JP3276849B2 - ラジオ受信機 - Google Patents
ラジオ受信機Info
- Publication number
- JP3276849B2 JP3276849B2 JP16190396A JP16190396A JP3276849B2 JP 3276849 B2 JP3276849 B2 JP 3276849B2 JP 16190396 A JP16190396 A JP 16190396A JP 16190396 A JP16190396 A JP 16190396A JP 3276849 B2 JP3276849 B2 JP 3276849B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- station
- signal
- output signal
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、隣接妨害を防止す
るラジオ受信機に関する。
るラジオ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ＦＭラジオ受信機において、
希望受信局に隣接して妨害局が発生すると、隣接妨害局
による悪影響が希望受信局に与えられるという問題が発
生していた。このような隣接妨害局を排除する手段は特
開平８−９７７３８号公報に開示されている。図２は、
隣接妨害局を排除し得るラジオ受信機である。
希望受信局に隣接して妨害局が発生すると、隣接妨害局
による悪影響が希望受信局に与えられるという問題が発
生していた。このような隣接妨害局を排除する手段は特
開平８−９７７３８号公報に開示されている。図２は、
隣接妨害局を排除し得るラジオ受信機である。
【０００３】図２において、受信ＲＦ信号は、ＲＦ増幅
回路１で増幅された後、混合回路２で局部発振回路３か
らの局部発振信号によりＩＦ信号に周波数変換される。
前記ＩＦ信号は第１バッファ回路４を介して第１フィル
タ５に印加され、ＩＦ信号の帯域は第１通過帯域に制限
される。第１フィルタ５の出力信号は第１ＩＦ増幅回路
６で増幅された後、第３バッファ回路７に印加される。
また、前記ＩＦ信号は第２バッファ回路８を介して第２
フィルタ９に印加され、ＩＦ信号の帯域は第２通過帯域
に制限される。第２ＩＦフィルタ９の出力信号は第２Ｉ
Ｆ増幅回路１０で増幅された後第４バッファ回路１１に
印加される。
回路１で増幅された後、混合回路２で局部発振回路３か
らの局部発振信号によりＩＦ信号に周波数変換される。
前記ＩＦ信号は第１バッファ回路４を介して第１フィル
タ５に印加され、ＩＦ信号の帯域は第１通過帯域に制限
される。第１フィルタ５の出力信号は第１ＩＦ増幅回路
６で増幅された後、第３バッファ回路７に印加される。
また、前記ＩＦ信号は第２バッファ回路８を介して第２
フィルタ９に印加され、ＩＦ信号の帯域は第２通過帯域
に制限される。第２ＩＦフィルタ９の出力信号は第２Ｉ
Ｆ増幅回路１０で増幅された後第４バッファ回路１１に
印加される。
【０００４】第１及び第２ＩＦ増幅回路６及び１０の出
力信号は、第１及び第２レベル検出回路１２及び１３で
それぞれレベル検出された後、いずれの出力信号レベル
が高いか否か比較回路１５で比較される。ここで、第１
通過帯域は第２通過帯域より広く設定され、第２通過帯
域は受信局のＩＦ信号のみが通過できるほどの帯域に設
定されている。その為、妨害局が存在すると、第２レベ
ル検出回路１４の出力レベルが第１レベル検出回路１３
の出力レベルより低くなり、比較回路１５の出力信号に
応じて第３バッファ回路７はオフし第４バッファ回路１
１はオンする。その為、第４バッファ回路１１の出力信
号は第５バッファ回路１６を介して第３フィルタ１７に
印加され、第３通過帯域に制限される。第３フィルタ１
７の出力信号はリミッタ増幅回路１８で増幅された後、
ＦＭ検波回路１９でＦＭ検波される。よって、妨害局が
第２フィルタ９で排除されるので、隣接妨害が防止され
る。
力信号は、第１及び第２レベル検出回路１２及び１３で
それぞれレベル検出された後、いずれの出力信号レベル
が高いか否か比較回路１５で比較される。ここで、第１
通過帯域は第２通過帯域より広く設定され、第２通過帯
域は受信局のＩＦ信号のみが通過できるほどの帯域に設
定されている。その為、妨害局が存在すると、第２レベ
ル検出回路１４の出力レベルが第１レベル検出回路１３
の出力レベルより低くなり、比較回路１５の出力信号に
応じて第３バッファ回路７はオフし第４バッファ回路１
