JPH08316722A - アレーアンテナの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 方位センサを用いることなしに到来波の方向
に送信ビームを形成し、また、複数の多重波が到来する
環境又は受信位相差に位相不確定が生じる場合でも、最
大受信波の方向のみに単一の送信主ビームを形成するこ
とができるアレーアンテナの制御方法及び制御装置を提
供する。 【構成】 アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ
受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信
号を用いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信
号に変換し、これに基づいて、各２つのアンテナ素子間
の受信位相差を演算し、演算された各２つのアンテナ素
子間の受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定され
ているために生ずる位相不確定性を、マルチパス波によ
る受信位相差の乱れの度合いを示す位相しきい値に応じ
て、受信位相差から除去して補正し、その符号を反転す
ることにより送信位相差に変換し、当該送信位相差でか
つ等振幅で送信することにより、最大受信波の方向のみ
に送信主ビームを形成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、アレーアンテナの制御
方法および制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、車両等に搭載し静止衛星の方向を
自動的に追尾する衛星通信用のフェーズドアレーアンテ
ナ（以下、第１の従来例という。）が郵政省通信総合研
究所によって試作されている。この第１の従来例のフェ
ーズドアレーアンテナは、１９個のマイクロストリップ
アンテナ素子で構成され、１素子を除く各素子毎に計１
８個のマイクロ波移相器を備え、機械駆動せずに電気的
に送信ビームの方向を走査する。ここで、アンテナの指
向性を制御し、到来ビームの方向を追尾するためのセン
サーとして、地磁気の方向を検出し予め既知である車両
から見た静止衛星の方向を計算するための磁気センサ、
並びに車両の回転角速度を検出して精度よくビームの方
向を一定に保つための光ファイバジャイロを備えてい
る。これら２つのセンサを組み合わせることにより、到
来ビームの有無に関らず、ある一定の方向にアンテナの
送信指向性を向け、車両が移動しても常に同じ方向にそ
の指向性を保持するように構成されている。また、マイ
クロ波移相器に周波数特性をもたせることにより、送信
と受信の周波数は異なる場合でも両方で同じ方向に指向
性が形成されるようになっている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記第
１の従来例のフェーズドアレーアンテナは、到来信号の
有無に関らず信号源の方向が既知であればその方向に送
信ビームを向けることができるが、信号源の方向が未知
の場合または低軌道周回衛星など信号源自体が移動して
しまう場合にはその動きが全て予測可能な場合を除き、
追尾不可能である。また、信号源の方向が既知の場合で
も、磁気センサは、絶対方位を知ることができるが、周
囲の金属による磁界の影響を受けやすく、光ファイバジ
ャイロは、周囲の金属による磁界の影響は受けないが、
角速度を検出してこれを積算して絶対方位を求めるため
誤差の蓄積を受けやすい。これらの特徴を組み合わせ
て、互いに補完しながら正確な追尾を行う方法は、構成
が複雑になるとともに、上記のように性能が限定される
という問題点があった。

【０００４】上記の問題点を解決するために、到来信号
方向に送信ビームを形成する方法として、受信位相差を
そのまま用いて、あるいは送信と受信の周波数に応じて
これを変換して送信位相差とする方法（以下、第２の従
来例という。）が、本出願人によって、特願平６−２０
３２５８号の特許出願において提案されている。この第
２の従来例では、到来波の方向を知るための特別なセン
サを用いることなく、受信波の到来方向に自動的に送信
ビームを形成することができる。

【０００５】しかしながら、上記第２の従来例の送信ビ
ーム形成方法の場合、１波だけが受信されている場合に
は、信号源の方向が未知であっても、方位センサ等を用
いることなく、その受信波の方向に送信ビームが形成で
きるが、建物や地面等における反射により複数の多重波
が別々の方向から受信される場合には、それら多重波の
到来方向にも送信ビームを形成することとなる。この性
質は、送信と受信の周波数が等しい場合には、送信と受
信の可逆性により、到来多重波の複数のパスを通って送
信された送信波は、相手局で互いに同相で受信されるた
め、問題とならない。しかしながら、送信と受信の周波
数が異なる場合には、送信と受信の可逆性が成り立た
ず、到来多重波の複数のパスを通って相手局で受信され
た送信波は、相手局で必ずしも互いに同相で受信され
ず、通信品質を劣化させることとなる。また、アンテナ
面に対する受信信号の等位相面の傾斜角度が大きくなる
と、アンテナ素子間の受信位相差が−π以上＋π以下の
範囲を越えることによる位相不確定性が生じるため、必
ずしも到来波の方向に正しく送信ビームが形成されない
という問題点があった。

【０００６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、信
号源となる相手局の方位が未知である場合においても、
方位センサ等を用いることなしに、信号源から送信され
る到来波から得られる各アンテナ素子毎の受信信号に基
づいて到来波の方向に送信ビームを形成し、また、複数
の多重波が到来する環境、もしくは受信位相差に位相不
確定が生じる場合においても、最大受信波の方向のみに
単一の送信主ビームを形成することができるアレーアン
テナの制御方法及び制御装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御方法は、所定の配置形状で近
接して並置された複数のアンテナ素子からなるアレーア
ンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法にお
いて、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ
受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信
号を用いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信
号に変換し、上記変換された各２つの直交ベースバンド
信号に基づいて、所定の基準のアンテナ素子と他の任意
のアンテナ素子との間の各２つの受信信号の位相差の余
弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第１のデータ
と、上記各２つのアンテナ素子の受信信号の位相差の正
弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第２のデータと
を演算し、上記演算された第１のデータと第２のデータ
とに基づいて、上記各２つのアンテナ素子間の受信位相
差を演算し、上記演算された各２つのアンテナ素子間の
受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定されている
ために生ずる位相不確定性を、マルチパス波による受信
位相差の乱れの度合いを示す予め決められた位相しきい
値に応じて、当該受信位相差から除去するように当該受
信位相差を補正し、かつその補正された受信位相差の符
号を反転することにより送信位相差に変換し、上記変換
された各２つのアンテナ素子間の送信位相差でかつ等振
幅で送信信号を上記各アンテナ素子から送信することに
より、最大受信波の方向のみに送信主ビームを形成する
ことを特徴とする。

【０００８】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御方法は、請求項１記載のアレーアンテナの制御方法に
おいて、上記演算された各２つのアンテナ素子間の受信
位相差に基づいて、互いに近接した各２つのアンテナ素
子間の受信位相差を演算し、上記互いに近接した各２つ
のアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確定性のす
べての候補に対応した等位相の複数の１次回帰平面を最
小２乗法により演算し、上記受信位相差と上記等位相の
１次回帰平面との間の残差の２乗和と、上記等位相の１
次回帰平面の勾配係数とを用いて、上記位相不確定性を
除去し、最大受信波に対応した等位相の１次回帰平面を
１つだけ特定することにより当該受信位相差を補正する
ことを特徴とする。

【０００９】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御方法は、請求項２記載のアレーアンテナの制御方法
において、上記互いに近接した各２つのアンテナ素子間
の受信位相差がもつ位相不確定性のすべての候補に対応
した受信位相差からなる行列と、上記アレーアンテナを
構成する複数のアンテナ素子の位置座標からなる行列と
を用いて、最小２乗法を用いてウイナー−ホプフ（Ｗｉ
ｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くことにより、上記位
相不確定のすべての候補に対応した上記等位相の１次回
帰平面を表す方程式を導いて、上記位相不確定性のすべ
ての候補に対応した等位相の複数の１次回帰平面を演算
することを特徴とする。

【００１０】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御方法は、請求項２又は３記載のアレーアンテナ
の制御方法において、上記位相不確定が除去された上記
等位相の１次回帰平面から演算される受信位相差に、受
信周波数に対する送信周波数の比を乗算したものを送信
位相差とすることにより、送信位相差に変換することを
特徴とする。

【００１１】本発明に係る請求項５記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、所定の配置形状で近接して並置された
複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御する
ためのアレーアンテナの制御装置において、上記アレー
アンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の
受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互いに
直交する各２つの直交ベースバンド信号に変換する変換
手段と、上記変換手段によって変換された各２つの直交
ベースバンド信号に基づいて、所定の基準のアンテナ素
子と他の任意のアンテナ素子との間の各２つの受信信号
の位相差の余弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第
１のデータと、上記各２つのアンテナ素子の受信信号の
位相差の正弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第２
のデータとを演算し、上記演算された第１のデータと第
２のデータとに基づいて、上記各２つのアンテナ素子間
の受信位相差を演算する位相差演算手段と、上記位相差
演算手段によって演算された各２つのアンテナ素子間の
受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定されている
ために生ずる位相不確定性を、マルチパス波による受信
位相差の乱れの度合いを示す予め決められた位相しきい
値に応じて、当該受信位相差から除去するように当該受
信位相差を補正し、かつその補正された受信位相差の符
号を反転することにより送信位相差に変換する補正手段
とを備え、上記補正手段によって変換された各２つのア
ンテナ素子間の送信位相差でかつ等振幅で送信信号を上
記各アンテナ素子から送信することにより、最大受信波
の方向のみに送信主ビームを形成することを特徴とす
る。

【００１２】また、請求項６記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項５記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記補正手段は、上記演算された各２つのアン
テナ素子間の受信位相差に基づいて、互いに近接した各
２つのアンテナ素子間の受信位相差を演算し、上記互い
に近接した各２つのアンテナ素子間の受信位相差がもつ
位相不確定性のすべての候補に対応した等位相の複数の
１次回帰平面を最小２乗法により演算し、上記受信位相
差と上記等位相の１次回帰平面との間の残差の２乗和
と、上記等位相の１次回帰平面の勾配係数とを用いて、
上記位相不確定性を除去し、最大受信波に対応した等位
相の１次回帰平面を１つだけ特定することにより当該受
信位相差を補正することを特徴とする。

【００１３】さらに、請求項７記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項６記載のアレーアンテナの制御装置
において、上記補正手段は、上記互いに近接した各２つ
のアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確定性のす
べての候補に対応した受信位相差からなる行列と、上記
アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の位置座
標からなる行列とを用いて、最小２乗法を用いてウイナ
ー−ホプフ（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くこ
とにより、上記位相不確定のすべての候補に対応した上
記等位相の１次回帰平面を表す方程式を導いて、上記位
相不確定性のすべての候補に対応した等位相の複数の１
次回帰平面を演算することを特徴とする。

【００１４】またさらに、請求項８記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項６又は７記載のアレーアンテナ
の制御装置において、上記補正手段は、上記位相不確定
が除去された上記等位相の１次回帰平面から演算される
受信位相差に、受信周波数に対する送信周波数の比を乗
算したものを送信位相差とすることにより、送信位相差
に変換することを特徴とする。

