CN102055415A - 高频放大器与无线电通信装置 - Google Patents

Abstract

一种高频放大器，包括：放大部分，具有将输入信号从电压信号变换为电流信号并且输出电流信号的功能；输出端子；以及负载电路，其连接到放大部分的输出节点并且将放大部分所输出的电流信号作为电压信号输出到输出端子。

Description

高频放大器与无线电通信装置

技术领域

本发明涉及一种可应用于无线电通信装置的前端部分(诸如电视调谐器)的高频放大器，并且还涉及采用该高频放大器的无线电通信装置。

背景技术

在大多数情况下，将LC谐振器用作由在接收机中采用的高频放大器负担的负载，在所述接收机中通过对所接收的信号的RF(射频)施加频带限制而仅选择期望的频带。

图1是示出在前端电路中采用的、充当放大器的高频放大器1的典型配置的电路图，所述放大器包括被用作由高频放大器1中采用的gm放大器2负担的负载电路3的并联LC谐振器。

也就是说，如电路图中所示，高频放大器1采用gm放大器2、负载电路3以及输出端子TO1和TO2。

在gm放大器2的输出节点以及输出端子TO1和TO2之间提供负载电路3。

更详细地说，负载电路3的节点ND1连接在gm放大器2的输出节点和输出端子TO1之间，而负载电路3的节点ND2连接在输出端子TO2和参考电势VSS之间。

负载电路3采用可变电容电容器C、电感器L和电阻器R，电阻器R被用作谐振阻抗元件(resonant impedance element)。

可变电容电容器C、电感器L和电阻器R并联连接在节点ND1和ND2之间以形成负载电路3。

典型地，负载电路3具有下述配置，其中可变电容电容器C的电容变化以便改变所接收的输入信号的频带，为高频放大器1补偿与所接收的输入信号的频带改变相伴随的增益变化。

图2是示出指示高频放大器1的增益对输入信号的频率的依赖性的曲线图的图。在图2的图中，水平轴表示输入信号的频率，而垂直轴表示高频放大器1的增益。

充当由gm放大器2负担的负载的并联LC谐振器的谐振阻抗Ro是并联LC谐振器谐振时的阻抗。充当负载的并联LC谐振器的谐振阻抗Ro随着输入信号的频率增大而升高。这是因为并联LC谐振器的谐振阻抗Ro是由ωLQ确定的。高频放大器1的增益依据以下等式用gm放大器2的跨导gm和谐振阻抗Ro表示：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\mathrm{gm}\·\mathrm{Ro}\left(\mathrm{\ω}\right)...\left(1\right)$

结果，在图1的电路图中示出的高频放大器1具有带有与图2的图中所示的频率依赖特性相像的频率依赖特性的增益。对于更多信息，建议读者参考诸如日本专利特许公开No.2008-160660之类的文档。

发明内容

如从图1的电路图中示出的高频放大器1的典型配置中显而易见的，通过使用并联LC谐振器作为由RF放大器负担的负载，增益变化随着频率而增大。因此，高频放大器1的工作条件不能在宽频带中始终保持在稳定状态。

结果，表示SNR和失真性能对频率的依赖性的特性示出了增大的依赖性，使得难以确定最优工作点。

作为用于减小高频放大器1的增益变化的方法，可以增加用于调节由高频放大器1供应的电流的电路。然而，利用该方法，电路大小和功耗增大。另外，该方法具有由典型地增大的噪声等引起的不良效果。

另外，在这种电路配置中，谐振时的阻抗变得非常高。因此，在放大部分的输出节点处出现的信号的幅度增加，使得由于失真性能的恶化而不可避免地对动态范围施加了限制。

为了解决上述问题，本发明的发明人提出了一种高频放大器，其能够防止电路大小和功耗增加，抑制在放大部分的输出节点处出现的信号的幅度从而拓宽动态范围，并且保持增益对频率的依赖性处于稳定状态。发明人还提出了一种采用高频放大器的无线电通信装置。