１はオンする。その為、第４バッファ回路１１の出力信
号は第５バッファ回路１６を介して第３フィルタ１７に
印加され、第３通過帯域に制限される。第３フィルタ１
７の出力信号はリミッタ増幅回路１８で増幅された後、
ＦＭ検波回路１９でＦＭ検波される。よって、妨害局が
第２フィルタ９で排除されるので、隣接妨害が防止され
る。
【０００５】また、妨害局が存在しない場合、第１及び
第２レベル検出回路１３及び１４の出力レベルは略等し
いので、比較回路１５の出力信号に応じて第３バッファ
回路７がオンし、第３バッファ回路７の出力信号がＦＭ
検波される。第１フィルタ５の遅延特性は第２フィルタ
９の遅延特性より良好なため、歪率の良い検波出力信号
が得られる。
第２レベル検出回路１３及び１４の出力レベルは略等し
いので、比較回路１５の出力信号に応じて第３バッファ
回路７がオンし、第３バッファ回路７の出力信号がＦＭ
検波される。第１フィルタ５の遅延特性は第２フィルタ
９の遅延特性より良好なため、歪率の良い検波出力信号
が得られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
回路では、フィルタ回路を多く使用すると共に、ＩＦ増
幅段を２系統の信号路で構成するので、回路構成が複雑
となるという問題があった。また、フィルタ回路を多く
使用する図２の回路を集積化した場合、フィルタ回路は
外付け回路となるので、外付け回路が多くなり、フィル
タ用の外付けピンが多くなっていた。ＩＣにおいては、
外付けピンの数に制限があるので、フィルタ用の外付け
ピンを多く設けることは困難であった。よって、図２の
回路はＩＣ化に不向きであるという問題があった。
回路では、フィルタ回路を多く使用すると共に、ＩＦ増
幅段を２系統の信号路で構成するので、回路構成が複雑
となるという問題があった。また、フィルタ回路を多く
使用する図２の回路を集積化した場合、フィルタ回路は
外付け回路となるので、外付け回路が多くなり、フィル
タ用の外付けピンが多くなっていた。ＩＣにおいては、
外付けピンの数に制限があるので、フィルタ用の外付け
ピンを多く設けることは困難であった。よって、図２の
回路はＩＣ化に不向きであるという問題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、周波数選択特
性を有するとともに、ＲＦ信号と局部発振信号とを混合
しＩＦ信号を発生する混合回路と、前記ＩＦ信号をＦＭ
検波するＦＭ検波回路とを備えるラジオ受信機におい
て、ＦＭ検波回路の出力信号に応じて隣接妨害局を検出
する妨害局検出手段と、該妨害局検出手段の出力信号に
応じて前記混合回路の周波数選択特性をシフトするシフ
ト手段とを備えることを特徴とする。
性を有するとともに、ＲＦ信号と局部発振信号とを混合
しＩＦ信号を発生する混合回路と、前記ＩＦ信号をＦＭ
検波するＦＭ検波回路とを備えるラジオ受信機におい
て、ＦＭ検波回路の出力信号に応じて隣接妨害局を検出
する妨害局検出手段と、該妨害局検出手段の出力信号に
応じて前記混合回路の周波数選択特性をシフトするシフ
ト手段とを備えることを特徴とする。
【０００８】また、前記混合回路は、負荷としてコイル
及び可変容量コンデンサーから成る同調回路を有するダ
ブルバランス型差動混合回路により構成され、前記シフ
ト手段の出力信号に応じて可変容量コンデンサーの容量
が変更されることを特徴とする。さらに、前記妨害局検
出手段は、隣接妨害局が希望受信局より高域側または低
域側に発生することを検出するとともに、シフト手段
は、隣接妨害局が希望受信局より高域側で発生したとき
前記混合回路の周波数選択特性を低域側にシフトさせ、
隣接妨害局が希望受信局より低域側に発生したとき前記
周波数特性を高域側にシフトさせることを特徴とする。
及び可変容量コンデンサーから成る同調回路を有するダ
ブルバランス型差動混合回路により構成され、前記シフ
ト手段の出力信号に応じて可変容量コンデンサーの容量
が変更されることを特徴とする。さらに、前記妨害局検
出手段は、隣接妨害局が希望受信局より高域側または低
域側に発生することを検出するとともに、シフト手段
は、隣接妨害局が希望受信局より高域側で発生したとき
前記混合回路の周波数選択特性を低域側にシフトさせ、
隣接妨害局が希望受信局より低域側に発生したとき前記
周波数特性を高域側にシフトさせることを特徴とする。
【０００９】またさらに、前記妨害局検出手段は、前記
ＦＭ検波回路の出力信号を平滑する平滑回路と、該平滑
回路の出力信号信号と少なくとも２つ以上の基準電圧と
