JP2007508722A - 高データ速度広帯域パケット化無線通信信号の多アンテナ送信機ビーム形成装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高データ速度広帯域パケット化無線通信信号のビーム形成における周波数依存性重みづけを実現する低コスト高効率の多アンテナ送信ビーム形成装置を提供する。
【解決手段】各々がＮ個の周波数（Ｎは正の整数）を含む複数の高データ速度広帯域パケット化無線通信信号を多アンテナ送信機ビーム形成する装置および方法を提供する。一つの実施例による装置は、（１）上記Ｎ個の周波数の各々につきＭ個のアンテナにわたって信号の位相操作および重みづけを行ってＭ個の位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずる送信ビーム形成器と、（２）上記Ｍ個の位相操作および重みづけずみの周波数データをＭ個のディジタル出力（Ｍは２以上の整数）に変換するＭ個の高速逆フーリエ変換ユニット（ＩＦＦＴ）と、（３）上記Ｍ個の位相操作および重みづけずみの信号を送信するＭ個の送信アンテナとを備える。
【選択図】図２

Description

関連出願

この出願は２００３年１０月８日提出の同一出願人による米国特許出願第１０／６８２，７８７号に関連する。同出願をここに参照してその記載内容をこの出願の明細書に組み入れる。

この発明は無線通信に関する。より詳しくいうと、この発明は高データ速度広帯域のパケット化した無線通信信号の多アンテナ送信機ビーム形成のための装置および方法に関する。

無線通信システムは信号を伝達するのにアンテナを用いる。無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）は特定の領域の中のノード相互間で情報を伝達する一種の無線通信システムである。無線通信システムは信号を送信するのに送信機を用いる。

［信号の種類］
狭帯域信号および広帯域信号
現在用いられている無線通信システムの大部分は狭帯域信号用の通信システムである。狭帯域信号の周波数帯域幅は数十キロヘルツ（ｋＨｚ）（例えば５０ｋＨｚ）から数百キロヘルツ（例えば５００ｋＨｚ）の範囲にある。これに対して、広帯域信号の帯域幅は１ＭＨｚ以上である。

８０２．１１規格および８０２．１１ａ規格
広帯域信号の一つのタイプは、ＩＥＥＥ８０２．１１規格によるＷＬＡＮで用いる信号である。このＩＥＥＥ８０２．１１規格は、ＷＬＡＮ用の媒体アクセス制御（ＭＡＣ）使用および物理レイヤ（ＰＨＹ）使用の概要を規定している。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格は８０２．１１規格の一部であって、動作周波数５ＧＨｚ乃至６ＧＨｚの範囲の高データ速度広帯域パケット化無線通信システムにおける通信を対象とする。一方、８０２．１１ａ規格は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調、すなわち広い周波数範囲にわたる多数の搬送波周波数経由でデータを伝送することにより高データ速度通信を可能にするＯＦＤＭ変調を用いる。この明細書においてＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に該当する説明は８０２．１１ｇ規格にも該当する。この８０２．１１ｇＯＦＤＭ規格は、２．４ＧＨｚ帯で動作する点を除き、８０２．１１ａ規格と同じである。

８０２．１１ａ規格はパケット伝送の成否を参酌し、パケット伝送問題に対処するように設計された機構を備える。例えば、８０２．１１は受信機で正しく受信されなかったパケットを送信機が再送信できるようにしている。

［送信機］
代表的な従来技術の送信機１００を図１Ａに示す。送信機１００は、図示のとおり互いに接続した符号器１１０と、変調器１２０と、Ｄ−Ａ変換器１３０と、無線周波数（ＲＦ）前置装置１４０とを含む。

８０２．１１ａ規格の無線通信システムおよびそれ以外の無線通信システムは信号の送信中に多様な問題に遭遇し得る。

［チャネル効果−フェーディングおよびマルチパス送信経路］
例えば、無線通信システムは、フェーディングを伴う通信チャネルを通じて信号を送信するなどのチャネル効果に遭遇し得る。通信チャネルのフェーディングはマルチパスや伝送損失などによって生ずる。

マルチパスの場合は、送信されたＲＦエネルギーが、そのＲＦエネルギーの多数の伝搬経路により強められたり弱められたりする干渉を受けるとともに、受信アンテナへの到達の途中で多様な遅延を受ける。そのようなマルチパス干渉は、無線通信システムの用いる周波数全体にわたって信号の位相を変動させ振幅を減衰させる。ＷＬＡＮでは、この種のマルチパス干渉のために、受信機によるパケット受信に誤りが生じたり、パケット受信が完全に欠落したりすることがあり得る。

［アンテナダイバーシティ］
アンテナダイバーシティはフェーディングを伴うチャネルやマルチパスを伴うチャネルに対処する技法である。送信アンテナダイバーシティ付きの無線通信システムでは、信号送信に多アンテナ付きの送信機を用いる。

［送信切換ダイバーシティ］
代表的な従来技術のダイバーシティ付き送信機１６０を図１Ｂに示す。この送信機１６０は、互いに接続した符号器１１０と、変調器１２０と、Ｄ−Ａ変換器１３０と、ＲＦ前置装置１４０と、複数のアンテナ１５０および１６４とを含む。

送信機１６０はＲＦ前置装置１４０に同じ情報を送信し、装置１４０はその情報による変調をかけたうえ、その信号をアンテナ１５０および１６４を互いに切り換えて送信する。この手法の欠点は、低速ダイバーシティであることである。アンテナ切換は、送信機が最初の信号送信の誤りを認識して初めて生ずる。この際の動作の遅れがスループットを損なう。また、この手法は受信機から送信機への饋還手段を必要とする。また、この切換ダイバーシティのダイバーシティ利得は、被選択アンテナからの信号だけを受信機が用いるので、ごく限られている。一方、アンテナからの送信信号の重みづけを最適化すれば、ダイバーシティ利得は大きくできる。

［送信ビーム形成］
アンテナダイバーシティ付きの無線通信システムにおけるもう一つのダイバーシティ手法は送信ビーム形成手法である。送信ビーム形成方法利用の場合は、無線通信システムに、送信ビーム形成機能付きの多アンテナ送信機を備える。代表的な従来技術の送信ビーム形成機能付きの多アンテナ送信機１７０を図１Ｃに示す。この送信機１７０は、図示のとおり互いに接続した符号器１１０，送信機１２０，Ｄ−Ａ変換器１３０，送信ビーム形成器１７２，および多アンテナ１５０，１７４を備える。

この多アンテナ送信機１７０は、送信すべき情報を送信ビーム形成器１７２に送り、この形成器１７２により、多アンテナ１５０および１７４経由送信用の複数のＲＦ信号を生ずる。

これら複数のＲＦ信号を生ずる際には、送信ビーム形成器１７２は、アンテナ１５０および１７４の各々について、送信すべきＲＦ信号の各々を位相および振幅を含む複素数表示の重みで重みづけする。このような従来技術による慣用のアンテナダイバーシティ技法は、位相および重みが周波数に左右されない狭帯域信号については、適切に動作し得る。しかし、８０２．１１ａ規格信号のように送信信号の帯域幅全体にわたって位相および電力を一定に保つことができず周波数依存性を示す広帯域信号については、この手法は適切な動作を確保できない。したがって、慣用のアンテナダイバーシティ手法は、８０２．１１ａ信号などの広帯域無線通信信号には応用できない。また、慣用のアンテナビーム形成手法はモバイルノードには効率良く使うことはできない。モバイルノードの移動に伴ってビームが誤った方向に向くからである。また、物体の動きなど環境からの影響でビーム形成送信アンテナと受信機との間の伝送チャネルが変動して伝送損失が生ずることもあり得る。

