JP2002368714A - Ofdm方式の送受信機 - Google Patents
Ofdm方式の送受信機Info
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Abstract
いて送信ビームをフォーミングする。 【解決手段】 シリアル−パラレル変換部90は、変調
データをシリアル−パラレル変換しパラレル信号を出力
すると、変調部100は、パラレル信号をデジタル変調
して変調データを出力する。逆フーリエ変換部120
は、変調部100の変調データを逆フーリエ変換して送
信データ信号を出力すると、パラレル−シリアル変換部
130は、送信データ信号をパラレル−シリアル変換し
てシリアル信号を出力する。ウエイト選択部140は、
最大比合成ウエイトWに基づいて送信ウエイトWtxを
乗算器160〜163に設定するため、送信ビームをフ
ォーミングできる。
Description
割して並列伝送するOFDM伝送方式を用いたOFDM
送受信機に関する。
る変調方式として、OFDM(Orthogonal
Frequency division Multip
lexing)が注目されている。このOFDM方式と
は、データを周波数分割して並列伝送することで、1つ
のデータを長い時間かけて送ることができるため、電送
帯域内の特定周波数の信号が落ち込む、いわゆる周波数
選択性フェージングの影響を軽減することができる。
配置することで周波数利用効率を高めている。さらにカ
ードインターバルと呼ばれるシンボルのコピー信号をそ
のシンボルに対して付加することで、遅延波が到来した
場合でも他のシンボルからの干渉を防ぐことができる。
ェージングにより受信レベルが落ち込んだサブキャリア
の信号を、残りのサブキャリア情報から誤り訂正を用い
て復元する。従って、遅延分散の大きな環境において
は、より訂正能力の高い訂正が必要となる。この訂正能
力の高い訂正を行うためには、訂正を行うための符号を
多く必要とするので、実質的な信号の伝送速度が低下し
てしまう。
た信号を合成(若しくは、選択)するダイバーシチ受信
をOFDM方式に適用した受信機が提案されており、サ
ブキャリアごとに信号と雑音との比を最大にする、いわ
ゆる最大比合成が最も性能がよいことが知られている。
子で受信信号のレベルが低下していても、その受信信号
のサブキャリア情報を、他のアンテナ素子で受信した同
一サブキャリア情報で復元することが可能になり、遅延
分散の大きな環境においても、誤り訂正能力を上げるこ
となく品質の良い通信が可能になる。
を適用した具体例につき図7を用いて説明する。
0〜13、シリアル−パラレル変換部(S/P)20〜
23、高速フーリエ変換部(FFT)30〜33、伝搬
路推定部40〜43、ウエイト算出部(最大比合成ウエ
イト算出)50、最大比合成部60、復調部70、及
び、パラレル−シリアル変換部(P/S)80から構成
される。
例につき図8を用いて説明する。OFDM信号は、図7
に示すように、時間軸上において、タイミング検出用既
知信号T、及び、伝送路推定用既知信号CSが、各有効
シンボルD1〜DN(Nは整数)に先だって配置されて
いる。
にて所定信号を繰り返すように構成されて、伝送路推定
用既知信号CSは、周波数軸上に既知のサブキャリア信
号(以下、既知サブキャリア信号という)がそれぞれ配
列されて成る。
ル{Data(1)〜Data(nsym)}とこのデ
ータシンボル毎にそのデータシンボルに先だつガードイ
ンターバルGIとからなる。ガードインターバルGI
は、データシンボル毎にそのデータシンボルのうち、後
側の所定期間部分を複写されたものである。このデータ
シンボルは、周波数軸上にサブキャリア信号(以下、デ
ータサブキャリア信号という)がそれぞれ配列されて成
る。この有効シンボルのサブキャリア信号は、データ
が、BSK、QPSK、16QAM等のデジタル変調さ
れたものである。
受信されたOFDM信号は、それぞれ、RF/IF回路
(図示しない)を経て増幅、周波数変換されて、ベクト
