JPH09232848A - アレーアンテナの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 方位センサを用いることなく、複数の多重波
が到来する環境においても、最大受信波の方向に送信ビ
ームを形成することができ、しかも演算が簡単なアレー
アンテナの制御装置を提供する。 【解決手段】 アレーアンテナの各アンテナ素子の受信
信号を２つの直交ベースバンド信号に変換し、各アンテ
ナ素子に対応する受信ウエイトを演算し、受信ウエイト
に基づいてアンテナ素子で受信された受信信号と基準の
アンテナ素子で受信された受信信号との間の受信位相差
を演算し、受信位相差に基づいて基準のアンテナ素子に
対する各アンテナ素子の位相差を、最大受信波に対して
等位相の１次回帰平面に回帰させて、２つのアンテナの
間の位相差から送信位相差を演算して、上記送信位相差
で、送信信号をアンテナ素子から送信することにより、
最大受信波の方向に送信主ビームを形成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アレーアンテナの
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、車両等に搭載し静止衛星の方向を
自動的に追尾する衛星通信用のフェーズドアレーアンテ
ナ（以下、第１の従来例という。）が郵政省通信総合研
究所によって試作されている。この第１の従来例のフェ
ーズドアレーアンテナは、１９個のマイクロストリップ
アンテナ素子で構成され、１素子を除く各素子毎に計１
８個のマイクロ波移相器を備え、機械駆動せずに電気的
に送信ビームの方向を走査する。ここで、アンテナの指
向性を制御し、到来ビームの方向を追尾するためのセン
サーとして、地磁気の方向を検出し予め既知である車両
から見た静止衛星の方向を計算するための磁気センサ、
並びに車両の回転角速度を検出して精度よくビームの方
向を一定に保つための光ファイバジャイロを備えてい
る。これら２つのセンサを組み合わせることにより、到
来ビームの有無に関らず、ある一定の方向にアンテナの
送信指向性を向け、車両が移動しても常に同じ方向にそ
の指向性を保持するように構成されている。また、マイ
クロ波移相器に周波数特性をもたせることにより、送信
と受信の周波数は異なる場合でも両方で同じ方向に指向
性が形成されるようになっている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記第
１の従来例のフェーズドアレーアンテナは、到来信号の
有無に関らず信号源の方向が既知であればその方向に送
信ビームを向けることができるが、信号源の方向が未知
の場合または低軌道周回衛星など信号源自体が移動して
しまう場合にはその動きが全て予測可能な場合を除き、
追尾不可能である。また、信号源の方向が既知の場合で
も、磁気センサは、絶対方位を知ることができるが、周
囲の金属による磁界の影響を受けやすく、光ファイバジ
ャイロは、周囲の金属による磁界の影響は受けないが、
角速度を検出してこれを積算して絶対方位を求めるため
誤差の蓄積を受けやすい。これらの特徴を組み合わせ
て、互いに補完しながら正確な追尾を行う方法は、構成
が複雑になるとともに、上記のように性能が限定される
という問題点があった。

【０００４】上記の問題点を解決するために、到来波の
方向を知るための特別なセンサを用いることなく到来信
号方向に送信ビームを形成する方法として、受信位相差
をそのまま用いて、あるいは送信と受信の周波数に応じ
てこれを変換して送信位相差とする方法（以下、第２の
従来例という。）が、本出願人によって、特願平７−１
１７１６７号の特許出願において提案されている。第２
の従来例の方法は、互いに近接した各２つのアンテナ素
子間の受信位相差を演算し、当該受信位相差がもつ位相
不確定のすべての候補に対応した等位相の複数の１次回
帰平面を最小２乗法を用いて演算し、さらに最大受信波
に対応した１次回帰平面を１つだけ特定することにより
当該受信位相差を補正して、上記補正された受信位相差
に基づいて最大受信波の方向のみに送信ビームを形成す
るものである。この第２の従来例は、複数の多重波が到
来する環境、もしくは受信位相差に位相不確定が生じる
場合においても、最大受信波の方向のみに単一の送信主
ビームを形成することができるという優れた特徴を有す
る。

【０００５】しかしながら、上記第２の従来例の送信ビ
ーム形成方法の場合、所定の基準のアンテナ素子と各ア
ンテナ素子の間の送信位相差を演算する際、最小２乗法
により複数の等位相の１次回帰平面を演算し、条件分岐
により平面を特定する必要があり、演算が複雑であると
いう問題点があった。

【０００６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、方
位センサ等を用いることなく、また複数の多重波が到来
する環境、もしくは受信位相差に位相不確定が生じる場
合においても、最大受信波の方向のみに単一の送信主ビ
ームを形成することができ、しかも演算が簡単なアレー
アンテナの制御装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御装置は、所定の配置形状で近
接して並置された複数のアンテナ素子からなるアレーア
ンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置にお
いて、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ
受信された複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信
号を用いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信
号に変換する変換手段と、上記変換手段で変換された各
２つの直交ベースバンド信号に基づいて、上記複数のア
ンテナ素子のうちの所定の基準のアンテナ素子で受信さ
れた受信信号と、上記複数のアンテナ素子のうちの任意
のアンテナ素子で受信された受信信号の共役複素数との
複素共役積である当該任意のアンテナ素子に対応する受
信ウエイトを演算する受信ウエイト演算手段と、上記受
信ウエイト演算手段で演算された上記基準のアンテナ素
子に隣接するアンテナ素子に対応する受信ウエイトと、
上記受信ウエイト演算手段で演算された上記基準のアン
テナ素子に対応する受信ウエイトの共役複素数との複素
共役積である第１の複素共役積に基づいて、上記基準の
アンテナ素子に隣接するアンテナ素子で受信された受信
信号と、上記基準アンテナ素子で受信された受信信号と
の間の第１の位相差を演算する第１の位相差演算手段
と、上記受信ウエイト演算手段で演算された各受信ウエ
イトのうち、互いに隣接するアンテナ素子に対応する２
つの受信ウエイトに基づいて、当該２つの受信ウエイト
のうちの一方の受信ウエイトと、他方の受信ウエイトの
共役複素数との複素共役積である第２の複素共役積を演
算して、上記第２の複素共役積と、上記第１の複素共役
積の共役複素数との複素共役積である第３の複素共役積
を演算する複素共役積演算手段と、上記複素共役積演算
手段で演算された第３の複素共役積に基づいて、互いに
隣接するアンテナ素子で受信された受信信号の間の位相
差と、上記第１の位相差との差である第２の位相差を演
算する第２の位相差演算手段と、上記第１の位相差演算
手段で演算された第１の位相差と上記第２の位相差演算
手段で演算された第２の位相差とに基づいて、任意のア
ンテナ素子で受信された受信信号と、上記基準のアンテ
ナ素子で受信された受信信号との間の受信位相差を演算
する受信位相差演算手段と、上記受信位相差演算手段で
演算された上記各受信位相差に基づいて、上記各アンテ
ナ素子の配置に対応しかつ上記基準のアンテナ素子に対
する任意のアンテナ素子の各位相差を、最小２乗法を用
いて、上記複数のアンテナ素子で受信された受信波のう
ちの、電力が最大の受信波である最大受信波に対して等
位相の１次回帰平面に回帰させて当該１次回帰平面を演
算する回帰平面演算手段と、上記回帰平面演算手段で演
算された１次回帰平面の互いに隣接する任意の２つのア
ンテナ素子の間の位相差に、所定の受信周波数に対する
所定の送信周波数の比を乗算することにより送信位相差
を演算する送信位相差演算手段とを備え、上記送信位相
差演算手段で演算された各２つのアンテナ素子間の送信
位相差で、送信信号を上記各アンテナ素子から送信する
ことにより、上記最大受信波の方向に送信主ビームを形
成することを特徴とする。

【０００８】また、本発明に係る請求項２記載のアレー
アンテナの制御装置は、等間隔に近接して並置された複
数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
めのアレーアンテナの制御装置において、上記アレーア
ンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の受
信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互いに直
交する各２つの直交ベースバンド信号に変換する変換手
段と、上記変換手段で変換された各２つの直交ベースバ
ンド信号に基づいて、所定のビーム形成法を用いて、所
定の複数のビーム方向に対応して複数のビームを形成
し、上記形成された複数のビームに対応する複数のビー
ム受信信号を生成するビーム形成手段と、上記ビーム形
成手段で生成された複数のビーム受信信号のうち、所定
のしきい値以上の電力を有するビーム受信信号を選択し
て少なくとも１つのビーム受信信号を出力するビーム選
択手段と、上記ビーム選択手段で選択されたビーム受信
信号のうちの基準のビーム受信信号と、上記ビーム選択
手段で選択されたビーム受信信号のうちの任意のビーム
受信信号の共役複素数との複素共役積である当該任意の
ビームに対応する受信ビームウエイトを演算する受信ビ
ームウエイト演算手段と、上記受信ビームウエイト演算
手段で演算された受信ビームウエイトに基づいて、上記
各アンテナ素子に対応する各受信ウエイトを演算する受
信ウエイト演算手段と、上記受信ウエイト演算手段で演
算された受信ウエイトのうち、上記複数のアンテナ素子
のうちの所定の基準のアンテナ素子に隣接するアンテナ
素子に対応する受信ウエイトと、上記基準のアンテナ素
子に対応する受信ウエイトの共役複素数との複素共役積
である第１の複素共役積に基づいて、上記基準のアンテ
ナ素子に隣接するアンテナ素子で受信された受信信号
と、上記基準アンテナ素子で受信された受信信号との間
の第１の位相差を演算する第１の位相差演算手段と、上
記受信ウエイト演算手段で演算された受信ウエイトのう
ち、互いに隣接するアンテナ素子に対応する２つの受信
ウエイトに基づいて、当該２つの受信ウエイトのうちの
一方の受信ウエイトと、他方の受信ウエイトの共役複素
数との複素共役積である第２の複素共役積を演算して、
上記第２の複素共役積と、上記第１の複素共役積の共役
複素数との複素共役積である第３の複素共役積を演算す
る複素演算積演算手段と、上記複素演算積演算手段で演
算された第３の複素共役積に基づいて、互いに隣接する
アンテナ素子で受信された受信信号の間の位相差と、上
記第１の位相差との差である第２の位相差を演算する第
２の位相差演算手段と、上記第１の位相差演算手段で演
算された第１の位相差と上記第２の位相差演算手段で演
算された第２の位相差とに基づいて、任意のアンテナ素
子で受信された受信信号と、上記基準のアンテナ素子で
受信された受信信号との間の受信位相差を演算する受信
位相差演算手段と、上記受信位相差演算手段で演算され
た上記各受信位相差に基づいて、上記各アンテナ素子の
配置に対応しかつ上記基準のアンテナ素子に対する任意
のアンテナ素子の各位相差を、最小２乗法を用いて、上
記複数のアンテナ素子で受信された受信波のうちの、電
力が最大の受信波である最大受信波に対して等位相の１
次回帰平面に回帰させて当該１次回帰平面を演算する回
帰平面演算手段と、上記回帰平面演算手段で演算された
１次回帰平面の互いに隣接する任意の２つのアンテナ素
子の間の位相差に、所定の受信周波数に対する所定の送
信周波数の比を乗算することにより送信位相差を演算す
る送信位相差演算手段とを備え、上記送信位相差演算手
段で演算された各２つのアンテナ素子間の送信位相差
で、送信信号を上記各アンテナ素子から送信することに
より、上記最大受信波の方向に送信主ビームを形成する
ことを特徴とする。