根据本发明第一实施例的高频放大器采用：放大部分，具有将输入信号从电压信号变换为电流信号并且输出电流信号的功能；输出端子；以及负载电路，其连接到放大部分的输出节点，并且将放大部分输出的电流信号作为电压信号输出到输出端子。负载电路具有第一电抗元件、第二电抗元件和第三电抗元件。第一电抗元件的两个端节点中的特定端节点在连接到放大部分的输出节点的连接点处连接到第二电抗元件的两个端节点中的特定端节点。第二电抗元件的两个端节点中的另一端节点在连接到输出端子中的特定输出端子的连接点处连接到第三电抗元件的两个端节点中的特定端节点。第一电抗元件的两个端节点中的另一端节点和第三电抗元件的两个端节点中的另一端节点连接到输出端子中的另一输出端子，使得第一电抗元件和第三电抗元件形成连接另一输出端子的并联电路。第一电抗元件和第二电抗元件每个是电容性电抗元件或电感性电抗元件。第三电抗元件是电感性电抗元件或电容性电抗元件。第一电抗元件和第二电抗元件中的每个的电抗是可变的。

根据本发明第二实施例的无线电信号接收装置具有前端部分，用于基于本地振荡部分生成的本地振荡信号对主信号实施预先确定的处理。前端部分包括用于输入输入信号并输出主信号的高频放大器。高频放大器采用：放大部分，具有将输入信号从电压信号变换为电流信号并且输出电流信号的功能；输出端子；以及负载电路，其连接到放大部分的输出节点并且将放大部分输出的电流信号作为电压信号输出到输出端子。负载电路具有第一电抗元件、第二电抗元件和第三电抗元件。第一电抗元件的两个端节点中的特定端节点在连接到放大部分的输出节点的连接点处连接到第二电抗元件的两个端节点中的特定端节点。第二电抗元件的两个端节点中的另一端节点在连接到输出端子中的特定输出端子的连接点处连接到第三电抗元件的两个端节点中的特定端节点。第一电抗元件的两个端节点中的另一端节点和第三电抗元件的两个端节点中的另一端节点连接到输出端子中的另一输出端子，使得第一电抗元件和第三电抗元件形成连接另一输出端子的并联电路。第一电抗元件和第二电抗元件中的每个是电容性电抗元件或电感性电抗元件。第三电抗元件是电感性电抗元件或电容性电抗元件。第一电抗元件和第二电抗元件中的每个的电抗是可变的。

依据本发明，可以防止电路大小和功耗增大，抑制在放大部分的输出节点处出现的信号的幅度从而拓宽动态范围，并且保持增益对频率的依赖性作为平坦特性而处于稳定状态。

附图说明

图1是示出在前端电路中采用的、充当放大器的高频放大器的典型配置的电路图，所述放大器具有用作由放大器的放大部分负担的负载的并联LC谐振器；

图2是示出指示图1的电路图中示出的高频放大器的增益对输入信号的频率的依赖性的曲线图的图；

图3是示出根据本发明第一实施例的高频放大器的典型配置的电路图；

图4是示出对于图1的电路图中所示的高频放大器的增益对频率的依赖性与对于图3的电路图中所示的高频放大器的增益对频率的依赖性的比较的图；

图5是示出根据本发明第二实施例的高频放大器的典型配置的电路图；

图6是示出在具有根据任一实施例的高频放大器的无线电通信装置中采用的RF前端部分的典型配置的框图；以及

图7是示出在具有根据任一实施例的高频放大器的TV接收机中采用的调谐器部分的典型配置的框图。

具体实施方式

通过参照按照以下顺序安排的章节中的附图，来解释本发明的优选实施例：

1.第一实施例(高频放大器的第一典型配置)

2.第二实施例(高频放大器的第二典型配置)

3.第三实施例(无线电通信装置的前端部分的典型配置)

4.第四实施例(TV接收机的调谐器部分的典型配置)

1.第一实施例

图3是示出根据本发明第一实施例的高频放大器10的典型配置的电路图。

如图3的电路图中所示的，根据本发明第一实施例的高频放大器10具有放大部分11、负载电路12、输入端子TI11、第一输出端子TO11、第二输出端子TO12、第一节点ND11、第二节点ND12和第三节点ND13。放大部分11是gm放大器。

在根据本发明第一实施例的高频放大器10中采用的负载电路12是抽头电容器谐振器(tap capacitor resonator)，其包括也被称为第一可变电容电容器C11的并联可变电容电容器C11、也被称为第二可变电容电容器C12的串联可变电容电容器C12以及电感器L11。