を比較する比較する手段とを備えたことを特徴とする。
ＦＭ検波回路の出力信号を平滑する平滑回路と、該平滑
回路の出力信号信号と少なくとも２つ以上の基準電圧と
を比較する比較する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態を示す
図であり、２０は、可変容量コンデンサー２０ａ及びコ
イル２０ｂから成り周波数選択特性を定める選択同調回
路を有する混合回路、２１はＦＭ検波回路１９の出力信
号を平滑する平滑回路、２２は、平滑回路２１の出力信
号をデジタル変換するＡ／Ｄ変換手段２３と、Ａ／Ｄ変
換手段２３の出力信号を所定値と比較する比較手段によ
って妨害局を検出する妨害局検出回路２４と、妨害局検
出回路２２の出力信号に応じて可変容量コンデンサー２
０ａの容量を変更するためのシフト信号を発生するシフ
ト手段２５と、シフト手段２５の出力信号をアナログ変
換するＤ／Ａ変換手段２６とを有するマイクコンピュー
タである。尚、図１において、図２の従来例と同一の回
路については、図２と同一の符号を付す。
図であり、２０は、可変容量コンデンサー２０ａ及びコ
イル２０ｂから成り周波数選択特性を定める選択同調回
路を有する混合回路、２１はＦＭ検波回路１９の出力信
号を平滑する平滑回路、２２は、平滑回路２１の出力信
号をデジタル変換するＡ／Ｄ変換手段２３と、Ａ／Ｄ変
換手段２３の出力信号を所定値と比較する比較手段によ
って妨害局を検出する妨害局検出回路２４と、妨害局検
出回路２２の出力信号に応じて可変容量コンデンサー２
０ａの容量を変更するためのシフト信号を発生するシフ
ト手段２５と、シフト手段２５の出力信号をアナログ変
換するＤ／Ａ変換手段２６とを有するマイクコンピュー
タである。尚、図１において、図２の従来例と同一の回
路については、図２と同一の符号を付す。
【００１１】図１において、受信ＲＦ信号は、ＲＦ増幅
回路１で増幅された後、混合回路２０で局部発振回路３
からの局部発振信号によってＩＦ信号に周波数変換され
る。混合回路２０の負荷は可変容量コンデンサー２０ａ
及びコイル２０ｂから成る同調回路で構成され、混合回
路は図３（イ）の実線の如き周波数選択特性を有する。
前記特性は、図３（イ）の実線の如く、例えばＩＦ信号
の１０．７ＭＨｚの中心周波数に対して±２ＭＨｚの通
過帯域を有するように設定され、前記同調回路の同調周
波数は後述されるマイクロコンピュータ２２の出力信号
により可変容量コンデンサー２０ａの容量が制御される
ことにより設定される。混合回路２０の出力信号はＩＦ
フィルタ１７で帯域制限された後、ＩＦ増幅回路１８で
増幅され、さらにＦＭ検波回路１９でＦＭ検波される。
回路１で増幅された後、混合回路２０で局部発振回路３
からの局部発振信号によってＩＦ信号に周波数変換され
る。混合回路２０の負荷は可変容量コンデンサー２０ａ
及びコイル２０ｂから成る同調回路で構成され、混合回
路は図３（イ）の実線の如き周波数選択特性を有する。
前記特性は、図３（イ）の実線の如く、例えばＩＦ信号
の１０．７ＭＨｚの中心周波数に対して±２ＭＨｚの通
過帯域を有するように設定され、前記同調回路の同調周
波数は後述されるマイクロコンピュータ２２の出力信号
により可変容量コンデンサー２０ａの容量が制御される
ことにより設定される。混合回路２０の出力信号はＩＦ
フィルタ１７で帯域制限された後、ＩＦ増幅回路１８で
増幅され、さらにＦＭ検波回路１９でＦＭ検波される。
【００１２】ＦＭ検波回路１９の出力信号は平滑回路２
１で平滑され、平滑回路２１の出力信号はＡ／Ｄ変換手
段２３でデジタル信号に変換された後、妨害局検出手段
２４に印加される。妨害局検出手段２４において前記デ
ジタル信号に基づき妨害局が検出され、その検出結果が
妨害局検出手段２４からシフト手段２５に印加される。
シフト手段２５からは検出結果に応じてデジタルシフト
信号が発生し、Ｄ／Ａ変換手段２６でアナログのシフト
信号に変換される。前記シフト信号により可変容量コン
デンサー２２ａの容量が制御され、混合回路２０の周波
数特性が高域側または低域側にシフトされる。
１で平滑され、平滑回路２１の出力信号はＡ／Ｄ変換手
段２３でデジタル信号に変換された後、妨害局検出手段
２４に印加される。妨害局検出手段２４において前記デ
ジタル信号に基づき妨害局が検出され、その検出結果が
妨害局検出手段２４からシフト手段２５に印加される。
シフト手段２５からは検出結果に応じてデジタルシフト
信号が発生し、Ｄ／Ａ変換手段２６でアナログのシフト