ル復調部(図示しない)に入力された後、アナログI
(実部)、Q(虚部)信号に復調される。このアナログ
I、Q信号を基に、同期、AFC(AUTO Freq
uency Cotrol)、ガードインターバル除去
等のOFDM復調に必要な処理が行われる。
処理が成されたそれぞれの信号は、シリアル−パラレル
変換部20〜23でシリアル−パラレル変換されて、そ
のパラレル変換された信号(以下、パラレル信号とい
う)は、アンテナ素子毎に、高速フーリエ変換部30〜
33に入力される。高速フーリエ変換部30〜33は、
アンテナ素子毎に、パラレル信号を高速フーリエ処理す
ることで、OFDM信号をOFDM復調する。
間軸上にて、伝送路推定用既知信号CS、及び、各有効
シンボルD1〜DNを有するため、高速フーリエ変換部
30〜33は、伝送路推定用既知信号CSの各既知サブ
キャリア信号を求めるとともに、有効シンボル毎に各デ
ータサブキャリア信号を求める。
求められた各データサブキャリア信号を、図9(a)に
示す。
示し、符号DS1〜DS6は、高速フーリエ変換部で求
められた各データサブキャリア信号を示す。OFDM信
号のデータサブキャリア信号は、それぞれ、同一タイミ
ングで受信されたものであっても、位相と振幅とが異な
る。これは、OFDM信号は、その伝送路で歪みを受け
ているからである。
タサブキャリア信号を、例えば、伝送路推定用既知信号
CSを用いて補正する。伝搬路推定部40〜43は、ア
ンテナ素子毎に設けられており、伝搬路推定部40〜4
3には、予め、伝送路推定用既知信号CSの既知サブキ
ャリア信号のレプリカ(図8(b)中、R1〜R6)が
それぞれ保持されている。
変換部30〜33で求められた各データサブキャリア信
号を、既知サブキャリア信号のレプリカでそれぞれ複素
除算することにより、伝送路の周波数特性を示す伝送路
推定値を既知サブキャリア信号毎に求める。
受信された伝送路推定用既知信号CSを伝送路推定用既
知信号CSのレプリカで既知サブキャリア毎に複素除算
することで、既知サブキャリア毎の伝送路推定値を求め
る。
毎の伝送路推定値に基づいて最大比合成ウエイトWを求
める。ここで、i番目のアンテナ素子、第l番目の有効
シンボル、第k番目のデータサブキャリア信号に作動さ
せる伝搬路推定値をh(l、k)とすると、最大比合成
ウエイトWは、数式1に示すように、(アンテナ素子の
数)×(データサブキャリア信号の数)のマトリックス
で与えられる。
ウエイトWの各要素は、データサブキャリア信号毎に設
けられており、各要素は、それぞれ、伝搬路推定値を伝
搬路推定値の大きさ(二乗値)電力レベルで除算される
{hi(l、k)/|hi(l、k)|2}。また、最
大比合成部60は、最大比合成ウエイトWを用いてデー
タサブキャリア信号を最大比合成する。
の有効シンボル、第k番目のデータサブキャリア信号
を、x(l、k)とすると、データサブキャリア信号の
最大比合成は、数式1の処理で行われる。Mは、アンテ
ナ素子番号、*は、複素共役を示す。
一データサブキャリア信号が、その歪みを、伝搬路推定
値で補正されて、この補正されたアンテナ素子毎の同一
データサブキャリア信号が合成される。このため、最大
比合成部60は、数式2に示すように、データサブキャ
リア信号毎に合成信号z(l、k)を出力する。
BSK、QPSK、16QAM等のデジタル復調し、こ
の復調された合成信号z(l、k)をパラレル−シリア
ル変換部80でパラレル−シリアル変換されて復調デー
タが求められる。
信信号の信号レベルを上げ、受信信号の雑音レベルを下
げるものである。このことを、アンテナ素子10〜13
の動作で見た場合、信号レベルを上げることは、信号エ
ネルギーの強い方向に受信のメインビームを向ける。雑
音レベルを下げることは、受信のサイドローブレベルを
下げることになる。この結果、受信のメインビームを、
目的方向に向けることができる。
FDM方式の受信機では、最大比合成ウエイトWを用い
て、受信のメインビームを目的方向に受信のメインビー