【０００９】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１又は２記載のアレーアンテナの制
御装置においてさらに、上記回帰平面演算手段で演算さ
れた１次回帰平面上の互いに隣接する任意の２つのアン
テナ素子間の位相差を、−πから＋πまでの範囲の値と
なる位相差に変換する位相補正手段を備え、上記送信位
相差演算手段は、上記位相補正手段で変換された位相差
に上記受信周波数に対する上記送信周波数の比を乗算し
て送信位相差を演算することを特徴とする。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。 ＜第１の実施形態＞図１は本発明に係る第１の実施形態
である通信用アレーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置
のブロック図である。第１の実施形態の通信用アレーア
ンテナの自動ビーム捕捉追尾装置は、受信信号の波長の
１／２又は送信信号の波長の１／２、もしくは受信信号
の波長と送信信号の波長の平均値の１／２の長さである
所定の間隔で一直線上に並置された複数Ｎ個のアンテナ
素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｋ，…，ＡＮからなるアレーア
ンテナ１の指向性を、ディジタル位相変調波又は無変調
波などの無線信号波の到来ビームの方向へ高速で向け、
その追尾を行う。ここで、特に、第１の実施形態の捕捉
追尾装置は、最大比合成回路４と、送信ウエイト演算回
路３０とを備えたことを特徴としている。そして、信号
源となる相手局の方位が未知である場合においても、方
位センサ等を用いることなしに、信号源から送信される
到来波から得られる各アンテナ素子毎のベースバンド信
号に基づいて到来波の方向に送信ビームを形成し、ま
た、複数の多重波が到来する環境においても、あるいは
受信位相差に位相不確定が生じる場合においても、１つ
の１次回帰平面を演算するだけで、多重波の影響及び位
相不確定を除去でき、最大受信波の方向のみに単一の送
信主ビームを形成する。

【００１１】図１に示すように、アレーアンテナ１は、
Ｎ個のアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮと、送受分離器である
サーキュレータＣＩ−１乃至ＣＩ−Ｎとを備える。ま
た、受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎはそれぞれ、
低雑音増幅器２と、第１局部発振器１１から出力される
共通の第１局部発振信号を用いて、受信された無線周波
数を有する無線信号を所定の中間周波数を有する中間周
波信号に周波数変換するダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）３
とを備える。

【００１２】当該捕捉追尾装置の受信部はさらに、Ｎ個
のＡ／Ｄ変換器ＡＤ−１乃至ＡＤ−Ｎと、第２局部発振
器１２から出力される共通の第２局部発振信号を用い
て、Ａ／Ｄ変換後の中間周波信号を準同期検波して、互
いに直交する２つのベースバンド信号（以下、これら２
つのベースバンド信号を直交ベースバンド信号とい
う。）に変換するＮ個の準同期検波回路ＱＤ−１乃至Ｑ
Ｄ−Ｎと、上記変換された直交ベースバンド信号に基づ
いて最大比合成するような各直交ベースバンド信号に対
する受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXを演算し
て、上記各直交ベースバンド信号に対して演算した受信
ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXを乗算した後同相合
成して復調器５に出力する最大比合成回路４と、最大比
合成回路４によって演算された受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂
^RX，…，Ｗ_N ^RXに基づいて、本発明に係る方法により送
信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXを演算して位相・
振幅補正部１３−１乃至１３−Ｎに出力する送信ウエイ
ト演算回路３０と、最大比合成回路４から出力されるベ
ースバンド信号から所定のベースバンド復調処理により
同期検波又は遅延検波を行い、所望のディジタルデータ
を抽出して受信データとして出力する復調器５とを備え
る。

【００１３】当該受信部において、アレーアンテナ１内
の各アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮから最大比合成回路４ま
では、各アンテナ素子の系統毎に、縦続接続されてい
る。当該受信部における各アンテナ素子の系統毎の信号
処理は同様に実行されるので、アンテナ素子Ａｋ（アン
テナ素子Ａ１乃至ＡＮのうちの１つを代表してＡｋと付
す。）で受信された無線信号波についての処理について
述べる。

【００１４】アンテナ素子Ａｋで受信された無線信号波
は、サーキュレータＣＩ−ｋと、受信モジュールＲＭ−
ｋ内の低雑音増幅器２とを介してダウンコンバータ３に
入力される。受信モジュールＲＭ−ｋ内のダウンコンバ
ータ３は、第１局発振器１１から出力される共通の第１
局部発振信号を用いて、入力された無線信号を所定の中
間周波数を有する中間周波信号に周波数変換して、Ａ／
Ｄ変換器ＡＤ−ｋを介して準同期検波回路ＱＤ−ｋに出
力する。準同期検波回路ＱＤ−ｋは、第２局部発振器１
２から出力される共通の第２局部発振信号を用いて、入
力されたＡ／Ｄ変換後の中間周波信号を準同期検波して
２つの直交ベースバンド信号Ｉ_k，Ｑ_kに変換して最大比
合成回路４に出力する。

【００１５】最大比合成回路４は、上記変換された直交
ベースバンド信号に基づいて最大比合成するような各直
交ベースバンド信号に対する受信ウエイトＷ₁ ^RX，
Ｗ₂ ^RX，…，Ｗ_N ^RXを演算して、上記各直交ベースバンド
信号に対して演算した受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，
Ｗ_N ^RXを乗算した後同相合成して復調器５に出力する。
さらに、送信ウエイト演算回路３０は、最大比合成回路
４によって演算された受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RX，…，
Ｗ_N ^RXに基づいて、本発明に係る方法により、到来波の
方向に送信ビームを形成し、また、複数の多重波が到来
する環境においても、あるいは受信位相差に位相不確定
が生じる場合においても、それら多重波の影響及び位相
不確定を除去し、最大受信波の方向のみに単一の送信主
ビームを形成するように、送信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，
…，Ｗ_N ^TXを演算して、送信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，
…，Ｗ_N ^TXをそれぞれ、位相・振幅補正部１３−１乃至
１３−Ｎに出力する。一方、復調器５は、最大比合成回
路４から出力されるベースバンド信号から所定のベース
バンド復調処理により同期検波又は遅延検波を行い、所
望のディジタルデータを抽出して受信データとして出力
する。なお、最大比合成回路４と送信ウエイト演算回路
３０の回路処理については詳細後述する。

【００１６】次に、図１を参照して、当該捕捉追尾装置
の送信部について説明する。当該送信部は、Ｎ個の送信
モジュールＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎと、第１の送信局部発
振器１４と、第２の送信局部発振器１０と、Ｎ個の直交
変調回路６−１乃至６−Ｎと、位相・振幅補正部１３−
１乃至１３−Ｎと、同相分配器９とを備える。ここで、
各送信モジュールＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎはそれぞれ、入
力された中間周波信号と第１の送信局部発振器１４から
入力される第１の送信局部発振信号とを混合して、所定
の送信無線周波数を有する送信信号に周波数変換するア
ップコンバータ（Ｕ／Ｃ）７と、送信電力増幅器８とを
備える。ここで、位相・振幅補正部１３−ｋは、送信ウ
エイト演算回路３０から入力される送信ウエイト
Ｗ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXに基づいて、それらに対応し
た各位相と振幅を有するように各ベースバンド送信信号
Ｓ^TXの位相と振幅を補正して、補正後のベースバンド送
信信号Ｓ_k ^TXを直交変調回路６−ｋに出力する。

【００１７】送信データである送信ベースバンド信号Ｓ
^TXは同相分配器９に入力された後、同相分配されて、分
配後の各送信ベースバンド信号Ｓ^TXは、各位相・振幅補
正部１３−１乃至１３−Ｎによって、送信ウエイトＷ₁
^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXに対応した各振幅及び位相を有す
るように振幅と位相とが補正されて、補正後のベースバ
ンド送信信号Ｓ_k ^TXが直交変調回路６−ｋに入力され
る。直交変調回路６−ｋは、第２の送信局部発振器１０
で発生された第２の送信局部発振信号を位相・振幅補正
部１３−ｋから入力された送信ベースバンド信号Ｓ_k ^TX
に従って、例えばＱＰＳＫなどの直交変調した後、直交
変調後の中間周波信号を、送信モジュールＴＭ−ｋ内の
アップコンバータ７と送信電力増幅器８とを介して、送
信無線信号として、アレーアンテナ１内のサーキュレー
タＣＩ−ｋに入力する。ここで、直交変調器６−ｋは入
力される送信ベースバンド信号Ｓ_k ^TXをシリアル／パラ
レル変換して送信直交ベースバンド信号に変換した後、
当該送信直交ベースバンド信号に従って互いに９０°の
位相差を有する第２の送信局部発振信号を直交変調して
合成することにより上記中間周波信号を得る。そして、
上記送信無線信号がアンテナ素子Ａ１から送信放射され
る。従って、アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮから送信ウエイ
トＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXで重み付けされた送信信号
が放射される。なお、第１の実施形態においては、各ア
ンテナ素子Ａｋから送信される送信信号は、詳細後述す
るように、送信ウエイトＷ₁ ^TX，Ｗ₂ ^TX，…，Ｗ_N ^TXで重
み付けされていて、かつ所定の振幅で送信される。

【００１８】第１の実施形態においては、例えばＮ＝１
６個のアンテナ素子Ａ１乃至Ａ１６が等間隔で１直線上
に並置される。上記間隔は上述のように、送信信号の半
波長、受信信号の半波長又はそれらの平均値の半波長に
設定される。また、アンテナ素子Ａ１乃至ＡＮは例え
ば、円形パッチマイクロストリップアンテナである。

【００１９】図２は、最大比合成回路４における信号処
理を示すブロック図である。第１の実施形態の最大比合
成回路４における信号処理においては、各アンテナ素子
Ａ１乃至ＡＮ毎にＡ／Ｄ変換されて準同期検波されたＩ
成分及びＱ成分よりなる直交ベースバンド信号に対して
行う。ここで、アレーアンテナ１のアンテナ素子数をＮ
とすると、位相基準となるアンテナ素子Ａｒと、上記ア
ンテナ素子Ａｒを含む任意のアンテナ素子Ａｋ（１≦ｒ
≦Ｎ，１≦ｋ≦Ｎ）におけるベースバンド信号Ｓ_r，Ｓ_k
は、複素数で表現するとそれぞれ次のようになる。ここ
で、ベースバンド信号Ｓ_rを基準ベースバンド信号とい
い、ベースバンド信号Ｓ_kを処理ベースバンド信号とい
う。なお、位相基準となるアンテナ素子（以下、これを
アンテナ素子Ａｒという。）はＮ個のアンテナ素子のう
ちの予め決められた１つである。処理ベースバンド信号
Ｓ_kを受信したアンテナ素子を処理アンテナ素子Ａｋと
いう。

【００２０】

【数１】 Ｓ_r ＝Ｉ_r＋j・Ｑ_r ＝√（Ｉ_r ²＋Ｑ_r ²）ｅｘｐ（ｊφ₀）

【数２】 Ｓ_k ＝Ｉ_k＋j・Ｑ_k ＝√（Ｉ_k ²＋Ｑ_k ²）ｅｘｐ｛ｊ（φ₀−θ_k）｝

【００２１】ここで、φ₀は基準のアンテナ素子Ａｒの
ベースバンド信号の位相、θ_kは基準のアンテナ素子Ａ
ｒの受信信号とアンテナ素子Ａｋの受信信号との間の位
相差である。各アンテナ素子Ａｋに対する受信ウエイト
Ｗ_k ^RXは、各２つの直交ベースバンド信号に基づいて、
基準のアンテナ素子Ａｒで受信された基準ベースバンド
信号Ｓ_rと、アンテナ素子Ａｋで受信された処理ベース
バンド信号Ｓ_kの共役複素数との複素共役積で表すこと
ができる。すなわち、各アンテナ素子Ａｋに対する受信
ウエイトＷ_k ^RXは、次の数３のように表わすことができ
る。

【００２２】

【数３】 Ｗ_k ^RX ＝Ｓ_r・Ｓ_k* ＝｜Ｓ_r｜｜Ｓ_k｜ｅｘｐ［ｊ｛φ₀−（φ₀−θ_k）｝］ ＝｜Ｓ_r｜｜Ｓ_k｜ｅｘｐ（ｊθ_k）

【００２３】ここで、数３における｜・｜は信号の振幅
であり、*は共役複素数であることを表している。数３
から明らかなように、θ_kは基準のアンテナ素子Ａｒの
受信信号と各アンテナ素子Ａｋの受信信号との間の位相
差であると同時に、受信ウエイトＷ_k ^RXの位相である。
数３で与えられる各アンテナ素子Ａｋに対する受信ウエ
イトＷ_k ^RXを当該アンテナ素子Ａｋで受信された処理ベ
ースバンド信号Ｓ_kに掛け合わせる。これによって、各
処理ベースバンド信号Ｓ_kは、基準アンテナ素子Ａｒで
受信された基準ベースバンド信号Ｓ_rに同相化される。
これを全てのアンテナ素子Ａ１乃至ＡＮに対して演算
し、それらの総和（Ｗ₁ ^RXＳ₁＋Ｗ₂ ^RXＳ₂＋…＋Ｗ
_N ^RXＳ_N）を演算する。すなわち、処理ベースバンド信号
Ｓ_kと、処理ベースバンド信号Ｓ_kの振幅に比例した大き
さで、かつ基準のアンテナ素子Ａｒの基準ベースバンド
信号Ｓ_rの位相に同相化するための受信ウエイトＷ_k ^RXと
を乗算して、その乗算結果を合成する。このようにし
て、フィードバックループを持たない形でのエレメント
スペースによる最大比合成を実現している。なお、実際
の通信では、雑音などの影響でビームが不安定になるの
を防ぐため、数３で表される受信ウエイトＷ_k ^RXの実部
及び虚部を、狭帯域な低域通過フィルタ４２−ｋで低域
ろ波して用いる。