【００１５】

【作用】請求項１記載のアレーアンテナの制御方法にお
いては、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞ
れ受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振
信号を用いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド
信号に変換し、上記変換された各２つの直交ベースバン
ド信号に基づいて、所定の基準のアンテナ素子と他の任
意のアンテナ素子との間の各２つの受信信号の位相差の
余弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第１のデータ
と、上記各２つのアンテナ素子の受信信号の位相差の正
弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第２のデータと
を演算し、上記演算された第１のデータと第２のデータ
とに基づいて、上記各２つのアンテナ素子間の受信位相
差を演算し、上記演算された各２つのアンテナ素子間の
受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定されている
ために生ずる位相不確定性を、マルチパス波による受信
位相差の乱れの度合いを示す予め決められた位相しきい
値に応じて、当該受信位相差から除去するように当該受
信位相差を補正し、かつその補正された受信位相差の符
号を反転することにより送信位相差に変換し、上記変換
された各２つのアンテナ素子間の送信位相差でかつ等振
幅で送信信号を上記各アンテナ素子から送信することに
より、直接波などの最大受信波の方向のみに送信主ビー
ムを形成する。

【００１６】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御方法においては、請求項１記載のアレーアンテナの制
御方法において、上記演算された各２つのアンテナ素子
間の受信位相差に基づいて、互いに近接した各２つのア
ンテナ素子間の受信位相差を演算し、上記互いに近接し
た各２つのアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確
定性のすべての候補に対応した等位相の複数の１次回帰
平面を最小２乗法により演算し、上記受信位相差と上記
等位相の１次回帰平面との間の残差の２乗和と、上記等
位相の１次回帰平面の勾配係数とを用いて、上記位相不
確定性を除去し、直接波などの最大受信波に対応した等
位相の１次回帰平面を１つだけ特定することにより当該
受信位相差を補正する。

【００１７】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御方法においては、請求項２記載のアレーアンテナの
制御方法において、上記互いに近接した各２つのアンテ
ナ素子間の受信位相差がもつ位相不確定性のすべての候
補に対応した受信位相差からなる行列と、上記アレーア
ンテナを構成する複数のアンテナ素子の位置座標からな
る行列とを用いて、最小２乗法を用いてウイナー−ホプ
フ（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くことによ
り、上記位相不確定のすべての候補に対応した上記等位
相の１次回帰平面を表す方程式を導いて、上記位相不確
定性のすべての候補に対応した等位相の複数の１次回帰
平面を演算する。

【００１８】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御方法においては、請求項２又は３記載のアレー
アンテナの制御方法において、上記位相不確定が除去さ
れた上記等位相の１次回帰平面から演算される受信位相
差に、受信周波数に対する送信周波数の比を乗算したも
のを送信位相差とすることにより、送信位相差に変換す
る。

【００１９】本発明に係る請求項５記載のアレーアンテ
ナの制御装置においては、上記変換手段は、上記アレー
アンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の
受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互いに
直交する各２つの直交ベースバンド信号に変換し、上記
位相差演算手段は、上記変換手段によって変換された各
２つの直交ベースバンド信号に基づいて、所定の基準の
アンテナ素子と他の任意のアンテナ素子との間の各２つ
の受信信号の位相差の余弦値とそれらの各振幅値の積に
比例する第１のデータと、上記各２つのアンテナ素子の
受信信号の位相差の正弦値とそれらの各振幅値の積に比
例する第２のデータとを演算し、上記演算された第１の
データと第２のデータとに基づいて、上記各２つのアン
テナ素子間の受信位相差を演算する。次いで、上記補正
手段は、上記位相差演算手段によって演算された各２つ
のアンテナ素子間の受信位相差が−πから＋πまでの範
囲に限定されているために生ずる位相不確定性を、マル
チパス波による受信位相差の乱れの度合いを示す予め決
められた位相しきい値に応じて、当該受信位相差から除
去するように当該受信位相差を補正し、かつその補正さ
れた受信位相差の符号を反転することにより送信位相差
に変換する。そして、上記補正手段によって変換された
各２つのアンテナ素子間の送信位相差でかつ等振幅で送
信信号を上記各アンテナ素子から送信することにより、
直接波などの最大受信波の方向のみに送信主ビームを形
成する。

【００２０】また、請求項６記載のアレーアンテナの制
御装置においては、請求項５記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記補正手段は、上記演算された各２
つのアンテナ素子間の受信位相差に基づいて、互いに近
接した各２つのアンテナ素子間の受信位相差を演算し、
上記互いに近接した各２つのアンテナ素子間の受信位相
差がもつ位相不確定性のすべての候補に対応した等位相
の複数の１次回帰平面を最小２乗法により演算し、上記
受信位相差と上記等位相の１次回帰平面との間の残差の
２乗和と、上記等位相の１次回帰平面の勾配係数とを用
いて、上記位相不確定性を除去し、直接波などの最大受
信波に対応した等位相の１次回帰平面を１つだけ特定す
ることにより当該受信位相差を補正する。

【００２１】さらに、請求項７記載のアレーアンテナの
制御装置においては、請求項６記載のアレーアンテナの
制御装置において、上記補正手段は、上記互いに近接し
た各２つのアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確
定性のすべての候補に対応した受信位相差からなる行列
と、上記アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子
の位置座標からなる行列とを用いて、最小２乗法を用い
てウイナー−ホプフ（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式
を解くことにより、上記位相不確定のすべての候補に対
応した上記等位相の１次回帰平面を表す方程式を導い
て、上記位相不確定性のすべての候補に対応した等位相
の複数の１次回帰平面を演算する。

【００２２】またさらに、請求項８記載のアレーアンテ
ナの制御装置においては、請求項６又は７記載のアレー
アンテナの制御装置において、上記補正手段は、上記位
相不確定が除去された上記等位相の１次回帰平面から演
算される受信位相差に、受信周波数に対する送信周波数
の比を乗算したものを送信位相差とすることにより、送
信位相差に変換する。

【００２３】

【実施例】以下、図面を参照して本発明に係る実施例に
ついて説明する。 ＜第１の実施例＞図１は本発明に係る第１の実施例であ
る通信用アレーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の受
信部のブロック図である。本実施例の通信用アレーアン
テナの自動ビーム捕捉追尾装置は、例えば受信周波数の
１／２又は送信周波数の１／２、もしくは受信周波数と
送信周波数の平均値の１／２の長さである所定の間隔で
近接して任意の平面又は曲面上に並置された複数Ｎ個の
アンテナ素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｉ，…，ＡＮからなる
アレーアンテナ１の指向性を、ディジタル位相変調波又
は無変調波などの無線信号波の到来ビームの方向へ高速
で向け、その追尾を行う。ここで、特に、本実施例の捕
捉追尾装置は、ＤＢＦ部４と、送信ウエイト演算回路３
０とを備えたことを特徴としている。そして、信号源と
なる相手局の方位が未知である場合においても、方位セ
ンサ等を用いることなしに、信号源から送信される到来
波から得られる各アンテナ素子毎のベースバンド信号に
基づいて到来波の方向に送信ビームを形成し、また、複
数の多重波が到来する環境においても、あるいは受信位
相差に位相不確定が生じる場合においても、それら多重
波の影響及び位相不確定を除去し、最大受信波の方向の
みに単一の送信主ビームを形成する。

【００２４】図１に示すように、アレーアンテナ１は、
Ｎ個のアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮと、送受分離器である
サーキュレータＣＩ−１乃至ＣＩ−Ｎとを備える。ま
た、受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎはそれぞれ、
低雑音増幅器２と、第１局発振器１１から出力される共
通の第１局部発振信号を用いて、受信された無線周波数
を有する無線信号を所定の中間周波数を有する中間周波
信号に周波数変換するダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３と
を備える。

【００２５】当該捕捉追尾装置の受信部はさらに、Ｎ個
のＡ／Ｄ変換器ＡＤ−１乃至ＡＤ−Ｎと、第２局部発振
器１２から出力される共通の第２局部発振信号を用い
て、Ａ／Ｄ変換後の中間周波信号を準同期検波して、互
いに直交する２つのベースバンド信号（以下、これら２
つのベースバンド信号を直交ベースバンド信号とい
う。）に変換するＮ個の準同期検波回路ＱＤ−１乃至Ｑ
Ｄ−Ｎと、上記変換された直交ベースバンド信号に基づ
いて最大比合成するような各直交ベースバンド信号に対
する受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXを演算し
て、上記各直交ベースバンド信号に対して演算した受信
ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXを乗算した後同相合
成して復調器５に出力するＤＢＦ部４と、ＤＢＦ部４に
よって演算された受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N
^RXに基づいて、本発明に係る方法により送信ウエイトＷ
₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXを演算して送信局部発振器１０
に出力する送信ウエイト演算回路３０と、ＤＢＦ部４か
ら出力されるベースバンド信号から所定のベースバンド
復調処理により同期検波又は遅延検波を行い、所望のデ
ィジタルデータを抽出して受信データとして出力する復
調器５とを備える。

【００２６】当該受信部において、アレーアンテナ１内
の各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮからＤＢＦ部４までは、
各アンテナ素子の系統毎に、縦続接続されている。当該
受信部における各アンテナ素子の系統毎の信号処理は同
様に実行されるので、アンテナ素子Ａｉ（アンテナ素子
Ａ１乃至ＡＮのうちの１つを代表してＡｉと付す。）で
受信された無線信号波についての処理について述べる。

【００２７】アンテナ素子Ａｉで受信された無線信号波
は、サーキュレータＣＩ−ｉと、受信モジュールＲＭ−
ｉ内の低雑音増幅器２とを介してダウンコンバータ３に
入力される。受信モジュールＲＭ−ｉ内のダウンコンバ
ータ３は、第１局発振器１１から出力される共通の第１
局部発振信号を用いて、入力された無線信号を所定の中
間周波数を有する中間周波信号に周波数変換して、Ａ／
Ｄ変換器ＡＤ−ｉを介して準同期検波回路ＱＤ−ｉに出
力する。準同期検波回路ＱＤ−ｉは、第２局部発振器１
２から出力される共通の第２局部発振信号を用いて、入
力されたＡ／Ｄ変換後の中間周波信号を準同期検波して
２つの直交ベースバンド信号Ｉ_i，Ｑ_iに変換してＤＢＦ
部４に出力する。

【００２８】ＤＢＦ部４は、上記変換された直交ベース
バンド信号に基づいて最大比合成するような各直交ベー
スバンド信号に対する受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，
Ｗ_N ^{R X}を演算して、上記各直交ベースバンド信号に対し
て演算した受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXを乗
算した後同相合成して復調器５に出力する。さらに、送
信ウエイト演算回路３０は、ＤＢＦ部４によって演算さ
れた受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXに基づい
て、本発明に係る方法により、直接波の方向に送信ビー
ムを形成し、また、複数の多重波が到来する環境におい
ても、あるいは受信位相差に位相不確定が生じる場合に
おいても、それら多重波の影響及び位相不確定を除去
し、最大受信波の方向のみに単一の送信主ビームを形成
するように、送信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXを
演算して送信局部発振器１０に出力する。一方、復調器
５は、ＤＢＦ部４から出力されるベースバンド信号から
所定のベースバンド復調処理により同期検波又は遅延検
波を行い、所望のディジタルデータを抽出して受信デー
タとして出力する。なお、ＤＢＦ部４と送信ウエイト演
算回路３０の回路処理については詳細後述する。