高频放大器10采用负载稳定(load-stabilized)方法。依据该负载稳定方法，通过选择在充当负载电路12的抽头电容器谐振器中采用的第一可变电容电容器C11的电容C1与也在抽头电容器谐振器中采用的第二可变电容电容器C12的电容C2的适当比率，可以降低在高频放大器10中采用的放大部分11的输出节点处的阻抗，使得可以减小在高频放大器10中采用的放大部分11的输出节点处出现的信号的幅度。结果，可以拓宽动态范围。

另外，如果在负载电路12中采用的第一可变电容电容器C11的电容C1和也在负载电路12中采用的第二可变电容电容器C12的电容C2要在一定范围上改变，则可以提供以下配置：其中，高频放大器10被配置为与充当负载电路12的抽头电容器谐振器并联地采用具有恒定电容Cc的恒定电容电容器C 13。

通过采用该配置，第一可变电容电容器C11的电容C1与第二可变电容电容器C12的电容C2的比率可以依赖于频率而改变，从而对于后面将描述的阻抗变换比率导致频率依赖性，使得增益可以在宽范围上保持在恒定值。

充当放大部分11的gm放大器连接到负载电路12。典型地，放大部分11被配置为包括FET(场效应晶体管)，以充当用于放大被供应到FET栅极的RF信号的放大元件。

充当放大部分11的gm放大器具有跨导gm。

通过天线接收具有预先确定的频率的输入信号，天线然后经由输入端子TI11将输入信号供应给放大部分11。然后，放大部分11将输入信号从电压信号Vin变换为电流信号。

负载电路12连接在放大部分11的输出节点和高频放大器10的输出端子之间。高频放大器10的输出端子是之前提到的第一输出端子TO11和第二输出端子TO12。

负载电路12采用第一可变电容电容器C11、第二可变电容电容器C12、恒定电容电容器C13、电感器L11和电阻器R11，电阻器R11充当具有谐振阻抗Ro的谐振阻抗元件。

第一可变电容电容器C11充当第一电抗元件，其是电容性电抗元件。同样道理，第二可变电容电容器C12充当第二电抗元件，其也是电容性电抗元件。另一方面，电感器L11充当第三电抗元件，其是电感性电抗元件。

负载电路12连接到第一节点ND11，其是放大部分11的输出节点。

第二可变电容电容器C12连接在第一节点ND11和第一输出端子TO11之间。第二节点ND12连接到第二输出端子TO12，其被设置处于通常是地电势GND的参考电势VSS。

也被称为第二可变电容电容器C12的串联可变电容电容器C12和电感器L11串联连接到第二输出端子TO12，而也被称为第一可变电容电容器C11的并联可变电容电容器C11和电感器L11并联连接到第二输出端子TO12。

第一可变电容电容器C11的两个端节点中的特定(specific)端节点连接到第一节点ND11，而第一可变电容电容器C11的两个端节点中的另一端节点连接到第二节点ND12。

第二可变电容电容器C 12的两个端节点中的特定端节点连接到第一节点ND11，而第二可变电容电容器C12的两个端节点中的另一端节点在一连接点处连接到第一输出节点TO11。

第二可变电容电容器C12的特定端节点和第一输出节点TO11之间的连接点充当第三节点ND13。

恒定电容电容器C13的两个端节点中的特定端节点连接到第一节点ND11，而恒定电容电容器C13的两个端节点中的另一端节点连接到第二节点ND12。

电感器L11的两个端节点中的特定端节点连接到第三节点ND13，而电感器L11的两个端节点中的另一端节点连接到与第二输出端子TO12连接的第二节点ND12。也就是说，电感器L11的特定端节点连接到第二可变电容电容器C12的另一端节点，而电感器L11的另一端节点连接到与第二输出端子TO12连接的第二节点ND12。

电阻器R11具有与谐振时阻抗ωLQ相等的谐振阻抗Ro。电阻器R11的两个端节点中的特定端节点连接到与第一输出端子TO11连接的第三节点ND13，而电阻器R11的两个端节点中的另一端节点连接到与第二输出端子TO12连接的第二节点ND12。

在以下描述中，参考标号C1表示第一可变电容电容器C11的电容，参考标号C2表示第二可变电容电容器C12的电容，参考标号Cc表示恒定电容电容器C13的电容。

在该实施例中，第一可变电容电容器C11的电容C1和第二可变电容电容器C12的电容C2每一个为大约200pF，而恒定电容电容器C13的电容Cc为大约1pF。另一方面，电感器L11的电感L为大约200nH。