［空間−時間符号化］
空間−時間符号化は、アンテナダイバーシティ付きの無線通信システムが伝送のために信号を符号化できるもう一つの方法である。空間−時間符号化にはダイバーシティ利得を達成するためにアクセスアンテナの符号化を用いる。空間−時間復号器は受信機で信号を復号化する。単純な空間−時間符号は遅延―ダイバーシティ符号であり、複数のシンボルとそれらシンボルの遅延レプリカとを二つ以上のアンテナから送信することによって符号化を行う。

これら従来技術のアンテナダイバーシティ手法は、位相および重みづけが周波数に左右されない狭帯域信号の伝送には十分に機能する。しかし、８０２．１１ａ信号のように伝送されてきた信号の位相および電力が伝送信号帯域全体にわたって一定でなく周波数依存性を示す広帯域信号に対しては、上述の従来技術の手法は正しく機能しない。また、空間−時間符号は、８０２．１１ａ規格に適合しない特別の復号化プロセッサを必要とする。

ＵＳＰ ６ １２８ ２７６ ＵＳＰ ６ ５２２ ８９８ ＵＳＰ ６ ５６３ ８９８ ＷＯ ００／７７９６１ ＷＯ ０３／２３９９５ ＷＯ ０３／７５３９６ Schmidt et al "RobustFrequency and Timing Synchronization for OFDM," IEEE Transactions onCommunications, Vol.45, No.12 (December 1997), pages 1613-1621

したがって、８０２．１１ａ信号などの高データ速度広帯域パケット化無線通信信号に伴う上記問題に対処するのに適合するとともに、広帯域信号のビーム形成における周波数依存性重みづけを実現する低コスト高効率の多アンテナ送信ビーム形成手法が必要である。

この発明は、広帯域無線パケット化通信網においてディジタル信号をＭ個のディジタル出力信号（Ｍ個の信号）に多アンテナ送信機ビーム形成するシステムおよび方法を提供する。

好ましい実施例では、これらＭ個の信号の各々が互いに異なる通信チャネルを経由した送信に適合しており、それら信号の各々をＮ個（Ｎは２以上の正の整数）の周波数の副搬送波に分割された複素信号から抽出する。

特定の好ましい実施例では、このシステムは、上記Ｍ個の信号の各々に対応する上記Ｎ個の周波数の各々について前記副搬送波の各々の位相操作および重みづけを行い、Ｍ個の信号の各々対応のＮ個の周波数の各々について位相操作および重みづけを施したデータ信号を生ずる送信ビーム形成装置を含む。この送信ビーム形成装置は、互いに異なる通信チャネルの推算に基づき上記副搬送波の各々に対する複素数表示の重みを計算する重み計算手段と、上記Ｍ個の信号の各々に対応するＮ個の周波数の各々について位相操作および重みづけずみのデータを生ずるように上記副搬送波に重みづけを施す重みづけブロックとを備えるのが好ましい。また、上記特定の好ましい実施例には、Ｍ個の高速フーリエ逆変換ユニット（ＩＦＦＴ）、すなわち前記Ｍ個の信号の各々に対応するＮ個の周波数の搬送波の各々に対して位相操作および重みづけずみの周波数データを各々が入力し、それらＮ個の周波数の副搬送波について上記重みづけずみの周波数データを各々が変換して、Ｍ個の信号（Ｍは２以上の整数）をそれらＭ個の信号の各々が互いに独立に定まりアレーアンテナパターンの形成に寄与するＭ個の高速フーリエ変換ユニット（ＩＦＦＴ）を併せ備える。

また、このシステムは、上記重みづけ計算手段が上記Ｎ個の周波数の各々についてチャネル推算値を対応の複素数表示の重みに変換してそれらＮ個の周波数の副搬送波についてＭ個の重みを算出し、上記重みづけブロックがＭ個の互いに異なる重みづけブロック、すなわちＭ個の信号の一つに対応するＮ個の周波数の副搬送波について位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずるＭ個の互いに異なる重みづけブロックを備えるようにする。

また、一つの実施例では、上記ＩＦＦＴの各々が、上記送信ビーム形成装置からの位相操作および重みづけずみの周波数データを上記Ｎ個の周波数の各々を順次的に処理するように順次処理する。

８０２．１１ａ信号などの高データ速度広帯域パケット化無線通信信号のビーム形成において広い周波数範囲にわたり適切な重みづけを実現する低コスト高効率の多アンテナ送信ビーム形成手法および装置を提供する。

この発明は、広帯域無線通信網における高データ速度広帯域無線通信信号の多アンテナ送信機用ビーム形成のシステムおよび方法を提供する。図２を参照すると、この図に示したこの発明の実施例の多アンテナ送信機用ビーム形成装置２１６は、送信ビーム形成装置２２０と、Ｍ個の高速フーリエ逆変換ユニット（ＩＦＦＴ）２３０乃至２３２とを図示のとおり接続して備える。図２においてはＭは２として示してあるが、Ｍは２以上の整数とすることができる。実施例では、上記高速データ広帯域無線通信信号はパケット化したＯＦＤＭ信号であり、移動中の車両の中の運転者の携帯する移動加入者局からの信号または建物内を移動中の歩行者の携帯する移動加入者局の信号であり得る。移動可能性を説明するのでこの明細書では移動体に言及するが、説明は歩行者携帯のものにも該当する。一つの実施例では、パケット化したＯＦＤＭ信号は８０２．１１ａ規格の信号である。もう一つの実施例では、パケット化したＯＦＤＭ信号は８０２．１１ｇ規格の信号である。また、一つの実施例ではＭは２であり、もう一つの実施例ではＭは４である。

多アンテナ送信機用ビーム形成装置２１６には、図２に示すとおり、符号器２１０，変調器２１４，Ｍ個のＤ−Ａ変換器２４０乃至２４２，Ｍ個のＲＦ前置装置２５０乃至２５２およびＭ個のアンテナを接続して、多アンテナ送信機２００を構成する。上記多アンテナＲＦ前置装置はＭ個の互いに独立のＲＦチェーン、すなわちＭ個のシンセサイザと共通の水晶発振器とを含むＭ個のＲＦチェーンを備える。この共通の水晶発振器により、上記Ｍ個のＲＦチェーンの相互間の共通タイミングおよび共通周波数を確保する。ＲＦ前置装置の詳細は同一出願人による２００２年５月３日提出の同時出願中の米国特許出願第１０／１３９，１３７号「二周波数帯無線ＬＡＮ」および米国特許第６，３５１，５０２号に記載されているので、ここに参照してそれらの記載内容をこの明細書に組み入れる。

