち、

a - j8 + γ = (2η+ 1) π (ηは整数）

が成立するようにする。 [0024] このとき、 α + γ =Χとすると、 β =Χ— (2η+ 1) πとなる。図 7に位相 Χ(= α + γ ) に対する LO出力電力変化と、 RF出力電力変化の高周波回路計算ソフトで計算した結果を示す。位相 Xを制御することにより、 LO出力電力および RF出力電力が制御できることが分かる。図 8aには、 X= (1/6) πとした場合の高周波回路計算ソフトで計算した IF信号電力に対するミキサ出力の RF信号および LO信号の変化を示す。図 8bには、 X= (1/2) πの場合を、図 8cには、 X= (5/6) πの場合の計算結果を、それぞれ示す。

[0025] ミキサ出力電力が、ミキサ後段の送信増幅器の線形動作領域であると仮定すると、ノックオフ量はミキサ出力によって決定される。従って、図 8a—図 8cからそれぞれの位相に対するバックオフ量を計算すると、 X= (1/6) πの場合が 6dB、 X= (1/2) πの場合が l ldB、 X= (5/6) πの場合 17dBであった。このように、位相 Xを変化させることでバックオフ量が変更できることが分かる。

[0026] ここで、制御部 1において、通信品質である BERに応じて、図 9に示すような変調方式が採用されるとする。すなわち、通信品質が悪い場合には、情報伝送速度が最も遅い BPSK (Binary Phase Shift Keying )方式、通信品質が中程度の場合には、比較的情報伝送速度が速い QPSK (Quadrature Phase Shift Keying )方式、通信品質が良い場合には、情報伝送速度が速い 8PSK方式とするものとする。すると、 BPSK変調方式の場合には、図 8aに示した X= (1/6) πとし、 QPSK変調方式の場合には、図 8bに示した X= (1/2) πとし、 8PSK変調方式の場合には、図 8cに示した X= (5/6) πとなるように、制御部 1にて決定されるのである。

[0027] この場合の変調方式と Xとの決定は、予め ROMテーブルに、各 BERに対する最適変調方式と Xの値とを書き込んでおき、これを実際の BERにより読出すことで、容易に実現可能である。なお、 Xが決まると、 LO出力電力が一義的に決まるので、 Xの代りに、 LO出力電力を書き込んでおくことも可能である。

[0028] 図 6において、制御部 1から電力分配器 202の位相差 |8を制御するようにしている 1S その理由は、上記（3)式を満足するようひおよび γを変化させると、それに伴って βをも変化させて、（2)式を常に満足するよう制御することが必要になるからである。また、図 5に示すように、減衰量可変減衰器 14の IF信号に対する減衰量および送信増幅器 13の利得を制御している力その理由は、バックオフ量を可変制御するために Xを制御して、図 8a—図 8cのそれぞれに示したように、 LOと RFとの出力電力の一致点を変更している力そのときの IF信号の電力も変化させる必要があり、よって、減衰量可変減衰器 14の減衰量を制御し、同時にそれにより減衰する電力を補償するために、送信増幅器 13の利得を増加制御する必要があるからである。

[0029] 従って、制御部 1は、最適変調方式を決定すると、 Xまたは LO出力電力を決定すると同時に、減衰量可変減衰器 14の減衰量、送信増幅器 13の利得、更には、位相差 βをも決定して、各部の制御を行うものとする。

(第 2の実施の形態）

図 10に本発明の第 2の実施の形態について示す。ミキサ部 12以外の構成は第 1 の実施の形態と同様である。第 2の実施の形態のミキサ部 12は、 LO信号用電力分配器 301、 IF信号用電力分配器 302、 LO信号用移相器 303、 IF信号用移相器 30 4、 RF信号用移相器 305、 RF信号用電力合成器 306、ミキサ 203および 204から構成される。

[0030] 電力分配器 301は LO信号を等振幅、位相差 a 1で 2分岐し、電力分配器 302は I F信号を等振幅、位相差 |8 1で 2分岐し、電力合成器 306は位相差 γ 1で RF信号および LO信号を合成する。移相器 303は LO信号の位相を δ変更し、移相器 304は I F信号の位相を φ変更し、移相器 305は RFおよび LO信号の位相を φ変更する。電力分配器および電力合成器としては、例えばウィルキンソン電力分配器、ブランチライン結合器、ランゲ結合器、ラットレース回路が使用され、位相差 α 1、 β 1、 γ 1は固定でもあってもよい。

