JP5375521B2

JP5375521B2 - 高周波増幅器および無線通信装置

Info

Publication number: JP5375521B2
Application number: JP2009246539A
Authority: JP
Inventors: 克彰高橋; 登佐生; 直人吉川; 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2009-10-27
Filing date: 2009-10-27
Publication date: 2013-12-25
Anticipated expiration: 2029-10-27
Also published as: CN102055415A; US8649738B2; US20110098013A1; CN102055415B; JP2011097160A

Description

本発明は、テレビジョンチューナ等の無線通信装置のフロントエンド部に適用可能な高周波増幅器およびこれを適用した無線通信装置に関するものである。

無線通信周波数（ＲＦ）に受信周波数に帯域制限をかけて希望する周波数のみ選択する受信機において、高周波増幅器の負荷にはほとんどの場合、ＬＣ共振器が利用されている。

図１は、負荷に並列ＬＣ共振器を適用したフロントエンド回路の高周波増幅器の構成例を示す回路図である。

この高周波増幅器１は、増幅部であるｇｍアンプ２、負荷回路３、および出力端子ＴＯ１、ＴＯ２を有する。
負荷回路３は、ｇｍアンプ２の出力と出力端子ＴＯ１，ＴＯ２との間に配置されている。
負荷回路３は、ノードＮＤ１がｇｍアンプ２の出力および出力端子ＴＯ１に接続され、ノードＮＤ２が出力端子ＴＯ２および基準電位ＶＳＳに接続されている。
負荷回路３は、可変容量素子Ｃ、インダクタＬ、および共振インピーダンス素子としての抵抗素子Ｒを有する。
可変容量素子Ｃ、インダクタＬ、および抵抗素子Ｒは、ノードＮＤ１とノードＮＤ２間に並列に接続されている。
この負荷回路３においては、たとえば容量素子Ｃの容量値を可変にすることで、帯域を切り替え、帯域切り替えに伴う利得変動を補償するように構成される。

図２は、図１の高周波増幅器におけるゲインの周波数依存性を示す図である。
図２において、横軸が周波数を、縦軸がゲインをそれぞれ表している。

並列ＬＣ共振器の共振時のインピーダンス（共振インピーダンス）ＲｏはωＬＱで決まるため周波数が高くなるにつれて負荷のインピーダンスも高くなり、増幅器のゲインはトランスコンダクタンスｇｍと共振インピーダンスＲｏから以下のように表わされる。

その結果、図１の高周波増幅器は、図２のようにゲインに周波数依存性を持つ特性となる。

特開２００８−１６０６６０号公報

図１の例のように、並列ＬＣ共振器をＲＦアンプの負荷に使用することにより、周波数間でのゲイン偏差が大きくなり、広帯域にわたって増幅器の動作状態を一定に保つことができない。
このことによってＳＮＲ、歪性能の周波数特性が大きくなり最適な動作点を決定することが困難になる。

ゲイン偏差を小さくする方法としては増幅器から供給される電流を調整する回路を追加することによって可能となるが、回路規模・消費電力の増大、ノイズの増加などの悪影響を及ぼす。
また、この回路構成は共振時のインピーダンスが非常に高くなるため増幅部の出力端での振幅が大きくなり、歪性能の劣化によってダイナミックレンジに制限を与えてしまう。

本発明は、回路規模、消費電力の増大を抑止しつつ、出力端での振幅を抑制してダイナミックレンジを広げることが可能となり、また、ゲインの周波数依存性を安定に保つことが可能な高周波増幅器および無線通信装置を提供することにある。

本発明の第１の観点の高周波増幅器は、入力信号を電圧信号から電流信号に変換して出力する機能を有する増幅部と、出力端子と、上記増幅部の出力端が接続され、当該増幅部から出力される電流信号を電圧信号として上記出力端子に出力する負荷回路と、を有し、上記負荷回路は、第１のリアクタンス素子と、第２のリアクタンス素子と、第３のリアクタンス素子と、を有し、上記第１のリアクタンス素子の一端と上記第２のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記増幅部の出力端に接続され、上記第２のリアクタンス素子の他端と上記第３のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記出力端子に接続され、上記第１のリアクタンス素子と上記第３のリアクタンス素子が並列に接続され、上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、容量性リアクタンス素子または誘導性リアクタンス素子により形成され、上記第３のリアクタンス素子は、誘導性リアクタンス素子または容量性リアクタンス素子により形成され、上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、リアクタンスが可変である。