［多チャネル／単一チャネル動作］
一つの実施例では、上述の回路により形成した多アンテナ電子チップセットは、一つの周波数帯で動作する二つのチェーンと、別の一つの周波数帯で動作する二つのチェーンとを備える（Ｍ＝２）。もう一つの実施例では、上述の回路により形成した多アンテナ電子チップセットは一つの周波数帯で動作する四つのチェーンを備える。

［動作］
符号器２１０は、高データ速度広帯域無線パケット化通信信号のパケット化した通信信号ビット２０８を符号化ずみビット２１２に符号化する。一つの実施例では、符号器２１０は畳込み符号器で構成する。その場合は、変調器２１４は符号化ずみビット２１２を複素信号２１５にマップする形で変調する。

送信ビーム形成器２２０は、この複素信号２１５をＮ個の周波数（Ｎは正の整数）の副搬送波の各々について操作するとともに重みづけし、データを含んだ副搬送波が多アンテナ送信機から送信され各副搬送波について位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずるようにする。一つの実施例では、Ｎは、一つの８０２．１１ａ／ｇ信号に用いた周波数の数、すなわち５２である。

ＩＦＦＴ２３０乃至２３２は、送信ビーム形成装置２２０からの副搬送波の各々について位相制御および重みづけずみの周波数データをディジタル出力に変換する。これらＩＦＦＴ２３０乃至２３２のディジタル出力をＤ−Ａ変換器２４０乃至２４２でアナログベースバンド信号にそれぞれ変換する。ＲＦ前置装置２５０乃至２５２でこれらＤ−Ａ変換器２４０乃至２４２のベースバンド出力によりＲＦ信号をそれぞれ変調する。次に、ＲＦ前置装置２５０乃至２５２からのＲＦ信号をアンテナ２６０乃至２６２からそれぞれ送信する。

送信ビーム形成装置２２０は複素信号２１５について送信ビーム形成を行う。より詳細に述べると、送信しようとしているディジタル信号を各送信チェーンあたり一つずつのＭ個の互いに異なるディジタル信号に分割し、それらディジタル信号の各々が同じ原データを含む一方、送信用アンテナやチャネルに対応する形で位相操作し重みづけを受けるようにする。したがって、送信ビーム形成装置２２０は、送信アンテナ２６０乃至２６２に接続されたチャネルからのチャネル効果を相殺するようにアレーアンテナパターンを形成するために、アンテナ２６０乃至２６２の各々についてベースバンドのディジタル信号２１５の各々の位相および振幅に変化を与える。

図３を参照すると、この図に示した実施例における送信ビーム形成装置２２０は、重み計算装置３２０と、ＩＦＦＴ２３０乃至２３２にそれぞれ接続したＭ個の重みづけブロック３３０乃至３３２を含む。

この送信ビーム形成装置の一つの例をＭ＝２の場合について次に述べる。

重み計算器
周波数ｆ_ｉの各々について重み計算器３２０はチャネル推算値３５０をＭ個の重み（Ｍ個の重みづけブロック３３０乃至３３２についてそれぞれ示した重み３２２乃至３２４）に変換する。各周波数についてＭ個の重みの値を算定するに当たって必要があれば利得データ３４０も用いることができる。したがって、重み計算器３２０はＭ個の重みづけブロック３３０乃至３３２についてＭ×Ｎ個の重み値を生ずる。周波数ｆ_ｉの各々について、重み３３２乃至３２４の各々はアンテナ２６０乃至２６２向けの最適ビーム形成重みづけベクトルである。一つの実施例では、重み計算器３２０は受信機からアナログ利得データ３４０を受け、また、その受信機からチャネル推算値３５０を受ける。一つの実施例では、上記受信機は、アンテナ２６０乃至２６２に信号を受ける多アンテナ受信機である。この多アンテナ受信機は、２００３年１０月８日提出の同一出願人による米国特許出願第１０／６８２，７８７号「高データ速度広帯域パケット化無線通信信号の多アンテナ受信機における合成装置および方法」に記載してある。

重みづけブロック
重みづけブロックは複数の重みづけ手段を含む。周波数ｆ_ｉの各々について、重み３２２乃至３２４をそれぞれ伴う重みづけ手段３３０乃至３３２は、アンテナ２６０乃至２６２にそれぞれ接続されたチャネルの信号対雑音比（ＳＮＲ）、信号対干渉比、信号対雑音プラス干渉比などの信号品質の推算値２５０に基づきｉ番目の原周波数データ（副搬送波データとも呼ぶ）３１２を（１）位相操作するとともに（２）好ましくは重みづけし、（３）出力をＩＦＦＴ２３０乃至２３２にそれぞれ供給する。信号対干渉比および信号対雑音プラス干渉比に比べて信号対雑音比のほうが上記推算値として好ましい。受信側の干渉レベルと送信側の干渉レベルとは異なり得るからである。また、好ましい実施例では、位相操作と重みづけの両方を施すが、重みづけなしで位相操作だけを行っても利点は得られる。したがって、上記ｉ番目の周波数ｆ_ｉおよび重み_ｊ，ｉを伴うｊ番目の重みづけ手段については、これら重みづけブロックの各々がｊ番目のアンテナへのｊ番目のチャネルの上記信号品質特性に基づきｉ番目の原周波数データ３１２をｊ番目のチャネル推算値に（１）位相操作するとともに（２）重みづけし、（３）その出力をｊ番目のＩＦＦＴに供給する（ｊは２以上Ｍ以下の正の整数）。すなわち、周波数ｆ_ｉの各々について、重みづけ手段３３０乃至３３２は位相操作および重みづけずみの周波数データをＩＦＦＴ２３０乃至２３２にそれぞれ出力する。

重み正規化
周波数ｆ_ｉの各々について重み３２２乃至３２４を正規化する必要がある。各チェーンについて所望の電力を見出すために、二つの電力制約、すなわち（１）ＥＩＲＰ（実効等方性放射電力）限界値、および（２）チェーンあたりの電力限界値を考慮する必要がある。これら二つの制約の両方を満たすために、利得調整ずみのチャネル推算値で与えられるビーム形成重みをまず正規化する。そうすることによって、各チェーンについての所望の電力値を計算できる。ＥＩＲＰ限界値が問題になる場合は、ＥＩＲＰ限界値および電力限界値の両方を確実に満たすようにＥＩＲＰベースのアルゴリズムを実行して重み正規化を行い、それ以外の場合は電力ベースのアルゴリズムを実行する。互いに異なる二つのアルゴリズムを用いるのは、電力ベースのアルゴリズムがずっと単純であって、マルチパス軽減特性において少し優れているからであるが、電力ベースのアルゴリズムはＥＩＲＰが制限を受けない場合だけ正しく動作する。

ＥＩＲＰベースのアルゴリズム
ビーム形成重みは二つの電力制約、すなわちサブチャネルあたりのＥＩＲＰ（実効等方性放射電力）限界値、およびチェーンあたりの総電力限界値を満たす必要がある。ここで、ｊ番目のチェーンのｉ番目の周波数についてのビーム形成重みをＷ_ｊ，ｉとすると、このＷ_ｊ，ｉは次の条件、すなわち

を満たさなければならない。ここで、Ｎ_ｔは伝送チェーンの数、Ｎ_ｆはサブチャネルの数、Ｐ_ｅｉｒｐはサブチャネルあたりのＥＩＲＰ限界値、およびＰ_ｊはｊ番目のチェーンについての総電力限界値を示す。なお、上式の中の