接下来，解释图3的电路图中示出的高频放大器10的工作如下。

放大部分11将被供应至输入端子TI11的输入信号Vin变换为与输入信号Vin成比例的电流。与输入信号Vin成比例的电流流到负载电路12，并且最终变为出现在第一输出端子TO11和第二输出端子TO12之间的输出电压。

在下面给出的等式中，参考标号Vamp表示在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11处出现的电压的幅度。另一方面，参考标号Vout表示上述输出电压的幅度。电压增益被定义为输出电压的幅度Vout与在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11处出现的电压的幅度Vamp的比率。由上面提到的等式表示电压增益如下。

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vamp}}=\left(\frac{C1+\mathrm{Cc}+C2}{C2}\right)=1+\frac{C1+\mathrm{Cc}}{C2}...\left(2\right)$

通过以下等式表示作为在第一输出端子TO11侧的电路的阻抗的、从充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11看上去的阻抗Ri：

$\mathrm{Ri}=\frac{\mathrm{Ro}}{{(1+\frac{C1+\mathrm{Cc}}{C2})}^2}...\left(3\right)$

如上面等式所表示的，通过将谐振阻抗Ro除以之前给出的等式(2)的右手侧的表达式的平方，获得从充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11看上去的阻抗Ri。如之前描述的，等式(2)表示被定义为输出电压的幅度Vout与在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11处出现的电压的幅度Vamp的比率的电压增益。

另外，流过充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11的输出电流是放大部分11的跨导gm和输入电压信号Vin的乘积，而幅度Vamp是输出电流与阻抗Ri的乘积。因此，可以由以下等式表示幅度Vamp：

$\mathrm{Vamp}=\mathrm{gm}\·\mathrm{Vin}\·\mathrm{Ri}=\mathrm{gm}\·\mathrm{Vin}\frac{\mathrm{Ro}\left(\mathrm{\ω}\right)}{{(1+\frac{C1+\mathrm{Cc}}{C2})}^2}...\left(4\right)$

如由上面等式表示的，幅度Vamp与之前给出的等式(2)的右手侧的表达式的平方成反比。如之前所述的，等式(2)表示被定义为输出电压的幅度Vout与在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11处出现的电压的幅度Vamp的比率的电压增益。

如上面解释的，在第一实施例中，与采用相关技术的并联LC谐振器的高频放大器相比，由于幅度Vamp与电压增益的平方成反比这一事实，限制了幅度Vamp。因此，可以改进在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11处的失真性能。

在如第一实施例的情况那样通过改变电容而在覆盖频带的不同频率上工作的系统中，选择适当的恒定电容Cc，从而可以使得高频放大器10的增益平坦。

通过如下给出的等式表示高频放大器10的总增益。

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vamp}}\·\frac{\mathrm{Vamp}}{\mathrm{vin}}=\mathrm{gm}\·\frac{\mathrm{Ro}\left(\mathrm{\ω}\right)}{{(1+\frac{C1+\mathrm{Cc}}{C2})}^2}...\left(5\right)$

由于谐振阻抗Ro(ω)随着频率增大而增大，如在标题为“背景技术”的章节中描述的，用于充当包括并联LC谐振器作为其负载的放大器的图1的电路图中所示的高频放大器具有如图2的图中所示的、不希望地依赖于频率的总增益。

另一方面，在依据本发明第一实施例的采用负载稳定方法的高频放大器10中，随着频率增大，第一可变电容电容器C11的电容C1和第二可变电容电容器C12的电容C2减小，而恒定电容电容器C13的电容Cc保持恒定。因此，之前提到的阻抗变换比率如下地增大。

如上所述，谐振阻抗Ro(ω)随着频率增大而增大，阻抗变换比率也随着频率增大而增大。如在等式(5)的右手侧表达式中所示的，谐振阻抗Ro(ω)充当表达式的分子，而阻抗变换比率充当表达式的分母。因此，结果，高频放大器10的总增益是平坦的并且几乎独立于频率，如由图4的图中充当表示高频放大器10的总增益的频率依赖性特性的曲线的实线曲线A所示的。