[0031] また、移相器は、例えばアクティブ移相器が使用される。移相器 303、 304、 305は、制御部 1から入力された LO出力電力変更命令に従い、位相の変化量を変更する位相の関係は、イメージ信号の抑圧量を最大とするため、

( a l + 6 ) -( j8 1 + ) + ( γ 1 + ) = (2η+ 1) π ……（4)

が成立するようにする。なお、この例では、

X= l + δ ) + ( γ 1 + φ ) となり、 alおよび γ ΐが固定であると、 δ、 φが変数となる。また、先の実施の形態と同様に、（4)式を満足するためには、当然に φも変数となり、制御部 1により、 δ、 φ と共に制御される。

(第 3の実施の形態）

図 11に本発明の第 3の実施の形態のミキサ部 12の構成につ、て示す。ミキサ部 1 2以外の構成は第 1の実施の形態と同様である。第 3の実施の形態のミキサ部 12は、 LO信号用電力分配器 301、 IF信号用電力分配器 302、 RF信号用電力分配器 306 、 LO信号用移相器切換え部 401、 IF信号用移相器切換え部 402、 RF信号用移相器切換え部 403、ミキサ 203および 204から構成される。

[0032] 電力分配器 301および 302、電力合成器 306は第 2の実施の形態と同様である。

移相器切換え部 401は少なくとも 2つの移相器カゝら構成されており、制御部 1からの L O出力電力変更命令に従い、位相変化量 (移相量） δ 1— δ mのいずれか一つの移相器に切換わる。移相器切換え部 402、 403も同様に、制御部 1からの LO出力電力変更命令に従い Φ 1— φπιの一つ、 φ 1一 φπιの一つに、それぞれ切換わる。

[0033] 移相器は、例えば伝送線路、インダクタ、キャパシタ、またはこれらの組み合わせにより構成される。位相の関係は、イメージ信号抑圧量を最大とするために、

(al+ 6i)-(j81+ ]) + (γ 1+ ^k) = (2n+l) π···(5)

が成立するようにする。なお、 i, j, kは、それぞれ 1一 mの一つであるものとする。 (第 4の実施の形態）

図 12に本発明の第 4の実施の形態のミキサ部 12の構成につ、て示す。ミキサ部 1 2以外の構成は第 1の実施の形態と同様である。第 4の実施の形態のミキサ部 12は、 LO信号電力分配器 501、 IF信号用分配器 502、ミキサ 503および 504、 RF信号用電力合成器 505から構成される。

[0034] 電力分配器 501は LO信号と等振幅、位相差 a 2で 2分岐する。電力分配器 502は IF信号を等分配、位相差 j82で 2分岐する。電力合成器 505は位相差 γ 2で RF信号、 LO信号を合成する。位相関係はイメージ抑圧率を最大とするために、

α2+ β2+ γ 2 = 2ηπ および α2~β2+ γ 2= (2η+1) π

となるように設定する。 [0035] 制御部 1からの LO出力電力変更命令はミキサ 503および 504に入力され、ミキサ部出力の LO電力を変化させる。ミキサ 503および 504として、例えば、本願の発明者等が提案している特願 2002-307136号明細書に開示のアンチパラレルダイォードミキサを使用した場合を図 13に示す。

[0036] このアンチパラレルダイオードミキサを使用した場合、局部発振周波数はミキサ出力の LO信号周波数の 1Z2となり、電力分配器および電力合成器の位相関係が、 2 X « 2+ j8 2+ γ 2 = 2η π および

2 Χ α 2- |8 2+ γ 2= (2η+ 1) π

となるように設定する。

[0037] ミキサ 503および 504は接合面積が異なった (すなわち、インピーダンスが異なった ) 2つのダイオード D1および D2を使用したアンチパラレルダイオードミキサ部 506と、このミキサにノィァスを印加するバイアス部 507から構成される。なお、 L1はショートスタブであり、 L2はオープンスタブであり、 L0信号の 1Z2波長の電気長に等しい長さに設定されている。ミキサ部 506の入力には、 IF信号および LO信号の 1Z2の周波数信号 (LOZ2)が印加され、出力からは、 RF信号および LO信号が導出される。

[0038] 制御部 1から入力される LO出力電力変更命令に従い、バイアス部 507の直流電圧の大きさを制御する。図 14に、直流電圧の変化に対する LO出力電力および RF出力電力の変化を示す。直流電圧を増力 tlさせるに従って LO出力電力が増加していることが分かる。よって、制御部 1により、直流電圧を変化させて、変調方式に最適な L O出力電力となるように制御可能となる。