ムを向けている。すなわち、最大比合成ウエイトWを用
いて、アンテナ素子10〜13の受信ビームがフォーミ
ングされる。
エイトWは、既知サブキャリア信号毎の伝搬路推定値を
有する情報であるため、最大比合成ウエイトWを用い
て、受信のメインビームと同一の目的方向に送信のメイ
ンビームを向けることができると考えられる。これによ
り、最大比合成ウエイトWを用いれば、簡素な処理で、
送信ビームをフォーミングできると考えた。
イトを用いて送信ビームをフォーミングできるOFDM
方式の送受信機を提供することを目的とする。
成するために、請求項1に記載の発明では、周波数軸上
に各受信既知サブキャリア信号を配置されてなる受信既
知信号を、それぞれ、受信するとともに、周波数軸上に
各受信データサブキャリア信号を配置されてなる受信デ
ータ信号を、それぞれ、受信する各アンテナ素子(10
…13)と、受信されたそれぞれの受信既知信号をアン
テナ素子毎にフーリエ変換して各受信既知サブキャリア
信号を抽出するとともに、受信されたそれぞれの各受信
データ信号をアンテナ素子毎にフーリエ変換して受信デ
ータサブキャリア信号を抽出するフーリエ変換手段(3
0〜33)と、アンテナ素子毎に抽出された各受信既知
サブキャリア信号に応じて、各受信データサブキャリア
信号の伝搬路推定値を、受信既知サブキャリア信号毎に
推定する推定手段(40〜43)と、受信既知サブキャ
リア信号毎の伝搬路推定値に応じて、アンテナ素子毎の
受信データサブキャリア信号を最大比合成するための最
大比合成ウエイトを求めるウエイト算出手段(50)
と、周波数軸上に各送信サブキャリア信号を配置して送
信データ信号を生成する生成手段(120)と、アンテ
ナ素子毎に設けられて、送信データに送信ウエイトを乗
算して各アンテナ素子に出力する乗算手段(160〜1
63)と、最大比合成ウエイトに応じて、送信ウエイト
を設定する設定手段(140)とを有することを特徴と
する。
送信ウエイトを求め、この送信ウエイトを設定するた
め、簡素な処理で、送信ビームフォーミングできる。
に、ウエイト算出手段は、アンテナ素子と受信データサ
ブキャリア信号とに対応する各ウエイトを、最大比合成
ウエイトとして求め、設定手段は、伝搬路推定値の大き
さを受信既知サブキャリア信号毎に加算して各加算値を
求める加算手段と、各加算値のうち最大値を求めるとと
もに、最大比合成ウエイトのうち最大値に対応するウエ
イトを選択する選択手段と、選択されたウエイトを送信
ウエイトとして乗算手段に出力する出力手段とを有する
ように構成できる。
出力手段は、選択されたウエイトの位相情報を送信ウエ
イトとして出力してもよい。さらに、請求項4に記載の
発明のように、出力手段は、選択されたウエイトの位相
情報及び振幅情報を送信ウエイトとして出力してもよ
い。
最大比合成ウエイトのうち2つ以上のウエイトを平均し
て平均ウエイトを求める平均手段と、平均ウエイトを送
信ウエイトとして乗算手段に出力する出力手段とを有す
ることを特徴とする。これにより、精度の良い送信ウエ
イトが求まる。請求項6に記載の発明では、出力手段
は、平均ウエイトの位相情報を送信ウエイトとして出力
することを特徴とする。
平均ウエイトの位相情報及び振幅情報を送信ウエイトと
して出力することを特徴とする。
各既知サブキャリア信号を配置されてなる受信既知信号
を、それぞれ、受信するとともに、周波数軸上に各受信
データサブキャリア信号を配置されてなる受信データ信
号を、それぞれ、受信する各アンテナ素子(10〜1
3)と、受信されたそれぞれの受信既知信号をアンテナ
素子毎にフーリエ変換して各受信既知サブキャリア信号
を抽出するとともに、それぞれの各受信データ信号をア
ンテナ素子毎にフーリエ変換して受信データサブキャリ
ア信号を抽出するフーリエ変換手段(30〜33)と、
アンテナ素子毎に抽出された各受信既知サブキャリア信
号に応じて、各受信データサブキャリア信号の伝搬路推
定値を、受信既知サブキャリア信号毎に推定する推定手