【００２９】図２は、当該捕捉追尾装置の送信部のブロ
ック図である。当該送信部は、図２に示すように、Ｎ個
の送信モジュールＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎと、Ｎ個の直交
変調回路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎと、同相分配器９とを備
える。ここで、各直交変調回路ＱＭ１乃至ＱＭ−Ｎはそ
れぞれ、直交変調器６と、送信局部発振器１０とを備
え、各送信モジュールＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎはそれぞ
れ、入力された中間周波信号を所定の送信無線周波数を
有する送信信号に周波数変換するアップコンバータ（Ｕ
／Ｃ）７と、送信電力増幅器８とを備える。ここで、直
交変調回路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎ内の各送信局部発振器
１０はそれぞれ、例えば、同一のクロックで駆動された
ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）を用いた発振器
であって、送信ウエイト演算回路３０から入力される送
信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXに基づいて、それ
らに対応した各位相を有するＮ個の送信局部発振信号を
発生する。

【００３０】送信データである送信ベースバンド信号Ｓ
^TXは同相分配器９に入力された後、同相分配されて各直
交変調回路ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎの各直交変調器６に入
力される。例えば直交変調回路ＱＭ−１内の直交変調器
６は、送信局部発振器１０で発生された送信局部発振信
号を同相分配器９から入力された送信ベースバンド信号
Ｓ^TXに従って、例えばＱＰＳＫなどの直交変調した後、
直交変調後の中間周波信号を、送信モジュールＴＭ−１
内のアップコンバータ７と送信電力増幅器８とを介し
て、送信無線信号として、アレーアンテナ１内のサーキ
ュレータＣＩ−１に入力される。ここで、直交変調器６
は入力される送信ベースバンド信号Ｓ^TXをシリアル／パ
ラレル変換して送信直交ベースバンド信号に変換した
後、当該送信直交ベースバンド信号に従って互いに９０
°の位相差を有する上記送信局部発振信号を直交変調し
て合成することにより上記中間周波信号を得る。そし
て、上記送信無線信号がアンテナ素子Ａ１から送信放射
される。さらに、アンテナ素子Ａ２乃至ＡＮに接続され
る送信部の各系統において同様の信号処理が実行され
る。従って、アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮから送信ウエイ
トＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXで重み付けされた送信信号
が放射される。なお、本実施例においては、各アンテナ
素子Ａｉから送信される送信信号は、詳細後述するよう
に、送信ウエイトＷ₁ ^{T X}，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXで重み付け
されているが、この重み付けは位相を変化するだけで等
しい振幅で送信される。

【００３１】本実施例においては、例えばＮ＝１６個の
アンテナ素子Ａ１乃至Ａ１６が互いに所定の間隔で格子
形状で並置される。上記間隔は上述のように、送信周波
数の半波長、受信周波数の半波長又はそれらの平均値の
半波長である。また、アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮは例え
ば、円形パッチマイクロストリップアンテナである。な
お、１次元リニアアレーアンテナの変形例では、４個の
アンテナ素子Ａ１乃至Ａ４が互いに上記間隔で離れて一
直線上に並置される。

【００３２】図４は、ＤＢＦ部４における信号処理を示
すブロック図である。本実施例のＤＢＦ部４における信
号処理においては、各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮ毎にＡ
／Ｄ変換されて準同期検波されたＩ成分及びＱ成分より
なる直交ベースバンド信号に対して行う。ここで、アレ
ーアンテナ１のアンテナ素子数をＮとすると、位相基準
となるアンテナ素子Ａｒと、上記アンテナ素子Ａｒを含
む任意のアンテナ素子Ａｉ（１≦ｒ≦Ｎ，１≦ｉ≦Ｎ）
におけるベースバンド信号Ｓ_r，Ｓ_iは、複素数で表現す
るとそれぞれ次のようになる。ここで、ベースバンド信
号Ｓ_rを基準ベースバンド信号といい、ベースバンド信
号Ｓ_iを処理ベースバンド信号という。なお、位相基準
となるアンテナ素子（以下、これをアンテナ素子Ａｒと
いう。）はＮ個のアンテナ素子のうちの予め決められた
１つである。処理ベースバンド信号Ｓ_iを受信したアン
テナ素子を処理アンテナ素子Ａｉという。

【００３３】

【数１】 Ｓ_r ＝Ｉ_r＋jＱ_r ＝ａ_rｅｘｐ｛ｊ(φ_m＋θ_r)｝

【数２】 Ｓ_i ＝Ｉ_i＋ｊＱ_i ＝ａ_iｅｘｐ｛ｊ(φ_m＋θ_i)｝ ＝ａ_iｅｘｐ｛ｊ(φ_m＋θ_r＋Δθ_r,i)｝

【００３４】ここで、ａ_rは基準ベースバンド信号の振
幅成分であり、ａ_iは処理ベースバンド信号の振幅成分
であり、φ_mは変調位相である。また、θ_rは基準ベース
バンド信号Ｓ_rと第２の局部信号発振器１２によって発
生された局部発振信号との位相差であり、θ_iは処理ベ
ースバンド信号Ｓ_iと第２の局部信号発振器１２によっ
て発生された局部発振信号との位相差であり、Δθ_r,i
は基準ベースバンド信号Ｓ_rと処理ベースバンド信号Ｓ_i
との間の位相差である。このとき、処理アンテナ素子Ａ
ｉにおける受信信号電力│Ｓ_i│²は次の数３で表され
る。

【００３５】

【数３】│Ｓ_i│²＝Ｉ_i ²＋Ｑ_i ²＝ａ_i ²

【００３６】この実施例において、各処理アンテナ素子
Ａｉにおける受信信号電力を比較して最大となるアンテ
ナ素子を同相化のための位相基準とするのが同相化の精
度の点では望ましいが、実際は基準のアンテナ素子が通
信途中で切り換えわると位相飛びが生じるため、ここで
は、これは予め決められて固定とする。次いで、数１及
び数２におけるφ_m，θ_rを、次の数４で表される複素共
役積の演算式を用いて消去することができる。

【００３７】

【数４】Ｓ_r ^*・Ｓ_i＝ａ_rａ_i・ｅｘｐ（ｊΔθ_r,i）

【００３８】ここで、＊は複素共役を表す。図４におけ
る複素共役積演算部２１は、上記数４の演算を実行す
る。上記数４における実数部と虚数部とはそれぞれ、次
の数５及び数６によって表される。

【００３９】

【数５】 Ｒｅ［Ｓ_r ^*・Ｓ_i］ ＝ａ_rａ_i・ｃｏｓΔθ_r,i ＝Ｉ_rＩ_i＋Ｑ_rＱ_i

【数６】 Ｉｍ［Ｓ_r ^*・Ｓ_i］ ＝ａ_rａ_iｓｉｎΔθ_r,i ＝Ｉ_rＱ_i−Ｉ_iＱ_r

【００４０】従って、数４における（Ｓ_r ^*・Ｓ_i）の複素
共役である（Ｓ_r ^*・Ｓ_i）^*にアンテナ素子Ａｉのベース
バンド信号Ｓ_iを乗算することにより、処理ベースバン
ド信号Ｓ_iは基準ベースバンド信号Ｓ_rに同相化され、同
相化後の処理ベースバンド信号Ｓ_i’は、次の数７で表
される。

【００４１】

【数７】 Ｓ_i’ ＝（１／│Ｓ_r│）・（Ｓ_r ^*・Ｓ_i）^*・Ｓ_i ＝（１／│Ｓ_r│）・（Ｓ_r・Ｓ_i ^*）・Ｓ_i ＝ａ_i ²ｅｘｐ｛ｊ(φ_m＋θ_r)｝ ここで、

【数８】│Ｓ_r│＝ａ_r＝√(Ｉ_r ²＋Ｑ_r ²)

【００４２】ここで、│Ｓ_r│は基準アンテナ素子Ａｒ
における基準ベースバンド信号Ｓ_rの振幅であって、こ
の逆数を、数７に示すように、各アンテナ素子Ａｉで共
通に乗算することにより、各処理ベースバンド信号Ｓ_i
のレベルをアレーアンテナ１が受ける全受信電力で規格
化している。上記数７をベクトルで表現すると、次の数
９のようになる。

【００４３】

【数９】

【００４４】このベクトル回転演算を全てのアンテナ素
子Ａｉで行うことにより、全ての処理ベースバンド信号
Ｓ_iは相対的に同相化される。本発明に係る本実施例の
方法はｔａｎ^-1の演算を行わず、数５及び数６の結果を
直接に回転行列要素として用いるため、数９から分かる
ように、処理ベースバンド信号Ｓ_iの振幅｜ａ_i｜が係数
として自動的に掛かることとなる。従って、これを全ア
ンテナ素子Ａｉで合成することは、すなわち最大比合成
（ＭＲＣ）を行っていることにほかならない。ただ、実
際の通信では、受信機雑音や変調成分、帯域制限などが
同相化の誤差や振幅変動の原因となり、これに応じて最
大比合成のウエイトも誤差が大きくなる。これらの影響
を抑圧するため、フィルタ関数Ｆ（・）を有するディジ
タルフィルタである低域通過フィルタ２２，２３を用い
て、上記数９を次のように置き換えることとする。

【００４５】

【数１０】

【００４６】ここで、低域通過フィルタ２２，２３の遮
断周波数について説明する。図４における低域通過フィ
ルタ２２，２３はＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタな
どのディジタルフィルタで構成される。この遮断周波数
は、高いほど受信雑音の影響を受けやすく、アンテナ１
素子当りの受信電力が低い場合には、捕捉追尾の精度が
劣化しやすい。逆に、遮断周波数は低いほど受信雑音の
影響が除去されるので、アンテナ１素子当りの受信電力
が低い場合でも捕捉追尾が可能となる。ただし、帯域通
過フィルタは狭帯域になるほど時定数が長くなるので、
受信波の到来方向の急激な変化に対する追従性は鈍くな
る。通常の移動体通信などにおける受信波の直接到来方
向の変化は、ビーム形成を行う演算時間に比べて十分遅
いので、むしろ受信雑音が支配的となる。このため、帯
域通過フィルタ２２，２３の遮断周波数は、受信信号電
力対受信雑音電力によって決定され、衛星通信のように
受信電力が小さい場合には、ハードウェアが許す範囲で
低く設定することが好ましい。当該低域通過フィルタ２
２，２３の遮断周波数は、具体的には、サンプリング周
波数の１００分の１から１０００分の１程度に設定され
る。

【００４７】なお、図４に示すＤＢＦ部４において、低
域通過フィルタ２２，２３による遅延を考慮して、乗算
器２６，２７に入力される各２つの信号の位相が同相と
なるようにタイミングを合わせるための遅延バッファ回
路２４，２５を挿入している。