本発明の第２の観点の無線受信装置は、局部発振部による局部発振信号に基づいて主信号に対する所定の処理を行うフロントエンド部を有し、上記フロントエンド部は、受信信号を受けて上記主信号を出力する高周波増幅器を含み、上記高周波増幅器は、入力信号を電圧信号から電流信号に変換して出力する機能を有する増幅部と、出力端子と、上記増幅部の出力端が接続され、当該増幅部から出力される電流信号を電圧信号として上記出力端子に出力する負荷回路と、を有し、上記負荷回路は、第１のリアクタンス素子と、第２のリアクタンス素子と、第３のリアクタンス素子と、を有し、上記第１のリアクタンス素子の一端と上記第２のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記増幅部の出力端に接続され、上記第２のリアクタンス素子の他端と上記第３のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記出力端子に接続され、上記第１のリアクタンス素子と上記第３のリアクタンス素子が並列に接続され、上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、容量性リアクタンス素子または誘導性リアクタンス素子により形成され、上記第３のリアクタンス素子は、誘導性リアクタンス素子または容量性リアクタンス素子により形成され、上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、リアクタンスが可変である。

本発明によれば、回路規模、消費電力の増大を抑止しつ、出力端での振幅を抑制してダイナミックレンジを広げることが可能となる。
また、ゲインの周波数依存性をフラットな特性に安定に保つことができる。

負荷に並列ＬＣ共振器を適用したフロントエンド回路の高周波増幅器の構成例を示す回路図である。図１の高周波増幅器におけるゲインの周波数依存性を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す回路図である。図３の高周波増幅器におけるゲインの周波数依存性を、図１の高周波増幅器の周波数依存性と比較して示す図である。本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す回路図である。本実施形態に係る高周波増幅器を採用した無線通信装置のＲＦフロントエンド部の構成例を示す図である。本実施形態に係る高周波増幅器を採用したテレビジョン受像機のチューナ部の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
１．第１の実施形態（高周波増幅器の第１の構成例）
２．第２の実施形態（高周波増幅器の第２の構成例）
３．第３の実施形態（無線通信装置のフロントエンド部の構成例）
４．第４の実施形態（テレビジョン受像機のチューナ部の構成例）

＜１．第１の実施形態＞
図３は、本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す回路図である。

本第１の実施形態に係る高周波増幅器１０は、図３に示すように、ｇｍアンプにより形成される増幅部１１、負荷回路１２、入力端子ＴＩ１１、第１の出力端子ＴＯ１１、第２の出力端子ＴＯ１２、第１のノードＮＤ１１、および第２のノードＮＤ１２を有する。

本第１の実施形態の高周波増幅器１０は、直列容量と並列容量の容量２個とインダクタ１個を含むタップ容量共振器を負荷回路１２として採用している。
タップ容量共振器の負荷回路１２において、容量比を適切に選ぶことにより高周波増幅器１０での出力端インピーダンスを低インピーダンス化し、出力端での振幅を小さくすることによってダイナミックレンジを広くすることができる負荷方式が採用されている。
また、高周波増幅器１０は、負荷回路１２において、容量を変化させてある帯域をカバーする場合、負荷回路１２におけるタップ容量共振器負荷と並列に固定容量を接続する構成が採用できる。
この構成を採用することによって、容量比を周波数に依存して変化させることができ、インピーダンス変換比に周波数依存性を持たせて広帯域にわたってゲインを一定に保つことができるようになる。

増幅部１１は、負荷回路１２に接続されて、たとえばＲＦ信号をゲート（制御端子）に受けて増幅する増幅素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含んで構成される。
増幅部１１を形成するｇｍアンプは、トランスコンダクタンスｇｍを有する。
増幅部１１は、アンテナで受信され、入力端子ＴＩ１１を介して入力された所定周波数の入力信号を電圧信号Ｖｉｎから電流信号に変換する。

