JP2009188672A - 増幅器、半導体装置、および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】所望波と３倍の周波数関係にある妨害波が入力されたときの、３倍高調波ミキシングによる受信品質の劣化を抑制することができる増幅器、半導体装置、および通信装置を提供する。
【解決手段】入力信号を増幅して出力するトランジスタを含むＬＮＡ１０４を備えた増幅器１００において、トランジスタの接地させる端子と、絶対的なグランド電位に保たれている外部のグランド端子とを電気的につなぐ経路上に、並列共振回路１０５を備え、並列共振回路１０５の共振周波数は、入力信号の周波数の３倍に設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅器、半導体装置、および通信装置に関するものであり、詳細には、入力された高周波信号のうち所望波を減衰させず、妨害波を減衰させるように適応的に増幅処理を行う技術に関する。

従来、デジタル放送を受信して視聴するためには、ＲＦ（Radio Frequency：ラジオ周波数）信号で発信されているチャンネル信号をアンテナにて受信し、チューナにてＲＦ信号をダウンコンバートすることにより、ＢＢ（Baseband Frequency：ベースバンド帯周波数）信号に復元することが必要となっている。チューナでは、ＲＦ信号は、フィルタにより不要波が抑圧され増幅器にて増幅された後、ミキサにてローカル信号に基づいてダウンコンバートされる。そして、フィルタを介してＢＢ信号が取り出される。

チューナから高品質のＢＢ信号を出力させるためには、フィルタにて不要波を十分に抑圧する必要があるが、フィルタの仕様が厳しくなる。そこで、増幅器の利得を小さくするという方法が提案されている。

図１１に、一般的な従来の増幅器５００の概略構成を示す。

図１１に示すように、増幅器５００は、半導体上に形成されており、入力部５０１に入力された信号を、ＬＮＡ（Low Noise Amp：低雑音アンプ）５０４にて増幅し、出力部５０２に出力する。入力部５０１には、図示しないフィルタから出力されたＲＦ信号が入力される。増幅器５００を半導体チップ内に形成した場合、ＬＮＡ５０４の接地は、半導体チップ上に外部と接続可能に形成されたグランド端子５０３から、パッケージ依存のあるボンディングワイヤ等の寄生インダクタ素子Ｌｐを介して、半導体チップが実装された基板上の絶対グランドに接続されることによって行われている。増幅器５００は、トランジスタの増幅作用を利用することによって増幅を行っている。具体的な増幅器の５００の構成例を、図１２に示す。

図１２に示す増幅器５１０は、入力部５０１、出力部５０２、グランド端子５０３、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）５０５，ＦＥＴ５０６、および負荷５０７により構成されている。ＦＥＴ５０５は、ゲート端子が入力部５０１に接続され、ドレイン端子がＦＥＴ５０６のソース端子に接続され、ソース端子がグランド端子５０３を介して基板上の絶対グランドに接地されている。ＦＥＴ５０６は、ゲート端子にバイアス電圧Ｖｂが供給され、ドレイン端子に負荷５０７を介して電源電圧が供給されている。ＦＥＴ５０６のドレイン端子に出力部５０２が接続されている。

また、増幅器５００は、差動増幅を行うように構成することもできる。図１３に、差動増幅を行う増幅器５２０の構成を示す。増幅器５２０は、入力部５０１、入力部５０１’、出力部５０２、出力部５０２’、グランド端子５０３、ＦＥＴ５０８、およびＦＥＴ５０９により構成されている。ＦＥＴ５０８は、ゲート端子が入力部５０１に接続され、ドレイン端子が出力部５０２に接続されている。ＦＥＴ５０９は、ゲート端子が入力部５０１’に接続され、ドレイン端子が出力部５０２’に接続されている。そして、ＦＥＴ５０８およびＦＥＴ５０９は、それぞれのソース端子がグランド端子５０３に共通接続されている。

次いで、図１２に示した増幅器５１０を例に挙げて、利得について説明する。

図１２に示すように、増幅器５１０のグランド端子５０３から基板上の絶対グランドまでのインピーダンス成分をＺＥ、出力負荷インピーダンスをＺＬと表すとする。このとき、ＦＥＴ５０５，５０６のｇｍ値（トランスコンダクタンス値）が大きいと仮定すれば、増幅器５１０の利得（Ｇａｉｎ）は、式（１）のように簡略化して示すことができる。

Ｇａｉｎ≒２０×ｌｏｇ（ＺＬ／ＺＥ） ・・・式（１）
式（１）を参照すると、インピーダンス成分ＺＥが大きいとき、利得は小さくなることがわかる。

インピーダンス成分ＺＥを大きくするためには、例えば、インピーダンス成分ＺＥを形成する絶対グランドに接続するまでの経路上に、ＬＣ並列共振回路を挿入する方法がある（例えば、特許文献１参照。）。

図１４（ａ）は、ＬＣ並列共振回路６００の構成を示す回路図である。ＬＣ並列共振回路６００は、並列接続されたインダクタＬおよびキャパシタＣにより構成されている。図１４（ａ）は、インダクタＬの寄生抵抗が十分に小さい場合を示している。図１４（ｂ）は、インダクタＬの寄生抵抗Ｒを考慮したときのＬＣＲ並列共振回路６１０を示している。

ＬＣＲ並列共振回路６１０の共振周波数ｆ_０は、式（２）のように示される。

ＬＣ並列共振回路６００の場合は、寄生抵抗が十分に小さいので、式（２）中のＲを含む第２項を無視して共振周波数ｆ_０を計算することができる。図１４（ｃ）に示すように、ＬＣ並列共振回路６００およびＬＣＲ並列共振回路６１０では、共振周波数ｆ_０のときインピーダンスＺが最も高くなる。