【００２４】さらに、上記演算された総和（Ｗ₁ ^RXＳ₁＋
Ｗ₂ ^RXＳ₂＋…＋Ｗ_N ^RXＳ_N）を、全てのアンテナ素子Ａ１
乃至ＡＮについての各受信ウエイトＷ_k ^RXの大きさの２
乗の総和（│Ｗ₁ ^RX│²＋│Ｗ₂ ^RX│²＋…＋│Ｗ_N ^RX│²）
の平方根｛√（│Ｗ₁ ^RX│²＋│Ｗ₂ ^RX│²＋…＋│Ｗ_N ^RX
│²）｝で割ることにより、規格化された最大比合成出
力信号Ｓ^RXが得られる。すなわち、規格化された最大比
合成出力信号Ｓ^RXは、次の数４のように表される。

【００２５】

【数４】

【００２６】上記規格化された最大比合成出力信号Ｓ^RX
は、復調器５によって復調される。

【００２７】以上の説明した演算を実行する最大比合成
回路４の構成及び動作について図２を参照して説明す
る。以下の説明において、基準ベースバンド信号Ｓ_rは
アンテナ素子Ａ１で受信された基準ベースバンド信号Ｓ
₁とする。最大比合成回路４において、基準ベースバン
ド信号Ｓ₁は、複素共役積演算部４１−１の２つの入力
端子を介して複素共役積演算部４１−１に入力され、か
つ複素共役積演算部４１−２乃至４１−Ｎに入力され
る。処理ベースバンド信号Ｓ_k（ｋ＝２，３，…，Ｎ）
は、複素共役積演算部４１−ｋに入力され、かつ遅延回
路４３−ｋを介して乗算器４４−ｋに入力される。

【００２８】複素共役積演算部４１−１は、入力される
２つの基準ベースバンド信号Ｓ₁に基づいて、基準ベー
スバンド信号Ｓ₁と基準ベースバンド信号Ｓ₁の複素共役
との積である複素共役積Ｓ₁・Ｓ₁＊を演算して、複素共
役積Ｓ₁・Ｓ₁＊である受信ウエイトＷ₁ ^RXを低域通過フ
ィルタ４２−１を介して乗算器４４−１と複素共役積演
算部４６−１と送信ウエイト演算回路３０とに出力す
る。ここで、低域通過フィルタ４２−１は、ＦＩＲフィ
ルタ又はＩＩＲフィルタなどのディジタルフィルタで構
成され、遮断周波数未満の周波数を有する信号を通過さ
せ、これによって、実際の通信における、受信機雑音や
変調成分、帯域制限などによる同相化の誤差や振幅変動
に応じて最大比合成のウエイトの誤差が大きくなること
を防止する。また、遅延回路４３−１は、複素共役積演
算部４１−１における演算時間及び低域通過フィルタ４
２−１による遅延を考慮して、乗算器４４−１に入力さ
れる２つの信号の遅延時間が等しくなるように、入力さ
れる基準ベースバンド信号Ｓ₁を遅延して、乗算器４４
−１に出力する。乗算器４４−１は、入力される受信ウ
エイトＷ₁ ^RXと基準ベースバンド信号Ｓ₁とを乗算して、
乗算結果Ｗ₁ ^RXＳ₁を加算器４５に出力する。

【００２９】複素共役積演算部４１−２は、入力される
基準ベースバンド信号Ｓ₁と処理ベースバンド信号Ｓ₂の
複素共役との積である複素演算積Ｓ₁・Ｓ₂＊を演算し
て、複素演算積Ｓ₁・Ｓ₂＊である受信ウエイトＷ₂ ^RXを
低域通過フィルタ４２−２を介して乗算器４４−２と複
素共役積演算部４６−２と送信ウエイト演算回路３０と
に出力する。ここで、低域通過フィルタ４２−２は、低
域通過フィルタ４２−１と同様、ＦＩＲフィルタ又はＩ
ＩＲフィルタなどのディジタルフィルタで構成され、遮
断周波数未満の周波数を有する信号を通過させ、これに
よって、実際の通信における、受信機雑音や変調成分、
帯域制限などによる同相化の誤差や振幅変動に応じて最
大比合成のウエイトの誤差が大きくなることを防止す
る。また、遅延回路４３−２は、複素共役積演算部４１
−２における演算時間及び低域通過フィルタ４２−２に
よる遅延を考慮して、乗算器４４−２に入力される２つ
の信号の遅延時間が等しくなるように、入力される処理
ベースバンド信号Ｓ₂を遅延して、乗算器４４−２に出
力する。乗算器４４−２は、入力される受信ウエイトＷ
₂ ^RXと処理ベースバンド信号Ｓ₂とを乗算して、乗算結果
Ｗ₂ ^RXＳ₂を加算器４５に出力する。

【００３０】複素共役積演算部４１−ｋ（ｋ＝３，４，
…，Ｎ）は、入力される基準ベースバンド信号Ｓ₁と処
理ベースバンド信号Ｓ_kの複素共役との積である複素演
算積Ｓ₁・Ｓ_k＊を演算して、複素演算積Ｓ₁・Ｓ_k＊であ
る受信ウエイトＷ_k ^RXを低域通過フィルタ４２−ｋを介
して乗算器４４−ｋと複素共役積演算部４６−ｋと送信
ウエイト演算回路３０とに出力する。ここで、低域通過
フィルタ４２−ｋは、低域通過フィルタ４２−１，４２
−２と同様、ＦＩＲフィルタ又はＩＩＲフィルタなどの
ディジタルフィルタで構成され、遮断周波数未満の周波
数を有する信号を通過させ、これによって、実際の通信
における、受信機雑音や変調成分、帯域制限などによる
同相化の誤差や振幅変動に応じて最大比合成における受
信ウエイトの誤差が大きくなることを防止する。また、
遅延回路４３−ｋは、複素共役積演算部４１−ｋにおけ
る演算時間及び低域通過フィルタ４２−ｋによる遅延を
考慮して、乗算器４４−ｋに入力される２つの信号の遅
延時間が等しくなるように、入力される処理ベースバン
ド信号Ｓ_kを遅延して、乗算器４４−ｋに出力する。乗
算器４４−ｋは、入力される受信ウエイトＷ_k ^RXと処理
ベースバンド信号Ｓ_kとを乗算して、乗算結果Ｗ_k ^RXＳ_k
を加算器４５に出力する。

【００３１】加算器４５は、入力されるＮ個の乗算結果
Ｗ₁ ^RXＳ₁乃至Ｗ_N ^RXＳ_Nを加算して加算結果（Ｗ₁ ^RXＳ₁＋
Ｗ₂ ^RXＳ₂＋…＋Ｗ_N ^RXＳ_N）を出力する。複素共役積演算
部４６−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｎ）は、入力される受信
ウエイトＷ_k ^RXに基づいて、受信ウエイトＷ_k ^RXと受信ウ
エイトＷ_k ^RXの複素共役との積である受信ウエイト２乗
積│Ｗ_k ^RX│²を演算して加算器４７に出力する。加算器
４７は、入力されるＮ個の受信ウエイト２乗積│Ｗ_k ^RX
│²を加算して、加算結果（│Ｗ₁ ^RX│²＋│Ｗ₂ ^RX│²＋
…＋│Ｗ_N ^RX│²）を平方根演算部４８に出力する。平方
根演算部４８は、入力される加算結果（│Ｗ₁ ^RX│²＋│
Ｗ₂ ^RX│²＋…＋│Ｗ_N ^RX│²）の平方根｛√（│Ｗ₁ ^RX│²
＋│Ｗ₂ ^RX│²＋…＋│Ｗ_N ^RX│²）｝を演算して、除算器
４９に出力する。除算器４９は、入力される加算結果
（Ｗ₁ ^RXＳ₁＋Ｗ₂ ^RXＳ₂＋…＋Ｗ_N ^RXＳ_N）を平方根｛√
（│Ｗ₁ ^RX│²＋│Ｗ₂ ^RX│²＋…＋│Ｗ_N ^RX│²）｝で除算
して、除算結果である最大比合成出力信号Ｓ^RXを復調器
５に出力する。

【００３２】次に、最大比合成回路４によって演算され
た各アンテナ素子Ａｋに対する受信ウエイトＷ_k ^RXを用
いて送信ウエイトＷ_k ^TXを演算して送信ビームを形成す
る方法について説明する。例えば、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）方式等のように、送
信信号の周波数と受信信号の周波数とが等しい場合、ア
ンテナ素子Ａｋで受信された各受信信号を最大比合成す
るための受信ウエイトをそのまま用いて送信することに
より、受信電力が最大の受信波とマルチパス方向にそれ
ぞれ送信ビームを形成し、ダイバーシチ送信系を構成す
ることができる。ところが、送信信号の周波数と受信信
号の周波数とが異なる場合は、パス間の位相関係が送信
と受信とで違ってくるため、マルチパス方向への送信を
抑える必要がある。そこで、第１の実施形態では、上記
アレーアンテナ１に対する各受信ウエイトＷ_k ^RXに基づ
いて、以下のようにして送信ウエイトＷ_k ^TXを演算し
て、受信電力が最大の受信波の到来方向に単一の送信信
号の主ビームを形成するようにした。

【００３３】まず、アンテナ素子Ａｋごとの受信ウエイ
トＷ_k ^RXの位相を考察する。各アンテナ素子Ａｋに対す
る受信ウエイトＷ_k ^RXと基準のアンテナ素子Ａ１の受信
ウエイトＷ₁ ^RXの間の位相差θ_k−θ₁は、一般的には、
互いに隣接するアンテナ素子Ａ（ｉ＋１），Ａｉ間の各
２つの受信ウエイトの位相差△θ_i（＝θ_i+1−θ_i）の
総和を演算することよって求めることができ、次の数５
のように表される。

【００３４】

【数５】

【００３５】ここで、ａｒｇ｛｝は、｛｝内の複素数Ｗ
_i+1 ^RX・（Ｗ_i ^RX）*の角度を表し、−πからπまでの範
囲で示されるものとする。従って、マルチパスなどの影
響により、隣接するアンテナ素子Ａ（ｉ＋１），Ａｉ間
の位相差△θ_iが、△θ_i＞＋πの場合又は△θ_i＜−π
の場合には、数５を用いた方法では、位相差△θ_iが−
πからπまでの範囲の値として演算されるので、それら
の総和を演算することによって演算される位相差θ_k−
θ₁を正確に求めることが出来ない場合がある。そこ
で、これを防ぐため、第１の実施形態では基準のアンテ
ナ素子Ａ１と基準のアンテナ素子Ａ１に隣接する隣接ア
ンテナ素子Ａ２との間の位相差△θ₁（以下、基準位相
差と呼ぶ。）を用いて、次の数６に従って、（△θ_i−
△θ₁）の総和を演算し、当該総和と（ｋ−１）△θ₁と
を加算することによりθ_k−θ₁を求めることとした。