はｉ番目のサブチャネルのコヒーレント電力を表し、

はｊ番目のチェーンについての総電力値を表す。上記電力制約を満足するとともに動作性能を最適化するビーム形成重みを算出することは複雑である。チェーンが二つの場合の準最適化アルゴリズムの基本的ステップを次に要約する。

から始める。ここで

はｊ番目のチェーンのｉ番目のサブチャネルのチャネル推算値であり、

は

の複素共役値であり、Ｇ_ｊはｊ番目のチェーンの総利得である。
２．各サブチャネルがＥＩＲＰ限界値を満たすように、すなわち、

の関係になるように、Ｗ_ｊ，ｉをスケーリングする。
３．総電力値制約を超えたチェーンがあるか否かをチェックする。ない場合はアルゴリズムを終了する。ある場合はステップ４に進む。
４．総電力値制約を超えたチェーンの電力を低下させる。一般化の可能性を損なうことなく、第１のチェーンが上記総電力限界値を超えていると仮定する。その場合、次の係数でスケーリングを施す。

５．第２のチェーンも上記総電力限界値を超えている場合は、その第２のチェーンの電力値を上記限界値と同じ値になるようにスケーリングする。そうでない場合は、第１のチェーンの電力は既に低下ずみであるから、ＥＩＲＰに余地がある。第２のチェーンについての電力増加の量は次式、すなわち

で定まる。ここで、ｒ^１ _２はＥＩＲＰ限界値に基づくものであり、ｒ^２ _２は総電力限界値に基づくものである。上記のもの以外のアルゴリズムも利用できる。

電力ベースのアルゴリズム
ＥＩＲＰが制約要因でない場合は、重みづけ正規化の基準としてスペクトル平坦性（電力分布一様性）を用いることができる。この電力ベースのアルゴリズムは、平坦チャネルに対してはＥＩＲＰベースのアルゴリズムと同じ重みを生ずる。電力ベースのアルゴリズムが、ＥＩＲＰが制約要因でない場合に、ずっと単純であることは明らかである。この電力ベースの正規化アルゴリズムの基本的ステップは次のとおりである。

から始める。
２．サブチャネルの各々が一定の総電力を有するように、すなわち

の関係になるように、Ｗ_ｊ，ｉをスケーリングする。
３．チェーンの各々に電力最大値Ｐ_ｊを割り当てる。

［等利得重みづけ］
上述のとおり、この発明は、重みづけの有無に関わりなく、位相操作をも提供する。この実施例では、等利得重みづけを用いる。位相操作だけを行う場合は、次の式、すなわち
Ｗ_ｉｊ＝Ｈ_ｊ，ｉ ^＊／‖Ｈ_ｊ，ｉ‖
で表されるアルゴリズムを適用する。ここで、各項の符号は前出のものと同じである。重みづけを用いてないので、各チェーンに最大電力Ｐ_ｊを割り当てるのが好ましい。

重みづけの精細度
一つの実施例では、重み３２２乃至３２４はＫ個の値の一つをとって低い精細度で表される。一つの実施例では、Ｋは８である。精細度の低い重みづけでは、重みづけ手段３３０乃至３３２はより少ないハードウェアおよびより小さい半導体チップ上の面積で実現できる。

Ｋが８である場合は、重み３２２乃至３２５は８個の値の一つの値をとり、重みづけ手段３３０乃至３３２は３ビット重みづけ手段で構成できる。したがって、３ビット×１２ビット重み乗算器を用いることができ、これは重みを１２ビット値で表す場合、１２ビット×１２ビット乗算器よりもずっと小さい。したがって、この構成は、３ビット×１２ビット乗算器の利用により、回路の複雑性を軽減し、副アンテナ送信機の性能の低下を最小に抑える。

もう一つの実施例では、重み３２２乃至３２４は最大精細度、すなわち８ビット精細度を有する。乗算器の複雑性を軽減するために、乗算器出力の上位１２ビットだけを用いる。もう一つの実施例では、重み３２２乃至３２４の精細度はデータの精細度の半分以下とする。その場合は、乗算器の複雑性を大幅に軽減できる。

［高速フーリエ逆変換］
周波数ｆ_ｉの各々についてＩＦＦＴ２３０乃至２３２は送信ビーム形成装置２２０からの位相操作および重みづけずみ周波数データをディジタル出力に変換する。ＩＦＦＴ２３０乃至２３２の各々は、この位相操作および重みづけずみの周波数データを順次的に処理し、周波数ごとに順次に処理するようにする。すなわち、ｉ番目の周波数ｆ_ｉについては、ＩＦＦＴ２３０およびＩＦＦＴ２３２の両方が送信ビーム形成装置２２０からのｉ番目の位相操作および重みづけずみ周波数データを処理する。

［チャネルの決定］
送信ビーム形成を行うために、多アンテナ送信機２００は信号送信中のチャネルについての情報を得る。多アンテナ送信機２００はいくつかの方法でこの情報を得る。

一つの方法は、送信重みの算出のための受信チャネル推算値を用いる方法である。この方法はアンテナ位置の自己較正である。アンテナ位置が変わると、受信チャネル推算値は新たなアンテナ位置を反映する。

受信機は、チャネル推算のために、互いに異なる種類のパケット、すなわちＡＣＫパケット、一斉通報用のＣＴＳパケット、データパケットなどのパケットを用いることができる。

［受信機によるチャネル推算］
初めに、ダイバーシティ送信機２００が受信機からチャネル情報を抽出する。データ受信時に、ダイバーシティ送信機はチャネル情報を蓄積し、その情報を送信時に用いる。一つの実施例では、アンテナ２６０乃至２６２で信号を受信する多アンテナ受信機で上記受信機を構成する。そのような多アンテナ受信機の例は上記米国特許出願第１０／６８２，７８７号の明細書に記載してある。

［チャネル推算値の蓄積および圧縮の方法］
一つの実施例では、送信機が通信網の全ノードについてのチャネル推算値の表を備える。送信機はアクセスポイント（ＡＰ）、またはアクセスポイントとして機能可能なアドホックモードにある。各無線網ノードについてのチャネル推算値は、その網ノードからの新たなチャネル推算値が入来するたびごとに更新される。

一つの実施例では、データ蓄積用の所要メモリ容量の軽減のために、そのチャネル推算値データを符号化して圧縮する。

多数のノードおよび多数の送受信アンテナを備える大きい通信網では蓄積用の所要メモリ容量は大きくなり得る。一つの８０２．１１網では、一つの単一アクセスポイント網に１２８個のノードが存在し得る。四つの送信アンテナの場合は、各々が１２ビットの長さの５１２個の複素数チャネル推算値を蓄積する必要がある。これらのチャネル推算値にデータ圧縮をかけることにより、蓄積用の所要メモリ容量を少なくとも半分に軽減できる。