【００４８】以上の説明したＤＢＦ部４における構成及
び動作について図４を参照して説明する。基準ベースバ
ンド信号Ｓ_rは絶対値演算部２０と複素共役積演算部２
１とに入力されるとともに、遅延バッファ回路２４を介
して乗算器２６に入力される。一方、処理ベースバンド
信号Ｓ_iは複素共役積演算部２１に入力されるととも
に、遅延バッファ回路２５を介して乗算器２７に入力さ
れる。絶対値演算部２０は、基準ベースバンド信号Ｓ_r
に基づいてその絶対値｜Ｓ_r｜を演算してその絶対値｜
Ｓ_r｜を示す信号を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２２を
介して除算器２８ａ，２８ｂに出力する。一方、複素共
役積演算部２１は、基準ベースバンド信号Ｓ_rと処理ベ
ースバンド信号Ｓ_iとに基づいて、（Ｓ_r・Ｓ_i ^*）の演算
を行ってその演算結果を示す信号を低域通過フィルタ２
３を介して乗算器２７及び除算器２８ｂに出力する。乗
算器２６は、入力される２つの信号を乗算してその乗算
結果を示す信号を処理後の基準ベースバンド信号Ｓ_r’
として出力する。一方、乗算器２７は、入力される２つ
の信号を乗算してその乗算結果を示す信号を除算器２８
ａに出力し、除算器２８ａは乗算器２７から入力される
信号を、低域通過フィルタ２２から入力される信号で除
算してその除算結果を示す信号を処理後の同相化された
処理ベースバンド信号Ｓ_i’として同相合成器２９に出
力する。除算器２８ｂは低域通過フィルタ２３から入力
される信号を、低域通過フィルタ２２から入力される信
号で除算してその除算結果を示す信号を受信ウエイトＷ
_i ^RXとして送信ウエイト演算回路３０に出力する。そし
て、同相合成器２９は、処理後の同相化されたすべての
Ｎ個の処理ベースバンド信号Ｓ_i’（ｉ＝１，２，…，
Ｎ）をともに同相合成して復調器５に出力する。従っ
て、図４と上記の記述から分かるように、同相化の過程
で自動的に最大比合成のための重み付けがなされてお
り、ＤＢＦ部４の構成は極めて簡単な構成となってい
る。

【００４９】一方、図１に示すように、ベースバンド信
号の検波には準同期検波を用いているため、ＤＢＦ部４
の出力は受信用第２局部発振信号と同期していない。こ
のため、ＤＢＦ部４の後段にベースバンド処理型の復調
器５を接続してキャリア位相を同期させる必要がある。
さらに、マルチパス波信号のシンボル遅延が無視できな
いほど大きい場合は、図示していないが、さらに適当な
適応等化器（ＥＱＬ）を付加する必要がある。これらの
処理の結果、当該装置は、直接波及びマルチパス遅延波
（以下、マルチパス波という。）の方向に同時に複数の
主ビームを形成し、これらを搬送波電力対雑音電力比
（受信ＣＮＲ）からみて最適に合成し、かつ追尾するこ
ととなる。ビーム形成にはフィードバックループを用い
ていないため、第２の従来例と同様に、低い受信ＣＮＲ
においても高速で安定に動作することができる。

【００５０】次いで、図６の送信ウエイト演算回路３０
において実行されるレトロディレクティブな送信ビーム
の形成について説明する。まずはじめに、送信アレーア
ンテナのアンテナ素子の間隔と、受信アレーアンテナの
アンテナ素子間隔が波長換算で等しい場合を考える。こ
の場合、受信した到来波と同じ方向に送信ビームを形成
するには、通常、受信側で用いた受信ウエイトＷ_i ^RXの
複素共役（Ｗ_i ^RX）^*を送信ウエイトＷ_i ^TXとして用いれ
ばよい。すなわち、受信ウエイトの位相の符号を反転し
て送信ウエイトの位相として用いて、次のように表され
る。

【００５１】

【数１１】Ｓ_i ^TX＝Ｗ_i ^TX・Ｓ^TX＝（Ｗ_i ^RX）^*・Ｓ^TX

【数１２】 Ｗ_i ^RX ＝｛１／Ｆ（│Ｓ_r│）｝・Ｆ（Ｓ_r・Ｓ_i ^*）

【００５２】ここで、Ｓ^TXは当該装置に入力される送信
ベースバンド信号であり、Ｓ_i ^TXはアンテナ素子Ａｉに
供給する送信ベースバンド信号であり、Ｗ_i ^TXはアンテ
ナ素子Ａｉにおける送信ウエイトである。その結果、受
信ビームと同じ形の送信ビームが形成されることとなる
が、大きなマルチパスの遅延波が存在する場合は、直接
波の方向だけでなく、それら遅延波の方向にもビームが
形成されることとなる。同一の周波数を用いて交互に送
信を行うＴＤＤ（Time Division Duplexの略）などのよ
うに、送受で周波数が同じで両方のパスがほぼ等しいと
みなせる場合は、これだけで十分であり、簡単にダイバ
ーシチ送信系が構成できる。しかし、送受で周波数が異
なる場合にはパス間の位相差が等しくなくなるため、ダ
イバーシチ送信系が構成できず、遅延波の方向への送信
はできるだけ抑圧する必要がある。このため、ここで
は、複数のマルチパス波の中で直接波のレベルが最も高
いことを前提として、遅延波の影響を除去して直接波の
方向のみに単一の主ビームを形成する方法について以下
に説明する。

【００５３】上記数５及び数６より、基準アンテナ素子
Ａｒと任意のアンテナ素子Ａｉとの間の受信位相差Δθ
_r,iは次の数１３で表される。

【００５４】

【数１３】 Δθ_r,i ＝ｔａｎ^-1｛Ｆ（Ｉ_r・Ｑ_i−Ｉ_i・Ｑ_r）／Ｆ（Ｉ_r・Ｉ_i＋Ｑ_r・Ｑ_i）｝

【００５５】ただし、ここで求まるΔθ_r,iは−πから
＋πまでの範囲にあるため、アンテナ素子間隔が大きく
なるにつれて位相差が何回転にもなる（すなわち、２π
の整数倍になる。）ことによって位相の不確定性が生じ
る。この位相不確定性の除去方法については詳細後述す
るが、ここではこれがすでに除去されているものとす
る。遅延波が全くなく雑音もないものと仮定すると、位
相差Δθ_r,iはある１枚の１次位相平面上に乗るはずで
あるが、遅延波や雑音が存在する場合はその平面の周辺
に分散することとなる。これらをその位相平面上に回帰
させた値を励振位相とし、かつ等振幅で励振することに
より、最もレベルの高い直接波の到来方向のみに単一の
送信主ビームを形成することを考える。１次位相平面に
回帰させるための方法としては、以下のように、最小２
乗法を用いた回帰分析法（ＬＳＲ）を用いることができ
る。まず、１次位相回帰平面を次のようにおく。

【００５６】

【数１４】Δθ_r,i ^LSR＝ａｘ＋ｂｙ＋ｃ

【００５７】ここで、アレーアンテナ１は、図５に示す
ように、ｘｙｚ座標系のｘｙ平面上に位置するものとし
ている。係数ａ，ｂ，ｃは次のウイナー−ホプフ（Ｗｉ
ｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くことにより求められ
る。

【００５８】

【数１５】Ｘ^T・Ｘ・Ａ＝Ｘ^T・Θ ただし、

【００５９】

【数１６】

【数１７】

【数１８】

【００６０】ここで、アレーアンテナ１のアンテナ素子
Ａｉの座標を（ｘ_i，ｙ_i）（ｉ＝１，２，…，Ｎ）とし
ており、Ｘはアンテナ素子Ａｉの配置で決定される行列
であり、Ａは上記１次位相回帰平面を示す係数ａ，ｂ，
ｃからなる行列であり、Θは各アンテナ素子Ａｉにおけ
る位相差Δθ_r,iからなる行列である。上記数１５にお
ける行列Ａは数１５を書き換えることにより次の数１９
のように表される。

【００６１】

【数１９】Ａ＝(Ｘ^T・Ｘ)^-1・Ｘ^T・Θ

【００６２】上記数１９の中で、（Ｘ^T・Ｘ）^-1Ｘ^Tはア
レーアンテナ１の素子配置で決まる３×Ｎの行列である
ため、予め計算しておくことができ、数１３に従って求
められた位相行列ΘからＮ回ずつの積和演算で回帰平面
のパラメータＡを求めることができる。一方、前述のよ
うに数１３で求まる位相差Δθ_r,iは位相不確定性を有
しているが、この不確定性があると、最小２乗回帰処理
を行っても必ずしも正しい位相回帰平面が求められなく
なる。このため、次の３通りの位相不確定性及びその場
合の位相補正を実行する。

【００６３】

【数２０】補正（Ｉ） Δθ'_i-1,i＝Δθ_i-1,i（補正しない）

【数２１】補正（II）もしΔθ_i-1,i＜−ｋならば、 Δθ'_i-1,i＝Δθ_i-1,i＋２π そうでなければ、 Δθ'_i-1,i＝Δθ_i-1,i（補正しない）

【数２２】補正（III）もしｋ≦Δθ_i-1,iならば、 Δθ'_i-1,i＝Δθ_i-1,i−２π そうでなければ、 Δθ'_i-1,i＝Δθ_i-1,i（補正しない）

【００６４】ここで、位相差Δθ_i-1,iはそれぞれ最も
近い隣接アンテナ素子間の位相差であって次の数２３で
表される。

【００６５】

【数２３】Δθ_i-1,i＝Δθ_r,i−Δθ_r,i-1

【００６６】また、ｋは０＜ｋ＜πにありマルチパス波
による受信位相差の乱れの度合いを示す位相しきい値で
あって、想定されるマルチパス波の強さによって設定す
る。ここで、受信位相不確定性の検査における位相しき
い値ｋの設定について以下に説明する。

【００６７】本実施例においては、数２０乃至数２２に
示す３通りの位相不確定性及び位相補正を行うが、そこ
で設定される正の位相しきい値であるｋ（＞０）は、位
相補正の感度を決定するパラメータとなっている。すな
わち、ｋは小さいほど補正感度が高く、ｋ＝０で感度最
大となる。逆に、ｋは大きいほど補正感度は鈍くなり、
π以上ではほとんど位相補正されなくなる。従って、受
信波が直接到来波１波のみであり、多重到来波の受信強
度が直接到来波に比べて十分小さい場合には、ｋ≒０が
望ましいが、多重到来波の受信強度が大きい場合で、し
かも直接波の到来方向がアンテナ正面に近い場合には、
図１３に示すように、受信位相面が平坦でないことによ
り、補正の誤りが発生する場合がある。これは、補正の
感度が高すぎるためで、ｋをｋ＞０のある値に設定する
ことによって、補正感度をわずかに鈍くすれば、正しい
補正位相が求まることになる。位相しきい値ｋは、およ
そπ／６付近に設定すれば、直接到来波とほぼ同レベル
の多重到来波が受信されたとしても、正しい位相補正が
可能となる。従って、本実施例において、位相しきい値
ｋは好ましくはπ／６に設定される。