【００３６】

【数６】

【００３７】すなわち、第１の実施形態のアレーアンテ
ナ１は、Ｎ個のアンテナ素子Ａｋが等間隔で配列されて
いるので、互いに隣接するアンテナ素子Ａ（ｉ＋１），
Ａｉにそれぞれ対応する受信ウエイトＷ_i+1 ^RX，Ｗ_i ^RXの
間の位相差△θ_iは、マルチパスの影響を受けたとして
も、基準位相差△θ₁と大きく異なることはないと考え
られる。従って、数６における（△θ_i−△θ₁）は、＋
π＞（△θ_i−△θ₁）＞−πを常に満足すると考えられ
る。これによって、数６を用いることにより、各アンテ
ナ素子Ａｋと基準アンテナ素子Ａ１との間の受信ウエイ
トの位相差θ_k−θ₁が、総和を演算する計算の途中で−
πあるいはπで、いわゆる折り返えされることなく、一
意的に得られる。従って、第１の実施形態では、各アン
テナ素子Ａｋに対する受信ウエイトＷ_k ^RXの位相差θ_k−
θ₁を数６を用いて演算するように構成した。

【００３８】すなわち、第１の実施形態では、 （１）基準のアンテナ素子Ａ１に隣接するアンテナ素子
Ａ２に対応する受信ウエイトＷ₂ ^RXと、基準のアンテナ
素子Ａ１に対応する受信ウエイトＷ₁ ^RXの共役複素数と
の複素共役積{Ｗ₂ ^RX・(Ｗ₁ ^RX)*}に基づいて、上記基準の
アンテナ素子Ａ１に隣接するアンテナ素子Ａ２で受信さ
れた処理ベースバンド信号Ｓ₂と、基準のアンテナ素子
Ａ１で受信された基準ベースバンド信号Ｓ₁との間の基
準位相差△θ₁を演算する。 （２）次に、各受信ウエイトＷ_i ^RXのうち、互いに隣接
するアンテナ素子に対応する２つの受信ウエイト
Ｗ_i ^RX，Ｗ_i+1 ^RXに基づいて、当該２つの受信ウエイトＷ
_i ^RX，Ｗ_i+1 ^RXのうちの一方の受信ウエイトＷ_i+1 ^RXと、
他方の受信ウエイトＷ_i ^RXの共役複素数との複素共役積
{Ｗ_i+1 ^RX・(Ｗ_i ^RX)*}を演算する。 （３）そして、当該複素共役積{Ｗ_i+1 ^RX・(Ｗ_i ^RX)*}と、
複素共役積{Ｗ₂ ^RX・(Ｗ₁ ^RX)*}の共役複素数との複素共役
積[{Ｗ_i+1 ^RX・(Ｗ_i ^RX)*}・{Ｗ₂ ^RX・(Ｗ₁ ^RX)*}*]を演算し
て、当該複素共役積[{Ｗ_i+1 ^RX・(Ｗ_i ^RX)*}・{Ｗ₂ ^RX・(Ｗ₁
^RX)*}*]に基づいて、互いに隣接するアンテナ素子Ａ
ｉ，Ａ（ｉ＋１）で受信された処理ベースバンド信号Ｓ
_i，Ｓ_i+1の間の位相差Δθ_iと、上記基準位相差Δθ₁と
の差（△θ_i−△θ₁）を演算する。 （４）次に、基準位相差Δθ₁と差（△θ_i−△θ₁）と
に基づいて、アンテナ素子Ａｋで受信された処理ベース
バンド信号Ｓ_kと、基準のアンテナ素子Ａ１で受信され
た基準ベースバンド信号Ｓ₁との間の位相差（θ_k−
θ₁）を演算する。

【００３９】このようにして得られる位相差θ_k−θ₁＝
δθ_kの位相分布は、マルチパス波が入射する場合に
は、一般に、図５に示すように、まっすぐな直線とはな
らない。そこで、最大の受信電力を有する受信波の到来
方向のみに単一の送信信号の主ビームを形成するため
に、最小２乗法により位相分布を直線に回帰するように
した。すなわち、図５に示すように、４つのアンテナ素
子Ａ１乃至Ａ４からなるアレーアンテナ１について説明
すると、各アンテナ素子Ａｋの配置に対応し、かつ位相
平面上で１直線上に位置する最小２乗回帰位相差δθ₁
^LSR，δθ₂ ^LSR，δθ₃ ^LSR，δθ₄ ^LSRを、２乗和δθ²＝
（δθ₁−δθ₁ ^LSR）²＋（δθ₂−δθ₂ ^LSR）²＋（δθ
₃−δθ₃ ^LSR）²＋（δθ₄−δθ₄ ^LSR）²が最小になるよ
うに演算する。これによって、アンテナ素子Ａｋの各位
相差θ_k−θ₁＝δθ_kを、各アンテナ素子Ａｋで受信さ
れた最大受信波に対して等位相の１次回帰平面に回帰さ
せて１次回帰平面を演算して、当該１次回帰平面から隣
接するアンテナ素子間の最小２乗回帰後の位相差△θ
^LSR（＝δθ_i+1 ^LSR−δθ_i ^LSR）を演算する。ここで、
直接波が到来する場合には、一般的に直接波が最大受信
波となる。従って、図５においては、最大受信波として
直接波を用いて示している。しかしながら、直接波が到
来しない環境では、直接波に代えて、受信される信号の
うち、最大の電力を有する最大受信波を用いることにな
る。また、図５においては、４つのアンテナ素子Ａ１乃
至Ａ４からなるアレーアンテナ１について説明したが、
４つ以上の場合についても同様に説明することができ
る。

【００４０】この場合において、基準位相差△θ₁自体
が、マルチパスなどの影響で−πあるいはπで折り返し
を受けていると、最小２乗法によって回帰された直線か
ら演算される、隣接するアンテナ素子間の最小２乗回帰
後の位相差△θ^LSR（＝δθ_i+1 ^LSR−δθ_i ^LSR）も上記
位相の折り返しを受けた値となる。そこで、最大受信波
の到来方向は、−９０°から９０°までの範囲内である
と考え、送信ビームの向きも−９０°から９０°までの
範囲内となるように、上記回帰によって得られた最小２
乗回帰後の位相差△θ^LSRを−π＜△θ≦πの範囲に変
換する位相補正処理を実行する。

【００４１】すなわち、図４のフローチャートに示すよ
うに、ステップＳ１で最小２乗回帰後の位相差△θ^LSR
が入力されたかどうかを判断して、入力された場合には
ステップＳ２に進み、入力されていない場合にはステッ
プＳ１を繰り返す。ステップＳ２で、−π＜Δθ^LSR≦
πであるか否かを判断して、−π＜Δθ^LSR≦πである
場合には、ステップＳ６に進み、−π＜Δ^LSRθ≦πで
ない場合にはステップＳ３に進む。ステップＳ３でπ＜
Δθ^LSRであるか否かを判断して、π＜Δθ^LSRである場
合にはステップＳ４に進み、π＜Δθ^LSRでない場合に
はステップＳ５に進む。ステップＳ４では、（Δθ^LSR
−２π）をΔθａに代入してステップＳ７に進み、ステ
ップＳ５では、（Δθ^LSR＋２π）をΔθａに代入して
ステップＳ７に進む。ステップＳ６では、Δθ^LSRをΔ
θａに代入してステップＳ７に進む。ステップＳ７で、
Δθａを後述する乗算器３０３に出力する。

【００４２】送信ビームを形成するための、各アンテナ
素子Ａｋに対する送信ウエイトＷ_k ^TXは、上記演算によ
って得られた隣接するアンテナ素子間の検出位相差△θ
ａを用いて、次の数７で与えられる。

【００４３】

【数７】Ｗ_k ^TX＝ａ_k・ｅｘｐ［ｊ｛（ｆ_T／ｆ_R）・（ｋ
−１）△θａ｝］

【００４４】ここで、ａ_kは任意の励振分布、ｆ_Tは送信
信号の送信周波数、ｆ_Rは受信信号の受信周波数を表
す。数７で与えられる送信ウエイトＷ_k ^TXの位相は、基
準のアンテナ素子Ａ１としている。しかしながら、本発
明はこれに限らず、任意の位置、例えば、アレーアンテ
ナ１の中央の位置にすることも可能である。

【００４５】なお、実際の通信では、位相・振幅補正部
１３−ｋで同相分配されたベースバンド信号を上述のよ
うにして得られたアンテナ素子Ａｋごとの送信ウエイト
Ｗ_k ^TXに基づいて位相補正をし、直交変調器６−ｋで共
通の第２の送信局部発振器１０から入力される第２の送
信局部発振信号を用いて直交変調を行い、送信モジュー
ルＴＭ−ｋで送信周波数である無線周波数に周波数変換
し、送受分離器であるサーキュレータＣＩ−ｋを介して
各アンテナ素子Ａｋから送信される。

【００４６】以上の説明した演算を実行する送信ウエイ
ト演算回路３０の構成及び動作について図３を参照して
説明する。送信ウエイト演算回路３０は、複素共役積演
算部３１−１乃至３１−（Ｎ−１），３２−１乃至３２
−（Ｎ−２）と、位相差演算部３３−１乃至３３−（Ｎ
−１）と、加算器３４−１乃至３４−（Ｎ−２），３５
−１乃至３５−（Ｎ−２）と、最小２乗回帰処理部３０
１と、位相補正部３０２と、乗算器３０３，３６−１乃
至３６−Ｎ，３８−１乃至３８−Ｎと、複素数演算部３
７−１乃至３７−Ｎとからなる。

【００４７】送信ウエイト演算回路３０において、アン
テナ素子Ａ１に対する受信ウエイトＷ₁ ^RXは、複素共役
積演算部３１−１に入力され、アンテナ素子Ａ２に対す
る受信ウエイトＷ₂ ^RXは、複素共役積演算部３１−１と
複素共役積演算部３１−２に入力される。アンテナ素子
Ａ３に対する受信ウエイトＷ₃ ^RXは、複素共役積演算部
３１−２と複素共役積演算部３１−３に入力され、同様
にアンテナ素子Ａｋ（ｋ＝４，５，…，Ｎ）に対する受
信ウエイトＷ_k ^RXは、複素共役積演算部３１−（ｋ−
１）と複素共役積演算部３１−ｋとに入力される。

【００４８】複素共役積演算部３１−１は、入力される
受信ウエイトＷ₁ ^RX，Ｗ₂ ^RXとに基づいて、受信ウエイト
Ｗ₂ ^RXと受信ウエイトＷ₁ ^RXの複素共役とを乗算して、乗
算結果である複素共役積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*を位相差演算部３
３−１と複素共役積演算部３２−１乃至３２−（Ｎ−
２）に出力する。位相差演算部３３−１は、入力される
複素共役積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*に基づいて、基準のアンテナ素
子Ａ１に対応する受信ウエイトＷ₁ ^RXと、基準のアンテ
ナ素子Ａ１に隣接するアンテナ素子Ａ２に対応する受信
ウエイトＷ₂ ^RXとの間の基準位相差Δθ₁を演算して、加
算器３４−１乃至３４−（Ｎ−２）と加算器３５−１及
び最小２乗回帰処理部３０１に出力する。

【００４９】複素共役積演算部３１−２は、入力される
受信ウエイトＷ₂ ^RX，Ｗ₃ ^RXとに基づいて、受信ウエイト
Ｗ₃ ^RXと受信ウエイトＷ₂ ^RXの複素共役とを乗算して、乗
算結果である複素共役積Ｗ₃ ^RXＷ₂ ^RX*を複素共役積演算
部３２−１に出力する。複素共役積演算部３２−１は、
入力される複素共役積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*と複素共役積Ｗ₃ ^RXＷ
₂ ^RX*とに基づいて、複素共役積Ｗ₃ ^RXＷ₂ ^RX*と複素共役
積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*の複素共役とを乗算して、乗算結果であ
る複素共役積Ｗ₃ ^RXＷ₂ ^RX*・（Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*）*を位相差
演算部３３−２に出力する。位相差演算部３３−２は、
入力される複素共役積Ｗ₃ ^RXＷ₂ ^RX*・（Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*）*
に基づいて、アンテナ素子Ａ２に対応する受信ウエイト
Ｗ₂ ^RXとアンテナ素子Ａ２に隣接するアンテナ素子Ａ３
に対応する受信ウエイトＷ₃ ^RXとの間の位相差Δθ₂と、
基準位相差Δθ₁との差（Δθ₂−Δθ₁）を演算して、
加算器３４−１に出力する。