負荷回路１２は、増幅部１１の出力と出力端子ＴＯ１１，ＴＯ１２との間に配置されている。
負荷回路１２は、第１の可変容量素子Ｃ１１、第２の可変容量素子Ｃ１２、固定容量素子Ｃ１３、インダクタＬ１１、および共振インピーダンス素子（Ｒｏ）としての抵抗素子Ｒ１１を有する。
第１の可変容量素子Ｃ１１が容量性リアクタンス素子である第１のリアクタンス素子に相当し、第２の可変容量素子Ｃ１２が容量性リアクタンス素子である第２のリアクタンス素子に相当する。インダクタＬ１１が誘導性リアクタンス素子である第３のリアクタンス素子に相当する。

負荷回路１２は、第１のノードＮＤ１１が増幅部１１の出力端を形成する第１のノードＮＤ１１に接続されている。
第１のノードＮＤ１１は第２の可変容量素子Ｃ１２を介して第１の出力端子ＴＯ１１に接続され、第２のノードＮＤ１２が第２の出力端子ＴＯ１２および基準電位ＶＳＳ（たとえば接地電位ＧＮＤ）に接続されている。

第１の可変容量素子Ｃ１１により並列容量が形成され、第２の可変容量素子Ｃ１２により直列容量が形成される。

第１の可変容量素子Ｃ１１は、その一端（一電極端）が第１のノードＮＤ１１に接続され、他端（他電極端）が第２のノードＮＤ１２に接続されている。
第２の可変容量素子Ｃ１２は、その一端（一電極端）が第１のノードＮＤ１１に接続され、他端（他電極端）が第１の出力端子ＴＯ１１に接続されている。
第２の可変容量素子Ｃ１２の他端（他電極端）と第１の出力端子ＴＯ１１との接続ラインにノードＮＤ１３が形成されている。
固定容量素子Ｃ１３は、その一端（一電極端）が第１のノードＮＤ１１に接続され、他端（他電極端）が第２のノードＮＤ１２に接続されている。
インダクタＬ１１は、その一端がノードＮＤ１３、すなわち第２の可変容量素子Ｃ１２の他端（他電極端）に接続され、他端が第２のノードＮＤ１２（第２の出力端子ＴＯ１２）に接続されている。
抵抗素子Ｒ１１は、共振時のインピーダンスωＬＱを等価的に表しているものである。この抵抗素子１１は、等価的に、その一端がノードＮＤ１３（第１の出力端子ＴＯ１１）に接続され、他端が第２のノードＮＤ１２（第２の出力端子ＴＯ１２）に接続される。

以下の説明では、第１の可変容量素子Ｃ１１の容量値をＣ１で示し、第２の可変容量素子Ｃ１２の容量値をＣ２で示し、固定容量素子Ｃ１３の容量値をＣｃで示す。
本実施形態において、可変容量素子Ｃ１１，Ｃ１２の容量値Ｃ１，Ｃ２は２００ｐＦ程度に、固定容量素子Ｃ１３の容量値Ｃｃは１ｐＦ程度に、インダクタＬ１１のインダクタンスは２００ｎＨ程度に設定される。

次に、図３の高周波増幅器の動作を説明する。

入力端子ＴＩ１１に入力された信号は増幅部１１で入力信号に比例した電流へ変換され、その入力信号に比例した電流が負荷回路１２に流れ出力端子ＴＯ１１，ＴＯ１２から電圧として出力される。

増幅部１１の出力端を形成する第１のノードＮＤ１１における電圧振幅をＶａｍｐ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１からの出力端子ＴＯ１１への電圧ゲインは次式で表される。

また、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１から出力端子ＴＯ１１側を見込んだインピーダンスＲｉは以下のようになる。

すなわち、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１におけるインピーダンスは共振インピーダンスＲｏを増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１からの出力端子ＴＯ１１への電圧ゲインの２乗で割った値となる。

また、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１における出力電流は、増幅部１１のトランスコンダクタンスｇｍと入力信号Ｖｉｎの積で表わされるので、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１における振幅は以下のようになる。

このように、増幅部１１の出力端における振幅が増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１からの出力端子ＴＯ１１への電圧ゲインの２乗に反比例する。
以上のように、本第１の実施形態においては、従来の並列ＬＣ共振器に比べて増幅部１１の出力端での振幅が制限できることから、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１における歪性能が改善されダイナミックレンジが広がる。