(第 5の実施の形態）

図 15に本発明の第 5の実施の形態のミキサ部 12の構成につ、て示す。ミキサ部 1 2以外の構成は第 1実施の形態と同様である。第 5の実施の形態のミキサ部 12は、特許第 3268574号の図 9に記載のミキサ回路と同様の構成であり、制御部 1からの LO 出力電力変更命令に従い、移相器 608と減衰器 609とによる位相と振幅の制御をなす構成である。

[0039] 電力分配器 601は LO信号を 2分岐する。電力分配器 601で分配された LO信号の一方は電力分配器 602へ入力され等振幅、位相差《4にて分配される。電力分配器 603は IF信号を等振幅、位相差 j8 4で分配する。電力分配器 602および 603で分配された RF信号と IF信号力ミキサ 604および 605にて RF信号を生成し、 LO信号と同時に出力する。

[0040] ミキサ 604および 605から出力される RF信号と LO信号は、電力合成器 606にて位相差 γ 4で合成される。電力分配器 601で分配され出力されるもう一方の LO信号は、移相器 607にて、制御部 1からの LO出力電力変更命令に従い、 LO信号の位相を変化させる。位相変化した LO信号は、減衰器 608出力の LO信号と、電力合成器 60 6出力の RF信号および LO信号を合成する。

[0041] 電力分配器 602および 603、電力合成器 606間の位相関係は、イメージ抑圧率が最大となるように、

« 4 + j8 4 + γ 4 = 2η π および α 4— j8 4 + γ 4 = (2η+ 1) π

となるように設定する。

(第 6の実施の形態）

図 16に本発明の第 6の実施の形態のミキサ部 12の構成について示す。このミキサ部 12の回路構成は、図 6に示した第 1の実施の形態と同様の構成であるが、局部発振信号周波数はミキサ出力 LO信号の lZm (mは整数）となっている。電力分配器 7 01は局部発振信号 LOZmを等分配、位相差《3で分配する。このときの位相関係はイメージ抑圧量を最大とするため、

m X α 3- β + γ = (2η+ 1) π

となるように設定する。この場合も、 X=m X a 3 + yとして、このと βとを制御部 1にて制御することにより、 LO出力電圧が変化する。

[0042] 上述した実施の形態においては、通信品質の例として、受信信号のビット誤り率 (Β ER)を用いた力通信品質を示す情報であれば、他の CNR (Carrier to Noise Ratio)や SNR (Signal to Noise Ratio )などを使用しても良い。また、通信品質に応じて変更する変調方式は、上述の BPSK、 QPSK、 8PSKの 3段階に限らず、更に 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation )等のより高速の変調方式を追加することち可會である。

[0043] 更に、通信品質の情報は、図 3に示した例のように、自装置の受信部におけるビット誤り率検知部 4により測定する代りに、通信相手が測定した BER等の通信品質情報を受信して、これに従って変調方式やバックオフ量の制御（すなわち、 LO出力電力の制御）を行うことが可能である。また、上記制御部 1の動作、すなわち、図 4に示した動作フローは、予めプログラムとして ROM等の記録媒体に格納しておき、これをコンピュータ（CPU)により読取らせて実行させるようにすることができることは、勿論である。

Claims

請求の範囲

[1] 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号にミキサにより変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置において通信品質に応じて変調方式を変更制御すると共に、前記局部発振信号の出力電力を制御する制御手段を含むことを特徴とする無線通信装置。

[2] 前記制御手段は、前記通信品質を検出する検出手段と、この検出された通信品質に応じて前記変調方式の変更制御及び前記局部発振信号の出力電力制御をなす手段とを有する請求項 1記載の無線通信装置。

[3] 前記通信品質は受信信号のビット誤り率である請求項 1記載の無線通信装置。

[4] 前記ミキサは、前記制御手段からの制御により、前記局部発振信号の出力電力を制御可能である請求項 1記載の無線通信装置。

[5] 前記ミキサは、前記中間周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ入力とし、前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ出力する 2個のミキサ回路と、前記 2個のミキサ回路力それぞれ出力される前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とを合成する合成器とを有し、

前記制御手段力の制御により、前記 2個のミキサ回路力出力される前記局部発振信号の位相制御をなす請求項 4記載の無線通信装置。

[6] 前記ミキサは、前記局部発振信号を等振幅、位相差 aで分配する第 1の電力分配器と、前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差 βで分配する第 2の電力分配器と、前記第 1の電力分配器で分配された局部発振信号と前記第 2の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と、前記第 1および第 2のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号および局部発振信号を、それぞれ等振幅、位相差 γで合成する合成器とを有し、