【００６８】ここで、アレーアンテナ１が図５に示すよ
うにｘｙ座標系に配置されている場合、位相平面は次の
数２４で表される。

【００６９】

【数２４】Δθ_r,i ^LSR＝ａｘ＋ｂｙ＋ｃ

【００７０】ここで、ｘ軸方向で３つの補正の方法
（Ｉ）乃至（III）が存在する一方、ｙ軸方向で３つの
補正の方法（Ｉ）乃至（III）が存在する。従って、全
部で９通りの位相回帰平面が得られることになる。以
下、例えば補正（Ｉ−II）は、ｘ軸方向で補正（Ｉ）を
行い（実際には補正しない）、ｙ軸方向で補正（II）を
行った場合の位相回帰平面を示す。各軸３通りずつの位
相不確定に対応し、全部で、次の数２５で表される、９
通りの位相回帰平面が得られることになる。

【００７１】

【数２５】（ａ）補正（Ｉ−Ｉ）のとき、Δθ_r,i
^LSR(I-I)＝ａ_Iｘ＋ｂ_Iｙ＋ｃ （ｂ）補正（Ｉ−II）のとき、Δθ_r,i ^LSR(I-II)＝ａ_I
ｘ＋ｂ_IIｙ＋ｃ （ｃ）補正（Ｉ−III）のとき、Δθ_r,i ^LSR(I-III)＝ａ
_Iｘ＋ｂ_IIIｙ＋ｃ （ｄ）補正（II−Ｉ）のとき、Δθ_r,i ^LSR(II-I)＝ａ_II
ｘ＋ｂ_Iｙ＋ｃ （ｅ）補正（II−II）のとき、Δθ_r,i ^LSR(II-II)＝ａ
_IIｘ＋ｂ_IIｙ＋ｃ （ｆ）補正（II−III）のとき、Δθ_r,i ^LSR(II-III)＝
ａ_IIｘ＋ｂ_IIIｙ＋ｃ （ｇ）補正（III−Ｉ）のとき、Δθ_r,i ^LSR(III-I)＝ａ
_IIIｘ＋ｂ_Iｙ＋ｃ （ｈ）補正（III−II）のとき、Δθ_r,i ^LSR(III-II)＝
ａ_IIIｘ＋ｂ_IIｙ＋ｃ （ｉ）補正（III−III）のとき、Δθ_r,i ^LSR(III-III)
＝ａ_IIIｘ＋ｂ_IIIｙ＋ｃ

【００７２】ここで、各補正の場合の残差２乗和を次の
数２６の通り定義する。

【００７３】

【数２６】（ａ）補正（Ｉ−Ｉ）のとき （ｂ）補正（Ｉ−II）のとき （ｃ）補正（Ｉ−III）のとき （ｄ）補正（II−Ｉ）のとき （ｅ）補正（II−II）のとき （ｆ）補正（II−III）のとき （ｇ）補正（III−Ｉ）のとき （ｈ）補正（III−II）のとき （ｉ）補正（III−III）のとき

【００７４】これより、位相不確定性は、残差２乗和Ｓ
Ｓ＝Σ（Δθ_r,i−Δθ_r,i ^LSR）²及び回帰平面の位相勾
配｜ａ｜，｜ｂ｜を用いて、図８乃至図１０の位相回帰
平面選択処理により除去され、１つの位相回帰平面が選
択される。

【００７５】２次元配列の場合における位相回帰平面選
択処理について図８乃至図１０を参照して説明する。図
８に示すように、ステップＳ１１において、補正（Ｉ−
Ｉ），（Ｉ−II），（II−Ｉ），（II−II）における残
差２乗和ＳＳ_(I-I)，ＳＳ_{(I- II)}，ＳＳ_(II-I)，ＳＳ
_(II-II)を比較し、ステップＳ１２で残差２乗和ＳＳ
_{(I-I )}が最小である場合、ステップＳ２１で補正（Ｉ−
Ｉ）における位相回帰平面を選択して当該処理を終了す
る。また、ステップＳ１３で残差２乗和ＳＳ_(I-II)が最
小である場合、ステップＳ２２で補正（Ｉ−II），（Ｉ
−III）における回帰平面の勾配｜ｂ｜_(I-II)，｜ｂ｜
_(I-III)を比較する。そして、ステップＳ２３で｜ｂ｜
_(I-II)＜｜ｂ｜_(I-III)であるときは、ステップＳ２４
で補正（Ｉ−II）における位相回帰平面を選択して当該
処理を終了する。一方、ステップＳ２３で｜ｂ｜_(I-II)
≧｜ｂ｜_(I-III)であるときは、ステップＳ２５で補正
（Ｉ−III）における位相回帰平面を選択して当該処理
を終了する。

【００７６】ステップＳ１３においてＮＯのときに、図
９のステップＳ１４で残差２乗和ＳＳ_(II-I)が最小であ
る場合、ステップＳ２６で補正（II−I），（III−Ｉ）
における回帰平面の勾配｜ａ｜_(II-I)，｜ａ｜_(III-I)
を比較する。そして、ステップＳ２７で｜ａ｜_(II-I)＜
｜ａ｜_(III-I)であるときは、ステップＳ２８で補正（I
I−Ｉ）における位相回帰平面を選択して当該処理を終
了する。一方、ステップＳ２７で｜ａ｜_(II-I)≧｜ａ｜
_(III-I)であるときは、ステップＳ２９で補正（III−
I）における位相回帰平面を選択して当該処理を終了す
る。

【００７７】ステップＳ１４においてＮＯのときに、図
１０のステップＳ３０で補正（II−II），（III−II）
における回帰平面の勾配｜ａ｜_(II-II)，｜ａ｜
_(III-II)を比較する。そして、ステップＳ３１で｜ａ｜
_(II-II)＜｜ａ｜_(III-II)であるときは、ステップＳ４
０で補正（II−II），（II−III）における回帰平面の
勾配｜ｂ｜_(II-II)，｜ｂ｜_(II-III)を比較する。そし
て、ステップＳ４１で｜ｂ｜_{(II -II)}＜｜ｂ｜_(II-III)
であるときは、ステップＳ４２で補正（II−II）におけ
る位相回帰平面を選択して当該処理を終了する。一方、
ステップＳ４１で｜ｂ｜_{(I I-II)}≧｜ｂ｜_(II-III)であ
るときは、ステップＳ４３で補正（II−III）における
位相回帰平面を選択して当該処理を終了する。

【００７８】さらに、ステップＳ３１で｜ａ｜_(II-II)
≧｜ａ｜_(III-II)であるときは、ステップＳ３２で補正
（III−II），（III−III）における回帰平面の勾配｜
ｂ｜_(III-II)，｜ｂ｜_(III-III)を比較する。そして、
ステップＳ３３で｜ｂ｜_(III-II)＜｜ｂ｜_(III-III)で
あるときは、ステップＳ４４で補正（III−II）におけ
る位相回帰平面を選択して当該処理を終了する。一方、
ステップＳ３３で｜ｂ｜_(III-II)≧｜ｂ｜_(III-III)で
あるときは、ステップＳ４５で補正（III−III）におけ
る位相回帰平面を選択して当該処理を終了する。

【００７９】次に、簡単化のために１次元のリニアアレ
ーアンテナの場合（変形例）について位相不確定性の除
去方法について述べる。すなわち、Ｎ個のアンテナ素子
Ａｉが一直線上に並置されている場合、位相平面は、次
の数２７で表される。

【００８０】

【数２７】Δθ_r,i ^LSR＝ａｘ＋ｃ

【００８１】ここで、数２０乃至数２２の各場合毎に、
上記数２７を適用して、次の３通りの位相回帰平面を求
めることができる。

【００８２】

【数２８】（ａ）補正（I）のとき Δθ_r,i ^LSR(I)＝ａ_Iｘ＋ｃ_I （ｂ）補正（II）のとき Δθ_r,i ^LSR(II)＝ａ_IIｘ＋ｃ_II （ｃ）補正（III）のとき Δθ_r,i ^LSR(III)＝ａ_IIIｘ＋ｃ_III

【００８３】ここで、各補正の場合の残差２乗和を次の
数２９の通り定義する。

【００８４】

【数２９】（ａ）補正（Ｉ）のとき （ｂ）補正（II）のとき （ｃ）補正（III）のとき

【００８５】これより、位相不確定性は、残差の２乗和
ＳＳ＝Σ（Δθ_r,i−Δθ_r,i ^LSR）²及び回帰平面の位相
勾配｜ａ｜を用いて図７の位相回帰平面選択処理により
除去され、１つの位相回帰平面が選択される。

【００８６】１次元配列の場合における位相回帰平面選
択処理について図７を参照して説明する。図７に示すよ
うに、ステップＳ１において、補正（Ｉ），（II）にお
ける残差２乗和ＳＳ_(I)，ＳＳ_(II)を比較し、ステップ
Ｓ２でＳＳ_(I)＜ＳＳ_(II)であるとき、ステップＳ３で
補正（Ｉ）における位相回帰平面を選択して当該処理を
終了する。一方、ステップＳ２でＳＳ_(I)≧ＳＳ_(II)で
あるとき、補正（II），（III）における勾配｜ａ｜
_(II)，｜ａ｜_(III)を比較し、ステップＳ５で｜ａ｜
_(II)＜｜ａ｜_(III)であるときは、ステップＳ６で補正
（II）における位相回帰平面を選択して当該処理を終了
する。一方、ステップＳ５で｜ａ｜_(II)≧｜ａ｜_(III)
であるときは、ステップＳ７で補正（III）における位
相回帰平面を選択して当該処理を終了する。

【００８７】図１１は、受信位相の最小２乗法による１
次平面への回帰処理を表わす説明図であり、図１２は、
その場合における位相不確定性の検査と除去を示す説明
図である。図１１に示すように、直接波のみ受信した場
合、各アンテナ素子Ａｉ間の受信位相差Δθ_r,iは、ア
ンテナ素子Ａｉの位置に依存して一直線上に位置する
が、マルチパス波をさらに受信した場合、その直線から
ずれることになる。図１２の場合においては、ステップ
Ｓ６に到達して、補正（II）における位相回帰平面を選
択する場合を示している。

【００８８】以上の位相回帰平面の選択処理において、
最も強い直接波の方向に対応した位相平面であると推定
検出でき、その他の位相平面では残差２乗和が大きくな
るとともに、位相勾配も急になる。このようにして決定
された受信位相差Δθ_r,i ^LSRから、送信ウエイトＷ_i ^TX
は次の３０で演算することができる。

【００８９】

【数３０】 Ｗ_i ^TX ＝ｅｘｐ（ｊθ_i ^TX） ＝ｅｘｐ（−ｊΔθ_r,i ^LSR）

【００９０】ここで、送信ウエイトの振幅成分はすべて
のアンテナ素子Ａｉで共通に１とし、波源分布を一様と
している。さらに、送受共用のアレーアンテナ１を用い
ており、かつ送受の周波数が異なる場合には、励振位相
に周波数比を乗ずることにより、正しく直接到来波の方
向に送信主ビームを形成することができる。すなわち、
次の数３１で表される。ここで、ｆ^TX，ｆ^RXはそれぞれ
送信周波数、受信周波数である。