信号に変換される。前記シフト信号により可変容量コン
デンサー２２ａの容量が制御され、混合回路２０の周波
数特性が高域側または低域側にシフトされる。
【００１３】次に、マイクロコンピュータ２２の動作を
図４のフローチャートを参照して説明する。まず、平滑
回路２１の出力信号がＡ／Ｄ変換手段でデジタル変換さ
れた（Ｓ１）後、妨害局検出手段２４で±Ｖａと比較さ
れる。尚、電圧±Ｖａは基準レベルＶｒｅｆに対して図
３（ロ）の如き関係を有し、また、基準レベルＶｒｅｆ
はＦＭ検波回路１９においてＩＦ信号の中心周波数に対
する検波出力に相当するレベルである。電圧±Ｖａは、
基準レベルＶｒｅｆのデジタルデータに所定電圧データ
を加減算するか、またはマイクロコンピュータ２２内で
生成するかによって得られ、前記基準レベルＶｒｅｆは
マイクロコンピュータ２２の内部で記憶しておく他、マ
イクロコンピュータ２２が生成することにより得られ
る。妨害局検出手段２４において、平滑回路２１の出力
レベルと電圧±Ｖａとが比較される。比較結果によっ
て、妨害局が希望受信局の高域側にあるか低域側にある
かが判別される。即ち、平滑回路２１の出力レベルが＋
Ｖａより高いと、妨害局が高域側にあると判別され、−
Ｖａより低いと妨害局が低域側にあると判別され、さら
に、±Ｖａ以内にあると妨害局がないと判別される（Ｓ
２）。
図４のフローチャートを参照して説明する。まず、平滑
回路２１の出力信号がＡ／Ｄ変換手段でデジタル変換さ
れた（Ｓ１）後、妨害局検出手段２４で±Ｖａと比較さ
れる。尚、電圧±Ｖａは基準レベルＶｒｅｆに対して図
３（ロ）の如き関係を有し、また、基準レベルＶｒｅｆ
はＦＭ検波回路１９においてＩＦ信号の中心周波数に対
する検波出力に相当するレベルである。電圧±Ｖａは、
基準レベルＶｒｅｆのデジタルデータに所定電圧データ
を加減算するか、またはマイクロコンピュータ２２内で
生成するかによって得られ、前記基準レベルＶｒｅｆは
マイクロコンピュータ２２の内部で記憶しておく他、マ
イクロコンピュータ２２が生成することにより得られ
る。妨害局検出手段２４において、平滑回路２１の出力
レベルと電圧±Ｖａとが比較される。比較結果によっ
て、妨害局が希望受信局の高域側にあるか低域側にある
かが判別される。即ち、平滑回路２１の出力レベルが＋
Ｖａより高いと、妨害局が高域側にあると判別され、−
Ｖａより低いと妨害局が低域側にあると判別され、さら
に、±Ｖａ以内にあると妨害局がないと判別される（Ｓ
２）。
【００１４】まず、隣接妨害局がない場合、または、妨
害局があっても電界強度が弱い場合、妨害局の影響を大
きく受けないため図３の如く平滑回路２１の出力信号は
基準レベルＶｒｅｆの近傍のレベルとなり、平滑回路２
１の出力信号が±Ｖａ以内であるので、シフト手段２３
から基準シフトデータが発生する。基準シフトデータは
Ｄ／Ａ変換手段２６でアナログ変換され、混合回路２０
の可変容量コンデンサー２０ａに印加される（Ｓ３）。
基準シフト信号は周波数選択特性が図３（イ）の実線の
如き特性になるように設定されている。そして、ラジオ
受信機は混合回路２０の周波数特性がシフトされた状態
で所定時間待機された（Ｓ４）後、Ｓ１に戻る。
害局があっても電界強度が弱い場合、妨害局の影響を大
きく受けないため図３の如く平滑回路２１の出力信号は
基準レベルＶｒｅｆの近傍のレベルとなり、平滑回路２
１の出力信号が±Ｖａ以内であるので、シフト手段２３
から基準シフトデータが発生する。基準シフトデータは
Ｄ／Ａ変換手段２６でアナログ変換され、混合回路２０
の可変容量コンデンサー２０ａに印加される（Ｓ３）。
基準シフト信号は周波数選択特性が図３（イ）の実線の
如き特性になるように設定されている。そして、ラジオ
受信機は混合回路２０の周波数特性がシフトされた状態
で所定時間待機された（Ｓ４）後、Ｓ１に戻る。
【００１５】また、受信希望局の高域側に妨害局が隣接
する場合、ＦＭ検波回路１９は妨害局によって高域側に
離調するので、妨害局の電界強度が強くなるに従い平滑
回路２１の出力信号レベルは図３（ロ）の一点鎖線の如
く高くなる。平滑回路２１の出力レベルが電圧＋Ｖａよ
り高くなると、基準シフトデータに所定データが加算さ
れ、シフト手段２５から第１シフトデータが発生する
（Ｓ５）。第１シフトデータはＤ／Ａ変換手段２６でア
ナログ変換され、可変容量コンデンサー２０ａに印加さ
れる。その為、可変容量コンデンサー２２ａの容量は大
になり、同調回路の同調周波数は低くなり、混合回路２
０の周波数選択特性は図３（イ）の一点鎖線の如く基準