应注意，图4是示出对于图1的电路图中所示的高频放大器的增益对频率的依赖性与对于图3的电路图中所示的高频放大器的增益对频率的依赖性的比较的图。

在图4的图中，水平轴表示频率，而垂直轴表示增益。

在图4的图中，由实线曲线A表示的特性是示出对于充当根据第一实施例的高频放大器10的、图3的电路图中所示的高频放大器10的增益对频率的依赖性的特性，而由虚线曲线B表示的特性是示出对于图1的电路图中所示的高频放大器1的增益对频率的依赖性的特性。

如上所述，根据第一实施例，可以获得以下效果。

通过采用抽头电容器谐振器作为由高频放大器10中的放大部分11负担的负载，可以减小在高频放大器10中采用的放大部分11的输出节点处出现的信号的幅度，从而可以拓宽动态范围。

另外，通过将恒定电容电容器C13和第一可变电容电容器C11并联连接在第一节点ND11和第二节点ND12之间，可以使得高频放大器10的增益对输入信号的频率的依赖性平坦，如通过图4的图中所示的实线曲线A所指示的。

2.第二实施例

图5是示出根据本发明第二实施例的高频放大器10A的典型配置的电路图。

以下描述解释根据第二实施例的高频放大器10A和至此已经描述的根据第一实施例的高频放大器10之间的区别。

在根据第二实施例的高频放大器10A的情况下，取代在根据第一实施例的高频放大器10中采用的抽头电容器谐振器，采用抽头电感器谐振器充当负载电路12A 。

如图5的电路图中所示的，充当负载电路12A的抽头电感器谐振器采用第一可变电感电感器L11A、第二可变电感电感器L12A、恒定电感电感器L13A、恒定电容电容器C11A以及电阻器R11A，所述电阻器R11A充当具有谐振阻抗Ro的谐振阻抗元件。

第一可变电感电感器L11A充当第一电抗元件，其是电感性电抗元件。同样道理，第二可变电感电感器L12A充当第二电抗元件，其也是电感性电抗元件。另一方面，恒定电容电容器C11A充当第三电抗元件，其是电容性电抗元件。

第一可变电感电感器L11A的两个端节点中的特定端节点连接到第一节点ND11A，而第一可变电感电感器L11A的两个端节点中的另一端节点连接到第二节点ND12A。

第二可变电感电感器L12A的两个端节点中的特定端节点连接到第一节点ND11A，而第二可变电感电感器L12A的两个端节点中的另一端节点连接到恒定电感电感器L13A的两个端节点中的特定端节点。

恒定电感电感器L13A的两个端节点中的另一端节点连接到第一输出端子TO11。在将恒定电感电感器L13A的另一端节点连接到第一输出端子TO11的连接线上，建立第三节点ND13A。

恒定电容电容器C11A的两个端节点中的特定端节点连接到与第一输出端子TO11连接的第三节点ND13A。恒定电容电容器C11A的两个端节点中的另一端节点连接到与第二输出端子TO12连接的第二节点ND12A。

电阻器R11A具有与谐振时阻抗ωLQ相等的谐振阻抗Ro。电阻器R11A的两个端节点中的特定端节点连接到与第一输出端子TO11连接的第三节点ND13A，而电阻器R11A的两个端节点中的另一端节点连接到与第二输出端子TO12连接的第二节点ND12A。

在以下描述中，参考标号L1表示第一可变电感电感器L11A的电感，参考标号L2表示第二可变电感电感器L12A的电感，参考标号Lc表示恒定电感电感器L13A的电感。

接下来，解释图5的电路图中所示的高频放大器10A的工作如下。

放大部分11将被供应至输入端子TI11的输入电压信号Vin变换为与输入信号Vin成比例的电流。与输入信号Vin成比例的电流流到负载电路12A，并且最终变为出现在第一输出端子TO11和第二输出端子TO12之间的输出电压。

与第一实施例非常相像，在下面给出的等式中，参考标号Vamp表示在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A处出现的电压的幅度。另一方面，参考标号Vout表示输出电压的幅度。电压增益被定义为输出电压的幅度Vout与在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A处出现的电压的幅度Vamp的比率。由上面提到的等式表示电压增益如下。

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vamp}}=1+\frac{L2+\mathrm{Lc}}{L1}...\left(7\right)$

通过以下等式表示作为在第一输出端子TO11侧的电路的阻抗的、从充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A看上去的阻抗Ri：

$\mathrm{Ri}=\frac{\mathrm{Ro}}{{(1+\frac{L2+\mathrm{Lc}}{L1})}^2}...\left(8\right)$