【００５０】加算器３４−１は、入力される基準位相差
Δθ₁と差（Δθ₂−Δθ₁）とを加算して、加算結果
｛Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）｝を加算器３５−１に出力
する。加算器３５−１は、基準位相差Δθ₁と位相差
｛Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）｝とを加算して、加算結果
｛２Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）｝を最小２乗回帰処理部
３０１と加算器３５−２とに出力する。ここで、加算結
果｛２Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）｝は、数６で表される
アンテナ素子Ａ３に対応する受信ウエイトＷ₃ ^RXの位相
と基準のアンテナ素子Ａ１に対応する受信ウエイトＷ₁
^RXの位相との間の位相差δθ₃である。

【００５１】複素共役積演算部３１−３は、入力される
受信ウエイトＷ₃ ^RX，Ｗ₄ ^RXとに基づいて、受信ウエイト
Ｗ₄ ^RXと受信ウエイトＷ₃ ^RXの複素共役とを乗算して、乗
算結果である複素共役積Ｗ₄ ^RXＷ₃ ^RX*を複素共役積演算
部３２−２に出力する。複素共役積演算部３２−２は、
入力される複素共役積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*と複素共役積Ｗ₄ ^RXＷ
₃ ^RX*とに基づいて、複素共役積Ｗ₄ ^RXＷ₃ ^RX*と複素共役
積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*の複素共役とを乗算して、乗算結果であ
る複素共役積Ｗ₄ ^RXＷ₃ ^RX*・（Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*）*を位相差
演算部３３−３に出力する。位相差演算部３３−３は、
入力される複素共役積Ｗ₄ ^RXＷ₃ ^RX*・（Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*）*
に基づいて、アンテナ素子Ａ３に対応する受信ウエイト
Ｗ₃ ^RXとアンテナ素子Ａ３に隣接するアンテナ素子Ａ４
に対応する受信ウエイトＷ₄ ^RXとの間の位相差Δθ₃と、
基準位相差Δθ₁との差（Δθ₃−Δθ₁）を演算して、
加算器３４−２に出力する。

【００５２】加算器３４−２は、入力される基準位相差
Δθ₁と差（Δθ₃−Δθ₁）とを加算して、加算結果
｛Δθ₁＋（Δθ₃−Δθ₁）｝を加算器３５−２に出力
する。加算器３５−２は、加算器３５−１から入力され
る加算結果｛２Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）｝と加算器３
４−２から入力される加算結果｛Δθ₁＋（Δθ₃−Δθ
₁）｝とを加算して、加算結果｛３Δθ₁＋（Δθ₂−Δ
θ₁）＋（Δθ₃−Δθ₁）｝を最小２乗回帰処理部３０
１と加算器３５−３とに出力する。ここで、加算結果
｛３Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）＋（Δθ₃−Δθ₁）｝
は、数６で表されるアンテナ素子Ａ４に対応する受信ウ
エイトＷ₄ ^RXの位相と基準のアンテナ素子Ａ１に対応す
る受信ウエイトＷ₁ ^RTの位相との間の位相差δθ₄であ
る。

【００５３】同様に、複素共役積演算部３１−ｋ（ｋ＝
４，５，…，Ｎ−１）は、入力される受信ウエイトＷ_k
^RX，Ｗ_k+1 ^RXとに基づいて、受信ウエイトＷ_k+1 ^RXと受信
ウエイトＷ_k ^RXの複素共役とを乗算して、乗算結果であ
る複素共役積Ｗ_k+1 ^RXＷ_k ^RX*を複素共役積演算部３２−
（ｋ−１）に出力する。複素共役積演算部３２−（ｋ−
１）は、入力される複素共役積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*と複素共役
積Ｗ_k+1 ^RXＷ_k ^RX*とに基づいて、複素共役積Ｗ_k+1 ^RXＷ_k
^RX*と複素共役積Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*の複素共役とを乗算して、
乗算結果である複素共役積Ｗ_k+1 ^RXＷ_k ^RX*・（Ｗ₂ ^RXＷ₁
^RX*）*を位相差演算部３３−ｋに出力する。

【００５４】位相差演算部３３−ｋは、入力される複素
共役積Ｗ_k+1 ^RXＷ_k ^RX*・（Ｗ₂ ^RXＷ₁ ^RX*）*に基づいて、
アンテナ素子Ａｋに対応する受信ウエイトＷ_k ^RXとアン
テナ素子Ａｋに隣接するアンテナ素子Ａ（ｋ＋１）に対
応する受信ウエイトＷ_k+1 ^RXとの間の位相差Δθ_kと、基
準位相差Δθ₁との差（Δθ_k−Δθ₁）を演算して、加
算器３４−（ｋ−１）に出力する。加算器３４−（ｋ−
１）は、入力される基準位相差Δθ₁と差（Δθ_k−Δθ
₁）とを加算して、加算結果である位相差｛Δθ₁＋（Δ
θ_k−Δθ₁）｝を加算器３５−（ｋ−１）に出力する。

【００５５】加算器３５−（ｋ−１）（ｋ＝４，５，
…，Ｎ−２）は、加算器３５−（ｋ−２）から入力され
る加算結果（ｋ−２）Δθ₁＋｛Δθ₁＋（Δθ₂−Δ
θ₁）＋…＋（Δθ_k-1−Δθ₁）｝と加算器３４−（ｋ
−１）から入力される加算結果｛Δθ₁＋（Δθ_k−Δθ
₁）｝とを加算して、加算結果（ｋ−１）Δθ₁＋｛Δθ
₁＋（Δθ₂−Δθ₁）＋…＋（Δθ_k−Δθ₁）｝を最小
２乗回帰処理部３０１と加算器３５−ｋとに出力する。
加算器３５−（Ｎ−２）は、加算器３５−（Ｎ−３）か
ら入力される加算結果（Ｎ−３）Δθ₁＋｛Δθ₁＋（Δ
θ₂−Δθ₁）＋…＋（Δθ_N-2−Δθ₁）｝と加算器３４
−（Ｎ−２）から入力される加算結果｛Δθ₁＋（Δθ
_N-1−Δθ₁）｝とを加算して、加算結果（Ｎ−２）Δθ
₁＋｛Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）＋…＋（Δθ_N-1−Δ
θ₁）｝を最小２乗回帰処理部３０１に出力する。

【００５６】ここで、加算器３５−（ｋ−１）（ｋ＝
４，５，…，Ｎ−１）から出力される加算結果（ｋ−
１）Δθ₁＋｛Δθ₁＋（Δθ₂−Δθ₁）＋…＋（Δθ_k
−Δθ₁）｝は、数６で表されるアンテナ素子Ａ（ｋ＋
１）に対応する受信ウエイトＷ_k+1 ^RXの位相と、基準の
アンテナ素子Ａ１に対応する受信ウエイトＷ₁ ^RXの位相
との間の位相差δθ_k+1である。

【００５７】最小２乗回帰処理部３０１は、入力される
Ｎ個の位相差δθ₁乃至δθ_Nとに基づいて、上述した最
小２乗回帰処理を実行して、当該回帰処理によって得ら
れた最小２乗回帰後の位相差△θ^LSRを位相差補正部３
０２に出力する。位相差補正部３０２は、上述したよう
に最小２乗回帰後の位相差△θ^LSRを−π＜△θ^LSR≦π
の範囲に変換する位相補正処理を実行して、位相補正処
理後の検出位相差Δθａを乗算器３０３に出力する。乗
算器３０３は、入力された検出位相差Δθａと入力され
た受信周波数ｆ_Rに対する送信周波数ｆ_Tの送受周波数比
ｆ_T／ｆ_Rとを乗算して、乗算結果Δθａｆ_T／ｆ_Rを乗算
器３６−１乃至３６−Ｎに出力する。ここで、送受周波
数比ｆ_T／ｆ_Rは、予め決められた送信周波数ｆ_Tと予め
決められた受信周波数ｆ_Rとから決定されて乗算器３０
３に入力される。

【００５８】乗算器３６−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｎ）
は、予め乗数が（ｋ−１）に設定されていて、乗算器３
０３から入力される乗算結果Δθａｆ_T／ｆ_Rと乗数（ｋ
−１）とを乗算して、その乗算結果（ｋ−１）Δθａｆ
_T／ｆ_Rを複素数演算部３７−ｋに出力する。複素数演算
部３７−ｋは、乗算器３６−ｋから入力される乗算結果
ｋΔθａｆ_T／ｆ_Rに基づいて、複素数ｅｘｐ［ｊ｛（ｆ
_T／ｆ_R）・（ｋ−１）△θａ｝］を演算して、乗算器３
８−ｋに出力する。乗算器３８−ｋは、予め決められる
送信パターンによって決定される励振分布ａ_kと複素数
ｅｘｐ［ｊ｛（ｆ_T／ｆ_R）・（ｋ−１）△θａ｝］とを
乗算して、乗算結果ａ_kｅｘｐ［ｊ｛（ｆ_T／ｆ_R）・
（ｋ−１）△θａ｝］をアンテナ素子Ａｋに対応する送
信ウエイトＷ_k ^TXとして各アンテナ素子Ａｋに出力す
る。

【００５９】以上のように構成された自動ビーム捕捉追
尾装置は、到来波から得られる各アンテナ素子Ａｋ毎の
ベースバンド信号Ｓ_kに基づいて到来波の方向に送信ビ
ームを形成し、また、複数の多重波が到来する環境にお
いても、あるいは受信位相差に位相不確定が生じる場合
においても、それら多重波の影響及び位相不確定を除去
し、最大受信波の方向のみに単一の送信主ビームを形成
できる。

【００６０】以上の第１の実施形態の自動ビーム捕捉追
尾装置において、送信ウエイト演算回路３０は、数６に
従って、位相差δθ_kを演算して、当該位相差δθ_kに基
づいて送信ウエイトしている。これによって、送信ウエ
イト演算回路３０は、１つの１次回帰平面を演算するこ
とにより、位相差Δθ^LSRを演算することができるの
で、第２の従来例に比較して、少ない演算数で、最大受
信波の方向のみに単一の送信信号の主ビームを形成する
ための送信ウエイトＷ_k ^TXを演算することができる。

【００６１】＜第２の実施形態＞図６は、本発明に係る
第２の実施形態の自動ビーム捕捉追尾装置の構成を示す
ブロック図である。図６の第２の実施形態の自動ビーム
捕捉追尾装置は、以下の（１）乃至（３）を除いては図
１の第１の実施形態の自動ビーム捕捉追尾装置と同様に
構成される。 （１）最大比合成回路４に代えて最大比合成回路４ａを
備える。 （２）準同期検波器ＱＤ−１乃至ＱＤ−Ｎと最大比合成
回路４ａとの間にディジタルビーム形成回路（以下、Ｄ
ＢＦ回路という。）５０とビーム選択回路６０とを備え
る。 （３）最大比合成回路４ａと送信ウエイト演算回路３０
との間にウエイト分解演算回路７０を備える。

【００６２】第２の実施形態の自動ビーム捕捉追尾装置
において、ＤＢＦ回路５０は、各アンテナ素子Ａｋによ
って受信され、準同期検波器ＱＤ−ｋから入力されるベ
ースバンド信号Ｓ_kに対して、アンテナ素子Ａ１の位相
を基準として高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴとい
う。）を実行して、複数Ｎ個のビーム、すなわちマルチ
ビームを同時に形成し、次の数８で表される各ビームＢ
ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）に対応するベースバンド信号
Ｓ_iをビーム選択回路６０に出力する。このように形成
された各ビームにおいて、他のビームが形成される方向
には必ずヌルが形成される。第２の実施形態では、上述
のようにＦＦＴを用いて所定の方向にビームを形成する
ようにしたが、本発明はこれに限らず、各アンテナ素子
Ａｋで受信される信号に対して、複数の移相器を用い
て、所定の複数のビーム方向に対応して複数のビームを
同時に形成し、形成された複数のビームに対応する複数
のビームの各受信信号をデジィタル信号に変換し、ビー
ムごとの受信ベースバンド信号を生成するようにしても
よい。なお、この場合、アンテナ素子ごとの受信ウエイ
トの分解は、上記複数のビームを形成するために移相器
に加えた各アンテナ素子に対する移相量とビームごとの
受信ウエイトとに基づいて演算できる。また、上記移相
器を用いた構成による送信で、振幅を制御する場合は、
例えば、ディジタル的に制御をすることができる減衰器
または増幅器を別途用いる。以上のように他のビーム形
成方法を用いて、所定の複数のビーム方向に対応して複
数のビームを形成し、形成された複数のビームに対応す
る複数ビーム受信信号を生成するようにしてもよい。な
お、第２の実施形態では、ＦＦＴの代わりに離散フーリ
エ変換（ＤＦＴ）を用いることができる。ここで、同じ
入射角度におけるメインローブを持つ各ビームＢｉのベ
ースバンド信号の位相を同相にするため、アレーアンテ
ナ１の物理的な中央が位相の基準となるように各ビーム
Ｂｉのベースバンド信号Ｓ_iを移相する。数８における
ｅｘｐ{ｊ(−３／４)πｉ}は、アレーアンテナ１の物理
的な中央が位相の基準となるように各ビームのベースバ
ンド信号Ｓ_iを移相するための係数である。このように
して、例えば、アンテナの素子数Ｎが４個の場合、４個
のビームＢｉが形成され、各ビームはそれぞれ０°、±
３０°、９０°の方向で最大の電力となる。