の周波数選択特性より低域側にシフトする（Ｓ６）。よ
って、希望放送局の高域側の混合回路２０の減衰度は大
きくなり、隣接妨害局を減衰させることができる。そし
て、所定時間経過した後（Ｓ７）、シフト手段２５は基
準シフトデータを発生し、混合回路２０の周波数選択特
性は図３（イ）の実線の如き特性に戻る（Ｓ８）。そし
て、Ｓ１に戻り、混合回路２０の周波数選択特性の調整
動作が行われる。
する場合、ＦＭ検波回路１９は妨害局によって高域側に
離調するので、妨害局の電界強度が強くなるに従い平滑
回路２１の出力信号レベルは図３（ロ）の一点鎖線の如
く高くなる。平滑回路２１の出力レベルが電圧＋Ｖａよ
り高くなると、基準シフトデータに所定データが加算さ
れ、シフト手段２５から第１シフトデータが発生する
（Ｓ５）。第１シフトデータはＤ／Ａ変換手段２６でア
ナログ変換され、可変容量コンデンサー２０ａに印加さ
れる。その為、可変容量コンデンサー２２ａの容量は大
になり、同調回路の同調周波数は低くなり、混合回路２
０の周波数選択特性は図３（イ）の一点鎖線の如く基準
の周波数選択特性より低域側にシフトする（Ｓ６）。よ
って、希望放送局の高域側の混合回路２０の減衰度は大
きくなり、隣接妨害局を減衰させることができる。そし
て、所定時間経過した後（Ｓ７）、シフト手段２５は基
準シフトデータを発生し、混合回路２０の周波数選択特
性は図３（イ）の実線の如き特性に戻る（Ｓ８）。そし
て、Ｓ１に戻り、混合回路２０の周波数選択特性の調整
動作が行われる。
【００１６】さらに、受信希望局の低域側に妨害局が隣
接する場合、ＦＭ検波回路１９は妨害局によって低域側
に離調するので、妨害局の電界強度が強くなるに従い平
滑回路２１の出力信号は図３（ロ）の二点鎖線の如く低
くなる。平滑回路２１の出力レベルが電圧−Ｖａより低
くなると、基準シフトデータから所定データが減算さ
れ、シフト手段２６から第２シフトデータが発生する
（Ｓ９）。第２シフトデータはＤ／Ａ変換手段２６でア
ナログ変換され、可変容量コンデンサー２０ａに印加さ
れる。その為、可変容量コンデンサー２２ａの容量は小
になり、同調回路の同調周波数は低くなり、混合回路２
０の周波数選択特性は図３（イ）の二点鎖線の如く基準
の周波数選択特性より高域側にシフトする（Ｓ６）。よ
って、希望放送局の低域側の混合回路２０の減衰度は大
きくなり、隣接妨害局を減衰させることができる。そし
て、所定時間経過した後（Ｓ７）、シフト手段２５は基
準シフトデータを発生し、混合回路２０の周波数選択特
性は図３（イ）の実線の如き特性に戻る（Ｓ８）。そし
て、Ｓ１の戻り、混合回路２０の周波数選択特性の調整
動作が行われる。シフトされた混合回路２０の周波数選
択特性を元に戻し、妨害局を検出すれば、常に妨害局の
影響を検出しそれに応じて混合回路２０の周波数選択特
性を変更することができるので、例えば車載用ラジオ受
信機等の常に受信状態が変化するラジオ受信機において
有効である。
接する場合、ＦＭ検波回路１９は妨害局によって低域側
に離調するので、妨害局の電界強度が強くなるに従い平
滑回路２１の出力信号は図３（ロ）の二点鎖線の如く低
くなる。平滑回路２１の出力レベルが電圧−Ｖａより低
くなると、基準シフトデータから所定データが減算さ
れ、シフト手段２６から第２シフトデータが発生する
（Ｓ９）。第２シフトデータはＤ／Ａ変換手段２６でア
ナログ変換され、可変容量コンデンサー２０ａに印加さ
れる。その為、可変容量コンデンサー２２ａの容量は小
になり、同調回路の同調周波数は低くなり、混合回路２
０の周波数選択特性は図３（イ）の二点鎖線の如く基準
の周波数選択特性より高域側にシフトする（Ｓ６）。よ
って、希望放送局の低域側の混合回路２０の減衰度は大
きくなり、隣接妨害局を減衰させることができる。そし
て、所定時間経過した後（Ｓ７）、シフト手段２５は基
準シフトデータを発生し、混合回路２０の周波数選択特
性は図３（イ）の実線の如き特性に戻る（Ｓ８）。そし
て、Ｓ１の戻り、混合回路２０の周波数選択特性の調整
動作が行われる。シフトされた混合回路２０の周波数選
択特性を元に戻し、妨害局を検出すれば、常に妨害局の
影響を検出しそれに応じて混合回路２０の周波数選択特
性を変更することができるので、例えば車載用ラジオ受
信機等の常に受信状態が変化するラジオ受信機において
有効である。
【００１７】尚、判別時のしきい値を±Ｖａだけでなく
２個以上設けることにより、妨害局の電界強度により平
滑回路２１の出力信号レベルの細かい判別を行うことが