【００９１】

【数３１】 Ｗ_i ^TX ＝ｅｘｐ（ｊθ_i ^TX） ＝ｅｘｐ｛−ｊ（ｆ^TX／ｆ^RX）Δθ_r,i ^LSR｝

【００９２】図６は、以上の処理を実行する送信ウエイ
ト演算回路３０を示すブロック図である。図６におい
て、位相差演算部３１−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は、
ＤＢＦ部４から入力される受信ウエイトＷ_i ^RXに基づい
て、この受信ウエイトＷ_i ^RXのｔａｎ^-1演算を行うこと
により位相差Δθ_r,iを演算して、最小２乗処理部３２
−ｊ（ｊ＝１，２，…，９）に出力する。この最小２乗
処理部３２−ｊ（ｊ＝１，２，…，９）は、数２５で表
される９通りの位相回帰平面に対応して９個の処理部が
設けられる。各最小２乗処理部３２−ｊは、それぞれに
設定された位相平面の式の係数ａ，ｂ，ｃを数１５で表
されたウイナー−ホプフの方程式を解くことにより演算
し、演算された係数ａ，ｂ，ｃを数２５に代入すること
により、位相回帰平面上の受信位相差Δθ_r,i ^LSR（ｉ＝
１，２，…，Ｎ）を演算してセレクタ３４に出力する。
一方、位相回帰平面選択部３３は、各最小２乗処理部３
２−ｊによって演算された位相回帰平面に基づいて、図
８乃至図１０に示す位相回帰平面選択処理を実行して選
択すべき位相回帰平面を決定し、選択すべきと決定した
位相回帰平面の情報をセレクタ３４に出力する。セレク
タ３４は、選択すべきと決定された位相回帰平面に対応
する最小２乗処理部３２−ｋから入力されるＮ個の受信
位相差Δθ_r,i ^LSRのみを選択して送信ウエイト演算部３
５に出力する。これに応答して、送信ウエイト演算部３
５は、入力されたＮ個の受信位相差Δθ_{r, i} ^LSRに基づい
て、数３１の演算を実行することにより、送信ウエイト
Ｗ_i ^TX（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を演算して出力する。

【００９３】さらに、以上のように構成された装置につ
いての、本発明者によるシミュレーション結果について
以下に説明する。本実施例の装置の評価を行うため、表
１にしめす条件のもとで数値シミュレーションを行っ
た。アレーアンテナ１として、変形例である、基本的な
４素子半波長間隔リニアアレーアンテナを用い、変調方
式は差動符号化同期検波ＱＰＳＫ（伝送速度：１６ｋｂ
ｐｓ）を仮定した。また、受信信号同相化のための低域
通過フィルタ２２，２３として２次の狭帯域ＩＩＲ（In
finite Impulse Responseの略）フィルタを用いた。

【００９４】

【表１】 シミュレーションの諸元 ─────────────────────────────────── 変調方式 １６ｋｂｐｓ差動符号化同期検波ＱＰＳＫ 変調周波数 ３２ｋＨｚ（中間周波数として用いる） サンプリング周波数 １２８ｋＨｚ（１６サンプル／シンボル） Ａ／Ｄ分解能 ８ビット 付加雑音 ガウス雑音 アンテナ 点放射源の４素子直線配列 アンテナ素子間隔 搬送波の半波長 ロールオフフィルタ １０タップＦＩＲフィルタ、ロールオフ率５０％ カットオフ周波数８ｋＨｚ 送信帯域通過フィルタ 帯域幅ビット長積ＢＴ＝２ 受信帯域通過フィルタ 帯域幅ビット長積ＢＴｍ＝１ キャリア再生法 フィードフォワード位相推定 クロック再生法 ディシジョンディレクテッド法 ───────────────────────────────────

【００９５】図１４は、直接波が−４５°の方向から到
来し、マルチパス波が直接波に比べて−３ｄＢのレベル
でかつ位相差π／２（アレーアンテナ１の中心におい
て）で＋１５°の方向から到来した場合の最大比合成
（ＭＲＣ）受信による指向性パターンを、各アンテナ素
子Ａｉで受信された受信信号を等しい利得で合成する等
利得合成（ＥＧＣ）の場合及びマルチパス波が無い場合
とで比較したものである。なお、直接波の受信搬送波電
力対雑音電力比（以下、受信ＣＮＲという。）は４ｄＢ
としている。等利得合成ではマルチパス波による指向性
パターンへの影響はわずかであるが、最大比合成ではマ
ルチパス波の到来方向にもビームが形成され、結果的に
直接波とマルチパス波の両者を取り込み再合成する指向
性ダイバーシチが実現されていることがわかる。

【００９６】図１５及び図１６は、直接波に対するマル
チパス波の位相が変化したときの指向性パターンであ
る。ここで、位相遅延値が０、π／２又は（３π）／
２、及びπのときを示している。位相遅延値＝０はアン
テナの中心において２波の位相が同相であることを示
す。指向性パターンの特性を明確化するため、直接波の
受信ＣＮＲは３０ｄＢとしている。直接波とマルチパス
波の方向が比較的近い図１５の場合（マルチパス波の到
来方向が−１５°のとき）位相遅延値＝０では２波を同
一のビームで捉えるのに対し、位相遅延値＝π（逆相）
では１つ隣のビームで捉えるようにビーム形成がなされ
ていることがわかる。一方、２波の入射方向が離れてい
る図１６の場合（マルチパスの到来方向が３０°のと
き）も、同相入射と逆相入射では捉えるビームが１つず
れるが、やはりそれらを限定されたアンテナ自由度の範
囲内で有効に捉える方向でビーム形成がなされているこ
とがわかる。言い換えれば、直接波とマルチパス波の両
方にその電力に応じた指向性を向けて合成する指向性ダ
イバーシチが実現されている。

【００９７】図１７は、図１４の場合と同じ条件下にお
ける、最大比合成受信によるビット誤り率（ＢＥＲ）の
シミュレーション結果である。ただし、マルチパス波の
直接波に対するシンボル遅延は無視できるものとした。
マルチパス波が１波到来したときのビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）は、直接波のみ到来した場合と比べて約１．５ｄＢ
改善され、最大比合成により理論的に期待される値（約
１．８ｄＢの改善）に接近していることがわかる。

【００９８】次に、送信ビーム形成のシミュレーション
結果について述べる。図１８及び図１９は、本実施例の
装置を用いて、直接波とマルチパス波の２波が到来して
いる場合に送信ビームを形成した例である。ここで、２
波の到来方向を変えた２通りの場合について示してお
り、図１８は、直接波とマルチパス波の到来方向がそれ
ぞれ−４５°及び＋１５°の場合を示し、図１９は、直
接波とマルチパス波の到来方向がそれぞれ−１５°及び
＋３０°の場合を示す。アレーアンテナ１は送受信で共
有しており、かつ送信周波数は受信のそれに比べて１．
０６６倍であるとした。いづれの場合も送信主ビームは
直接波の方向にのみ形成され、マルチパス波の影響は受
けておらず、マルチパス波の方向への放射は、大きくて
もサイドローブレベル程度に抑えられていることがわか
る。

【００９９】以上説明したように、本発明に係る本実施
例は、以下の特有の効果を有する。 （１）第１の従来例のように特別な方位センサや相手局
の位置情報を必要としないため、周囲の磁気外乱や方位
検出誤差の蓄積などの影響を受けず、また、相手局が移
動する場合においても自動的に相手局から送信される到
来波の方向に送信ビームを形成することができ、かつ小
型化、低価格化が可能となる。 （２）第２の従来例のように受信アンテナにおける受信
位相差をそのまま周波数変換して送信位相差とせずに、
最小２乗法に基づいて、位相不確定の除去を行うととも
に最大受信波以外の多重波の影響を除去しているため、
多重波環境においてどの方向から最大受信波が到来する
場合においても、確実に最大受信波の到来方向に送信ビ
ームを形成することができ、送信と受信で周波数が異な
る場合でも相手局が受ける干渉を減ずることができる。 （３）実施例の装置にみるように、送信ビームの形成に
おいて、アンテナの機械駆動部分が一切なく、またフィ
ードバックループを一切もたない構成とすることが可能
であるため、受信ベースバンド信号が得られれば、直ち
に送信ウエイトを決定することができ、高速にリアルタ
イムで送信ビームを形成することができる。 （４）また、実施例の装置にみるように、送信ウエイト
の決定は、ディジタル信号処理で行うことができるた
め、送信ビーム形成もディジタル処理で行うこととすれ
ば、変調も含むベースバンド処理をすべてディジタル信
号処理プロセッサに集約することができ、集積度の高い
デバイスを用いれば、システム全体を小型化、低価格化
することができる。

【０１００】＜第２の実施例＞図３は、第２の実施例の
通信用アレーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の送信
部を示すブロック図である。その他の部分については、
第１の実施例と同様に構成される。以下、図２の第１の
実施例との相違点について詳細に説明する。

【０１０１】送信局部発振器１０ａは例えば、同一のク
ロックで駆動されたＤＤＳ（DirectDigital Synthesize
r）を用いた発振器であって、所定の周波数の送信局部
発振信号を発生する。一方、送信データである送信ベー
スバンド信号Ｓ^TXは同相分配器９に入力されてＮ個の送
信ベースバンド信号Ｓ^TXに同相分配された後それぞれ、
位相補正部１３−１乃至１３−Ｎに入力される。位相補
正部１３−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）は、入力される送
信ベースバンド信号Ｓ^TXに対して送信ウエイトＷ₁ ^TX，
Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXを乗算して乗算結果の送信ベースバン
ド信号Ｓ_i ^TX（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を直交変調器６ａ
−ｉに出力する。直交変調器６ａ−ｉは入力される送信
ベースバンド信号をシリアル／パラレル変換して送信直
交ベースバンド信号に変換した後、当該送信直交ベース
バンド信号に従って互いに９０°の位相差を有する上記
送信局部発振信号を直交変調して合成することにより上
記中間周波信号を得る。そして、直交変調後の中間周波
信号は、送信モジュールＴＭ−ｉ内のアップコンバータ
７と送信電力増幅器８とを介して、送信無線信号とし
て、アレーアンテナ１内のサーキュレータＣＩ−ｉに入
力される。そして、上記送信無線信号がアンテナ素子Ａ
ｉから送信放射される。従って、アンテナ素子Ａ１乃至
ＡＮから送信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXで重み
付けされた送信信号が放射される。従って、第２の実施
例における送信部は第１の実施例のそれと同様に動作
し、同様の効果を有する。