【００６３】

【数８】

【００６４】また、ビーム選択回路６０は、形成される
Ｎ個のビームＢｉに対応するＮ個のベースバンド信号Ｓ
_iのうち、受信電力の大きい方から複数Ｍ個のベースバ
ンド信号を選択して、選択したＭ個のベースバンド信号
ＳＢ_i（ｉ＝１，２，…，Ｍ）を最大比合成回路４ａに
出力する。ここで、選択されたＭ個のベースバンド信号
ＳＢ_iのうち、最大の電力を有するベースバンド信号Ｓ
Ｂ_iを基準のベースバンド信号とし、ＳＢ_rで表す。な
お、実際の通信では、雑音などの影響で選択されるビー
ムが頻繁に切替わるのを防ぐため、各ビームＢｉのベー
スバンド信号Ｓｉを狭帯域の低域通過フィルタで低域ろ
波して、低域ろ波後の信号を比較し、上記のビーム選択
を行う。

【００６５】最大比合成回路４ａは、図７に示すよう
に、最大比合成回路４における、Ｎ個のアンテナ素子Ａ
ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｎ）にそれぞれ対応する、Ｎ個の
複素共役積演算部４１−ｋと、Ｎ個の低域通過フィルタ
４２−ｋと、Ｎ個の遅延回路４３−ｋと、Ｎ個の乗算器
４４−ｋと、Ｎ個の複素共役積演算部４６−ｋとに代え
て、Ｍ個のビームＢｉ（ｉ＝１，２，…，Ｍ）にそれぞ
れ対応する、Ｍ個の複素共役積演算部４１−ｉと、Ｍ個
の低域通過フィルタ４２−ｉと、Ｍ個の遅延回路４３−
ｉと、Ｍ個の乗算器４４−ｉと、Ｍ個の複素共役積演算
部４６−ｉとを備える。そして、最大比合成回路４ａ
は、Ｎ個のベースバンド信号Ｓ_kに代えて、Ｍ個のベー
スバンド信号ＳＢ_iに基づいて、Ｎ個のベースバンド信
号Ｓ_kに対して行った演算と同様の演算をＭ個のベース
バンド信号ＳＢ_iに対して実行して、後述する合成信号
を復調器５に出力し、後述する受信ビームウエイトＷ_i
^RBをウエイト分解演算回路７０に出力する。ここで、受
信ビームウエイトＷ_i ^RBは、基準のビームＢｒに対応す
るベースバンド信号ＳＢ_rと、ビームＢ_iに対応するベー
スバンド信号ＳＢ_iの共役複素数との複素共役積で表す
ことができ、次の数９で表わすことができる。ここで、
本発明においては、好ましくは、上述のように最大の電
力を有するベースバンド信号を基準のベースバンド信号
ＳＢ_rとするが、本発明はこれに限らず、最大の電力を
有するベースバンド信号以外のベースバンド信号を基準
にしてもよい。

【００６６】

【数９】 Ｗ_i ^RB ＝ＳＢ_r・ＳＢ_i* ＝｜ＳＢ_r｜｜ＳＢ_i｜ｅｘｐ｛ｊ（φ_r−φ_i）｝

【００６７】ここで、φ_r、φ_iはそれぞれ基準とするビ
ームＢｒとビームＢｉのベースバンド信号の位相であ
り、｜・｜は信号の振幅、また、*は共役複素数である
ことを表している。数９で与えられる各ビームＢｉに対
する受信ビームウエイトＷ_i ^RBをそのビームＢｉのベー
スバンド信号Ｓ_iに掛け合わせ、これをビーム選択回路
６０で選択された全てのビームについて演算し、それら
の総和を演算する。その結果、ベースバンド信号ＳＢ_i
は、ベースバンド信号ＳＢ_iの振幅に比例した大きさ
で、かつ、基準のビームＢｒのベースバンド信号ＳＢ_r
の位相に同相化するための受信ビームウエイトＷ_i ^RBが
掛けられて、合成されていることになり、すなわち、フ
ィードバックループを持たない形でのビームスペースに
よる最大比合成を実現している。なお、実際の通信で
は、雑音などの影響でビームが不安定になるのを防ぐた
め、狭帯域なローパスフィルタを用いて数９で表される
受信ビームウエイトＷ_i ^RBの実部及び虚部を低域ろ波す
る。

【００６８】さらに、上記演算された総和を、ビーム選
択器６０で選択される全てのビームについての各受信ビ
ームウエイトの大きさの２乗の総和の平方根で割ること
により、規格化された合成信号ＳＢ_Nが得られる。ビー
ム選択器６０でＭ個のビームを選択した場合、合成信号
ＳＢ_Nは数１０のように表される。

【００６９】

【数１０】

【００７０】上記規格化された最大比合成出力信号ＳＢ
_Nは、復調器５に入力され、復調器５によって復調され
る。

【００７１】次に、上記演算によってビームＢｉに対応
する受信ビームウエイトＷ_i ^RBを使って最大の電力を有
する受信波の到来方向に単一の送信ビームを形成する方
法について説明する。送受の周波数が等しい場合（ＴＤ
Ｄ方式等）、ビームに対応するビーム受信信号を最大比
合成するときの受信ウエイトをそのまま用いて送信する
ことにより、最大受信波とマルチパス方向にそれぞれ送
信ビームを形成し、ダイバーシチ送信系を構成すること
ができる。ところが、送受周波数が異なる場合は、パス
間の位相関係が送受で違ってくるため、マルチパス方向
への送信を抑える必要がある。

【００７２】まず、ウエイト分解演算回路７０で、受信
信号の各ビームＢｉに対して得られる最大比合成をする
ための受信ビームウエイトＷ_i ^RBを、ＤＢＦ回路５０で
実行するＤＦＴ（またはＦＦＴ）の係数ｅｘｐ{ｊ(ｉ／
２)・πｋ｝とベースバンド信号Ｓ_iを移相するための係
数ｅｘｐ{ｊ(−３／４)πｉ}とを用いて、各アンテナ素
子Ａｋに対応する受信ウエイトＷ_k ^RXに分解する。例え
ばアンテナの素子数Ｎが４個の場合、各アンテナ素子Ａ
ｋの受信ウエイトＷ_k ^RXは、ビームＢｉごとの受信ウエ
イトＷ_i ^RBを用いて、数１１のように表わすことができ
る。

【００７３】

【数１１】

【００７４】ここで、上記得られた各アンテナ素子Ａｋ
の受信ウエイトＷ_k ^RXの位相は、アレーアンテナ１の中
央を基準として、当該基準に対する各アンテナ素子Ａｋ
における受信信号の位相差となっている。なお、ここで
は形成される全てのビームを用いて、アンテナ素子Ａｋ
ごとの受信ウエイトＷ_k ^RXを演算しているが、ビーム選
択回路６０で選択されたＭ個のビームだけを使って演算
することも可能である。

【００７５】以上のようにして演算された受信ウエイト
Ｗ_k ^RXに基づいて、第１の実施形態と同様にして、送信
ウエイトＷ_k ^TXを演算して、当該送信ウエイトＷ_k ^TXを用
いて、最大の電力を有する受信波の到来方向に送信ビー
ムを形成して送信信号を送信する。

【００７６】以上のように構成された第２の実施形態の
自動ビーム捕捉追尾装置は、所定の方向にビームを形成
して、ビームに対応した受信波を受信して受信データを
出力することができるとともに、第１の実施形態と同様
の効果を有する。

【００７７】＜変形例＞以上の第１と第２の実施形態の
自動ビーム捕捉追尾装置では、１直線上に配列されたア
レーアンテナ１を用いて構成したが、本発明はこれに限
らず、図８に示すように、アンテナ素子が所定の間隔λ
／２で２次元的に並置されて構成されたアレーアンテナ
１００を用いて構成してもよい。以下、アンテナ素子が
２次元的に並置されたアレーアンテナ１００を用いて、
自動ビーム捕捉追尾装置を構成した場合の、受信ウエイ
トと送信ウエイトの演算方法について説明する。

【００７８】アレーアンテナ１００は、図８に示すよう
に、u,vの方向にそれぞれ受信周波数λの半波長の間隔
λ／２で４つずつ平面上に配置された、１６個のアンテ
ナ素子Ａ（０，０）乃至Ａ（３，３）から構成される。
ここで、各アンテナ素子Ａ（０，０）乃至Ａ（３，３）
の符号におけるＡの後ろの（）内の数字は、ｕｖ平面上
におけるλ／２で規格化した座標（ｕ，ｖ）に対応させ
て付している。また、以下の説明において、各アンテナ
素子Ａ（ｕ，ｖ）に対応する受信ウェイトをＷ^RX（ｕ，
ｖ）とし、受信ウェイトＷ^RX（ｕ，ｖ）の位相をθ
（ｕ，ｖ）とする。いま、座標（０，０）のアンテナ素
子Ａ（０，０）を基準とし、基準のアンテナ素子Ａ
（０，０）とそれにｕ方向に隣接する座標（１，０）の
アンテナ素子Ａ（１，０）との間の受信ウェイトの位相
差をΔθ_u（０，０）、基準のアンテナ素子Ａ（０，
０）とそれにｖ方向に隣接する座標（０，１）のアンテ
ナ素子Ａ（０，１）との間の受信ウェイトの位相差をΔ
θ_v（０，０）とする。

【００７９】まず、１次元（直線上に配列されたアレー
アンテナ)の場合の位相差は、上述のｕｖ平面における
座標（ｕ，ｖ）を用いると、数６を変形して、次の数１
２で表すことができる。

【００８０】

【数１２】

【００８１】ここで、ｕ＝１，２，３であり、数１２
は、ｖ＝０の位置においてｕ方向に直線上に並ぶ座標
(ｕ，０）の各アンテナ素子Ａ（１，０），Ａ（２，
０），Ａ（３，０）について、各アンテナ素子Ａ（ｕ，
０）に対応する受信ウエイトＷ^RX（ｕ，０）と基準のア
ンテナ素子Ａ（０，０）に対応する受信ウエイトＷ
^RX（０，０）との間の位相差θ（ｕ，０）−θ（０，
０）を示している。また、数１２において、Δθ
_u（ｕ，０）｛＝θ（ｕ＋１，０）−θ（ｕ，０）｝
は、互いにｕ方向に隣接するアンテナ素子Ａ（ｕ＋１，
０），Ａ（ｕ，０）に対応する受信ウェイトＷ^RX（ｕ＋
１，０），Ｗ^RX（ｕ，０）の間の位相差であり、ａｒｇ
（）は−πからπまでの範囲で表わすものとする。

【００８２】以上のように数１２により、ｖ＝０の位置
においてｕ方向に直線上に並ぶ各アンテナ素子の受信ウ
ェイトの位相差θ（ｕ，０）−θ（０，０）（ｕ＝１，
２，３）が求まった。次に、同様にして、ｖ軸方向に直
線上に並ぶアンテナ素子、例えば、ｕ＝０においてｖ方
向に直線上に並ぶ座標（０，ｖ）の各アンテナ素子Ａ
（０，ｖ）について、基準アンテナ素子Ａ（０，０）と
それにｖ方向に隣接するアンテナ素子Ａ（０，１）との
間の受信ウェイトの位相差Δθ_v（０，０）を用いる
と、各アンテナ素子Ａ（０，ｖ）と基準のアンテナ素子
Ａ（０，０）との間の各２つの受信ウェイトの位相差θ
（０，ｖ）−θ（０，０）は、次の数１３で表すことが
できる。