段(40〜43)と、それぞれの伝搬路推定値に応じ
て、アンテナ素子毎の受信データサブキャリア信号を最
大比合成するための最大比合成ウエイトを求めるウエイ
ト算出手段(50)と、周波数軸上に各送信サブキャリ
ア信号を配置して送信データ信号を生成する生成手段
(170〜173)と、各データサブキャリア信号のそ
れぞれに送信ウエイトを乗算してアンテナ素子毎に出力
する乗算手段(160A〜163A)と、最大比合成ウ
エイトに応じて、送信ウエイトを設定する設定手段(1
40A)とを有することを特徴とする。これにより、最
大比合成ウエイトに応じて送信ウエイトを求め、この送
信ウエイトを設定するため、簡素な処理で、送信ビーム
フォーミングできる。
は、最大比合成ウエイトの位相情報を、送信ウエイトと
して設定してよく、請求項10に記載の発明のように、
設定手段は、最大比合成ウエイトの振幅情報に逆比例す
るように送信ウエイトの振幅情報を設定してもよい。
述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す
一例である。
係るOFDM方式の送受信機の第1実施形態を示す。図
1は、OFDM方式の送受信機の電気回路構成を示すブ
ロック図である。
うに、アンテナ素子10〜13、受信機1、送信機2、
及びスイッチ90〜93から構成されている。受信機1
は、シリアル−パラレル変換部(S/P)20〜23、
高速フーリエ変換部(FFT)30〜33、伝搬路推定
部40〜43、ウエイト算出部(最大比合成ウエイト算
出)50、最大比合成部60、復調部70、及び、パラ
レル−シリアル変換部(P/S)80から構成される。
(S/P)100、変調部110、逆フーリエ変換部
(iFFT)120、パラレル−シリアル変換部(P/
S)130、ウエイト選択部140、規格化部150、
及び、乗算部160〜163から構成されている。但
し、図1において、図7中の同一符号は、同一物、或い
は、実質的同一物である。
換部100は、変調データをシリアル−パラレル変換し
パラレル信号を出力し、変調部110は、パラレル信号
を例えば、16QAM(或いは、BSK、QPSK)等
のデジタル変調して変調データを出力する。逆フーリエ
変換部120は、変調部110の変調データを逆フーリ
エ変換して送信データ信号を出力し、この送信データ信
号は、周波数軸上に各送信サブキャリア信号が配置され
て構成される。
データ信号をパラレル−シリアル変換してシリアル信号
を出力し、ウエイト選択部140は、後述する如く、最
大比合成ウエイトWにおいて送信ウエイトを選択する。
規格化部150は、ウエイト選択部140で選択された
送信ウエイトの振幅を、送信機のダイナミックレンジに
合わせて規格化して規格化送信ウエイトを出力する。
に設けられており、乗算部160〜163は、規格化送
信ウエイトにシリアル信号を乗算し乗算信号をアンテナ
素子10〜13に、それぞれ、出力する。また、スイッ
チ90〜93は、アンテナ素子毎に設けられており、ス
イッチ90〜93は、受信機1及び送信機2の一方とア
ンテナ素子10〜13とを接続するとともに、受信機1
及び送信機2の他方とアンテナ素子10〜13とを開放
する。
る。先ず、スイッチ90〜93は、受信機1のシリアル
−パラレル変換部20〜23とアンテナ素子10〜13
とを接続するとともに、送信機2の乗算部160〜16
3とアンテナ素子10〜13とを開放する。
DM信号を受信しこのOFDM信号は、スイッチ90〜
93を通して受信機1に入力されて、上述と同様に、ウ
エイト算出部50にて最大比合成ウエイトWが求められ
て、この最大比合成ウエイトWがウエイト選択部140
に入力される。
シリアル−パラレル変換部20〜23とアンテナ素子1
0〜13とを開放するとともに、送信機2の乗算部16
0〜163とアンテナ素子10〜13とを接続する。
は、変調データをシリアル−パラレル変換しパラレル信
号を出力すると、変調部100は、パラレル信号をデジ
タル変調して変調データを出力する。さらに、逆フーリ