また、衛星／移動電話信号受信時に、隣接するＵＴＭＳ地上／衛星電話網による妨害電波を除去する手法として、増幅器の出力信号を感知し、比較的高レベルの出力信号に応答して、共振回路のリアクタンスを可変制御することにより、妨害電波を減衰させる技術も提案されている（例えば、特許文献２参照。）。
特開昭６４−１６００５号公報（１９８９年１月１９日公開） 特開平１０−１０７５５４号公報（１９９８年４月２４日公開） 「EICTA MBRAI 2.0 MOBILE AND PORTABLE DVB-T/H RADIO ACCESS−Part1:Interface specification」，P53−11.1.2.2 Interoperability requirements，＜URL：http://www.eicta.org/index.php?id=34&id_article=152＞

ところで、近年、携帯電話の利用者向けに、ワンセグ（日本）およびＤＶＢ−Ｈ（欧州）等の地上デジタル放送のサービスが急速に普及している。上述したようなチューナを携帯電話に搭載させることにより、携帯電話にて地上デジタル放送を受信し視聴することが可能となっている。

しかしながら、携帯電話自身が発する電波が、携帯電話が受信する地上デジタル放送のチャンネル信号と３倍の周波数関係にあるとき、携帯電話自身が発する電波が妨害波となって、地上デジタル放送の受信品質が著しく劣化するという問題点を有している。

例えば、携帯電話にて、ＤＶＢ−ＨのＲＦ信号の所望波（周波数ｆ_ＲＦ：６５０ＭＨｚ）をダイレクトコンバージョン方式で受信しているとする。所望波は、図１５に示すように、ローカル信号(周波数ｆ_ＬＯ：６５０ＭＨｚ)に基づいて、所望帯域にダウンコンバートされる。ところが所望波を受信中に、所望波の３倍周波数関係にある携帯電話自身が発するＷ−ＣＤＭＡの電波（１９５０ＭＨｚ）を同時に受信してしまうと、この電波とローカル信号の３倍高調波とのミキシングが起こる。このため、不要な電波が所望帯域にダウンコンバートされることにより、地上デジタル放送の受信品質が著しく劣化してしまう。すなわち、Ｗ−ＣＤＭＡの電波が妨害波となり悪影響を与えている。

また、ワンセグでは、Ｌｏｗ−ＩＦ方式を用いて、４３０ｋＨｚの帯域幅を持つ所望波を、５００ｋＨｚのＩＦ周波数にダウンコンバートしている。所望波の周波数をｆ_Ｄ、ローカル信号の周波数をｆ_ＬＯ、ＩＦ周波数をｆ_ＩＦとすれば、ｆ_Ｄ＝（ｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦ）と表すことができる。この場合、妨害波の妨害波の周波数が式（３）に示す周波数ｆ_Ｕのときに、最も受信品質が劣化する。

ｆ_Ｕ＝３ｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦ＝３（ｆ_Ｄ-ｆ_ＩＦ）−ｆ_ＩＦ＝３ｆ_Ｄ−４ｆ_ＩＦ ・・・式（３）
ＤＶＢ−Ｈのように、ダイレクトコンバージョン方式を用いて、８ＭＨｚの帯域幅を持つ所望波をＤＣ近傍にダウンコンバートする場合は、式（３）においてｆ_ＩＦ＝０と考えればよい。よって、ＤＶＢ−Ｈで６５０ＭＨｚの地上デジタル放送を受信しているとき、１９５０ＭＨｚのＷ−ＣＤＭＡ妨害波がｆ_Ｕ＝３ｆ_Ｄの関係を満たすため、最も受信品質が劣化することがわかる。

また、ＵＨＦ帯のＴＶ信号は非常に広帯域（ＤＶＢ−Ｈの場合４７４ＭＨｚ〜８５８ＭＨｚ）であるので、その３倍の周波数関係になってしまう周波数を用いた携帯電話妨害波としては、Ｗ−ＣＤＭＡ１９００ＭＨｚ帯に限らず、ＧＳＭ１８００ＭＨｚ帯等もある。

ここで、ＤＶＢ−Ｈの規格であるＭＢＲＡＩ仕様書（非特許文献１参照）には、３３ｄＢｍの携帯電話の送信パワーＰ_Ｕにアンテナロスを１５ｄＢ分考慮し、チューナの入力端子で１８ｄＢｍのパワーを受けたときに、受信感度の劣化を１．５ｄＢ未満に抑えることが記載されている。

受信感度は、式（４）のように示される。

受信感度＝１０ｌｏｇ（ｋＴＢｗ）＋ＮＦ＋Ｃ／Ｎ ・・・式（４）
（なお、ｋはボルツマン定数（1.38×10^−２３）、Ｔは温度（290Ｋ）、ＢｗはＤＶＢ−Ｈの１チャネルの帯域幅（7.6ＭＨｚ）、ＮＦは雑音指数，Ｃ／Ｎは所要Ｃ／Ｎである。）
所要Ｃ／Ｎ＝１１．３（ｄＢ）（16QAM CR=1/2）、ＮＦ＝５（ｄＢ）のとき、式（４）により、受信感度は、−８８．９ｄＢｍとなる。ゆえに、帯域外の妨害波を受信した時に、受信感度の劣化を１．５ｄＢの以内に抑える受信感度は、−８７．４ｄＢｍ（-88.9＋1.5）となる。

これを考慮すると、所望波と３倍周波数関係にある帯域外妨害波の仕様に関して、式（５）を満足するフィルタ減衰量Ｘ（ｄＢ）が必要とされる。

Ｐ_Ｄ−（Ｐ_Ｕ−△Ｇ−Ｘ）＞１１．３（Ｃ／Ｎ） ・・・式（５）
△Ｇは、所望波の利得Ｇ_Ｄと３倍高調波成分の利得Ｇ_３ｒｄとの差であるConversion gain differenceである。△Ｇ＝Ｇ_Ｄ−Ｇ_３ｒｄと示される。式（５）に、Ｐ_Ｄ＝−８７．４（ｄＢｍ）、Ｐ_Ｕ＝１８（ｄＢｍ）、ΔＧ＝４０（ｄＢ）を代入すると、Ｘ＞７６．７（ｄＢ）となる。

よって、ＤＶＢ−Ｈの規格を満たすべく、上述した条件で帯域外妨害波の影響を抑制し受信感度の劣化を１．５ｄＢ未満に抑えるためには、増幅器の前段に、８０ｄＢ近い減衰を実現するフィルタを構成しなければならない。