- β + γ = 2η π (ηは整数）

の関係の下に、前記制御手段により、 α + γの値を制御する請求項 4記載の無線通信装置。

[7] 前記ミキサは、前記局部発振信号を等振幅、位相差 αで分配する第 1の電力分配器と、前記第 1の電力分配器力出力される一方の信号の位相を δだけ変化させる第 1 の移相器と、

前記中間周波数帯信号を等振幅、位相 βで分配する第 2の電力分配器と、前記第 2の電力分配器力出力される一方の信号の位相を φだけ変化させる第 2 の移相器と、

前記第 1の移相器から出力される前記局部発振信号と、

前記第 2の移相器力出力される前記中間周波数帯信号とを混合する第 1のミキサ回路と、

前記第 1の電力分配器で分配された局部発振信号と、前記第 2の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とを混合する第 2のミキサ回路と、

前記第 1のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号の位相を φだけ変化させる第 3の移相器と、

前記第 3の移相器から出力される無線周波数帯信号と、前記第 2のミキサ回路から出力される無線周波数帯信号とを等振幅、位相 yで合成する合成器とを有し、

(α + δ)-(β + ) + (γ + φ)=2ηπ (ηは整数）

の関係の下に、前記制御手段により、 (α + δ) + (γ + φ)の値を制御する請求項 4 記載の無線通信装置。

[8] 前記第 1一第 3の移相器が、全て、互いに異なる移相量を有する複数の移相器力なり、前記制御手段の制御によりそれぞれ複数の移相器のうち 1つを選択可能な構成であり、選択された各移相器の移相量を δ m、 φ m、 φ mとしたとき、

(α + 6m)-(j8 + πι) + (γ + πι)=2ηπ (ηは整数）

の関係の下に、前記制御手段により、 ( α + δ m) + ( γ + m)の値を制御する請求項 7記載の無線通信装置。

[9] 前記ミキサは、

前記局部発振信号を等分配、位相差 (X 2で分配する第 1の電力分配器と、前記中間周波数帯信号を等分配、位相差 )82で分配する第 2の電力分配器と、前記第 1の電力分配器力出力される局部発振信号と、前記第 2の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と前記第 1のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号と、前記第 2のミキサ回路カゝら出力される無線周波数帯信号とを等電力、位相差 γ 2で合成する電力合成器とを有し、

α 2+ β 2+ γ 2 = 2η π かつ α 2— j8 2+ γ 2= (2η+ 1) π

(ηは整数)の関係の下に、前記制御手段により、前記ミキサ回路への直流バイアスを制御する請求項 4記載の無線通信装置。

[10] 前記ミキサは、

前記局部発振信号を 2分配する第 1の電力分配器と、

前記第 1の電力分配器から分配された局部発振信号を等振幅、位相差 (X 4で分配する第 2の電力分配器と、

前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差 β 4で分配する第 3の電力分配器と、前記第 2の電力分配器力出力される局部発振信号と、前記第 3の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と前記第 1および第 2のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号を等振幅、位相差 γ 4で合成する第 1の電力合成器と、

前記第 1の電力分配器の他方から出力される信号の位相および振幅を制御自在な振幅位相制御回路と、

前記振幅位相制御回路力出力される局部発振信号と前記第 1の電力合成器力出力される無線周波数帯信号を合成する第 2の電力合成器とを有し、

« 4+ j8 4+ γ 4 = 2η π 力つ α 4— j8 4+ γ 4= (2η+ 1) π

(ηは整数)なる関係の下に、前記制御手段により前記振幅位相制御回路の振幅、位相を制御する請求項 4記載の無線通信装置。

[11] 前記ミキサは、

前記局部発振周波数を等分配、位相差 (X 3で分配する第 1の電力分配器と、前記中間周波数帯信号を等分配、位相差 βで分配する第 2の電力分配器と、前記第 1の電力分配器力出力される局部発振信号と、前記第 2の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と前記第 1および第 2のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号を等電力、位相差 γで合成する電力合成器とを有し、

前記局部発振信号の周波数が前記無線周波数帯信号の周波数の lZmであり、

(ηは整数)なる関係の下に、前記制御信号により、 m X α 3 + _Ύの値を制御する請求項 4記載の無線通信装置。

[12] 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法において、

通信品質に応じて変調方式を変更制御する変調方式変更制御ステップと、前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御するステップとを含むことを特徴とする無線通信方法。