また、本第１の実施形態のように、容量を変化させてある帯域をカバーするシステムの場合は固定容量Ｃｃの値を適切に選ぶことによって、高周波増幅器１０のゲインのフラット化を実現することが可能となる。
高周波増幅器１０のトータルのゲインは以下のように表わされる。

共振インピーダンスＲｏ（ω）は周波数が高くなるにつれて大きくなるため、背景技術で述べた通り、図１の並列ＬＣ共振器を負荷に持つ高周波増幅器は図２のようにゲインに周波数依存性を持ってしまう。
一方、本発明の実施形態に係る負荷方式を適用した高周波増幅器１０では周波数が高くなるにつれて可変容量素子Ｃ１１、Ｃ１２の容量値Ｃ１，Ｃ２は小さくなるが、固定容量素子Ｃ１３の容量値Ｃｃは一定なので、変換比は次のように大きくなる。

その結果、共振インピーダンスＲｏ（ω）の周波数特性と変換比が逆特性の関係になるため、トータルのゲインの周波数特性としては図４の実線Ａで示すようにフラット化が可能となる。

なお、図４は、図３の高周波増幅器におけるゲインの周波数依存性を、図１の高周波増幅器の周波数依存性と比較して示す図である。
図４において、横軸が周波数を、縦軸がゲインをそれぞれ表している。
図４中、実線Ａで示す特性が本実施形態の高周波増幅器１０の特性を、破線Ｂで示す特性が図１の高周波増幅器１の特性を示している。

以上説明したように、本第１の実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
すなわち、タップ容量共振器を増幅器の負荷に用いることにより、増幅部の出力端での振幅を抑制しダイナミッックレンジを広げることが可能となる。
併せて、固定容量素子Ｃ１３を並列に接続することによってゲインの周波数依存性をフラットに保つことができる。

＜２．第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器の構成を示す回路図である。

第２の実施形態に係る高周波増幅器１０Ａが上述した第１の実施形態に係る高周波増幅器１０と異なる点は次の通りである。
すなわち、第２の実施形態に係る高周波増幅器１０Ａでは、負荷回路１２Ａをタップ容量共振器の代わりに、タップインダクタ共振器により構成している。

タップインダクタ共振器の負荷回路１２Ａは、第１の可変インダクタＬ１１Ａ、第２の可変インダクタＬ１２Ａ、固定インダクタＬ１３Ａ、容量素子Ｃ１１Ａ、および共振インピーダンス素子（Ｒｏ）としての抵抗素子Ｒ１１Ａを有する。
第１の可変インダクタＬ１１Ａが誘導性リアクタンス素子である第１のリアクタンス素子に相当し、第２の可変インダクタＬ１２Ａが誘導性リアクタンス素子である第２のリアクタンス素子に相当する。固定容量素子Ｃ１１Ａが容量性リアクタンス素子である第３のリアクタンス素子に相当する。

第１の可変インダクタＬ１１Ａは、その一端（一電極端）が第１のノードＮＤ１１Ａに接続され、他端（他電極端）が第２のノードＮＤ１２Ａに接続されている。
第２の可変インダクタＬ１２Ａは、その一端（一電極端）が第１のノードＮＤ１１Ａに接続され、他端（他電極端）が固定インダクタＬ１３Ａの一端に接続されている。
固定インダクタＬ１３Ａの他端が第１の出力端子ＴＯ１１に接続され、その接続ラインにノードＮＤ１３Ａが形成されている。
固定容量素子Ｃ１１Ａは、その一端（一電極端）がノードＮＤ１３Ａ（第１の出力端子ＴＯ１１）に接続され、他端（他電極端）が第２のノードＮＤ１２Ａ（第２の出力端子ＴＯ１２）に接続されている。
抵抗素子Ｒ１１Ａは、共振時のインピーダンスωＬＱを等価的に表しているものである。この抵抗素子Ｒ１１Ａは、等価的に、その一端がノードＮＤ１３Ａ（第１の出力端子ＴＯ１１）に接続され、他端が第２のノードＮＤ１２Ａ（第２の出力端子ＴＯ１２）に接続される。