つまりは、ローカル信号の３倍高調波は、本来のローカル信号と比較して、１０〜２０ｄＢ減衰しただけの非常に大きなパワーでミキサに与えられている。このため、所望波の３倍に相当する周波数において、携帯電話の強い妨害波を受けるような機器では、３倍高調波ミキシングによる影響が無視できない大きなものとなり、受信品質の劣化を引き起こしてしまう。このため、妨害波を十分に減衰させるフィルタを備えていない限り、Ｗ−ＣＤＭＡ等の携帯周波数を利用する携帯電話ユーザーにとっては、３倍周波数関係にあるＴＶのチャンネルの受信率が著しく劣化してしまう。

しかし、８０ｄＢの減衰量を実現するためには、外付けフィルタに対する要求が非常に厳しく、非常に大きなサイズのフィルタ部品が複数段必要となり、部品点数の増加およびモジュールサイズの増加を招いてしまう。また、携帯電話にチューナを搭載する用途上、外付けフィルタを含めた部品点数の削減および小型化が強く求められるため、上記問題点の影響が非常に顕著なものとなる。

上述した特許文献１，２に記載されているような技術においても、所望波と妨害波との周波数の関係に応じた適応的な制御が行われていないので、妨害波を十分に減衰させるフィルタが必要となる。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、所望波と３倍の周波数関係にある妨害波が入力されたときの、３倍高調波ミキシングによる受信品質の劣化を抑制することができる増幅器、半導体装置、および通信装置を提供することにある。

本発明の増幅器は、上記課題を解決するために、入力信号を増幅して出力するトランジスタを備えた増幅器において、上記トランジスタの接地させる端子と、絶対的なグランド電位に保たれている外部のグランド端子とを電気的につなぐ経路上に、並列共振回路を備え、上記並列共振回路の共振周波数は、上記入力信号の周波数の３倍に設定されていることを特徴としている。

トランジスタの接地させる端子と、絶対的なグランド電位に保たれている外部のグランド端子とを電気的につなぐ経路のインピーダンス成分が大きいとき、増幅器の利得は小さくなる。また、並列共振回路は、共振周波数においてインピーダンスが最大値をとるという特性がある。

従来では、入力信号と３倍の周波数関係にある妨害波が入力された場合、入力信号の受信品質が著しく劣化するという問題があったが、上記の構成によれば、上記経路上に並列共振回路を備えることにより、入力信号の周波数と３倍の周波数に対して最もインピーダンス成分を高めることによって、増幅器の利得を小さくしている。

よって、入力信号を減衰させずに、入力信号の受信品質の著しい劣化をもたらす妨害波のみを減衰させることが可能となり、該妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、外付けフィルタの要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることが可能となる。

また、上記効果を奏する増幅器を半導体チップの形態で容易に実現するために、本発明の増幅器は、上記トランジスタは半導体上に形成されており、上記並列共振回路は、上記半導体上に形成されたインダクタおよびキャパシタが並列に接続されたものにより構成されていることが望ましい。

また、本発明の増幅器は、上記トランジスタは半導体上に形成されており、上記並列共振回路は、それぞれチップ部品からなるインダクタおよびキャパシタが並列に接続されたものにより構成されていることが好ましい。これにより、並列共振回路のインピーダンス素子値を容易に変更することが可能となる。

また、本発明の増幅器は、上記キャパシタは、容量値が可変であることが好ましい。これにより、キャパシタが半導体上に形成されている場合、製造ばらつきによる共振周波数のずれを補償することが可能となる。また、キャパシタがチップ部品で構成されている場合、寄生成分による共振周波数のずれを外付けのインピーダンス素子値の調整で外部から補償することが可能となる。

また、本発明の増幅器は、上記キャパシタの容量値は、上記入力信号の周波数に応じて設定されることが好ましい。これにより、入力信号の周波数に応じて減衰すべき周波数に並列共振回路の共振周波数を常にトラッキングするような設定を実現することが可能となる。

また、本発明の増幅器は、上記トランジスタは半導体上に形成されており、上記並列共振回路は、インダクタとチップ部品からなるキャパシタとが並列に接続されたものにより構成され、上記インダクタは、マイクロストリップラインによる寄生インダクタによって形成されていることが好ましい。これにより、マイクロストリップラインによる寄生インダクタ成分を利用することで、チップ部品を削減することが可能となる。

また、本発明の増幅器は、上記マイクロストリップラインは、コの字形状を有しており、上記キャパシタが上記マイクロストリップラインに接続される位置に応じて、上記寄生インダクタの値が設定されることが好ましい。

上記の構成によれば、マイクロストリップラインは、キャパシタの接続位置に応じて寄生インダクタの値が変化するので、並列共振回路の共振周波数を容易に調整することが可能となり、インダクタ外付け部品を削減することが可能となる。

また、本発明の増幅器は、上記トランジスタは半導体上に形成されており、上記並列共振回路は、インダクタとチップ部品からなるキャパシタとが並列に接続されたものにより構成され、上記インダクタは、ＷＬＣＳＰの再配線による寄生インダクタによって形成されていることが好ましい。

上記の構成によれば、ＷＬＣＳＰの再配線を形成することにより、低抵抗かつ厚みのある銅配線を利用できるため、半導体上で形成するよりもＱ値の高いインダクタを形成できる他、チップ部品を削減することが可能となる。

また、本発明の増幅器は、差動対トランジスタを備え、上記差動対トランジスタによって、上記入力信号の増幅出力が行われていることが好ましい。

上記の構成によれば、差動対トランジスタによって入力信号の増幅出力が行われていることにより、片側のトランジスタは１／２の振幅を増幅すればよいので、低電源電圧回路設計において動作マージンに余裕を生み出すことが可能となる。さらには、電源電位およびグランドに混入したコモンモード・ノイズを、差動動作により打ち消すことが可能となるので、電源ライン・ノイズ耐性の指標となるＰＳＲＲ（Power Supply Rejection Ratio）を高めることが可能となる。