如上面的等式所表示的，通过将谐振阻抗Ro除以之前给出的等式(7)的右手侧的表达式的平方，获得从充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A看上去的阻抗Ri。如之前所述的，等式(7)表示被定义为输出电压的幅度Vout与在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A处出现的电压的幅度Vamp的比率的电压增益。

另外，流过充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A的输出电流是放大部分11的跨导gm和输入信号Vin的乘积，而幅度Vamp是输出电流与阻抗Ri的乘积。因此，可以由以下等式表示幅度Vamp：

$\mathrm{Vamp}=\mathrm{gm}\·\mathrm{Vin}\·\mathrm{Ri}=\mathrm{gm}\·\mathrm{Vin}\frac{\mathrm{Ro}\left(\mathrm{\ω}\right)}{{(1+\frac{L2+\mathrm{Lc}}{L1})}^2}...\left(9\right)$

如由上面的等式表示的，幅度Vamp与之前给出的等式(7)的右手侧的表达式的平方成反比。如之前所述的，等式(7)表示被定义为输出电压的幅度Vout与在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A处出现的电压的幅度Vamp的比率的电压增益。

如上面解释的，在第二实施例的情况下，与采用相关技术的并联LC谐振器的高频放大器相比，由于幅度Vamp与电压增益的平方成反比这一事实，限制了幅度Vamp。因此，可以改进在充当放大部分11的输出节点的第一节点ND11A处的失真性能。结果，可以拓宽动态范围。

在如第二实施例的情况那样通过改变电感而在覆盖频带的不同频率上工作的系统中，选择适当的恒定电感Lc，从而可以使得高频放大器10A的增益平坦。

如下表示高频放大器10的总增益。

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vamp}}\·\frac{\mathrm{Vamp}}{\mathrm{vin}}=\mathrm{gm}\·\frac{\mathrm{Ro}\left(\mathrm{\ω}\right)}{{(1+\frac{L2+\mathrm{Lc}}{L1})}^2}...\left(10\right)$

由于谐振阻抗Ro(ω)随着频率增大而增大，如在标题为“背景技术”的章节中描述的，用于充当包括并联LC谐振器作为其负载的放大器的图1的电路图中所示的高频放大器具有如图2的图中所示的、不希望地依赖于频率的总增益。

另一方面，在依据本发明第二实施例的采用负载稳定方法的高频放大器10A中，随着频率增大，第一可变电感电感器L11A的电感L1和第二可变电感电感器L12A的电感L2减小，而恒定电感电感器L13A的电感Lc保持恒定。因此，高频放大器10A的阻抗变换比率如下地增大。

如上所述，谐振阻抗Ro(ω)随着频率增大而增大，阻抗变换比率也随着频率增大而增大。如在等式(10)的右手侧表达式中所示的，谐振阻抗Ro(ω)充当表达式的分子，而阻抗变换比率充当表达式的分母。因此，结果，高频放大器10A的总增益是平坦的并且几乎独立于频率，如由图4的图中充当表示高频放大器10A的总增益的频率依赖性特性的曲线的实线曲线A所示的。

如上所述，根据第二实施例，可以获得以下效果。

通过采用分支电感器谐振器作为由高频放大器10A中的放大部分11负担的负载，可以减小在高频放大器10A中采用的放大部分11的输出节点处出现的信号的幅度，从而可以拓宽动态范围。

另外，通过将恒定电感电感器L13A和第二可变电感电感器L12A串联连接在第一节点ND11A和第三节点ND13A之间，可以使得高频放大器10A的增益对输入信号的频率的依赖性平坦，如通过图4的图中所示的实线曲线A所指示的。

3.第三实施例

图6是示出在无线电通信装置中采用的RF前端部分100的典型配置的框图，该RF前端部分100充当具有根据至此已经描述的第一和第二实施例中任一实施例的高频放大器的RF前端部分100。

图6的框图中所示的RF前端部分100采用天线110、双工器120、RF放大器部分130、本地振荡器140以及混频器150和160。

双工器120具有电气地将信号发送路径与信号接收路径分离的功能，从而可以将天线110用于发送信号和接收信号两者。

RF放大器部分130被配置为包括信号接收系统130R和信号发送系统130T。

信号接收系统130R具有LNA(低噪声放大器)131，用于以预先确定的增益放大通过天线110接收的输入信号。信号接收系统130R还具有BPF(带通滤波器)132，用于使LNA 131输出的信号中的一个信号作为具有频带中的期望频率的信号而通过，并且将该具有频带中期望的频率的信号作为主信号供应给混频器150。