以下の説明では、第１の可変インダクタＬ１１Ａのインダクタンス値をＬ１で示し、第２の可変インダクタＬ１２Ａのインダクタンス値をＬ２で示し、固定インダクタＬ１３Ａのインダクタンス値をＬｃで示す。

次に、図５の高周波増幅器の動作を説明する。

入力端子ＴＩ１１に入力された信号は増幅部１１で入力信号に比例した電流へ変換され、その入力信号に比例した電流が負荷回路１２Ａに流れ出力端子ＴＯ１１，ＴＯ１２から電圧として出力される。

第１の実施形態の場合と同様に、増幅部１１の出力端を形成する第１のノードＮＤ１１Ａにおける電圧振幅をＶａｍｐ、出力電圧をＶｏｕｔとすると、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａからの出力端子ＴＯ１１への電圧ゲインは次式で表される。

また、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａから出力端子ＴＯ１１側を見込んだインピーダンスＲｉは以下のようになる。

すなわち、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａにおけるインピーダンスは共振インピーダンスＲｏを増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａからの出力端子ＴＯ１１への電圧ゲインの２乗で割った値となる。

また、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａにおける出力電流は、前述したように増幅部１１のトランスコンダクタンスｇｍと入力信号Ｖｉｎの積で表わされるので、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａにおける振幅は以下のようになる。

このように、増幅部１１の出力端における振幅が増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａからの出力端子ＴＯ１１への電圧ゲインの２乗に反比例する。
以上のように、本第２の実施形態においては、従来の並列ＬＣ共振器に比べて増幅部１１の出力端での振幅が制限できることから、増幅部１１の出力端である第１のノードＮＤ１１Ａにおける歪性能が改善されダイナミックレンジが広がる。

また、本第２の実施形態のように、インダクタのインダクタンスを変化させてある帯域をカバーするシステムの場合は固定インダクタンスＬｃの値を適切に選ぶことによって、高周波増幅器１０Ａのゲインのフラット化を実現することが可能となる。
高周波増幅器１０Ａのトータルのゲインは以下のように表わされる。

共振インピーダンスＲｏ（ω）は周波数が高くなるにつれて大きくなるため、背景技術で述べた通り、図１の並列ＬＣ共振器を負荷に持つ高周波増幅器は図２のようにゲインに周波数依存性を持ってしまう。
一方、本発明の第２の実施形態に係る負荷方式を適用した高周波増幅器１０Ａでは周波数が高くなるにつれて可変インダクタＬ１１Ａ、Ｌ１２Ａのインダクタンス値Ｌ１，Ｌ２は小さくなるが、固定インダクタＬ１３Ａのインダクタンス値Ｌｃは一定である。
したがって、変換比は次のように大きくなる。

以上説明したように、本第２の実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
すなわち、タップインダクタ共振器を増幅器の負荷に用いることにより、増幅部の出力端での振幅を抑制しダイナミックレンジを広げることが可能となる。
併せて、固定インダクタを直列に接続することによってゲインの周波数依存性をフラットに保つことができる。

＜３．第３の実施形態＞
図６は、本実施形態に係る高周波増幅器を採用した無線通信装置のＲＦフロントエンド部の構成例を示す図である。

図６のＲＦフロントエンド部１００は、アンテナ１１０、デュプレクサ１２０、ＲＦアンプ部１３０、局部発振器１４０、およびミキサ１５０,１６０を有する。

デュプレクサ１２０は、１本のアンテナ１１０を送信と受信で共用可能とするために、送信経路と受信経路を電気的に分離する機能を有する。

ＲＦアンプ部１３０は、受信系１３０Ｒおよび送信系１３０Ｔを含んで構成されている。
受信系１３０Ｒは、アンテナ１１０で受信された受信信号を所定のゲインで増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３１を有する。受信系１３０Ｒは、ＬＮＡ１３１の出力信号から所望の周波数帯域の信号を通過させ、ミキサ１５０に主信号として出力するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３２を有する。
送信系１３０Ｔは、ミキサ１６０による出力信号から所望の送信周波数帯域の信号を通信させるＢＰＦ１３３、およびＢＰＦ１３３の出力を増幅してデュプレクサ１２０に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１３４を有する。