また、上記の構成によれば、差動入出力を有する増幅器に適用できると共に、後段に位置する差動入出力を持つミキサ等にも同様に応用して、フィルタ機能を付加することが可能である。例えば、ミキサの増幅段に至る信号ラインで妨害波をフィルタリングすることにより、妨害波が入力されたときの受信品質の著しい劣化を低減することが可能となり、外付けフィルタの要求仕様をさらに緩和することが可能となる。

また、本発明の半導体装置は、入力信号を増幅する上記増幅器と、上記増幅器から出力された信号を、ローカル信号に基づいて周波数変換する周波数変換部と、上記周波数変換部から出力された信号から所定の信号を抽出する信号抽出部とを備えることを特徴としている。

上記の構成によれば、入力信号を上記増幅器にて増幅した後に周波数変換を行っている。それゆえ、入力信号の受信品質の著しい劣化をもたらす、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波を受信してしまった場合でも、この妨害波のみを減衰させて、周波数変換部に信号を送ることが可能となる。よって、高品質の所定の信号を抽出し得ることが可能となる。また、増幅器の前段に設けるフィルタへの厳しい要求仕様が緩和されるので、部品点数を削減することが可能となり、小型化することが可能となる。

また、本発明の通信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として上記半導体装置とを備えている。これにより、受信品質の劣化を改善され、小型化された通信装置を実現することが可能となる。例えば、上記半導体装置がチューナの場合、通信装置としては、テレビジョン受信機や携帯電話などが挙げられる。

以上のように、本発明の増幅器は、入力信号を増幅して出力するトランジスタの接地させる端子と、絶対的なグランド電位に保たれている外部のグランド端子とを電気的につなぐ経路上に、並列共振回路を備え、上記並列共振回路の共振周波数は、上記入力信号の周波数の３倍に設定されている構成である。

それゆえ、上記経路上に並列共振回路を備えることにより、入力信号の周波数と３倍の周波数に対して最もインピーダンス成分を高めることによって、増幅器の利得を小さくしている。よって、入力信号を減衰させずに、入力信号の受信品質の著しい劣化をもたらす妨害波のみを減衰させることが可能となり、該妨害波入力されたときの受信品質の劣化を抑制することができるという効果を奏する。また、外付けフィルタの要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることができるという効果も併せて奏する。

また、本発明の半導体装置は、入力信号を増幅する上記増幅器と、上記増幅器から出力された信号を、ローカル信号に基づいて周波数変換する周波数変換部と、上記周波数変換部から出力された信号から所定の信号を抽出する信号抽出部とを備える構成である。

それゆえ、入力信号の受信品質の著しい劣化をもたらす、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波を受信してしまった場合でも、この妨害波のみを減衰させて、周波数変換部に信号を送ることができる。よって、高品質の所定の信号を抽出し得ることができるという効果を奏する。また、増幅器の前段に設けるフィルタへの厳しい要求仕様が緩和されるので、部品点数を削減することが可能となり、小型化することができるという効果も併せて奏する。

また、本発明の通信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として上記半導体装置とを備えている構成である。それゆえ、受信品質の劣化を改善され、小型化された通信装置を実現することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。

図１は、本実施の形態の増幅器１００の一構成例を示す回路図である。

図１に示すように、本実施の形態の増幅器１００は、入力部１０１、出力部１０２、グランド端子１０３、ＬＮＡ１０４、および並列共振回路１０５を備え、これらが半導体上（On-chip）に形成された構成を有している。グランド端子５０３は、半導体チップ上に外部と接続可能に形成されている。

ＬＮＡ１０４は、入力部１０１に入力された信号を増幅して、出力部１０２に出力する。入力部５０１には、外付けフィルタから出力されたＲＦ信号が入力される。ＬＮＡ１０４は、入力部１０１からのＲＦ信号を増幅して出力するバイポーラトランジスタを備えており、エミッタ接地の増幅回路として構成されている。バイポーラトランジスタのエミッタ端子は、並列共振回路１０５を介して、グランド端子１０３に接続されている。グランド端子１０３は、パッケージ依存のあるボンディングワイヤ等の寄生インダクタ素子Ｌｐを介して、半導体チップが実装された基板上の絶対グランドに接地される。基板には、絶対的なグランド電位に保たれている絶対グランド端子が設けられている。

並列共振回路１０５は、インダクタＬとキャパシタＣとが並列に接続されてなるＬＣ並列共振回路である。並列共振回路１０５の共振周波数ｆ_０は、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数ｆ_ＲＦの３倍になるように設定されている（ｆ_０＝３×ｆ_ＲＦ）。並列共振回路１０５は、図１４（ｃ）に示したように、共振周波数でインピーダンスが最大値となる。

従来では、妨害波が、受信するデジタル放送のチャンネル信号（ＲＦ信号）と３倍の周波数関係にあるとき、チャンネル信号の受信品質が著しく劣化するという問題があった。

これに対し、増幅器１００では、ＲＦ信号と３倍の周波数関係にある妨害波に対しての利得が小さく設定されている。すなわち、増幅器１００では、バイポーラトランジスタのエミッタ端子から基板上の絶対グランドまでのインピーダンス成分が大きいとき、利得は小さくなる。そこで、バイポーラトランジスタのエミッタ端子と、絶対的なグランド電位に保たれている外部の基板の絶対グランド端子とを電気的につなぐ経路上に、並列共振回路１０５を挿入することによって、ＲＦ信号の周波数と３倍の周波数に対して、最もインピーダンス成分を高めることによって、増幅器１００の利得を小さくしている。

図２に、図１１に示した従来の増幅器５００と本実施例の増幅器１００との利得の周波数依存をシミュレーションした結果を示す。縦軸は利得（ｄＢ）を示し、横軸はＲＦ信号の周波数（ＭＨｚ）を示している。

このシミュレーションでは、ＤＶＢ−Ｈ放送における所望波帯域（４７４ＭＨｚ〜８５８ＭＨｚ）の利得を満足するように、各増幅器の特性を設定した（Ｌ＝１（ｎＨ）、Ｃ＝８（ｐＦ）、カットオフ周波数＝１．８ＧＨｚ）。