チャネル可逆性
多アンテナ送信機２００は、チャネル可逆性により同じチャネルを用いた受信機からチャネル情報を得てそれを利用することができる。チャネル可逆性は、チャネルが変わらない限り、受信機の用いたチャネルが多アンテナ送信機２００も利用できることを意味する。すなわち、このチャネル可逆性を用いて、重み計算装置３２０は受信機からチャネル推算値３５０を生ずる。一つの実施例では、この受信機は信号をアンテナ２６０乃至２６２で受信する多アンテナ受信機である。この多アンテナ受信機の例は上記米国特許出願番号第１０／６８２，７８７号の明細書に記載してある。

チャネル不整合への対処のしかた
特定の条件下では、チャネル可逆性が成立しないことがあり得る。例えば、チャネル不整合がある場合はチャネル可逆性は成立せず、その場合は受信機の用いるチャネル情報は多アンテナ送信機２００用のチャネルを反映しない。チャネル不整合は、多アンテナ送信機２００が動くか受信機が動いたためにチャネルに変化があった場合に生ずる。また、通信環境の変化のためにチャネルに変化があった場合にチャネル不整合は生ずる。さらに、チャネル推算に用いた受信回路と送信回路との間に伝送経路の利得および位相の不整合などの回路不整合があった場合にチャネル不整合は生ずる。また、周波数分割複信（ＦＤＤ）システムではチャネル可逆性は成立しない。ＦＤＤシステムでは、送信と受信に互いに別々の周波数帯（チャネル）を用いるので、二つのチャネルが可逆性を保つことはないからである。

多アンテナ送信ビーム形成装置２１６の性能はチャネル不整合の大きさに左右される。多アンテナ送信機２００は、このチャネル不整合の問題に、ＲＴＳ／ＣＴＳモードおよび較正を用いたチャネル時効化機構などいくつかの手法により対処できる。

［チャネル時効化機構］
一つの実施例では、送信チャネルの各々について、チャネル推算値算出以来の経過時間に依存するチャネル時効化の閾値を設定する。一つの実施例では、多アンテナ送信機２００が上記チャネル時効化の閾値を設定する。チャネル推算値算出以来の経過時間がその設定された閾値を超えた場合は、送信機２００はその時間切れの推算値を用いず、通常次の計算の一方を行って新たなチャネル推算値を生ずる。すなわち
−パケット送信申込み（ＲＴＳ）を始動して、交信相手の移動体ノードにクリア−トゥ−センド（ＣＴＳ）パケット経由で送信機２００にパケットを強制的に送らせる。
−「一斉通報手法」の部分で後述する一斉通報の手法の一つを用いて送信を行う。

ＲＴＳ−ＣＴＳモード
上述のとおり、また図４に示したとおり、チャネル時間切れになると、チャネル推算値３５０は古い値になり送信機２００による使用に不適となる。その場合は、一つの実施例では、多アンテナ送信機２００はチャネル情報の判定のためにＲＴＳ−ＣＴＳ動作を行う。

このＲＴＳ−ＣＴＳ動作では送信機２００はＲＴＳ信号を一斉送出する。次に送受信機４００の中の単一または複数のアンテナを伴い得る受信機４０２（図には単一のアンテナ４１０を伴う形で示してある）、すなわち一斉放出されたＲＴＳ信号を受けた受信機４０２が、送受信機４００の中の送信機４０４を用いてアンテナ２６０乃至２６２および送信機２００関連の受信機２７５にＣＴＳ信号を送信する。チャネル推算値をその受信したＣＴＳ信号から抽出する。そのあと送信ビーム形成装置２２０は送信ビーム形成動作を行う。

較正
もう一つの実施例では、重み計算装置２２０は、回路不整合に起因するチャネル不整合のために各チャネルについてのチャネル情報を較正する。例えばＮ個の周波数の各々について、アンテナ２６０乃至２６２で信号を受信する多アンテナ受信機のＭ個の受信チェーンのＲＦ利得は互いに異なるので、重み計算装置３２０はＭ個の重み３２２乃至３２５を発生する前にチャネル推算値３５０を調整する。また、周波数ｆ_ｉの各々について、チャネル推算値３５０は多アンテナ受信機のＲＦ利得Ｇ_１乃至Ｇ_Ｍを含むので、重み計算装置３２０は次の式、すなわち

に従ってチャネル推算値３５０を調整する。ここで、

はアンテナ２６０に接続したチャネルのチャネル推算値、

はアンテナ２６２に接続したチャネルのチャネル推算値を表す。

［隠れノード問題］
多アンテナ送信機は、特定のチャネル経由で特定の受信機にＲＦエネルギーを集中することによって、その特定の受信機に信号を送信する。従来技術の多アンテナ送信機では、隠れノード問題、すなわち上記多アンテナ送信機からの送信信号を上記以外の送信機が受信し得ないという問題が生じ得る。すなわち、それら上記以外の送信機はそのチャネルを遊休状態にあると認識して自局からのデータをそのチャネル経由で送信し、上記多アンテナ送信機からの送信信号と干渉を生じさせることが起こり得る。

隠れノード問題への対処
一つの実施例では、この隠れノード問題の回避のために、アンテナ２６０乃至２６２経由で特定の受信機にＲＦ信号を送信する際に、多アンテナ送信機２００からＣＴＳ信号を一斉送信する。このＣＴＳ信号の送信により、多アンテナ送信機２００は他の送信機に対して特定時間にわたり送信を避けるよう指示する。このＣＴＳ信号の一斉送信のあと、多アンテナ送信機２００は所望の受信機への送信信号の送信ビーム形成を行う。

一斉送信手法
隠れノード問題回避のためにＲＴＳ／ＣＴＳモードの場合のようにパケットを一斉送信する際には、多アンテナ送信機は次の動作の一つを行う。
−単一のデフォルトアンテナから一斉送信パケットを送信する。このデフォルトアンテナは、関連の互いに異なるノードでの最良のパケット受信をもたらした送信がどの送信アンテナからの送信であったかに基づいて決めることができる。互いに異なる時点で互いに異なるアンテナがデフォルトアンテナを構成できる。
−複数アンテナから複数の一斉送信パケットを、一つの周波数帯の互いに別々の部分の一斉送信に各アンテナを用いる形で送信する。

なお、一斉送信パケットには上記以外の種類のものがあり、それら多様な種類のパケットを上記以外の方法で一斉送信することができる。例えば、ビーコンを送信する際には、特定のアンテナを上記デフォルトアンテナ、すなわち他の一斉送信パケットなど他の種類のパケットのためのデフォルトアンテナでないデフォルトアンテナとして用いることができる。

多アンテナ受信機との組合せ
一つの実施例では、多アンテナ送信機２２０を多アンテナ受信機コンバイナと共通のチップ上に搭載して、多アンテナ送受信機・コンバイナ／ビーム形成システムを構成することができる。そのような受信機コンバイナの例は上述の米国特許出願第１０／６８２，７８７号の明細書に記載してある。この多アンテナ受信機コンバイナで用いたチャネル推算値および重みは、正規化係数を除き、受信機における合成の重みと同じの多アンテナ送信機用のチャネル推算値および送信重みとなる。

もう一つの多アンテナ送信機との組合せ
一つの実施例では、多アンテナ送信機２２０はもう一つの多アンテナ送信機と交信できる。この発明では、上記交信相手の移動体ノード送信機が単一アンテナ形でも多アンテナ形でも差し支えないので、上記交信を可能にする。多アンテナ送信機２２０は、上記移動体ノードからのパケットの受信の際に受けたチャネル推算値を用いることによって、上記交信相手の多アンテナ送信機に送信する。