エ変換部120は、変調部100の変調データを逆フー
リエ変換して送信データ信号を出力すると、パラレル−
シリアル変換部130は、送信データ信号をパラレル−
シリアル変換してシリアル信号を出力する。
す如く、最大比合成ウエイトWにおいて送信ウエイトを
求める。先ず、図2では、上記数式1示す最大比合成ウ
エイトWは、上述の如く、(アンテナ素子の数)×(サ
ブキャリア信号の数)のマトリックスで与えられる。
伝搬路推定値の大きさ{|h(l、k)|2}を示し、
最大比合成ウエイトWの各要素の分母を列ごとに足し合
わせると、数式3に示すベクトルPが求まる。ベクトル
Pは、数式4に示す列毎の加算値p(l、k)を要素と
して構成されている。
受信既知サブキャリア信号に対応するため、加算値Pと
して、伝搬路推定値の大きさを受信既知サブキャリア信
号毎に加算した値が求まる。
3) …p(l、k)]
分母は、数式2にから分かるように、合成信号z(l、
k)のスケーリング(振幅)をデータサブキャリア信号
ごとに揃える役割を果たす。
axを求め、この最大値pmaxは、各受信既知サブキ
ャリア信号のうち、最大の信号レベルのサブキャリア信
号を示す。このため、最大比合成ウエイトWのうち、最
大値pmaxに対応する要素が、加算値Pのうち最も信
頼性の高いウエイトになる。ベクトルPのうち最大値p
maxの列番号を求め、最大比合成ウエイトWのうち、
最大値pmaxの列番号の各要素を、送信ウエイトWt
xとして選択する(選択手段)。
番号nを選択するとき、最大比合成ウエイトWは、極座
標で表現すると、数式5で表すことができるため、数式
6で表すウエイトWtが求められる。
のうち、振幅を除く位相だけを数式7に示す送信ウエイ
トWtxとして、規格化部150を通して乗算器160
〜163に出力して設定する(出力手段)。
大比合成ウエイトWに応じて送信ウエイトWtxを求
め、この送信ウエイトWtxを乗算器160〜163に
設定するため、簡素な処理で、送信ビームをフォーミン
グできる。
すウエイトWtの各要素のうち、位相だけを送信ウエイ
トWtxとして求める例につき説明したが、これに限ら
ず、送信ウエイトWtxに代えて、数式6で表すウエイ
トWtを乗算器160〜163に出力してもよい。これ
により、ウエイトWtの位相だけでなく、振幅をも、乗
算器160〜163に出力することになる。 (第2実施形態)上記第1実施形態では、最大比合成ウ
エイトWのうち、最大値pmaxの列番号の各要素を、
送信ウエイトWtxとして選択する例につき説明した
が、これに限らず、最大比合成ウエイトWのうち2つ以
上の要素を加算平均してその結果を送信ウエイトWtz
として出力するようにしてもよい。
のように、送信ウエイトWtzを求める。先ず、図4に
おいて、ベクトルPの各要素p(l、k)をその大きい
ものから順に並び替えて、大きいものからn個の要素を
選ぶ。これにより、信頼性の高いものからn個の要素を
選ぶことができる。
個の要素の列番号に対応するマトリックス(以下、n列
マトリックスWRという)を選ぶ。このn列マトリック
スWRは、数式8に示すように、n×(サブキャリア信
号の数)のマトリックスで与えられる。
Rでは、n個のサブキャリア信号の番号kとして、1、
16、32、37が選択されている(k=1、16、3
2、37)。
要素を行毎(サブキャリア毎)に加算することにより、
数式9に示すウエイトWttを求める。このウエイトW
ttは、アンテナ毎の要素から構成されている。さら
に、ウエイトWttの各要素のうち、振幅を除く位相だ
けを、数式10に示す送信ウエイトWtaとして、規格
化部150を通して乗算器160〜163に出力して設
定する。
トWtaを規格化部150を通して乗算器160〜16
3に出力するのに限らず、送信ウエイトWtaに代え
て、ウエイトWttを乗算器160〜163に出力する
ようにしてもよい。これにより、ウエイトWttの各要
素の位相及び振幅を乗算器160〜163に出力するこ
とになる。
では、送信ウエイトとして、アンテナ素子毎に設定した