従来の増幅器５００の利得は、ＲＦ信号の周波数が４００ＭＨｚ付近から大きくなるにつれて、なだらかな曲線を描くように減少している。所望波帯域における利得は、高く維持されている。

一方、本実施例の増幅器１００の利得は、所望波帯域では従来の増幅器５００の利得とほぼ同じであるが、１８００ＭＨｚ付近において急激に小さくなっている。つまりは、本実施例の増幅器１００では、従来の増幅器５００と比較して、１８００ＭＨｚ付近の利得が１０ｄＢ程度減衰することが可能となっている。この設定では、ＲＦ信号が６００ＭＨｚ付近のとき、３倍高調波ミキシングによる受信品質の改善効果が最も大きい。

したがって、所望波のＲＦ信号を減衰させずに、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波のみを減衰させることが可能となる。それゆえ、この妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、外付けフィルタの厳しい要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることが可能となる。

なお、上述した増幅器１００では、ＬＮＡ１０４が、バイポーラトランジスタを備えるエミッタ接地回路として構成されていたが、これに限るものではない。すなわち、ＬＮＡ１０４を構成するものとしては、増幅作用を有するトランジスタであればよく、該トランジスタの接地させる端子が並列共振回路１０５を介してグランド端子１０３に接続される。例えば、ＬＮＡ１０４は、図１２に示したＦＥＴ５０５，ＦＥＴ５０６、および負荷５０７のように構成されていてもよい。この場合、ＦＥＴ５０５のソース端子が、並列共振回路１０５を介してグランド端子１０３に接続され、寄生インダクタ素子Ｌｐを介して、基板上の絶対グランドに接地される。

また、上述した増幅器１００では、並列共振回路１０５がＬＣ並列共振回路である構成について説明したが、これに限らず、図１４（ｂ）に示したようなＬＣＲ並列共振回路であってもよい。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図３は、本実施の形態の増幅器の一構成例を示す回路図である。

図３に示すように、本実施の形態の増幅器１１０は、前記実施の形態１の増幅器１００の構成のうち並列共振回路１０５に替えて、並列共振回路１１５を備えている。

並列共振回路１１５は、インダクタＬと可変キャパシタＣvarとが並列に接続されてなるＬＣ並列共振回路である。並列共振回路１１５の共振周波数は、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数の３倍になるように設定されている。並列共振回路１１５は、共振周波数でインピーダンスが最大値となる。

増幅器１１０においても、前記実施の形態１の増幅器１００と同様に、並列共振回路１１５の共振周波数が、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数と３倍の関係になるように設定されているので、ＲＦ信号の周波数と３倍の周波数に対しては、最もインピーダンス成分を高めることによって増幅器１１０の利得が小さくなる。よって、所望波のＲＦ信号を減衰させずに、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波のみを減衰させることが可能となる。それゆえ、この妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。

また、増幅器１１０では、並列共振回路１１５がインダクタＬと可変キャパシタＣvarとからなり、共振周波数が可変となっているので、製造ばらつきによる共振周波数のずれを補償することが可能となる。さらには、可変キャパシタＣvarの可変容量値を、ローカル信号の周波数設定に応じて変化させることにより、受信するＲＦ信号の周波数に応じて、減衰すべき周波数に共振周波数を常にトラッキングした設定を行うことが可能となる。可変キャパシタＣvarの可変容量値の制御は、例えば、ＭＯＳトランジスタによるスイッチ回路によって実現できる。

図４（ａ）に示す可変キャパシタＣvarは、詳細には、例えば図４（ｂ）に示すような構成で、容量値を３ビットで制御することが可能である。図４（ｂ）に示すスイッチ回路は、直列接続されたキャパシタＣ１およびスイッチＳＷ１と、直列接続されたキャパシタＣ２およびスイッチＳＷ２と、直列接続されたキャパシタＣ３およびスイッチＳＷ３と、が並列接続されている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３は、ＭＯＳトランジスタにより構成される。

したがって、増幅器１１０では、外付けフィルタの厳しい要求仕様を緩和し、部品点数を削減させるだけではなく、受信するＲＦ信号の３倍周波数関係にある妨害波全てに対して、最大の減衰効果を得ることが可能となる。

〔実施の形態３〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１，２と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１，２の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図５は、本実施の形態の増幅器１２０の一構成例を示す回路図である。

図５に示すように、本実施の形態の増幅器１２０は、入力部１０１、出力部１０２、グランド端子１０３、ＬＮＡ１０４、および並列共振回路１２５を備え、並列共振回路１２５以外が半導体上に形成された構成を有している。ＬＮＡ１０４に含まれるバイポーラトランジスタのエミッタ端子は、グランド端子１０３に接続されている。グランド端子１０３は、パッケージ依存のあるボンディングワイヤ等の寄生インダクタ素子Ｌｐ、および、外付けの並列共振回路１２５を介して、基板上の絶対グランドに接地される。

並列共振回路１２５は、チップ部品からなるインダクタＬｃとチップ部品からなるキャパシタＣｃとが基板上に配置され、インダクタＬｃとキャパシタＣｃとが並列に接続されてなるＬＣ並列共振回路である。並列共振回路１２５の共振周波数は、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数の３倍になるように設定されている。並列共振回路１２５は、共振周波数でインピーダンスが最大値となる。

増幅器１２０においても、前記実施の形態１の増幅器１００と同様に、並列共振回路１２５の共振周波数が、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数と３倍の関係になるように設定されているので、ＲＦ信号の周波数と３倍の周波数に対しては、最もインピーダンス成分を高めることによって増幅器１２０の利得が小さくなる。よって、所望波のＲＦ信号を減衰させずに、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波のみを減衰させることが可能となる。それゆえ、この妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、外付けフィルタの厳しい要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることが可能となる。