【０１０２】

【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載のアレーアンテナの制御方法によれば、所定の配
置形状で近接して並置された複数のアンテナ素子からな
るアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制
御方法において、上記アレーアンテナの各アンテナ素子
でそれぞれ受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の
局部発振信号を用いて互いに直交する各２つの直交ベー
スバンド信号に変換し、上記変換された各２つの直交ベ
ースバンド信号に基づいて、所定の基準のアンテナ素子
と他の任意のアンテナ素子との間の各２つの受信信号の
位相差の余弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第１
のデータと、上記各２つのアンテナ素子の受信信号の位
相差の正弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第２の
データとを演算し、上記演算された第１のデータと第２
のデータとに基づいて、上記各２つのアンテナ素子間の
受信位相差を演算し、上記演算された各２つのアンテナ
素子間の受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定さ
れているために生ずる位相不確定性を、マルチパス波に
よる受信位相差の乱れの度合いを示す予め決められた位
相しきい値に応じて、当該受信位相差から除去するよう
に当該受信位相差を補正し、かつその補正された受信位
相差の符号を反転することにより送信位相差に変換し、
上記変換された各２つのアンテナ素子間の送信位相差で
かつ等振幅で送信信号を上記各アンテナ素子から送信す
ることにより、最大受信波の方向のみに送信主ビームを
形成することができる。従って、本発明は以下の特有の
効果を有する。 （１）第１の従来例のように特別な方位センサや相手局
の位置情報を必要としないため、周囲の磁気外乱や方位
検出誤差の蓄積などの影響を受けず、また、相手局が移
動する場合においても自動的に相手局から送信される到
来波の方向に送信ビームを形成することができ、かつ小
型化、低価格化が可能となる。 （２）第２の従来例のように受信アンテナにおける受信
位相差をそのまま周波数変換して送信位相差とせずに、
最小２乗法に基づいて、位相不確定の除去を行うととも
に最大受信波以外の多重波の影響を除去しているため、
多重波環境においてどの方向から最大受信波が到来する
場合においても、確実に最大受信波の到来方向に送信ビ
ームを形成することができ、送信と受信で周波数が異な
る場合でも相手局が受ける干渉を減ずることができる。 （３）送信ビームの形成において、アンテナの機械駆動
部分が一切なく、またフィードバックループを一切もた
ない構成とすることが可能であるため、受信ベースバン
ド信号が得られれば、直ちに送信ウエイトを決定するこ
とができ、高速にリアルタイムで送信ビームを形成する
ことができる。 （４）送信ウエイトの決定は、ディジタル信号処理で行
うため、送信ビーム形成もディジタルで行うこととすれ
ば、変調も含むベースバンド処理をすべてディジタル信
号処理プロセッサに集約することができ、集積度の高い
デバイスを用いれば、システム全体を小型化、低価格化
することができる。

【０１０３】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御方法によれば、請求項１記載のアレーアンテナの制御
方法において、上記演算された各２つのアンテナ素子間
の受信位相差に基づいて、互いに近接した各２つのアン
テナ素子間の受信位相差を演算し、上記互いに近接した
各２つのアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確定
性のすべての候補に対応した等位相の複数の１次回帰平
面を最小２乗法により演算し、上記受信位相差と上記等
位相の１次回帰平面との間の残差の２乗和と、上記等位
相の１次回帰平面の勾配係数とを用いて、上記位相不確
定性を除去し、最大受信波に対応した等位相の１次回帰
平面を１つだけ特定することにより当該受信位相差を補
正する。これにより、より簡単な方法で当該受信位相差
を補正することができる。

【０１０４】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御方法によれば、請求項２記載のアレーアンテナの制
御方法において、上記互いに近接した各２つのアンテナ
素子間の受信位相差がもつ位相不確定性のすべての候補
に対応した受信位相差からなる行列と、上記アレーアン
テナを構成する複数のアンテナ素子の位置座標からなる
行列とを用いて、最小２乗法を用いてウイナー−ホプフ
（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くことにより、
上記位相不確定のすべての候補に対応した上記等位相の
１次回帰平面を表す方程式を導いて、上記位相不確定性
のすべての候補に対応した等位相の複数の１次回帰平面
を演算する。これにより、より簡単な方法で当該受信位
相差を補正することができる。

【０１０５】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御方法によれば、請求項２又は３記載のアレーア
ンテナの制御方法において、上記位相不確定が除去され
た上記等位相の１次回帰平面から演算される受信位相差
に、受信周波数に対する送信周波数の比を乗算したもの
を送信位相差とすることにより、送信位相差に変換す
る。これにより、より簡単な方法で受信位相差を送信位
相差に変換することができる。

【０１０６】本発明に係る請求項５記載のアレーアンテ
ナの制御装置によれば、所定の配置形状で近接して並置
された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制
御するためのアレーアンテナの制御装置において、上記
アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された
複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて
互いに直交する各２つの直交ベースバンド信号に変換す
る変換手段と、上記変換手段によって変換された各２つ
の直交ベースバンド信号に基づいて、所定の基準のアン
テナ素子と他の任意のアンテナ素子との間の各２つの受
信信号の位相差の余弦値とそれらの各振幅値の積に比例
する第１のデータと、上記各２つのアンテナ素子の受信
信号の位相差の正弦値とそれらの各振幅値の積に比例す
る第２のデータとを演算し、上記演算された第１のデー
タと第２のデータとに基づいて、上記各２つのアンテナ
素子間の受信位相差を演算する位相差演算手段と、上記
位相差演算手段によって演算された各２つのアンテナ素
子間の受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定され
ているために生ずる位相不確定性を、マルチパス波によ
る受信位相差の乱れの度合いを示す予め決められた位相
しきい値に応じて、当該受信位相差から除去するように
当該受信位相差を補正し、かつその補正された受信位相
差の符号を反転することにより送信位相差に変換する補
正手段とを備え、上記補正手段によって変換された各２
つのアンテナ素子間の送信位相差でかつ等振幅で送信信
号を上記各アンテナ素子から送信することにより、最大
受信波の方向のみに送信主ビームを形成する。従って、
本発明は以下の特有の効果を有する。 （１）第１の従来例のように特別な方位センサや相手局
の位置情報を必要としないため、周囲の磁気外乱や方位
検出誤差の蓄積などの影響を受けず、また、相手局が移
動する場合においても自動的に相手局から送信される到
来波の方向に送信ビームを形成することができ、かつ小
型化、低価格化が可能となる。 （２）第２の従来例のように受信アンテナにおける受信
位相差をそのまま周波数変換して送信位相差とせずに、
最小２乗法に基づいて、位相不確定の除去を行うととも
に最大受信波以外の多重波の影響を除去しているため、
多重波環境においてどの方向から最大受信波が到来する
場合においても、確実に最大受信波の到来方向に送信ビ
ームを形成することができ、送信と受信で周波数が異な
る場合でも相手局が受ける干渉を減ずることができる。 （３）送信ビームの形成において、アンテナの機械駆動
部分が一切なく、またフィードバックループを一切もた
ない構成とすることが可能であるため、受信ベースバン
ド信号が得られれば、直ちに送信ウエイトを決定するこ
とができ、高速にリアルタイムで送信ビームを形成する
ことができる。 （４）送信ウエイトの決定は、ディジタル信号処理で行
うため、送信ビーム形成もディジタルで行うこととすれ
ば、変調も含むベースバンド処理をすべてディジタル信
号処理プロセッサに集約することができ、集積度の高い
デバイスを用いれば、システム全体を小型化、低価格化
することができる。

【０１０７】また、請求項６記載のアレーアンテナの制
御装置によれば、請求項５記載のアレーアンテナの制御
装置において、上記補正手段は、上記演算された各２つ
のアンテナ素子間の受信位相差に基づいて、互いに近接
した各２つのアンテナ素子間の受信位相差を演算し、上
記互いに近接した各２つのアンテナ素子間の受信位相差
がもつ位相不確定性のすべての候補に対応した等位相の
複数の１次回帰平面を最小２乗法により演算し、上記受
信位相差と上記等位相の１次回帰平面との間の残差の２
乗和と、上記等位相の１次回帰平面の勾配係数とを用い
て、上記位相不確定性を除去し、最大受信波に対応した
等位相の１次回帰平面を１つだけ特定することにより当
該受信位相差を補正する。これにより、より簡単な方法
で当該受信位相差を補正することができる。

【０１０８】さらに、請求項７記載のアレーアンテナの
制御装置によれば、請求項６記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記補正手段は、上記互いに近接した
各２つのアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確定
性のすべての候補に対応した受信位相差からなる行列
と、上記アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子
の位置座標からなる行列とを用いて、最小２乗法を用い
てウイナー−ホプフ（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式
を解くことにより、上記位相不確定のすべての候補に対
応した上記等位相の１次回帰平面を表す方程式を導い
て、上記位相不確定性のすべての候補に対応した等位相
の複数の１次回帰平面を演算する。これにより、より簡
単な方法で当該受信位相差を補正することができる。

【０１０９】またさらに、請求項８記載のアレーアンテ
ナの制御装置によれば、請求項６又は７記載のアレーア
ンテナの制御装置において、上記補正手段は、上記位相
不確定が除去された上記等位相の１次回帰平面から演算
される受信位相差に、受信周波数に対する送信周波数の
比を乗算したものを送信位相差とすることにより、送信
位相差に変換する。これにより、より簡単な方法で受信
位相差を送信位相差に変換することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施例である通信用アレ
ーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の受信部を示すブ
ロック図である。

【図２】 第１の実施例の通信用アレーアンテナの自動
ビーム捕捉追尾装置の送信部を示すブロック図である。

【図３】 第２の実施例の通信用アレーアンテナの自動
ビーム捕捉追尾装置の送信部を示すブロック図である。

【図４】 図１のＤＢＦ部４を示すブロック図である。

【図５】 実施例におけるアンテナ素子の配置を示す平
面図である。

【図６】 図１の送信ウエイト演算回路３０のブロック
図である。

【図７】 図１３における位相回帰平面選択部３３によ
って実行される、アンテナ素子が１次元配列の場合（変
形例）における位相回帰平面選択処理を示すフローチャ
ートである。

【図８】 図１３における位相回帰平面選択部３３によ
って実行される、アンテナ素子が２次元配列の場合（実
施例）における位相回帰平面選択処理の第１の部分を示
すフローチャートである。

【図９】 図１３における位相回帰平面選択部３３によ
って実行される、アンテナ素子が２次元配列の場合（実
施例）における位相回帰平面選択処理の第２の部分を示
すフローチャートである。

【図１０】 図１３における位相回帰平面選択部３３に
よって実行される、アンテナ素子が２次元配列の場合
（実施例）における位相回帰平面選択処理の第３の部分
を示すフローチャートである。

【図１１】 図１３の送信ウエイト演算回路３０におけ
る受信位相の最小２乗法による１次平面への回帰処理を
示す説明図である。

【図１２】 図１３の送信ウエイト演算回路３０におけ
る位相不確定性の検査と除去を示す説明図である。

【図１３】 図１３の送信ウエイト演算回路３０におけ
る受信位相の不確定性の検査における位相しきい値ｋの
設定を示す説明図である。

【図１４】 図１及び図２の通信用アレーアンテナの自
動ビーム捕捉追尾装置のシミュレーション結果である、
最大比合成受信によるビーム形成を示す指向性パターン
を示すグラフである。

【図１５】 図１及び図２の通信用アレーアンテナの自
動ビーム捕捉追尾装置のシミュレーション結果である、
マルチパス波の到来方向の角度が１５°の場合における
指向性パターンを示すグラフである。

【図１６】 図１及び図２の通信用アレーアンテナの自
動ビーム捕捉追尾装置のシミュレーション結果である、
マルチパス波の到来方向の角度が３０°の場合における
指向性パターンを示すグラフである。