[13] 前記通信品質は受信信号のビット誤り率である請求項 12記載の無線通信方法。

[14] 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムにおいて、

通信品質に応じて変調方式を変更制御する処理と、

前記通信品質に応じて前記局部発振信号の出力電力を制御する処理とをコンビュータに実行させることを特徴とするプログラム。

[15] 中間周波数帯信号を無線周波数帯信号に変換する際に用いられた局部発振信号と、前記無線周波数帯信号とを同時に送信する無線通信装置におけるミキサにおいて、

通信品質に応じた制御信号により、前記局部発振信号の出力電力を制御可能としたことを特徴とするミキサ。

[16] 前記中間周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ入力とし、前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とをそれぞれ出力する 2個のミキサ部と、前記 2個のミキサ部力それぞれ出力される前記無線周波数帯信号と前記局部発振信号とを合成する合成器とを有し、前記制御信号により、前記 2個のミキサ部から出力される前記局部発振信号の位相制御を行う請求項 15記載のミキサ。

[17] 前記局部発振信号を等振幅、位相差 aで分配する第 1の電力分配器と、

前記中間周波数帯信号を等振幅、位相差 βで分配する第 2の電力分配器と、前記第 1の電力分配器で分配された局部発振信号と前記第 2の電力分配器で分配された中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と、前記第 1および第 2のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号および局部発振信号を、それぞれ等振幅、位相差 γで合成する合成器とを有し、

- β + γ = 2η π (ηは整数）

の関係の下に、前記制御信号により、 α + γの値を制御する請求項 15記載のミキサ

[18] 前記局部発振信号を等振幅、位相差 aで分配する第 1の電力分配器と、

前記第 1の電力分配器力出力される一方の信号の位相を δだけ変化させる第 1 の移相器と、

前記第 1の移相器から出力される前記局部発振信号と、前記第 2の移相器から出力される前記中間周波数帯信号とを混合する第 1のミキサ回路と、

( α + δ ) - ( β + ) + ( γ + φ ) = 2η π (ηは整数）

の関係の下に、前記制御手段により、 ( α + δ ) + ( γ + φ )の値を制御する請求項 1 5記載のミキサ。

[19] 前記第 1一第 3の移相器が、全て、互いに異なる移相量を有する複数の移相器力なり、前記制御信号によりそれぞれ複数の移相器のうち 1つを選択可能な構成であり、選択された各移相器の移相量を δ m、 φ m、 φ mとしたとき、

(α + 6m)-(j8 + πι) + (γ + πι)=2ηπ (ηは整数）

の関係の下に、前記制御信号により、 ( α + δ m) + ( γ + m)の値を制御する請求項 15記載ミキサ。

[20] 前記局部発振信号を等分配、位相差 a 2で分配する第 1の電力分配器と、

前記中間周波数帯信号を等分配、位相差 )82で分配する第 2の電力分配器と、前記第 1の電力分配器力出力される局部発振信号と、前記第 2の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と前記第 1のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号と、前記第 2のミキサ回路カゝら出力される無線周波数帯信号とを等電力、位相差 γ 2で合成する電力合成器とを有し、

α2+ β2+ γ 2 = 2ηπ かつ α 2— j82+ γ 2= (2η+ 1) π

(ηは整数)の関係の下に、前記制御信号により、前記ミキサ回路への直流バイアスを制御する請求項 15記載のミキサ。

[21] 前記局部発振信号を 2分配する第 1の電力分配器と、

«4+ j84+ γ4 = 2ηπ 力つ α 4— j84+ γ 4= (2η+ 1) π

(ηは整数)なる関係の下に、前記制御手段により前記振幅位相制御回路の振幅、位相を制御する請求項 15記載のミキサ。

前記局部発振周波数を等分配、位相差 (X 3で分配する第 1の電力分配器と、前記中間周波数帯信号を等分配、位相差 βで分配する第 2の電力分配器と、前記第 1の電力分配器力出力される局部発振信号と、前記第 2の電力分配器から出力される中間周波数帯信号とをそれぞれ混合する第 1および第 2のミキサ回路と前記第 1および第 2のミキサ回路力出力される無線周波数帯信号を等電力、位相差 Ύで合成する電力合成器とを有し、前記局部発振信号の周波数が前記無線周波数帯信号の周波数の lZmであり、

mX a 3— β + γ = 2ηπ

(ηは整数)なる関係の下に、前記制御信号により、 mX α3+ _Ύの値を制御する請求項 15記載のミキサ。