できる。それぞれの比較回路の出力信号に応じて混合回
路２０の周波数選択特性のシフト量を変えれば、妨害局
の電界強度に応じて減衰度が変わるので、効果的に妨害
局を減衰させることができる。
２個以上設けることにより、妨害局の電界強度により平
滑回路２１の出力信号レベルの細かい判別を行うことが
できる。それぞれの比較回路の出力信号に応じて混合回
路２０の周波数選択特性のシフト量を変えれば、妨害局
の電界強度に応じて減衰度が変わるので、効果的に妨害
局を減衰させることができる。
【００１８】
【実施例】図５は、混合回路２０の具体回路例を示す図
であり、２７はＲＦ信号と周波数が同一で互いに逆相の
信号を発生する信号発生回路、２８は信号発生回路２７
の出力信号が印加される第１差動対、２９及び３０は互
いに逆相の局部発振信号が印加される第２及び第３差動
対、３１は、可変容量コンデンサー３２と、コンデンサ
ー３３乃至３５と、コイル３６及び３７とからなる負荷
である。尚、第１乃至第３差動対２８乃至３０の動作は
従来のダブルバランス型混合回路と同一なため説明を省
略する。
であり、２７はＲＦ信号と周波数が同一で互いに逆相の
信号を発生する信号発生回路、２８は信号発生回路２７
の出力信号が印加される第１差動対、２９及び３０は互
いに逆相の局部発振信号が印加される第２及び第３差動
対、３１は、可変容量コンデンサー３２と、コンデンサ
ー３３乃至３５と、コイル３６及び３７とからなる負荷
である。尚、第１乃至第３差動対２８乃至３０の動作は
従来のダブルバランス型混合回路と同一なため説明を省
略する。
【００１９】図５において、可変容量コンデンサー３２
の容量はマイクロコンピュータ２２からの制御信号によ
って可変される。その為、コンデンサー３２乃至３５
と、コイル３６とから成る同調回路の同調周波数は変更
され、混合回路の周波数選択特性が変更される。即ち、
前記同調周波数ｆ１は、可変容量コンデンサーＣｎと
し、コンデンサー３３乃至３４の容量をＣ１乃至Ｃ３と
し、コイル３７のインダクタをＬとすると、
の容量はマイクロコンピュータ２２からの制御信号によ
って可変される。その為、コンデンサー３２乃至３５
と、コイル３６とから成る同調回路の同調周波数は変更
され、混合回路の周波数選択特性が変更される。即ち、
前記同調周波数ｆ１は、可変容量コンデンサーＣｎと
し、コンデンサー３３乃至３４の容量をＣ１乃至Ｃ３と
し、コイル３７のインダクタをＬとすると、
【００２０】
【数１】 となる。式（１）から明らかな如く、可変容量コンデン
サー３２の容量を小にすると同調周波数ｆ１は高くな
り、前記容量を大にすると同調周波数ｆ１は低くなる。
よって、マイクロコンピュータ２２からの制御信号に応
じて、混合回路の周波数選択特性は図３の如く変更され
る。
サー３２の容量を小にすると同調周波数ｆ１は高くな
り、前記容量を大にすると同調周波数ｆ１は低くなる。
よって、マイクロコンピュータ２２からの制御信号に応
じて、混合回路の周波数選択特性は図３の如く変更され
る。
【００２１】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明に依れば、検波
回路の出力信号に基づき隣接妨害局を検出し、その検出
結果に応じて混合回路の周波数選択特性を変更するの
で、ＩＦ信号ラインを１系統にすることができ、回路構
成を簡単にすることができる。また、ＩＦフィルタ回路
は１系統に必要な分だけで良いので、集積化した場合に
外付け素子を削減でき、ＩＣ化に好適なラジオ受信機を
提供できる。また、混合回路として、負荷にコイルと可
変容量コンデンサーとから成る同調回路を備えるダブル
バランス型差動増幅器を用いて、可変容量コンデンサー
の容量を制御することにより周波数選択特性を制御する
ので、回路構成を簡単化することができる。
回路の出力信号に基づき隣接妨害局を検出し、その検出
結果に応じて混合回路の周波数選択特性を変更するの
で、ＩＦ信号ラインを１系統にすることができ、回路構
成を簡単にすることができる。また、ＩＦフィルタ回路
は１系統に必要な分だけで良いので、集積化した場合に
外付け素子を削減でき、ＩＣ化に好適なラジオ受信機を
提供できる。また、混合回路として、負荷にコイルと可
変容量コンデンサーとから成る同調回路を備えるダブル
バランス型差動増幅器を用いて、可変容量コンデンサー
の容量を制御することにより周波数選択特性を制御する
ので、回路構成を簡単化することができる。
【００２２】また、妨害局が希望局より高い周波数で発
生した場合混合回路の周波数選択特性を低くし、妨害局