【図１７】 図１及び図２の通信用アレーアンテナの自
動ビーム捕捉追尾装置のシミュレーション結果である、
最大比合成受信におけるビット誤り率特性を示すグラフ
である。

【図１８】 図１及び図２の通信用アレーアンテナの自
動ビーム捕捉追尾装置のシミュレーション結果である、
直接波とマルチパス波の到来方向の角度がそれぞれ−４
５°及び＋１５°の場合における送受信ビームの形成を
示す指向性パターンのグラフである。

【図１９】 図１及び図２の通信用アレーアンテナの自
動ビーム捕捉追尾装置のシミュレーション結果である、
直接波とマルチパス波の到来方向の角度がそれぞれ−１
５°及び＋３０°の場合における送受信ビームの形成を
示す指向性パターンのグラフである。

【符号の説明】 １…アレーアンテナ、 ２…低雑音増幅器、 ３…ダウンコンバータ、 ４…ＤＢＦ部、 ５…復調器、 ６，６ａ−１乃至６ａ−Ｎ…直交変調器、 ７…アップコンータ、 ８…送信電力増幅器、 ９…同相分配器、 １０，１０ａ…送信局部発振器、 １１…第１局部発振器、 １２…第２局部発振器、 １３−１乃至１３−Ｎ…位相補正部、 ２０…絶対値演算部、 ２１…複素共役積演算部、 ２２，２３…低域通過フィルタ、 ２４，２５…遅延バッファ回路、 ２６，２７…乗算器、 ２８ａ，２８ｂ…除算器、 ２９…同相合成器、 ３０…送信ウエイト演算回路、 ３１−１乃至３１−Ｎ…位相差演算部、 ３２−１乃至３２−９…最小２乗回帰処理部、 ３３…位相回帰平面選択部、 ３４…セレクタ、 ３５…送信ウエイト演算部、 Ａ１乃至ＡＮ…アンテナ素子、 ＣＩ−１乃至ＣＩ−Ｎ…サーキュレータ、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎ…受信モジュール、 ＡＤ−１乃至ＡＤ−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、 ＱＤ−１乃至ＱＤ−Ｎ…準同期検波回路、 ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎ…直交変調回路、 ＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎ…送信モジュール。

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【手続補正書】

【提出日】平成７年９月１２日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４６】ここで、低域通過フィルタ２２，２３の遮
断周波数について説明する。図４における低域通過フィ
ルタ２２，２３はＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタな
どのディジタルフィルタで構成される。この遮断周波数
は、高いほど受信雑音の影響を受けやすく、アンテナ１
素子当りの受信電力が低い場合には、捕捉追尾の精度が
劣化しやすい。逆に、遮断周波数は低いほど受信雑音の
影響が除去されるので、アンテナ１素子当りの受信電力
が低い場合でも捕捉追尾が可能となる。ただし、帯域通
過フィルタは狭帯域になるほど時定数が長くなるので、
受信波の到来方向の急激な変化に対する追従性は鈍くな
る。通常の移動体通信などにおける受信波の直接到来方
向の変化は、ビーム形成を行う演算時間に比べて十分遅
いので、むしろ受信雑音が支配的となる。このため、低
域通過フィルタ２２，２３の遮断周波数は、受信信号電
力対受信雑音電力によって決定され、衛星通信のように
受信電力が小さい場合には、ハードウェアが許す範囲で
低く設定することが好ましい。当該低域通過フィルタ２
２，２３の遮断周波数は、具体的には、サンプリング周
波数の１００分の１から１０００分の１程度に設定され
る。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図７

【補正方法】変更

【補正内容】

【図７】 図６における位相回帰平面選択部３３によっ
て実行される、アンテナ素子が１次元配列の場合（変形
例）における位相回帰平面選択処理を示すフローチャー
トである。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図８

【補正方法】変更

【補正内容】

【図８】 図６における位相回帰平面選択部３３によっ
て実行される、アンテナ素子が２次元配列の場合（実施
例）における位相回帰平面選択処理の第１の部分を示す
フローチャートである。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】 図６における位相回帰平面選択部３３によっ
て実行される、アンテナ素子が２次元配列の場合（実施
例）における位相回帰平面選択処理の第２の部分を示す
フローチャートである。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１０】 図６における位相回帰平面選択部３３によ
って実行される、アンテナ素子が２次元配列の場合（実
施例）における位相回帰平面選択処理の第３の部分を示
すフローチャートである。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図１１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１１】 図６の送信ウエイト演算回路３０における
受信位相の最小２乗法による１次平面への回帰処理を示
す説明図である。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図１２

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１２】 図６の送信ウエイト演算回路３０における
位相不確定性の検査と除去を示す説明図である。

【手続補正８】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図１３

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１３】 図６の送信ウエイト演算回路３０における
受信位相の不確定性の検査における位相しきい値ｋの設
定を示す説明図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田中 豊久 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内 (72)発明者 唐沢 好男 京都府相楽郡精華町大字乾谷小字三平谷５ 番地 株式会社エイ・ティ・アール光電波 通信研究所内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された複
   数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
   めのアレーアンテナの制御方法において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用
   いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信号に変
   換し、 上記変換された各２つの直交ベースバンド信号に基づい
   て、所定の基準のアンテナ素子と他の任意のアンテナ素
   子との間の各２つの受信信号の位相差の余弦値とそれら
   の各振幅値の積に比例する第１のデータと、上記各２つ
   のアンテナ素子の受信信号の位相差の正弦値とそれらの
   各振幅値の積に比例する第２のデータとを演算し、上記
   演算された第１のデータと第２のデータとに基づいて、
   上記各２つのアンテナ素子間の受信位相差を演算し、 上記演算された各２つのアンテナ素子間の受信位相差が
   −πから＋πまでの範囲に限定されているために生ずる
   位相不確定性を、マルチパス波による受信位相差の乱れ
   の度合いを示す予め決められた位相しきい値に応じて、
   当該受信位相差から除去するように当該受信位相差を補
   正し、かつその補正された受信位相差の符号を反転する
   ことにより送信位相差に変換し、 上記変換された各２つのアンテナ素子間の送信位相差で
   かつ等振幅で送信信号を上記各アンテナ素子から送信す
   ることにより、最大受信波の方向のみに送信主ビームを
   形成することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
2. 【請求項２】 上記演算された各２つのアンテナ素子間
   の受信位相差に基づいて、互いに近接した各２つのアン
   テナ素子間の受信位相差を演算し、 上記互いに近接した各２つのアンテナ素子間の受信位相
   差がもつ位相不確定性のすべての候補に対応した等位相
   の複数の１次回帰平面を最小２乗法により演算し、 上記受信位相差と上記等位相の１次回帰平面との間の残
   差の２乗和と、上記等位相の１次回帰平面の勾配係数と
   を用いて、上記位相不確定性を除去し、最大受信波に対
   応した等位相の１次回帰平面を１つだけ特定することに
   より当該受信位相差を補正することを特徴とする請求項
   １記載のアレーアンテナの制御方法。
3. 【請求項３】 上記互いに近接した各２つのアンテナ素
   子間の受信位相差がもつ位相不確定性のすべての候補に
   対応した受信位相差からなる行列と、上記アレーアンテ
   ナを構成する複数のアンテナ素子の位置座標からなる行
   列とを用いて、最小２乗法を用いてウイナー−ホプフ
   （Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解くことにより、
   上記位相不確定のすべての候補に対応した上記等位相の
   １次回帰平面を表す方程式を導いて、上記位相不確定性
   のすべての候補に対応した等位相の複数の１次回帰平面
   を演算することを特徴とする請求項２記載のアレーアン
   テナの制御方法。
4. 【請求項４】 上記位相不確定が除去された上記等位相
   の１次回帰平面から演算される受信位相差に、受信周波
   数に対する送信周波数の比を乗算したものを送信位相差
   とすることにより、送信位相差に変換することを特徴と
   する請求項２又は３記載のアレーアンテナの制御方法。
5. 【請求項５】 所定の配置形状で近接して並置された複
   数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
   めのアレーアンテナの制御装置において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用
   いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信号に変
   換する変換手段と、 上記変換手段によって変換された各２つの直交ベースバ
   ンド信号に基づいて、所定の基準のアンテナ素子と他の
   任意のアンテナ素子との間の各２つの受信信号の位相差
   の余弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第１のデー
   タと、上記各２つのアンテナ素子の受信信号の位相差の
   正弦値とそれらの各振幅値の積に比例する第２のデータ
   とを演算し、上記演算された第１のデータと第２のデー
   タとに基づいて、上記各２つのアンテナ素子間の受信位
   相差を演算する位相差演算手段と、 上記位相差演算手段によって演算された各２つのアンテ
   ナ素子間の受信位相差が−πから＋πまでの範囲に限定
   されているために生ずる位相不確定性を、マルチパス波
   による受信位相差の乱れの度合いを示す予め決められた
   位相しきい値に応じて、当該受信位相差から除去するよ
   うに当該受信位相差を補正し、かつその補正された受信
   位相差の符号を反転することにより送信位相差に変換す
   る補正手段とを備え、 上記補正手段によって変換された各２つのアンテナ素子
   間の送信位相差でかつ等振幅で送信信号を上記各アンテ
   ナ素子から送信することにより、最大受信波の方向のみ
   に送信主ビームを形成することを特徴とするアレーアン
   テナの制御装置。
6. 【請求項６】 上記補正手段は、上記演算された各２つ
   のアンテナ素子間の受信位相差に基づいて、互いに近接
   した各２つのアンテナ素子間の受信位相差を演算し、上
   記互いに近接した各２つのアンテナ素子間の受信位相差
   がもつ位相不確定性のすべての候補に対応した等位相の
   複数の１次回帰平面を最小２乗法により演算し、上記受
   信位相差と上記等位相の１次回帰平面との間の残差の２
   乗和と、上記等位相の１次回帰平面の勾配係数とを用い
   て、上記位相不確定性を除去し、最大受信波に対応した
   等位相の１次回帰平面を１つだけ特定することにより当
   該受信位相差を補正することを特徴とする請求項５記載
   のアレーアンテナの制御装置。
7. 【請求項７】 上記補正手段は、上記互いに近接した各
   ２つのアンテナ素子間の受信位相差がもつ位相不確定性
   のすべての候補に対応した受信位相差からなる行列と、
   上記アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の位
   置座標からなる行列とを用いて、最小２乗法を用いてウ
   イナー−ホプフ（Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ）方程式を解
   くことにより、上記位相不確定のすべての候補に対応し
   た上記等位相の１次回帰平面を表す方程式を導いて、上
   記位相不確定性のすべての候補に対応した等位相の複数
   の１次回帰平面を演算することを特徴とする請求項６記
   載のアレーアンテナの制御装置。
8. 【請求項８】 上記補正手段は、上記位相不確定が除去
   された上記等位相の１次回帰平面から演算される受信位
   相差に、受信周波数に対する送信周波数の比を乗算した
   ものを送信位相差とすることにより、送信位相差に変換
   することを特徴とする請求項６又は７記載のアレーアン
   テナの制御装置。