信号发送系统130T具有BPF(带通滤波器)133，用于使混频器160输出的信号中的一个信号作为具有频带中的期望信号发送频率的信号而通过。信号发送系统130T还具有PA(功率放大器)134，用于放大BPF 133通过的信号并且将放大后的信号供应给双工器120。

混频器150是用于将BPF 132输出的信号与本地振荡器140生成的本地振荡信号混合以便典型地输出IF(中频)信号的部分。

混频器160是用于将从发送处理系统输出的信号与本地振荡器140生成的本地振荡信号混合以便输出要供应给BPF 133的信号的部分。应注意，发送处理系统本身在图6的框图中没有示出。

在根据第三实施例的RF前端部分100中采用的LNA 131是根据第一实施例的高频放大器10或根据第二实施例的高频放大器10A。

因此，可以减小在LNA 131中采用的放大部分的输出节点处出现的信号的幅度，从而可以拓宽动态范围。另外，可以将增益对输入信号的频率的依赖性保持在平坦状态。

4.第四实施例

图7是示出在TV接收机中采用的调谐器部分200的典型配置的电路图，该调谐器部分200充当具有根据之前已经描述的第一和第二实施例中任一实施例的高频放大器的调谐器部分200。

如图7的框图中所示的，调谐器部分200具有信号接收天线210、调谐滤波器220、LNA 230、另一调谐滤波器240、本地振荡器250和混频器260。

另外，调谐器部分200还采用IF滤波器270、IF放大器280和解调器290。

调谐器部分200的前端部分包括信号接收天线210、调谐滤波器220、LNA230、另一调谐滤波器240、本地振荡器250、混频器260、IF滤波器270和IF放大器280。

调谐滤波器220提取信号接收天线210所接收的广播波作为具有期望频率的接收信号。LNA 230放大调谐滤波器220所提取的信号。调谐滤波器240提取已经被LNA 230放大的信号作为具有期望频率的信号。调谐滤波器240将如此提取的信号作为主信号供应给混频器260。

混频器260将从调谐滤波器240接收的主信号与本地振荡器250生成的本地振荡信号混合，以便输出IF(中频)信号至IF滤波器270。IF滤波器270从混频器260所供应的IF信号中去除不必要的成分，并且将剩余信号输出至IF放大器280。IF放大器280放大从IF滤波器270接收的剩余信号，并将放大后的信号供应给解调器290。解调器290解调IF放大器280放大后的信号。

在根据第四实施例的调谐器部分200中采用的LNA 230是根据第一实施例的高频放大器10或根据第二实施例的高频放大器10A。

因此，可以减小在LNA 230中采用的放大部分的输出节点处出现的信号的幅度，从而可以拓宽动态范围。另外，可以将增益对输入信号的频率的依赖性保持在平坦状态。

已经将TV接收器的调谐器部分作为被应用了根据第一实施例的高频放大器10或根据第二实施例的高频放大器10A的典型电子装置(即，典型无线电通信装置)。然而，应注意，本发明还可以应用于宽范围的电子装置，诸如具有用于接收RF信号的接收器的便携式装置。

本申请包含与2009年10月27日向日本专利局提交的日本优先专利申请JP 2009-246539中公开的主题相关的主题，通过引用将其全部内容并入于此。

本领域技术人员应理解，取决于设计要求和其它因素可能出现各种修改、组合、子组合以及变更，只要它们在所附权利要求或其等价物的范围内即可。

Claims (10)

1.一种高频放大器，包括：

放大部分，具有将输入信号从电压信号变换为电流信号并且输出所述电流信号的功能；

输出端子；以及

负载电路，其连接到所述放大部分的输出节点，并且将所述放大部分输出的所述电流信号作为电压信号输出到所述输出端子，其中

所述负载电路具有第一电抗元件、第二电抗元件和第三电抗元件，

所述第一电抗元件的两个端节点中的特定端节点在连接到所述放大部分的所述输出节点的连接点处连接到所述第二电抗元件的两个端节点中的特定端节点，

所述第二电抗元件的所述两个端节点中的另一端节点在连接到所述输出端子中的特定输出端子的连接点处连接到所述第三电抗元件的两个端节点中的特定端节点，

所述第一电抗元件的所述两个端节点中的另一端节点和所述第三电抗元件的所述两个端节点中的另一端节点连接到所述输出端子中的另一输出端子，使得所述第一电抗元件和所述第三电抗元件形成连接所述另一输出端子的并联电路，

所述第一电抗元件和所述第二电抗元件中的每个是电容性电抗元件或电感性电抗元件，

所述第三电抗元件是电感性电抗元件或电容性电抗元件，以及

所述第一电抗元件和所述第二电抗元件中的每个的电抗是可变的

2.如权利要求1所述的高频放大器，其中所述负载电路包括抽头电容器谐振器，其包括：

被实现为具有可变电容的第一可变电容电容器的所述第一电抗元件；

被实现为具有可变电容的第二可变电容电容器的所述第二电抗元件；以及

被实现为电感器的所述第三电抗元件。

3.如权利要求2所述的高频放大器，其中充当所述第一电抗元件的所述第一可变电容电容器和具有恒定电容的恒定电容电容器并联连接到所述放大部分的所述输出节点。

4.如权利要求1所述的高频放大器，其中所述负载电路包括抽头电感器谐振器，其包括：

被实现为具有可变电感的第一可变电感电感器的所述第一电抗元件；

被实现为具有可变电感的第二可变电感电感器的所述第二电抗元件；以及

被实现为电容器的所述第三电抗元件。

5.如权利要求4所述的高频放大器，其中具有恒定电感的恒定电感电感器连接在被实现为所述第二可变电感电感器的所述第二电抗元件的两个端节点中的特定端节点和被实现为所述电容器的所述第三电抗元件的两个端节点中的另一端节点之间。

6.一种具有前端部分的无线电通信装置，所述前端部分用于基于本地振荡部分生成的本地振荡信号对主信号实施预先确定的处理，其中：

所述前端部分包括用于接收所接收的信号并输出所述主信号的高频放大器；

所述高频放大器包括：

放大部分，具有将输入信号从电压信号变换为电流信号并且输出所述电流信号的功能；

输出端子；以及

负载电路，其连接到所述放大部分的输出节点并且将所述放大部分输出的所述电流信号作为电压信号输出到所述输出端子；

所述负载电路具有第一电抗元件、第二电抗元件和第三电抗元件；

所述第一电抗元件的两个端节点中的特定端节点在连接到所述放大部分的所述输出节点的连接点处连接到所述第二电抗元件的两个端节点中的特定端节点；

所述第二电抗元件的所述两个端节点中的另一端节点在连接到所述输出端子中的特定输出端子的连接点处连接到所述第三电抗元件的两个端节点中的特定端节点；

所述第一电抗元件的所述两个端节点中的另一端节点和所述第三电抗元件的所述两个端节点中的另一端节点连接到所述输出端子中的另一输出端子，使得所述第一电抗元件和所述第三电抗元件形成连接所述另一输出端子的并联电路；

所述第一电抗元件和所述第二电抗元件中的每个是电容性电抗元件或电感性电抗元件；

所述第三电抗元件是电感性电抗元件或电容性电抗元件；以及

所述第一电抗元件和所述第二电抗元件中的每个的电抗是可变的。

7.如权利要求6所述的无线电通信装置，其中所述负载电路包括抽头电容器谐振器，其包括：

被实现为具有可变电容的第一可变电容电容器的所述第一电抗元件；

被实现为具有可变电容的第二可变电容电容器的所述第二电抗元件；以及

被实现为电感器的所述第三电抗元件。

8.如权利要求7所述的无线电通信装置，其中充当所述第一电抗元件的所述第一可变电容电容器和具有恒定电容的恒定电容电容器并联连接到所述放大部分的所述输出节点。

9.如权利要求6所述的无线电通信装置，其中所述负载电路包括抽头电容器谐振器，其包括：

被实现为具有可变电感的第一可变电感电感器的所述第一电抗元件；

被实现为具有可变电感的第二可变电感电感器的所述第二电抗元件；以及

被实现为电容器的所述第三电抗元件。

10.如权利要求9所述的无线电通信装置，其中具有恒定电感的恒定电感电感器连接在被实现为所述第二可变电感电感器的所述第二电抗元件的两个端节点中的特定端节点和被实现为所述电容器的所述第三电抗元件的两个端节点中的另一端节点之间。

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