多アンテナビーム形成をディスエーブルすること
この多アンテナ送信が継続してＫ回にわたり欠落した場合は、多アンテナ送信機は送信に単一のデフォルトアンテナを用いる形に戻る（ここでＫは２以上の整数）。この継続的送信欠落は、高速チャネル変動、移動体またはアクセスポイントの高速移動、送受信チャネルの非可逆性など多様な理由で生じ得る。

［電力制御］
Ｔ×Ｂｆの送信信号は、正規化アルゴリズムから得られた重みに応じて、ディジタル領域で互いに異なる大きさを備える。Ｄ−Ａ変換器２４０乃至２４２に至る前に信号にスケーリングを施す必要があるのは二つの理由による。その一つは、量子化雑音およびクリッピング歪みの両方を、Ｄ−Ａのダイナミックレンジ全体をカバーすることによって低減できることである。信号が小さ過ぎれば量子化雑音が大きくなり、大き過ぎればクリッピング歪みが増大する。もう一つは、ＲＦ送信チェーンの中の送信電力制御用饋還回路が一定入力信号電力を要するからである。すなわち、Ｄ−Ａ変換器への入力の電力を一連のパケットを通じて一定に保つ必要がある。

ビーム形成ずみの信号の電力を単一チェーンの場合と同じにする条件は次式、すなわち

で与えられる。したがって、長い信号シンボルおよびデータシンボルに対するスケーリング係数ｒ_ｄは次式、すなわち

で与えられる。

なお、短信号シンボルは１２ビットを占め、したがって、短信号シンボルには異なるスケーリングが必要になる。したがって、アナログ電力制御が短信号シンボルに施されるので、短信号シンボルもパケットの残余の部分と同じ電力でなければならない。すなわち、短信号シンボルに対するスケーリングは次式、すなわち

で与えられる。

ビーム形成と電力ピーク値検出器との相互作用
通常のアナログ電力制御ループはピーク値検出回路に基づいている。より複雑な電力検出器に比べてピーク値検出器の構成はかなり容易にできるからである。短信号シンボルについてはＰＡＲ（ピーク値対平均値比）は予め定められているので、電力ピーク値を電力平均値に変換することができる。

各パケットは互いに異なるビーム形成重みを用いる可能性が高いので、短系列の時間領域波形はパケットごとに異なる。したがって、ビーム形成ずみの短信号シンボルのＰＡＲを各パケットについて事前に算出し、ピーク値をそれに従って調整する必要がある。

もう一つの側面に留意する必要がある。すなわち、もとの短系列はそれ自身に特有の構成（既知の）、すなわち４００ｎｓｅｃ周期の周期性振幅を有する構成を備える。任意のビーム形成重みづけでは、短信号シンボルの振幅は４００ｎｓｅｃ周期の周期性振幅になるとは限らない。したがって、ピーク値検出回路におけるサンプリング周期は少なくとも短系列の周期８００ｎｓｅｃでなければならない。

［結び］
この発明は無線通信に関する。より詳しくいうと、この発明は高データ速度広帯域パケット化無線通信信号の多アンテナ送信機ビーム形成のシステムおよび方法に関する。

この発明の好ましい実施例および多様な変形を上に述べてきたが、この発明の真意を逸脱することなく多様な変形および改変がこの発明にさらに可能であることは当業者には理解されよう。したがって、この発明は上述の説明によって限定されるものではなく、添付の特許請求の範囲のみによって限定されるものである。

無線ディジタル加入者電話システムなどの無線通信システムのシステム容量の更なる拡大に利用できる。

従来技術による送信機のブロック図。 従来技術による多アンテナ送信機のブロック図。 従来技術による送信ビーム形成付き多アンテナ送信機のブロック図。 この発明の一つの実施例による多アンテナ送信機ビーム形成装置のブロック図。 この発明の一つの実施例による送信ビーム形成装置のブロック図。 この発明の一つの実施例によるＲＴＳ−ＣＴＳチャネル更新の説明図。

符号の説明

１１０，２１０ 符号器
１２０，２１４ 変調器
１３０，２４０乃至２４２ Ｄ−Ａ変換器
１４０，２４０乃至２５２ ＲＦ前置装置
１５０，１６４，１７４，２６０乃至２６２ アンテナ
１４２ アンテナ切換スイッチ
２１６ 多アンテナ送信機ビーム形成装置
２２０ 送信ビーム形成器
２３０乃至２３２ 高速逆フーリエ変換ユニット（ＩＦＦＴ）

Claims (71)