【００８３】

【数１３】

【００８４】ここで、Δθ_v（０，ｖ）（＝θ（０，ｖ
＋１）−θ（０，ｖ））は、互いにｖ方向に隣接するア
ンテナ素子Ａ（０，ｖ＋１），Ａ（０，ｖ）の各受信ウ
ェイトＷ^RX（０，ｖ＋１），Ｗ^RX（０，ｖ）の位相差で
ある。

【００８５】さらに、任意のｕ（ｕ＝０，１，２，３）
におけるｖ方向に直線上に並ぶ座標（ｕ，ｖ）の各アン
テナ素子Ａ（ｕ，ｖ）について、基準アンテナ素子Ａ
（０，０）とそれにｖ方向に隣接する座標（０，１）の
アンテナ素子Ａ（０，１）との間の受信ウェイトの位相
差Δθ_v（０，０）を用いると、各アンテナ素子Ａ
（ｕ，ｖ）と座標（ｕ，０）のアンテナ素子Ａ（ｕ，
０）との間の各２つの受信ウェイトの位相差θ（ｕ，
ｖ）−θ（ｕ，０）は次の数１４で表すことができる。

【００８６】

【数１４】

【００８７】ここで、Δθ_v（ｕ，ｖ）（＝θ（ｕ，ｖ
＋１）−θ（ｕ，ｖ））は、互いにｖ方向に隣接するア
ンテナ素子Ａ（ｕ，ｖ＋１），Ａ（ｕ，ｖ）に対応する
各受信ウェイトＷ^RX（ｕ，ｖ＋１），Ｗ^RX（ｕ，ｖ）の
間の位相差である。以上の数１２と数１４から、任意の
座標（ｕ，ｖ）の各アンテナ素子Ａ（ｕ，ｖ）につい
て、基準位相差Δθ_u（０，０）と基準位相差Δθ
_v（０，０）とを用いて、各座標（ｕ，ｖ）の各アンテ
ナ素子Ａ（ｕ，ｖ）に対応する受信ウエイトＷ^RX（ｕ，
ｖ）と基準のアンテナ素子Ａ（０，０）に対応する受信
ウエイトＷ^RX（０，０）の間の位相差θ（ｕ，ｖ）−θ
（０，０）は数１５で表すことができる。

【００８８】

【数１５】

【００８９】数１５より、各アンテナ素子Ａ（ｕ，ｖ）
に対する受信ウェイトＷ^RX（ｕ，ｖ）の、基準のアンテ
ナ素子Ａ（０，０）に対応する受信ウエイトＷ^RX（０，
０）に対する位相差の分布を求め、さらに、最小２乗法
により位相分布を平面に回帰して、２乗回帰後の位相差
を演算して、当該位相差に基づいて、第１及び第２の実
施形態と同様にして、最大の受信電力を有する受信波の
到来方向のみに単一の送信信号の主ビームを形成するた
めの送信ウェイトを演算することができる。

【００９０】次に、アンテナ素子が２次元的に並置され
たアレーアンテナ１００を用いて構成した場合の、２次
元の高速フーリエ変換の方法について以下に説明する。
ここで、上述のように、アレーアンテナの複数Ｎ個（本
変形例ではＮ＝１６）のアンテナ素子が互いに等間隔ｄ
で２次元のマトリックス形状で並置されており、各アン
テナ素子の入力信号をＳｋｍ（θ）（ｋ＝０，１，…，
Ｎ−１；ｍ＝０，１，…，Ｎ−１）とすると、１次元目
のフーリエ変換の結果は数１６のように表される。ここ
でｋは１次元目のフーリエ変換における座標であり、ｍ
は２次元目のフーリエ変換の座標である。合成ビーム出
力Ｂｋｍ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１；ｍ＝０，１，…，
Ｎ−１）は２次元目のフーリエ変換の結果であり、１次
元目のフーリエ変換の結果を使用して数１７のように表
される。

【００９１】

【数１６】

【００９２】

【数１７】

【００９３】ここで、マルチビームの方向θｋｍとフー
リエ変換によって得られたビームの関係を示せば、次の
数１８で表される。数１８において、マルチビームの方
向θｋｍは、（ｘ，ｙ）の形式で表され、ここで、ｘは
ＸＺ平面でＺ軸を基準とした角度であり、ｙはＹＺ平面
でＺ軸を基準とした角度である。

【００９４】

【数１８】θｋｍ＝[sin^-1{sin(−２π・ｋ／Ｎ)}，sin
^-1{sin(−２π・ｍ／Ｎ)}]， ｋ＝０，１，２，３，…，Ｎ−１；ｍ＝０，１，２，
３，…，Ｎ−１

【００９５】上記数１６及び数１７から明らかなよう
に、アンテナビームＢｋｍは、受信機の信号出力Ｓｋｍ
の離散フーリエ変換である。従って、本発明によれば、
第１及び第２の実施形態の自動ビーム捕捉追尾装置の原
理を用いて、アンテナ素子が２次元的に並置されたアレ
ーアンテナ１００を用いて、自動ビーム捕捉追尾装置を
構成することができる。

【００９６】＜他の変形例＞以上の第１の実施形態で
は、アンテナ素子Ａ１を基準のアンテナ素子にしたが、
本発明はこれに限らず、他のアンテナ素子を基準にして
もよい。以上のように構成しても第１の実施形態と同様
に動作して同様の効果を有する。

【００９７】以上の第２の実施形態では、ビーム選択回
路６０によって選択された信号のうち電力の最大の信号
を基準の信号にしたが、本発明はこれに限らず、他の信
号を基準の信号にしてもよい。以上のように構成しても
第２の実施形態と同様に動作して同様の効果を有する。

【００９８】

【発明の効果】本発明に係る請求項１記載のアレーアン
テナの制御装置は、所定の配置形状で近接して並置され
た複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御す
るためのアレーアンテナの制御装置において、上記アレ
ーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数
の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互い
に直交する各２つの直交ベースバンド信号に変換する変
換手段と、上記変換手段で変換された各２つの直交ベー
スバンド信号に基づいて、上記複数のアンテナ素子のう
ちの所定の基準のアンテナ素子で受信された受信信号
と、上記複数のアンテナ素子のうちの任意のアンテナ素
子で受信された受信信号の共役複素数との複素共役積で
ある当該任意のアンテナ素子に対応する受信ウエイトを
演算する受信ウエイト演算手段と、上記受信ウエイト演
算手段で演算された上記基準のアンテナ素子に隣接する
アンテナ素子に対応する受信ウエイトと、上記受信ウエ
イト演算手段で演算された上記基準のアンテナ素子に対
応する受信ウエイトの共役複素数との複素共役積である
第１の複素共役積に基づいて、上記基準のアンテナ素子
に隣接するアンテナ素子で受信された受信信号と、上記
基準アンテナ素子で受信された受信信号との間の第１の
位相差を演算する第１の位相差演算手段と、上記受信ウ
エイト演算手段で演算された各受信ウエイトのうち、互
いに隣接するアンテナ素子に対応する２つの受信ウエイ
トに基づいて、当該２つの受信ウエイトのうちの一方の
受信ウエイトと、他方の受信ウエイトの共役複素数との
複素共役積である第２の複素共役積を演算して、上記第
２の複素共役積と、上記第１の複素共役積の共役複素数
との複素共役積である第３の複素共役積を演算する複素
共役積演算手段と、上記複素共役積演算手段で演算され
た第３の複素共役積に基づいて、互いに隣接するアンテ
ナ素子で受信された受信信号の間の位相差と、上記第１
の位相差との差である第２の位相差を演算する第２の位
相差演算手段と、上記第１の位相差演算手段で演算され
た第１の位相差と上記第２の位相差演算手段で演算され
た第２の位相差とに基づいて、任意のアンテナ素子で受
信された受信信号と、上記基準のアンテナ素子で受信さ
れた受信信号との間の受信位相差を演算する受信位相差
演算手段と、上記受信位相差演算手段で演算された上記
各受信位相差に基づいて、上記各アンテナ素子の配置に
対応しかつ上記基準のアンテナ素子に対する任意のアン
テナ素子の各位相差を、最小２乗法を用いて、上記複数
のアンテナ素子で受信された受信波のうちの、電力が最
大の受信波である最大受信波に対して等位相の１次回帰
平面に回帰させて当該１次回帰平面を演算する回帰平面
演算手段と、上記回帰平面演算手段で演算された１次回
帰平面の互いに隣接する任意の２つのアンテナ素子の間
の位相差に、所定の受信周波数に対する所定の送信周波
数の比を乗算することにより送信位相差を演算する送信
位相差演算手段とを備えている。これによって、方位セ
ンサを用いることなく、また複数の多重波が到来する環
境、もしくは受信位相差に位相不確定が生じる場合にお
いても、最大の電力で受信された受信波の方向に送信主
ビームを形成することができ、しかも演算が簡単なアレ
ーアンテナの制御装置を提供できる。

【００９９】本発明に係る請求項２記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、等間隔に近接して並置された複数のア
ンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するためのア
レーアンテナの制御装置において、上記アレーアンテナ
の各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数の受信信号
をそれぞれ共通の局部発振信号を用いて互いに直交する
各２つの直交ベースバンド信号に変換する変換手段と、
上記変換手段で変換された各２つの直交ベースバンド信
号に基づいて、所定のビーム形成法を用いて、所定の複
数のビーム方向に対応して複数のビームを形成し、上記
形成された複数のビームに対応する複数のビーム受信信
号を生成するビーム形成手段と、上記ビーム形成手段で
生成された複数のビーム受信信号のうち、所定のしきい
値以上の電力を有するビーム受信信号を選択して少なく
とも１つのビーム受信信号を出力するビーム選択手段
と、上記ビーム選択手段で選択されたビーム受信信号の
うちの基準のビーム受信信号と、上記ビーム選択手段で
選択されたビーム受信信号のうちの任意のビーム受信信
号の共役複素数との複素共役積である当該任意のビーム
に対応する受信ビームウエイトを演算する受信ビームウ
エイト演算手段と、上記受信ビームウエイト演算手段で
演算された受信ビームウエイトに基づいて、上記各アン
テナ素子に対応する各受信ウエイトを演算する受信ウエ
イト演算手段と、上記受信ウエイト演算手段で演算され
た受信ウエイトのうち、上記複数のアンテナ素子のうち
の所定の基準のアンテナ素子に隣接するアンテナ素子に
対応する受信ウエイトと、上記基準のアンテナ素子に対
応する受信ウエイトの共役複素数との複素共役積である
第１の複素共役積に基づいて、上記基準のアンテナ素子
に隣接するアンテナ素子で受信された受信信号と、上記
基準アンテナ素子で受信された受信信号との間の第１の
位相差を演算する第１の位相差演算手段と、上記受信ウ
エイト演算手段で演算された受信ウエイトのうち、互い
に隣接するアンテナ素子に対応する２つの受信ウエイト
に基づいて、当該２つの受信ウエイトのうちの一方の受
信ウエイトと、他方の受信ウエイトの共役複素数との複
素共役積である第２の複素共役積を演算して、上記第２
の複素共役積と、上記第１の複素共役積の共役複素数と
の複素共役積である第３の複素共役積を演算する複素演
算積演算手段と、上記複素演算積演算手段で演算された
第３の複素共役積に基づいて、互いに隣接するアンテナ
素子で受信された受信信号の間の位相差と、上記第１の
位相差との差である第２の位相差を演算する第２の位相
差演算手段と、上記第１の位相差演算手段で演算された
第１の位相差と上記第２の位相差演算手段で演算された
第２の位相差とに基づいて、任意のアンテナ素子で受信
された受信信号と、上記基準のアンテナ素子で受信され
た受信信号との間の受信位相差を演算する受信位相差演
算手段と、上記受信位相差演算手段で演算された上記各
受信位相差に基づいて、上記各アンテナ素子の配置に対
応しかつ上記基準のアンテナ素子に対する任意のアンテ
ナ素子の各位相差を、最小２乗法を用いて、上記複数の
アンテナ素子で受信された受信波のうちの、電力が最大
の受信波である最大受信波に対して等位相の１次回帰平
面に回帰させて当該１次回帰平面を演算する回帰平面演
算手段と、上記回帰平面演算手段で演算された１次回帰
平面の互いに隣接する任意の２つのアンテナ素子の間の
位相差に、所定の受信周波数に対する所定の送信周波数
の比を乗算することにより送信位相差を演算する送信位
相差演算手段とを備えている。これによって、所定の複
数のビーム方向に対応して複数のビームを形成し、上記
形成された複数のビームに対応する複数のビーム受信信
号を受信することができ、かつ方位センサを用いること
なく、また複数の多重波が到来する環境、もしくは受信
位相差に位相不確定が生じる場合においても、最大の電
力で受信された受信波の方向に送信主ビームを形成する
ことができ、しかも演算が簡単なアレーアンテナの制御
装置を提供できる。