ミキサ１５０は、ＢＰＦ１３２から出力される受信信号と局部発振器１４０の局部発振信号とをミキシングして、たとえば中間周波信号（ＩＦ信号）を出力する。
ミキサ１６０は、図示しない送信処理系による送信すべき信号に局部発振器１４０の局部発振信号をミキシングしてＢＰＦ１３３に出力する。

本第３の実施形態のフロントエンド部１００は、ＲＦアンプ部１３０のＬＮＡ１３１に、上述した第１または第２の実施形態の高周波増幅器１０，１０Ａが適用される。
したがって、ＬＮＡ１３１の増幅部の出力端での振幅を抑制しダイナミッックレンジを広げることが可能となり、併せて、ゲインの周波数依存性をフラットに保つことができる。

＜４．第４の実施形態＞
図７は、本実施形態に係る高周波増幅器を採用したテレビジョン受像機のチューナ部の構成例を示す図である。

テレビジョン受像機のチューナ部２００は、受信アンテナ２１０、チューニングフィルタ２２０、ＬＮＡ２３０、チューニングフィルタ２４０、局部発振器２５０、およびミキサ２６０を有する。
チューナ部２００は、さらにＩＦフィルタ２７０、ＩＦアンプ２８０、およびデュモジュレータ２９０を有する。
チューナ部２００において、受信アンテナ２１０、チューニングフィルタ２２０、ＬＮＡ２３０、チューニングフィルタ２４０、局部発振器２５０、ミキサ２６０、ＩＦフィルタ２７０、およびＩＦアンプ２８０によりフロントエンド部が形成される。

受信アンテナ２１０で受信された放送波は、受信信号としてチューニングフィルタ２２０で所望の周波数が抽出され、ＬＮＡ２３０で増幅された後、チューニングフィルタ２４０で所望の周波数が抽出され、主信号としてミキサ２６０に入力される。
ミキサ２６０では、局部発振器２５０の局部発振信号とミキシングされて、ＩＦ信号（中間周波信号）として出力される。このＩＦ信号は、ＩＦフィルタ２７０で不要な成分が除去され、ＩＦアンプ２８０で増幅された後、デュモジュレータ２９０に入力され、ここで復調される。

本第４の実施形態のチューナ部２００は、ＬＮＡ２３０に、上述した第１または第２の実施形態の高周波増幅器１０，１０Ａが適用される。
したがって、ＬＮＡ２３０の増幅部の出力端での振幅を抑制しダイナミッックレンジを広げることが可能となり、併せて、ゲインの周波数依存性をフラットに保つことができる。

なお、本実施形態に係る高周波増幅器が適用される電子機器として、ここではテレビジョン受像機のチューナ部を例に説明したが、本発明は、ＲＦ信号に対する受信機を有する携帯機器等の電子機器にも広く適用可能である。

１０，１０Ａ・・・高周波増幅器、１１・・・ｇｍアンプ（増幅部）、１２，１２Ａ・・・負荷回路、Ｃ１１・・・可変容量素子、Ｃ１２・・・可変容量素子、Ｃ１３・・・固定容量素子、Ｌ１１・・・インダクタ、Ｌ１１Ａ・・・可変インダクタ、Ｌ１２Ａ・・・可変インダクタ、Ｌ１３Ａ・・・固定インダクタ、Ｃ１１Ａ・・・容量素子、Ｒ１１，Ｒ１１Ａ・・・共振インピーダンス素子（Ｒｏ）としての抵抗素子、ＮＤ１１，ＮＤ１１Ａ・・・第１のノード、ＮＤ１２，ＮＤ１２Ａ・・・第２のノード、ＴＩ１１・・・入力端子、ＴＯ１１・・・第１の出力端子、ＴＯ１２・・・第２の出力端子、１００・・・ＲＦフロントエンド部、１１０・・・アンテナ、１２０・・・デュプレクサ、１３０・・・ＲＦアンプ部、１３０Ｒ・・・受信系、１３０Ｔ・・・送信系、１３１・・・低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１３２，１３３・・・バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３４・・・パワーアンプ（ＰＡ）、２００・・・ＴＶチューナ部、２１０・・・アンテナ、２２０，２４０・・・チューニングフィルタ、２３０・・・ＬＮＡ、２５０・・・局部発振器、２６０・・・ミキサ、２７０・・・ＩＦフィルタ、２８０・・・ＩＦアンプ、２９０・・・デュモジュレータ。