1. 広帯域無線パケット化通信網のＮ個の周波数（Ｎは２以上の正の整数）の副搬送波データを各々が含むＭ個のディジタル出力ＯＦＤＭ信号（「Ｍ個の信号」、Ｍは２以上の整数）、すなわち各々が互いに異なる通信チャネル経由の送信に適合し、各々が単一のディジタル信号から得られるＭ個の信号を多アンテナ送信機ビーム形成する装置であって、
   前記Ｍ個の信号の各々につき前記Ｎ個の周波数の各々で前記副搬送波データを位相操作し、それによって前記Ｍ個の信号の各々につき位相操作ずみの周波数データを生ずるのに適合した送信ビーム形成手段と、
   前記Ｍ個の信号の一つにつき前記位相操作ずみの周波数データを入力するのに各々が適合するとともに、前記一つの信号に対応する前記位相操作ずみの周波数データをその一つの信号の生成のために各々が変換し、前記Ｍ個の信号が一つのアレーアンテナパターンを形成するのに適合するようにするＭ個の高速フーリエ逆変換ユニット（ＩＦＦＴ）と
   を含む装置。
2. 前記送信ビーム形成手段が前記Ｍ個の信号の各々につき前記Ｎ個の周波数の各々で前記副搬送波データを重みづけし、前記Ｍ個の信号の各々につき位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずるのにさらに適合し、
   前記Ｎ個の周波数の各々につき互いに異なる通信チャネルのチャネル推算値に基づきＭ個の複素重みを計算するのに適合した重み計算手段と、
   前記Ｍ個の信号の各々につき前記Ｎ個の周波数の各々に対応する前記副搬送波データに前記Ｍ個の複素数重みで重みづけし、前記Ｍ個の信号の各々につき前記位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずる重みづけブロックと
   を含み、
   前記Ｍ個のＩＦＦＴの各々が前記Ｍ個の信号の一つにつき前記位相操作および重みづけずみの周波数データを入力するのに適合し、その一つの信号に対応する前記位相操作および重みづけずみの周波数データを変換してその一つの信号を生ずる
   請求項１記載の装置。
3. 前記重み計算手段が、前記Ｎ個の周波数の各々につき前記チャネル推算値を対応の複素重みに変換し、前記Ｎ個の周波数の各々についてＭ個の複素重みを生じ、
   前記重みづけブロックが、Ｍ個の互いに異なる重みづけブロック、すなわち前記Ｍ個の信号の一つに対応する前記副搬送波データを対応の複素重みで各々が重みづけしその一つの信号について前記位相操作および重みづけずみの周波数データを各々が生ずるＭ個の重みづけブロックを含む
   請求項２記載の装置。
4. 前記重み計算手段が前記複素重みの少なくとも特定の一つの算定において利得データを用いる手段をさらに含む請求項３記載の装置。
5. 前記ＩＦＦＴの各々が、前記Ｎ個の周波数の各々からの前記Ｍ個の信号の対応の前記一つの信号についての位相操作および重みづけずみの周波数データを順次的に処理する請求項２記載の装置。
6. 前記重み計算手段が、前記複素重みの少なくとも特定の一つの算定において利得データを用いる手段と、その利得データを受信機から得る手段とをさらに含む請求項２記載の装置。
7. 前記送信ビーム形成器が送信機の一部であり、前記受信機および前記送信機がアンテナを共用する請求項６記載の装置。
8. 前記送信ビーム形成器が送信機の一部であり、前記受信機および前記送信機が複数のアンテナを共用する請求項６記載の装置。
9. 前記重み計算手段が受信機から前記チャネル推算値を受ける請求項２記載の装置。
10. 前記送信ビーム形成器が送信機の一部であり、前記受信機および前記送信機がアンテナを共用する請求項９記載の装置。
11. 前記送信ビーム形成器が送信機の一部であり、前記受信機および前記送信機が複数のアンテナを共用する請求項９記載の装置。
12. 前記受信機から得られる前記チャネル推算値がある時間長にわたり受信した互いに異なるチャネルについての推算値である請求項９記載の装置。
13. 使用する前記通信チャネルが前記チャネル推算値を生じた前記通信チャネルに対応する請求項１２記載の装置。
14. 前記重み計算手段が特定の通信チャネルの特定の周波数についての前記チャネル推算値を得る請求項９記載の装置。
15. 前記Ｎ個の周波数の各々についての前記Ｍ個の複素重みの少なくとも一部が前記Ｎ個の周波数の各々に一定の電力を割り当てるスペクトラム平坦重みであり、それによって前記Ｍ個の信号の少なくとも一部について前記Ｎ個の周波数の全部にわたりスペクトラム平坦性を維持する請求項２記載の装置。
16. 前記Ｍ個の複素重みの少なくとも一部を利得調整ずみのチャネル推算値から得て、実効等方性放射電力限界値およびチェーンあたり電力限界値に基づき正規化した請求項２記載の装置。
17. 前記Ｎ個の周波数の各々についての前記Ｍ個の複素重みの少なくとも一つが最大精細度以下の精細度を有する離散化した複素重みである請求項２記載の装置。
18. 前記離散化した複素重みを一対の３ビット２進数で表した請求項１７記載の装置。
19. 前記Ｍ個の重みづけブロックの各々が１２ビット×３ビット乗算器である請求項１７記載の装置。
20. 前記重み計算手段が、前記Ｎ個の周波数の各々について、回路不整合に起因するチャネル不整合の軽減のためにＭ個の複素重みの発生の前に前記チャネル推算値を調整する請求項２記載の装置。
21. 前記ＩＦＦＴからの前記Ｍ個のディジタル出力の一つを複数のアナログベースバンド出力の一つに各々が変換するＭ個のＤ−Ａ変換器と、
    前記Ｍ個のＤ−Ａ変換器の一つからのアナログベースバンド信号の一つで一つの無線周波数（ＲＦ）信号を各々が変調するＭ個のＲＦ前置装置と、
    前記Ｍ個のＲＦ前置装置の一つからの前記ＲＦ信号の一つを各々が送信するＭ個のアンテナと
    をさらに含む請求項２記載の装置。
22. 前記送信ビーム形成装置が、前記Ｍ個のアンテナのうちの一つを用いる一斉通報モードでさらに動作する請求項２１記載の装置。
23. 前記一斉通報モードの期間中は前記Ｍ個のアンテナの一つだけを送信に用いる請求項２２記載の装置。
24. 前記Ｍ個のアンテナの一つが送信申込み（ＲＴＳ）信号を送信する請求項２２記載の装置。
25. 送信された前記ＲＴＳ信号に応答して受信されるクリア−トゥ−センド（ＣＴＳ）信号から新たなチャネル推算値を抽出する請求項２４記載の装置。
26. 前記チャネル推算値が時効にかかったときその時効ずみのチャネル推算値が用いられることがないように、チャネル推算値時効化閾値を設定した請求項２記載の装置。
27. 前記チャネル推算値時効化閾値の設定に応答して、前記送信された送信申込み（ＲＴＳ）信号に応答して受信したクリア−トゥ−センド（ＣＴＳ）信号から交信ずみのチャネル推算値を得る請求項２６記載の装置。
28. 前記Ｍ個のアンテナの少なくとも一つがＣＴＳ信号を送信し、それによって他の送信機に特定の時間にわたり送信しないように指示し隠れノード問題を回避する請求項２１記載の装置。
29. 前記Ｍ個の信号が８０２．１１ａ信号および８０２．１１ｇ信号の一つである請求項１記載の装置。
30. 前記Ｍが２である請求項１記載の装置。
31. 前記Ｍが４である請求項１記載の装置。
32. 前記Ｍ個の信号の各々に対応するＲＦ信号を送信するのに別個のアンテナを用いる請求項１記載の装置。
33. 同じ周波数または前記Ｍ個の信号の各々の周波数に対応するＲＦ信号を送信するのに別個のアンテナを用いる請求項１記載の装置。
34. 一斉通報モードの期間中は一つの一斉通報信号対応のＭ個のＲＦ信号の送信にＭ個のアンテナを用い、前記Ｍ個のアンテナの一つで前記周波数のうちのいくつかの周波数の副搬送波を表すディジタル出力の一部に対応する一つのＲＦ信号を送信し、前記Ｍ個のアンテナのそれ以外の各々が前記周波数のうちの残りの周波数の副搬送波を表すディジタル出力の他の一部に対応する一つのＲＦ信号を送信する請求項１記載の装置。