【０１００】また、請求項３記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御
装置においてさらに、上記回帰平面演算手段で演算され
た１次回帰平面上の互いに隣接する任意の２つのアンテ
ナ素子間の位相差を、−πから＋πまでの範囲の値とな
る位相差に変換する位相補正手段を備え、上記送信位相
差演算手段は、上記位相補正手段で変換された位相差に
上記受信周波数に対する上記送信周波数の比を乗算して
送信位相差を演算している。 これによって、隣接する
アンテナ素子間の位相差がπ又は−πの近傍の値の場合
でも、方位センサを用いることなく、また複数の多重波
が到来する環境、もしくは受信位相差に位相不確定が生
じる場合においても、最大の電力で受信された受信波の
方向に送信主ビームを形成することができ、しかも演算
が簡単なアレーアンテナの制御装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態である通信用ア
レーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の構成を示すブ
ロック図である。

【図２】 図１の最大比合成回路４の構成を示すブロッ
ク図である。

【図３】 図１の送信ウエイト演算回路３０の構成を示
すブロック図である。

【図４】 図３の位相差補正部３０２で実行する位相補
正処理のフローチャートである。

【図５】 図３の最小２乗回帰処理部における受信位相
の最小２乗法による１次平面への回帰処理を示す説明図
である。

【図６】 本発明に係る第２の実施形態である通信用ア
レーアンテナの自動ビーム捕捉追尾装置の構成を示すブ
ロック図である。

【図７】 図６の最大比合成回路４ａの構成を示すブロ
ック図である。

【図８】 本発明に係る変形例の通信用アレーアンテナ
の自動ビーム捕捉追尾装置のアレーアンテナ１００にお
けるアンテナ素子の配置を示す平面図である。

【符号の説明】

１…アレーアンテナ、 ２…低雑音増幅器、 ３…ダウンコンバータ、 ４，４ａ…最大比合成回路、 ５…復調器、 ６，６−１乃至６−Ｎ…直交変調器、 ７…アップコンータ、 ８…送信電力増幅器、 ９…同相分配器、 １０…第２の送信局部発振器、 １１…第１局部発振器、 １２…第２局部発振器、 １３−１乃至１３−Ｎ…位相・振幅補正部、 １４…第１の送信局部発振器、 ３１−１乃至３１−（Ｎ−１），３２−１乃至３２−
（Ｎ−２），４１−１乃至３３−１乃至３３−（Ｎ−
１）…位相差演算部、 ３４−１乃至３４−（Ｎ−２），３５−１乃至３５−
（Ｎ−２），４５，４７…加算器、 ３６−１乃至３６−Ｎ，３８−１乃至３８−Ｎ，４４−
１乃至４４−Ｎ，３０３…乗算器、 ３７−１乃至３７−Ｎ…複素数演算部、 ４１−Ｎ，４６−１乃至４６−Ｎ…複素共役積演算部、 ４２−１乃至４２−Ｎ…低域通過フィルタ、 ４３−１乃至４３−Ｎ…遅延回路、 ４８…平方根演算部、 ４９…除算器、 ３０…送信ウエイト演算回路、 ５０…ＤＢＦ回路、 ６０…ビーム選択回路、 ７０…ウエイト分解回路、 ３０１…最小２乗回帰処理部、 ３０２…位相差補正部、 Ａ１乃至ＡＮ…アンテナ素子、 ＣＩ−１乃至ＣＩ−Ｎ…サーキュレータ、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎ…受信モジュール、 ＡＤ−１乃至ＡＤ−Ｎ…Ａ／Ｄ変換器、 ＱＤ−１乃至ＱＤ−Ｎ…準同期検波回路、 ＱＭ−１乃至ＱＭ−Ｎ…直交変調回路、 ＴＭ−１乃至ＴＭ−Ｎ…送信モジュール。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された複
   数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するた
   めのアレーアンテナの制御装置において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用
   いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信号に変
   換する変換手段と、 上記変換手段で変換された各２つの直交ベースバンド信
   号に基づいて、上記複数のアンテナ素子のうちの所定の
   基準のアンテナ素子で受信された受信信号と、上記複数
   のアンテナ素子のうちの任意のアンテナ素子で受信され
   た受信信号の共役複素数との複素共役積である当該任意
   のアンテナ素子に対応する受信ウエイトを演算する受信
   ウエイト演算手段と、 上記受信ウエイト演算手段で演算された上記基準のアン
   テナ素子に隣接するアンテナ素子に対応する受信ウエイ
   トと、上記受信ウエイト演算手段で演算された上記基準
   のアンテナ素子に対応する受信ウエイトの共役複素数と
   の複素共役積である第１の複素共役積に基づいて、上記
   基準のアンテナ素子に隣接するアンテナ素子で受信され
   た受信信号と、上記基準アンテナ素子で受信された受信
   信号との間の第１の位相差を演算する第１の位相差演算
   手段と、 上記受信ウエイト演算手段で演算された各受信ウエイト
   のうち、互いに隣接するアンテナ素子に対応する２つの
   受信ウエイトに基づいて、当該２つの受信ウエイトのう
   ちの一方の受信ウエイトと、他方の受信ウエイトの共役
   複素数との複素共役積である第２の複素共役積を演算し
   て、上記第２の複素共役積と、上記第１の複素共役積の
   共役複素数との複素共役積である第３の複素共役積を演
   算する複素共役積演算手段と、 上記複素共役積演算手段で演算された第３の複素共役積
   に基づいて、互いに隣接するアンテナ素子で受信された
   受信信号の間の位相差と、上記第１の位相差との差であ
   る第２の位相差を演算する第２の位相差演算手段と、 上記第１の位相差演算手段で演算された第１の位相差と
   上記第２の位相差演算手段で演算された第２の位相差と
   に基づいて、任意のアンテナ素子で受信された受信信号
   と、上記基準のアンテナ素子で受信された受信信号との
   間の受信位相差を演算する受信位相差演算手段と、 上記受信位相差演算手段で演算された上記各受信位相差
   に基づいて、上記各アンテナ素子の配置に対応しかつ上
   記基準のアンテナ素子に対する任意のアンテナ素子の各
   位相差を、最小２乗法を用いて、上記複数のアンテナ素
   子で受信された受信波のうちの、電力が最大の受信波で
   ある最大受信波に対して等位相の１次回帰平面に回帰さ
   せて当該１次回帰平面を演算する回帰平面演算手段と、 上記回帰平面演算手段で演算された１次回帰平面の互い
   に隣接する任意の２つのアンテナ素子の間の位相差に、
   所定の受信周波数に対する所定の送信周波数の比を乗算
   することにより送信位相差を演算する送信位相差演算手
   段とを備え、 上記送信位相差演算手段で演算された各２つのアンテナ
   素子間の送信位相差で、送信信号を上記各アンテナ素子
   から送信することにより、上記最大受信波の方向に送信
   主ビームを形成することを特徴とするアレーアンテナの
   制御装置。
2. 【請求項２】 等間隔に近接して並置された複数のアン
   テナ素子からなるアレーアンテナを制御するためのアレ
   ーアンテナの制御装置において、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
   れた複数の受信信号をそれぞれ共通の局部発振信号を用
   いて互いに直交する各２つの直交ベースバンド信号に変
   換する変換手段と、 上記変換手段で変換された各２つの直交ベースバンド信
   号に基づいて、所定のビーム形成法を用いて、所定の複
   数のビーム方向に対応して複数のビームを形成し、上記
   形成された複数のビームに対応する複数のビーム受信信
   号を生成するビーム形成手段と、 上記ビーム形成手段で生成された複数のビーム受信信号
   のうち、所定のしきい値以上の電力を有するビーム受信
   信号を選択して少なくとも１つのビーム受信信号を出力
   するビーム選択手段と、 上記ビーム選択手段で選択されたビーム受信信号のうち
   の基準のビーム受信信号と、上記ビーム選択手段で選択
   されたビーム受信信号のうちの任意のビーム受信信号の
   共役複素数との複素共役積である当該任意のビームに対
   応する受信ビームウエイトを演算する受信ビームウエイ
   ト演算手段と、 上記受信ビームウエイト演算手段で演算された受信ビー
   ムウエイトに基づいて、上記各アンテナ素子に対応する
   各受信ウエイトを演算する受信ウエイト演算手段と、 上記受信ウエイト演算手段で演算された受信ウエイトの
   うち、上記複数のアンテナ素子のうちの所定の基準のア
   ンテナ素子に隣接するアンテナ素子に対応する受信ウエ
   イトと、上記基準のアンテナ素子に対応する受信ウエイ
   トの共役複素数との複素共役積である第１の複素共役積
   に基づいて、上記基準のアンテナ素子に隣接するアンテ
   ナ素子で受信された受信信号と、上記基準アンテナ素子
   で受信された受信信号との間の第１の位相差を演算する
   第１の位相差演算手段と、 上記受信ウエイト演算手段で演算された受信ウエイトの
   うち、互いに隣接するアンテナ素子に対応する２つの受
   信ウエイトに基づいて、当該２つの受信ウエイトのうち
   の一方の受信ウエイトと、他方の受信ウエイトの共役複
   素数との複素共役積である第２の複素共役積を演算し
   て、上記第２の複素共役積と、上記第１の複素共役積の
   共役複素数との複素共役積である第３の複素共役積を演
   算する複素演算積演算手段と、 上記複素演算積演算手段で演算された第３の複素共役積
   に基づいて、互いに隣接するアンテナ素子で受信された
   受信信号の間の位相差と、上記第１の位相差との差であ
   る第２の位相差を演算する第２の位相差演算手段と、 上記第１の位相差演算手段で演算された第１の位相差と
   上記第２の位相差演算手段で演算された第２の位相差と
   に基づいて、任意のアンテナ素子で受信された受信信号
   と、上記基準のアンテナ素子で受信された受信信号との
   間の受信位相差を演算する受信位相差演算手段と、 上記受信位相差演算手段で演算された上記各受信位相差
   に基づいて、上記各アンテナ素子の配置に対応しかつ上
   記基準のアンテナ素子に対する任意のアンテナ素子の各
   位相差を、最小２乗法を用いて、上記複数のアンテナ素
   子で受信された受信波のうちの、電力が最大の受信波で
   ある最大受信波に対して等位相の１次回帰平面に回帰さ
   せて当該１次回帰平面を演算する回帰平面演算手段と、 上記回帰平面演算手段で演算された１次回帰平面の互い
   に隣接する任意の２つのアンテナ素子の間の位相差に、
   所定の受信周波数に対する所定の送信周波数の比を乗算
   することにより送信位相差を演算する送信位相差演算手
   段とを備え、 上記送信位相差演算手段で演算された各２つのアンテナ
   素子間の送信位相差で、送信信号を上記各アンテナ素子
   から送信することにより、上記最大受信波の方向に送信
   主ビームを形成することを特徴とするアレーアンテナの
   制御装置。
3. 【請求項３】 上記アレーアンテナの制御装置はさら
   に、上記回帰平面演算手段で演算された１次回帰平面上
   の互いに隣接する任意の２つのアンテナ素子間の位相差
   を、−πから＋πまでの範囲の値となる位相差に変換す
   る位相補正手段を備え、 上記送信位相差演算手段は、上記位相補正手段で変換さ
   れた位相差に上記受信周波数に対する上記送信周波数の
   比を乗算して送信位相差を演算することを特徴とする請
   求項１又は２記載のアレーアンテナの制御装置。