このように、本発明の特徴的構成である並列共振回路は、ＬＮＡ１０４に含まれるトランジスタの接地させる端子と基板上の絶対グランドとを電気的に結ぶ経路上に在れば、前記実施の形態１の増幅器１００のように、ＬＮＡ１０４とともに半導体上に形成させてもよいし、本実施の形態の増幅器１２０のように、半導体チップの外付けで構成してもよい。並列共振回路が外付けの場合は、並列共振回路のインピーダンス素子値を容易に変更することが可能となる。

また、増幅器１２０では、並列共振回路１２５において、キャパシタＣｃに替えて可変キャパシタＣvarを備えてもよい。これにより、寄生成分による共振周波数のずれを、外付けインピーダンス素子値の調整で、外部から補償することが可能となる。さらには、可変キャパシタＣvarの可変容量値を、ローカル信号の周波数設定に応じて変化させることにより、受信するＲＦ信号の周波数に応じて、減衰すべき周波数に共振周波数を常にトラッキングした設定を行うことが可能となる。

〔実施の形態４〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜３と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜３の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図６（ａ）は、本実施の形態の増幅器１３０の一構成例を示す回路図である。

図６（ａ）に示すように、本実施の形態の増幅器１３０は、前記実施の形態３の増幅器１２０の構成のうち並列共振回路１２５に替えて、並列共振回路１３５を備えている。

並列共振回路１３５は、基板上に配置されたチップ部品からなるキャパシタＣｃと、基板上に形成されたマイクロストリップラインによる寄生インダクタにより形成されたインダクタＬｍと、が並列に接続されてなるＬＣ並列共振回路である。並列共振回路１３５の共振周波数は、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数の３倍になるように設定されている。並列共振回路１３５は、共振周波数でインピーダンスが最大値となる。

図６（ｂ）に、並列共振回路１３５の一構成例を示す。図６（ｂ）に示すように、マイクロストリップラインは、コの字形状に折り曲げられたように形成されている。キャパシタＣｃは、マイクロストリップラインの対向する２辺に架かるように接続される。キャパシタＣが接続される位置に応じて、コの字型の寄生インダクタの値を変化させることができる。

増幅器１３０においても、前記実施の形態１の増幅器１００と同様に、並列共振回路１３５の共振周波数が、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数と３倍の関係になるように設定されているので、ＲＦ信号の周波数と３倍の周波数に対しては、最もインピーダンス成分を高めることによって増幅器１３０の利得が小さくなる。よって、所望波のＲＦ信号を減衰させずに、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波のみを減衰させることが可能となる。それゆえ、この妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、外付けフィルタの厳しい要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることが可能となる。

また、増幅器１３０では、マイクロストリップラインによる寄生インダクタ成分を利用して並列共振回路１３５が構成されているので、チップ部品を削減することができる。さらに、増幅器１３０では、キャパシタＣｃの接続位置に応じて寄生インダクタの値が変化するので、並列共振回路１３５の共振周波数を容易に調整することが可能となり、インダクタ外付け部品を削減することが可能となる。

〔実施の形態５〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜４と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜４の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図７（ａ）は、本実施の形態の増幅器１４０の一構成例を示す回路図である。

図７（ａ）に示すように、本実施の形態の増幅器１４０は、前記実施の形態３の増幅器１２０の構成のうち並列共振回路１２５に替えて、並列共振回路１４５を備えている。

並列共振回路１４５は、基板上に配置されたチップ部品からなるキャパシタＣｃと、基板上に形成されたＷＬＣＳＰ再配線による寄生インダクタにより形成されたインダクタＬｗと、が並列に接続されてなるＬＣ並列共振回路である。並列共振回路１４５の共振周波数は、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数の３倍になるように設定されている。並列共振回路１４５は、共振周波数でインピーダンスが最大値となる。

図７（ｂ）に、並列共振回路１４５の一構成例を示す。図７（ｂ）に示すように、ＷＬＣＳＰにて、スパイラル（渦巻き）形状に再配線が形成されている。キャパシタＣｃは、再配線を挟むように接続される。

増幅器１４０においても、前記実施の形態１の増幅器１００と同様に、並列共振回路１４５の共振周波数が、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数と３倍の関係になるように設定されているので、ＲＦ信号の周波数と３倍の周波数に対しては、最もインピーダンス成分を高めることによって増幅器１４０の利得が小さくなる。よって、所望波のＲＦ信号を減衰させずに、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波のみを減衰させることが可能となる。それゆえ、この妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、外付けフィルタの厳しい要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることが可能となる。

また、増幅器１４０では、ＷＬＣＳＰ再配線を形成することにより、低抵抗かつ厚みのある銅配線を利用できるため、半導体上（On-chip）で形成するよりもＱ値の高いインダクタを形成できる他、チップ部品を削減することができる。

〔実施の形態６〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜５と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜５の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図８は、本実施の形態の増幅器１５０の一構成例を示す回路図である。

図８に示すように、本実施の形態の増幅器１５０は、入力部１０１、入力部１０１’、出力部１０２、出力部１０２’、グランド端子１０３、ＦＥＴ１５１、ＦＥＴ１５２、および並列共振回路１０５を備え、これらが半導体上に形成された構成を有している。増幅器１５０は、差動増幅により入力信号の増幅出力を行うように構成されている。

ＦＥＴ１５１およびＦＥＴ１５２は、差動対トランジスタとなっている。ＦＥＴ１５１は、ゲート端子が入力部１０１に接続され、ドレイン端子が出力部１０２に接続されている。ＦＥＴ１５２は、ゲート端子が入力部１０１’に接続され、ドレイン端子が出力部１０２’に接続されている。そして、ＦＥＴ１５１およびＦＥＴ１５２は、それぞれのソース端子がグランド端子１０３に共通接続されている。なお、差動対トランジスタを構成するものとしては、増幅作用を有するトランジスタであればよく、接地させる端子が並列共振回路１０５を介してグランド端子１０３に接続される。グランド端子１０３は、寄生インダクタ素子Ｌｐを介して基板上の絶対グランドに接地される。