35. Ｍ個のアンテナをさらに含み、それらＭ個のアンテナの全部よりも少ない数のアンテナをＲＦ信号の送信に用い、前記Ｍ個のアンテナの全部よりも少ない数のアンテナで状態の良好な伝送経路の通信チャネル経由で送信を行う請求項１記載の装置。
36. 前記アレイアンテナパターンに前記チャネル効果を軽減するように形状付与した請求項１記載の装置。
37. 前記アレイアンテナパターンが前記複数の周波数に一対一で対応する複数の空間パターンを含む請求項１記載の装置。
38. 広帯域無線パケット化通信網のＮ個の周波数（Ｎは２以上の正の整数）の副搬送波データを各々が含むＭ個のディジタル出力ＯＦＤＭ信号（「Ｍ個の信号」、Ｍは２以上の整数）、すなわち各々が互いに異なる通信チャネル経由の送信に適合し、各々が単一のディジタル信号から得られるＭ個の信号を多アンテナ送信機ビーム形成する方法であって、
    前記Ｍ個の信号の各々につき前記Ｎ個の周波数の各々で前記副搬送波データを位相操作し、それによって前記Ｍ個の信号の各々につき位相操作ずみの周波数データを生ずる過程と、
    前記Ｍ個の信号の各々に対応する前記位相操作ずみの周波数データを前記Ｍ個の信号の生成のために高速フーリエ逆変換ユニット（ＩＦＦＴ）を用いて前記Ｍ個の信号に変換し、前記Ｍ個の信号が一つのアレーアンテナパターンを形成するのに適合するようにする過程と
    を含む方法。
39. 前記位相操作する過程がＭ個の信号の各々につき前記Ｎ個の周波数の各々で前記副搬送波データを重みづけし、前記Ｍ個の信号の各々につき位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずる用にする過程を含み、前記位相操作する過程の前に、
    前記Ｎ個の周波数の各々につき互いに異なる通信チャネルのチャネル推算値に基づきＭ個の複素数重みを計算する過程
    をさらに含み、
    前記Ｍ個の信号の各々につき前記Ｎ個の周波数の各々に対応する前記副搬送波データに前記Ｍ個の複素数重みで重みづけし、前記Ｍ個の信号の各々につき前記位相操作および重みづけずみの周波数データを生ずる重みづけ過程を前記位相操作する過程が
    含む
    請求項３８記載の方法。
40. 前記重みを計算する過程が前記複素重みの少なくとも特定の一つの算定において利得データを用いる過程をさらに含む請求項３９記載の方法。
41. 前記ＩＦＦＴの各々が、前記Ｎ個の周波数の各々からの前記Ｍ個の信号の対応の前記一つの信号についての位相操作および重みづけずみの周波数データを順次的に処理する請求項３９記載の方法。
42. 前記重みを計算する過程が、前記複素重みの少なくとも特定の一つの算定において利得データを用いる過程と、その利得データを受信機から得る過程とをさらに含む請求項３９記載の方法。
43. 前記Ｍ個の信号を送信する過程と信号を受信する過程とをさらに含み、それら送信する過程および受信する過程がアンテナを共用する請求項４２記載の方法。
44. 前記Ｍ個の信号を送信する過程と信号を受信する過程とをさらに含み、それら送信する過程および受信する過程が複数のアンテナを共用する請求項４２記載の方法。
45. 前記重みを計算する過程が受信機から前記チャネル推算値を受ける請求項３９記載の方法。
46. 前記Ｍ個の信号を送信する過程と信号を受信する過程とをさらに含み、それら送信する過程および受信する過程がアンテナを共用する請求項４５記載の方法。
47. 前記Ｍ個の信号を送信する過程と信号を受信する過程とをさらに含み、それら送信する過程および受信する過程が複数のアンテナを共用する請求項４５記載の方法。
48. 前記受信機から得られる前記チャネル推算値がある時間長にわたり受信した互いに異なるチャネルについての推算値である請求項４５記載の方法。
49. 使用する前記通信チャネルが前記チャネル推算値を生じた前記通信チャネルに対応する請求項４８記載の方法。
50. 前記重みを計算する過程が特定の通信チャネルの特定の周波数についての前記チャネル推算値を得る請求項４５記載の方法。
51. 前記Ｎ個の周波数の各々についての前記Ｍ個の複素重みの少なくとも一部が前記Ｎ個の周波数の各々に一定の電力を割り当てるスペクトラム平坦重みであり、それによって前記Ｍ個の信号の少なくとも一部について前記Ｎ個の周波数の全部にわたりスペクトラム平坦性を維持する請求項３９記載の方法。
52. 前記Ｍ個の複素重みの少なくとも一部を利得調整ずみのチャネル推算値から得て、実効等方性放射電力限界値およびチェーンあたり電力限界値に基づき正規化した請求項３９記載の方法。
53. 前記Ｎ個の周波数の各々についての前記Ｍ個の複素重みの少なくとも一つが最大精細度以下の精細度を有する離散化した複素重みである請求項３９記載の方法。
54. 前記離散化した複素重みを一対の３ビット２進数で表した請求項５３記載の方法。
55. 前記Ｍ個の重みづけブロックの各々が１２ビット×３ビット乗算器である請求項５３記載の方法。
56. 前記重みを計算する過程が、前記Ｎ個の周波数の各々について、回路不整合に起因するチャネル不整合の軽減のためにＭ個の複素重みの発生の前に前記チャネル推算値を調整する請求項３９記載の方法。
57. 前記ＩＦＦＴからの前記Ｍ個のディジタル出力の各一つを複数のアナログベースバンド出力の一つに変換する過程と、
    前記アナログベースバンド出力の各一つで一つの無線周波数（ＲＦ）信号を変調する過程と、
    前記ＲＦ信号の各一つをＭ個のアンテナの一つで送信する過程と
    をさらに含む請求項３９記載の方法。
58. 前記Ｍ個のアンテナのうちの一つを送信に用いる一斉通報モードを有する請求項５７記載の方法。
59. 前記一斉通報モードの期間中は前記Ｍ個のアンテナの一つだけを送信に用いる請求項５８記載の方法。
60. 前記Ｍ個のアンテナの一つが送信申込み（ＲＴＳ）信号を送信する請求項５８記載の方法。
61. 送信された前記ＲＴＳ信号に応答して受信されるクリア−トゥ−センド（ＣＴＳ）信号から新たなチャネル推算値を抽出する請求項６０記載の方法。
62. 前記チャネル推算値が時効にかかったときその時効ずみのチャネル推算値が用いられることがないように、チャネル推算値時効化閾値を設定した請求項３９記載の方法。
63. 前記チャネル推算値時効化閾値の設定に応答して、前記送信された送信申込み（ＲＴＳ）信号に応答して受信したクリア−トゥ−センド（ＣＴＳ）信号から交信ずみのチャネル推算値を得る請求項６２記載の方法。
64. 前記Ｍ個のアンテナの少なくとも一つがＣＴＳ信号を送信し、それによって他の送信機に特定の時間にわたり送信しないように指示し隠れノード問題を回避する請求項５７記載の方法。
65. 前記Ｍ個の信号が８０２．１１ａ信号および８０２．１１ｇ信号の一つである請求項３８記載の方法。
66. 前記Ｍが２である請求項３８記載の方法。
67. 前記Ｍが４である請求項３８記載の方法。
68. 一斉通報モードの期間中は一つの一斉通報信号対応のＭ個のＲＦ信号の送信にＭ個のアンテナを用い、前記Ｍ個のアンテナの一つで前記周波数のうちのいくつかの周波数の副搬送波を表すディジタル出力の一部に対応する一つのＲＦ信号を送信し、前記Ｍ個のアンテナのそれ以外の各々が前記周波数のうちの残りの１／Ｍの周波数の副搬送波を表すディジタル出力の他の一部に対応する一つのＲＦ信号を送信する請求項３８記載の方法。
69. Ｍ個のアンテナをさらに含み、それらＭ個のアンテナの全部よりも少ない数のアンテナをＲＦ信号の送信に用い、前記Ｍ個のアンテナの全部よりも少ない数のアンテナで状態の良好な伝送経路の通信チャネル経由で送信を行う請求項３８記載の方法。
70. 前記アレイアンテナパターンに前記チャネル効果を軽減するように形状付与した請求項３８記載の方法。
71. 前記アレイアンテナパターンが前記複数の周波数に一対一で対応する複数の空間パターンを含む請求項３８記載の方法。

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