例につき説明したが、本第3実施形態では、アンテナ素
子毎で、かつ、サブキャリア毎に送信ウエイトを設定す
る例につき説明する。この場合の構成を、図5に示す。
上記第1実施形態にて述べた送信機2に代えて、送信機
2Aが採用されている。この送信機2Aは、シリアル−
パラレル変換部(S/P)100、変調部110A、逆
フーリエ変換部(iFFT)170〜173、パラレル
−シリアル変換部(P/S)180〜183、ウエイト
選択部140A、規格化部150A、及び、乗算部16
0A〜163Aから構成されている。
て、図1中の同一符号は、同一物、或いは、実質的同一
物である。
変換部100は、変調データをシリアル−パラレル変換
しパラレル信号を出力し、変調部110は、パラレル信
号をデジタル変調して変調データを出力する。乗算部1
60A〜163Aは、後述する送信ウエイトを変調デー
タに乗算して乗算信号を出力する。
A〜163Aの乗算信号を逆フーリエ変換して送信デー
タ信号を出力する。送信データ信号は、周波数軸上に送
信サブキャリア信号が配置されて構成されており、本第
3実施形態の送信サブキャリア信号としては、乗算信号
が採用される。
データ信号をパラレル−シリアル変換してシリアル信号
をスイッチ90〜93を通してアンテナ10〜13に出
力する。ウエイト選択部140Aは、最大比合成ウエイ
トWにおいて送信ウエイトを選択する。規格化部150
Aは、ウエイト選択部140Aで選択された送信ウエイ
トの振幅を、送信機のダイナミックレンジに合わせて規
格化して出力する。
信機2Aにおいて、ウエイト選択部140Aは、数式1
0に示すように、最大比合成ウエイトWのうち位相だけ
を、数式11に示す送信ウエイトWtzとして、乗算部
160〜163に出力する。これにより、送信ウエイト
Wtzが送信サブキャリア信号毎に設定される。
は、送信データ信号をパラレル−シリアル変換してシリ
アル信号をスイッチ90〜93を通してアンテナ10〜
13に出力する。これにより、アンテナ10〜13から
の送信ビームをフォーミングできる。
ウエイトWのうち位相だけを、送信ウエイトWtzとし
て、乗算部160〜163に出力する例につき説明した
が、これに限らず、次のように、送信ウエイトWtzに
代えて、送信ウエイトWtyを求めるようにしてもよ
い。
素の各々の逆数を求め、これら逆数にスケーリングファ
クタαを掛けると、数式12に示すベクトルBを求め
る。
に示すベクトルBと数式11に示す送信ウエイトWtz
との行列積を求め、この行列積を、送信ウエイトWty
として、乗算部160〜163に出力する。
の電気回路構成を示すブロック図である。
る。
る。
の図である。
の電気回路構成を示すブロック図である。
る。
ブロック図である。
ある。
20…逆フーリエ変換部、130…パラレル−シリアル
変換部、140…ウエイト選択部、160〜163…乗
算器。
Claims (10)
- 【請求項1】 周波数軸上に各受信既知サブキャリア信
号を配置されてなる受信既知信号を、それぞれ、受信す
るとともに、前記周波数軸上に各受信データサブキャリ
ア信号を配置されてなる受信データ信号を、それぞれ、
受信する各アンテナ素子(10…13)と、 前記受信されたそれぞれの受信既知信号をアンテナ素子
毎にフーリエ変換して前記各受信既知サブキャリア信号
を抽出するとともに、前記受信されたそれぞれの前記各
受信データ信号を前記アンテナ素子毎に前記フーリエ変
換して前記受信データサブキャリア信号を抽出するフー
リエ変換手段(30〜33)と、 前記アンテナ素子毎に抽出された各受信既知サブキャリ
ア信号に応じて、前記各受信データサブキャリア信号の
伝搬路推定値を、受信既知サブキャリア信号毎に推定す
る推定手段(40〜43)と、 前記受信既知サブキャリア信号毎の伝搬路推定値に応じ
て、前記アンテナ素子毎の前記受信データサブキャリア
信号を最大比合成するための最大比合成ウエイトを求め
るウエイト算出手段(50)と、 前記周波数軸上に各送信サブキャリア信号を配置して送