Claims

入力信号を電圧信号から電流信号に変換して出力する機能を有する増幅部と、
出力端子と、
上記増幅部の出力端が接続され、当該増幅部から出力される電流信号を電圧信号として上記出力端子に出力する負荷回路と、を有し、
上記負荷回路は、
第１のリアクタンス素子と、
第２のリアクタンス素子と、
第３のリアクタンス素子と、を有し、
上記第１のリアクタンス素子の一端と上記第２のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記増幅部の出力端に接続され、
上記第２のリアクタンス素子の他端と上記第３のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記出力端子に接続され、
上記第１のリアクタンス素子と上記第３のリアクタンス素子が並列に接続され、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、
容量性リアクタンス素子または誘導性リアクタンス素子により形成され、
上記第３のリアクタンス素子は、
誘導性リアクタンス素子または容量性リアクタンス素子により形成され、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、リアクタンスが可変である
高周波増幅器。
上記負荷回路は、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子が、容量が可変の第１および第２の可変容量素子により形成され、上記第３のリアクタンス素子がインダクタにより形成された、タップ容量共振器を含む
請求項１記載の高周波増幅器。
上記増幅部の出力端に対して、上記第１のリアクタンス素子を形成する可変容量素子に並列に容量が固定の固定容量素子が接続されている
請求項２記載の高周波増幅器。
上記負荷回路は、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子が、インダクタンスが可変の第１および第２の可変インダクタにより形成され、上記第３のリアクタンス素子が容量素子により形成された、タップインダクタ共振器を含む
請求項１記載の高周波増幅器。
上記第２の可変インダクタにより形成される上記第２のリアクタンス素子の他端と上記容量素子により形成される上記第３のリアクタンス素子の一端との間に、インダクタンスが固定の固定インダクタが接続されている
請求項４記載の高周波増幅器。
局部発振部による局部発振信号に基づいて主信号に対する所定の処理を行うフロントエンド部を有し、
上記フロントエンド部は、
受信信号を受けて上記主信号を出力する高周波増幅器を含み、
上記高周波増幅器は、

入力信号を電圧信号から電流信号に変換して出力する機能を有する増幅部と、
出力端子と、
上記増幅部の出力端が接続され、当該増幅部から出力される電流信号を電圧信号として上記出力端子に出力する負荷回路と、を有し、
上記負荷回路は、
第１のリアクタンス素子と、
第２のリアクタンス素子と、
第３のリアクタンス素子と、を有し、
上記第１のリアクタンス素子の一端と上記第２のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記増幅部の出力端に接続され、
上記第２のリアクタンス素子の他端と上記第３のリアクタンス素子の一端が接続され、その接続点が上記出力端子に接続され、
上記第１のリアクタンス素子と上記第３のリアクタンス素子が並列に接続され、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、
容量性リアクタンス素子または誘導性リアクタンス素子により形成され、
上記第３のリアクタンス素子は、
誘導性リアクタンス素子または容量性リアクタンス素子により形成され、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子は、リアクタンスが可変である
無線通信装置。
上記負荷回路は、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子が、容量が可変の第１および第２の可変容量素子により形成され、上記第３のリアクタンス素子がインダクタにより形成された、タップ容量共振器を含む
請求項６記載の無線通信装置。
上記増幅部の出力端に対して、上記第１のリアクタンス素子を形成する可変容量素子に並列に容量が固定の固定容量素子が接続されている
請求項７記載の無線通信装置。
上記負荷回路は、
上記第１のリアクタンス素子および上記第２のリアクタンス素子が、インダクタンスが可変の第１および第２の可変インダクタにより形成され、上記第３のリアクタンス素子が容量素子により形成された、タップインダクタ共振器を含む
請求項６記載の無線通信装置。
上記第２の可変インダクタにより形成される上記第２のリアクタンス素子の他端と上記容量素子により形成される上記第３のリアクタンス素子の一端との間に、インダクタンスが固定の固定インダクタが接続されている
請求項９記載の無線通信装置。