が低い周波数で発生した場合前記周波数選択特性を高く
するので、効果的に妨害局を減衰させ、隣接妨害を防止
することができる。
生した場合混合回路の周波数選択特性を低くし、妨害局
が低い周波数で発生した場合前記周波数選択特性を高く
するので、効果的に妨害局を減衰させ、隣接妨害を防止
することができる。
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【図３】本発明の動作説明に供するための特性図であ
る。
る。
【図４】本発明の動作説明に供するためのフローチャー
トである。
トである。
【図５】混合回路２０の具体回路例を示す回路図であ
る。
る。
２０ 混合回路 ２１ 平滑回路 ２２ マイクロコンピュータ ２３ Ａ／Ｄ変換手段 ２４ 妨害局検出手段 ２５ シフト手段 ２６ Ｄ／Ａ変換手段
Claims (4)
- 【請求項１】周波数選択特性を有するとともに、ＲＦ信
号と局部発振信号とを混合しＩＦ信号を発生する混合回
路と、前記ＩＦ信号をＦＭ検波するＦＭ検波回路とを備
えるラジオ受信機において、 ＦＭ検波回路の出力信号に応じて隣接妨害局を検出する
妨害局検出手段と、 該妨害局検出手段の出力信号に応じて前記混合回路の周
波数選択特性をシフトするシフト手段と、 を備えることを特徴とするラジオ受信機。 - 【請求項２】前記混合回路は、負荷としてコイル及び可
変容量コンデンサーから成る同調回路を有するダブルバ
ランス型差動混合回路により構成され、前記シフト手段
の出力信号に応じて可変容量コンデンサーの容量が変更
されることを特徴とする請求項１記載のラジオ受信機。 - 【請求項３】前記妨害局検出手段は、隣接妨害局が希望
受信局より高域側または低域側に発生することを検出す
るとともに、 シフト手段は、隣接妨害局が希望受信局より高域側で発
生したとき前記混合回路の周波数選択特性を低域側にシ
フトさせ、隣接妨害局が希望受信局より低域側に発生し
たとき前記周波数特性を高域側にシフトさせることを特
徴とする請求項１記載のラジオ受信機。 - 【請求項４】前記妨害局検出手段は、 前記ＦＭ検波回路の出力信号を平滑する平滑回路と、 該平滑回路の出力信号信号と少なくとも２つ以上の基準
電圧とを比較する比較する手段とを備えたことを特徴と
する請求項１記載のラジオ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16190396A JP3276849B2 (ja) | 1996-06-21 | 1996-06-21 | ラジオ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16190396A JP3276849B2 (ja) | 1996-06-21 | 1996-06-21 | ラジオ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1013280A JPH1013280A (ja) | 1998-01-16 |
| JP3276849B2 true JP3276849B2 (ja) | 2002-04-22 |
Family
ID=15744216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16190396A Expired - Fee Related JP3276849B2 (ja) | 1996-06-21 | 1996-06-21 | ラジオ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3276849B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100597867B1 (ko) * | 1999-07-23 | 2006-07-06 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 이동통신 시스템에서의 수신 장치 |
| JP3906792B2 (ja) * | 2002-01-22 | 2007-04-18 | 松下電器産業株式会社 | 高周波信号受信装置とその製造方法 |
| JP3906173B2 (ja) | 2003-03-17 | 2007-04-18 | 松下電器産業株式会社 | 可変利得増幅回路 |
| JP4805317B2 (ja) * | 2008-02-20 | 2011-11-02 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 通信システム |