信データ信号を生成する生成手段(120)と、 前記アンテナ素子毎に設けられて、前記送信データに送
信ウエイトを乗算して前記各アンテナ素子に出力する乗
算手段(160〜163)と、 前記最大比合成ウエイトに応じて、前記送信ウエイトを
設定する設定手段(140)とを有することを特徴とす
るOFDM方式の送受信機。 - 【請求項2】 前記ウエイト算出手段は、前記アンテナ
素子と前記受信データサブキャリア信号とに対応する各
ウエイトを、前記最大比合成ウエイトとして求め、 前記設定手段は、 前記伝搬路推定値の大きさを前記受信既知サブキャリア
信号毎に加算して各加算値を求める加算手段と、 前記各加算値のうち最大値を求めるとともに、前記最大
比合成ウエイトのうち前記最大値に対応するウエイトを
選択する選択手段と、 前記選択されたウエイトを前記送信ウエイトとして前記
乗算手段に出力する出力手段とを有することを特徴とす
る請求項1に記載のOFDM方式の送受信機。 - 【請求項3】 前記出力手段は、前記選択されたウエイ
トの位相情報を前記送信ウエイトとして出力することを
特徴とする請求項2に記載のOFDM方式の送受信機。 - 【請求項4】 前記出力手段は、前記選択されたウエイ
トの位相情報及び振幅情報を前記送信ウエイトとして出
力することを特徴とする請求項2に記載のOFDM方式
の送受信機。 - 【請求項5】 前記設定手段は、 前記最大比合成ウエイトのうち2つ以上のウエイトを平
均して平均ウエイトを求める平均手段と、 前記平均ウエイトを前記送信ウエイトとして前記乗算手
段に出力する出力手段とを有することを特徴とする請求
項1に記載のOFDM方式の送受信機。 - 【請求項6】 前記出力手段は、前記平均ウエイトの位
相情報を前記送信ウエイトとして出力することを特徴と
する請求項5に記載のOFDM方式の送受信機。 - 【請求項7】 前記出力手段は、前記平均ウエイトの位
相情報及び振幅情報を前記送信ウエイトとして出力する
ことを特徴とする請求項5に記載のOFDM方式の送受
信機。 - 【請求項8】 周波数軸上に各受信既知サブキャリア信
号を配置されてなる受信既知信号を、それぞれ、受信す
るとともに、前記周波数軸上に各受信データサブキャリ
ア信号を配置されてなる受信データ信号を、それぞれ、
受信する各アンテナ素子(10〜13)と、 前記受信されたそれぞれの受信既知信号をアンテナ素子
毎にフーリエ変換して前記各受信既知サブキャリア信号
を抽出するとともに、前記それぞれの前記各受信データ
信号を前記アンテナ素子毎に前記フーリエ変換して前記
受信データサブキャリア信号を抽出するフーリエ変換手
段(30〜33)と、 前記アンテナ素子毎に抽出された各受信既知サブキャリ
ア信号に応じて、前記各受信データサブキャリア信号の
伝搬路推定値を、受信既知サブキャリア信号毎に推定す
る推定手段(40〜43)と、 前記それぞれの伝搬路推定値に応じて、前記アンテナ素
子毎の前記受信データサブキャリア信号を最大比合成す
るための最大比合成ウエイトを求めるウエイト算出手段
(50)と、 前記周波数軸上に各送信サブキャリア信号を配置して送
信データ信号を生成する生成手段(170〜173)
と、 前記各データサブキャリア信号のそれぞれに送信ウエイ
トを乗算して前記アンテナ素子毎に出力する乗算手段
(160A〜163A)と、 前記最大比合成ウエイトに応じて、前記送信ウエイトを
設定する設定手段(140A)とを有することを特徴と
するOFDM方式の送受信機。 - 【請求項9】 前記設定手段は、前記最大比合成ウエイ
トの位相情報を、前記送信ウエイトとして設定すること
を特徴とする請求項6に記載のOFDM方式の送受信
機。 - 【請求項10】 前記設定手段は、前記最大比合成ウエ
イトの振幅情報に逆比例するように前記送信ウエイトの
振幅情報を設定することを特徴とする請求項9に記載の
OFDM方式の送受信機。
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