増幅器１５０においても、入出力が差動であることのみが異なるだけで、前記実施の形態１の増幅器１００と同様に、並列共振回路１０５の共振周波数が、入力部１０１に入力されるＲＦ信号の周波数と３倍の関係になるように設定されているので、ＲＦ信号の周波数と３倍の周波数に対しては、最もインピーダンス成分を高めることによって増幅器１３０の利得が小さくなる。よって、所望波のＲＦ信号を減衰させずに、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波のみを減衰させることが可能となる。それゆえ、この妨害波が入力されたときの受信品質の劣化を抑制することが可能となる。また、外付けフィルタの厳しい要求仕様を緩和することが可能となるので、部品点数を削減させることが可能となる。

また、増幅器１５０では、差動トポロジーを利用することにより、片側のトランジスタ（ＦＥＴ１５１、ＦＥＴ１５２）は、１／２の振幅を増幅すればよい。それゆえ、低電源電圧回路設計において、動作マージンに余裕を生み出すことができる。さらに、電源電位およびグランド（ＧＮＤ）に混入したコモンモード・ノイズを、差動動作により打ち消すことができるため、電源ライン・ノイズ耐性の指標となるＰＳＲＲ（Power Supply Rejection Ratio）を高めることができる。

ここで、図８に示したような差動対トランジスタを備える構成は、差動入出力を持つＬＮＡに適用したり、さらには、その後段に位置する差動入出力を持つミキサ等にも同様に応用して、フィルタ機能を付加することができる。これにより、ＬＮＡやミキサの増幅段に至る信号ラインにおいて、３倍妨害波成分をフィルタリングすることにより、３倍高調波ミキシングによる受信感度の著しい劣化を低減することができる。

図９（ａ）に、並列共振回路１０５を備えるミキサ１６０の概略構成を示し、図９（ｂ）に具体的な構成例を示す。

図９（ａ）に示すように、差動入出力を持つミキサ１６０は、並列共振回路１０５を介して、基板上の絶対グランドに接地される。ミキサ１６０は、前段の増幅器から出力されたＲＦ信号を、図示しない発振器から出力されたＬＯ信号に基づいて所望帯域にダウンコンバートし、該ダウンコンバートした信号を出力する。ミキサ１６０は、図９（ｂ）に示すように、ＲＦ信号を増幅する増幅段１６１と、ＬＯ信号を受けて増幅したＲＦ信号との周波数変換を行うスイッチ段１６２とにより主に構成されている。

増幅段１６１と基板上の絶対グランドを電気的につなぐ経路上に、並列共振回路１０５を挿入することによって、３倍妨害波成分をフィルタリングすることが可能となる。それゆえ、３倍高調波ミキシングによる受信感度の著しい劣化を低減することが可能となる。

なお、増幅器１５０では、並列共振回路１０５において、キャパシタＣに替えて可変キャパシタＣvarを備えたり、可変キャパシタＣvarの可変容量値をローカル信号の周波数設定に応じて変化させる構成としてもよい。また、並列共振回路１０５に替えて、並列共振回路１２５，１３５，１４５を備えることも勿論可能である。

〔実施の形態７〕
本発明の他の実施の形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１〜６と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１〜６の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図１０は、本実施の形態の通信装置３００の一構成例を示す回路ブロック図である。

図１０に示すように、通信装置３００は、アンテナ３０１、およびチューナ２００を備えている。通信装置３００は、例えば、据え置き型のテレビジョン受信機（電子機器）、移動型の携帯電話（携帯機器）などである。なお、通信装置３００における図示しない残りの部分は、通信装置３００の用途に応じた従来の一般的な構成で実現可能である。

チューナ２００は、入力端子２０１、四相ミキサ２０２、四相ミキサ２０３、電圧制御発振器２０４、１／２分周器２０５、フィルタ２０６、可変利得増幅器２０７、フィルタ２０８、可変利得増幅器２０９、出力端子２１０、出力端子２１１、および図１に示した増幅器１００を備えている。チューナ２００は、ダイレクトコンバージョン方式でデジタル放送の受信処理を行うように構成されている。また、チューナ２００は、ワンチップ化されたＬＳＩにより構成されている。

アンテナ３０１にて受信したＲＦ信号が、入力端子２０１からチューナ２００に入力される。チューナ２００では、ＲＦ信号が、増幅器１００にて増幅された後、四相ミキサ２０２および四相ミキサ２０３にそれぞれ出力される。四相ミキサ２０２および四相ミキサ２０３には、電圧制御発振器２０４から発振され、１／２分周器２０５を介したローカル信号が、それぞれ供給されている。

これにより、四相ミキサ２０２、フィルタ２０６、および可変利得増幅器２０７によって、Ｑ成分のＢＢ信号が取り出されて、出力端子２１０から出力される。また、四相ミキサ２０３、フィルタ２０８、および可変利得増幅器２０９によって、Ｉ成分のＢＢ信号が取り出されて、出力端子２１１から出力される。フィルタ２０６，２０８、および可変利得増幅器２０７，２０９は、ベースバンド帯域用に設定されている。出力端子２１０および出力端子２１１から出力されたＢＢ信号は、チューナ２００の後段部分（例えば、表示部など）に出力される。これにより、受信したチャンネルが表示される。

チューナ２００では、ＲＦ信号を増幅器１００にて増幅した後にダウンコンバートを行っている。それゆえ、所望波の受信品質の著しい劣化をもたらす、ローカル信号の３倍高調波とミキシングする妨害波を受信してしまった場合でも、この妨害波のみを減衰させて、四相ミキサ２０２および四相ミキサ２０３にＲＦ信号を送ることが可能となる。よって、高品質のＢＢ信号を、出力端子２１０および出力端子２１１から出力することが可能となる。

また、チューナ２００では増幅器１００を備える構成について説明したが、これに限らず、前記実施の形態１〜６にて述べた増幅器を備えてもよい。可変キャパシタＣvarを構成する並列共振回路を備えた増幅器を用いる場合、電圧制御発振器２０４から発振されるローカル信号の周波数に応じて、可変キャパシタＣvarの容量値を自動的に調整するような制御回路を構成することが好ましい。これにより、受信するＲＦ信号の３倍周波数関係にある妨害波全てに対して、最大の減衰効果を得ることが可能となる。

また、増幅器１００の前段に設けるフィルタ（図示せず）への厳しい要求仕様が緩和されるので、チューナ２００では部品点数を削減することが可能となる。例えば、増幅器１００が１０ｄＢ〜２０ｄＢ程度のフィルタ機能を有することにより、８０ｄＢの減衰量を実現するために２〜３段カスケード接続したフィルタを、１段または２段削減することが可能となる。したがって、チューナ２００を小型化することが可能となる。さらには、通信装置３００の小型化を併せて奏することも可能となり、携帯機器にとっては特に好適となる。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、所望波を減衰させずに、ローカル信号の高調波とミキシングしてしまうことより非常に大きな受信品質の劣化を招いてしまう妨害波を減衰することが望まれる増幅器に関する分野に好適に用いることができるだけでなく、増幅器の製造方法に関する分野に好適に用いることができ、さらには、増幅器を備える装置・機器の分野にも広く用いることができる。

本発明における増幅器の実施の一形態を示す回路図である。 上記増幅器の利得と従来の増幅器の利得との周波数依存をシミュレーションした結果を示すグラフである。 本発明における増幅器の他の実施の形態を示す回路図である。 （ａ）は、可変キャパシタの簡略図であり、（ｂ）は、３ビット制御による可変キャパシタの構成を示す回路図である。 本発明における増幅器のさらに他の実施の形態を示す回路図である。 （ａ）は、本発明における増幅器のさらに他の実施の形態を示す回路図であり、（ｂ）は、マイクロストリップラインの形成例を図である。 （ａ）は、本発明における増幅器のさらに他の実施の形態を示す回路図であり、（ｂ）は、ＷＬＣＳＰ再配線の形成例を示す図である。 本発明における増幅器のさらに他の実施の形態を示す回路図である。 上記増幅器をミキサに応用したときの一構成例を示す、（ａ）は簡略図であり、（ｂ）は具体的な回路図である。 本発明における通信装置の実施の一形態を示す回路ブロック図である。 従来の増幅器の構成を示す簡略図である。 上記従来の増幅器の具体的な構成を示す回路である。 上記従来の増幅器の具体的な他の構成を示す回路である。 一般的なＬＣ並列共振回路における、（ａ）はインダクタの寄生抵抗を十分に小さい場合を示す図であり、（ｂ）はインダクタの寄生抵抗を考慮した場合を示す図であり、（ｃ）は共振周波数のインピーダンス特性を示すグラフである。 ＤＶＢ−Ｈデジタル放送（ＵＨＦ帯）と携帯電波妨害（Ｗ−ＣＤＭＡ）とによる３倍高調波ミキシングの周波数関係を示す図である。

符号の説明

１００，１１０，１２０，１３０，１４０，１５０ 増幅器
１０１，１０１’ 入力部
１０２，１０２’ 出力部
１０３ グランド端子
１０４ ＬＮＡ
１０５，１１５，１２５，１３５，１４５ 並列共振回路
１５１，１５２ ＦＥＴ
１６０ ミキサ
１６１ 増幅段
１６２ スイッチ段
２００ チューナ（半導体装置）
２０１ 入力端子
２０２，２０３ 四相ミキサ（周波数変換部）
２０４ 電圧制御発振器（周波数変換部）
２０５ １／２分周器（周波数変換部）
２０６，２０８ フィルタ（信号抽出部）
２０７，２０９ 可変利得増幅器（信号抽出部）
２１０，２１１ 出力端子
３００ 通信装置
３０１ アンテナ
Ｃ，Ｃｃ キャパシタ
Ｃvar 可変キャパシタ
Ｌ，Ｌｃ，Ｌｍ，Ｌｗ インダクタ
Ｌｐ 寄生インダクタ素子

Claims (11)

1. 入力信号を増幅して出力するトランジスタを備えた増幅器において、
   上記トランジスタの接地させる端子と、絶対的なグランド電位に保たれている外部のグランド端子とを電気的につなぐ経路上に、並列共振回路を備え、
   上記並列共振回路の共振周波数は、上記入力信号の周波数の３倍に設定されていることを特徴とする増幅器。
2. 上記トランジスタは半導体上に形成されており、
   上記並列共振回路は、上記半導体上に形成されたインダクタおよびキャパシタが並列に接続されたものにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
3. 上記トランジスタは半導体上に形成されており、
   上記並列共振回路は、それぞれチップ部品からなるインダクタおよびキャパシタが並列に接続されたものにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
4. 上記キャパシタは、容量値が可変であることを特徴とする請求項２または３に記載の増幅器。
5. 上記キャパシタの容量値は、上記入力信号の周波数に応じて設定されることを特徴とする請求項４に記載の増幅器。
6. 上記トランジスタは半導体上に形成されており、
   上記並列共振回路は、インダクタとチップ部品からなるキャパシタとが並列に接続されたものにより構成され、
   上記インダクタは、マイクロストリップラインによる寄生インダクタによって形成されていることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
7. 上記マイクロストリップラインは、コの字形状を有しており、
   上記キャパシタが上記マイクロストリップラインに接続される位置に応じて、上記寄生インダクタの値が設定されることを特徴とする請求項６に記載の増幅器。
8. 上記トランジスタは半導体上に形成されており、
   上記並列共振回路は、インダクタとチップ部品からなるキャパシタとが並列に接続されたものにより構成され、
   上記インダクタは、ＷＬＣＳＰの再配線による寄生インダクタによって形成されていることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
9. 差動対トランジスタを備え、
   上記差動対トランジスタによって、上記入力信号の増幅出力が行われていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の増幅器。
10. 入力信号を増幅する増幅器と、
    上記増幅器から出力された信号を、ローカル信号に基づいて周波数変換する周波数変換部と、
    上記周波数変換部から出力された信号から所定の信号を抽出する信号抽出部とを備える半導体装置において、
    上記増幅器は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の増幅器であることを特徴とする半導体装置。
11. 高周波信号を受信するアンテナと、
    上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として、請求項１０に記載の半導体装置とを備えた通信装置。

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