| JP4751427B2 (ja) * | 2008-08-08 | 2011-08-17 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 通信システム |
| JP5308471B2 (ja) * | 2011-04-19 | 2013-10-09 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 通信システム |
-
1996
- 1996-06-21 JP JP16190396A patent/JP3276849B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1013280A (ja) | 1998-01-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100329873B1 (ko) | 위상-직교중간주파수필터를구비한주파수변조수신기 | |
| US5437051A (en) | Broadband tuning circuit for receiving multi-channel signals over a broad frequency range | |
| US6389273B1 (en) | Adjacent channel interference reduction in a FM receiver | |
| US7509106B2 (en) | Test signal generation circuit, and reception circuit | |
| KR960008953B1 (ko) | Am 라디오 수신기 | |
| JP3164008B2 (ja) | 無線受信機 | |
| US4761828A (en) | Radio receiver | |
| JP3276849B2 (ja) | ラジオ受信機 | |
| US20110151816A1 (en) | Radio Frequency (RF) Receiver with Frequency Planning and Method Therefor | |
| EP0469301B1 (en) | Signal-strength-peak detecting circuit for automatic tuning circuit | |
| US6686861B1 (en) | Slice circuit capable of accurate conversion of an analog signal to a digital signal | |
| US6054899A (en) | Automatic gain control circuit with low distortion | |
| KR100414371B1 (ko) | 자동이득조정전압을 이용한 수신기의 동작범위 제어장치및 그 방법 | |
| US20030064697A1 (en) | Analog baseband signal processing system and method | |
| EP0687080B1 (en) | Receive signal level detection system | |
| KR20010108250A (ko) | 이미지 리젝션 | |
| US20060223472A1 (en) | DC cancellation circuit | |
| EP0570125A1 (en) | Unbalanced-balanced converter as a mixer input circuit | |
| US6236842B1 (en) | Radio receiver | |
| JP3075971B2 (ja) | ラジオ受信機 | |
| JP3036763B2 (ja) | Ａｍラジオ受信機 | |
| KR100281360B1 (ko) | 위상동기루프 에프엠/에이엠 튜너의 약전계 보상장치 | |
| JP2865334B2 (ja) | Ａｍラジオ受信機 | |
| KR100539867B1 (ko) | 무선단말기의 국부발진주파수 자동 조정장치 | |
| JP2000174557A (ja) | ミクサ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |