CN101938613B

CN101938613B - 用于电视调谐器的跟踪滤波器

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Publication number: CN101938613B
Application number: CN2010102538186A
Authority: CN
Inventors: A·A·拉菲; C·辛; R·孙; A·卡穆拉; R·克瓦尼-普尔法德; A·皮奥瓦卡里; P·J·范科伦兰德
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2009-06-29
Filing date: 2010-06-29
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2030-06-29
Also published as: CN101938613A; US8385867B2; US20100328546A1; DE102010024868B4; DE102010024868A1

Abstract

本发明涉及用于电视调谐器的跟踪滤波器。在一个实施例中，提供了一组耦合在放大器和混频器之间的跟踪滤波器。跟踪滤波器可根据工作频带不同地配置。例如，第一组滤波器可配置为跨过其工作带宽保持基本恒定的Q值，而第二组滤波器可配置为跨过其工作带宽保持基本恒定的带宽。

Description

用于电视调谐器的跟踪滤波器

背景技术

由于集成电路可用功能不断增加，可能利用单个集成电路(IC)形成电视(TV)调谐器。这样的调谐器可以包括射频(RF)和基带电路来接收RF TV信号，例如有线、地面或卫星信号，将该信号降频到基带并对该信号执行处理以获得用来输出到显示器的视频信号，其中显示器为例如平板TV、计算机系统、便携设备、移动设备等系统的显示器。

由于更多功能在单个集成电路上实现，RF和数字处理的合并可能导致增加的噪声困扰，因为数字电路(包括数字时钟和数字数据处理电路二者)的一般切换可能产生谐波和可能干扰输入RF信号的接收和处理的数据依赖噪声。另外，电视调谐器应当能够在宽范围的输入条件下接收广播信号。例如，当存在具备适当预期信噪比的非常强的非预期信号(约-11dBm)时，电视调谐器可能不得不接收非常弱的预期信号(例如，-68dBm)。

此外，对于广播接收机，存在可以有信道的非常宽的带宽。在当前系统中，TV信道的范围从约50兆赫(MHz)的甚高频(VHF)频率到超高频(UHF)信号，所述超高频信号可以是或接近1千兆赫(GHz)。由于这个非常宽的频率范围，可能存在一个或多个跟踪滤波器。然而，由于滤波器将工作的宽频率范围以及这些不同频率处的竞争约束，提供适当跟踪滤波器可能很困难。因此存在对改进的跟踪滤波器的需要。

发明内容

根据一方面，本发明包括一种装置，该装置具有接收和放大射频(RF)信号的低噪声放大器(LNA)、耦合到LNA以滤波经放大的RF信号的跟踪滤波器、和耦合到跟踪滤波器以接收和降频经滤波的RF信号的混频器。在一个实施方式中，跟踪滤波器可以取决于工作频带不同地配置。例如，第一组滤波器可以配置为跨过其工作带宽保持基本上恒定的Q值，而第二组滤波器可以配置为跨过其工作带宽保持基本恒定带宽。跟踪滤波器中的一个或多个可以包括具有交叉耦合的至少一个正向匝和至少一个反向匝的磁差分电感器，并且至少一个跟踪滤波器包括磁单端电感器。在一些实施方式中，电容性衰减器可耦合在跟踪滤波器与混频器之间、并且基于给定跟踪滤波器的补偿因子可控，该补偿因子使得所述装置能够在相应电容性衰减器设置保持滤波器调谐。

本发明的另一方面涉及耦合到前端放大器和混频器之间的跟踪滤波器。该跟踪滤波器包括多个回路，每个回路覆盖一个电视信道频带，其中至少一个回路包含具有在半导体管芯的不同层之间行进的、交叉耦合的匝的磁差分电感器。这些回路各自还具有包括一组并联路径的电容器阵列，其中所述并联路径具有至少一个电容器和用以可控地将相应至少一个电容器耦合到信号路径的开关装置。在一些实施方式中，电容器阵列的Q分布在相应频带的增加的频率范围上增加。

本发明的又一方面涉及用以调谐耦合在跟踪滤波器和混频器之间的电容性衰减器的一组补偿值的方法。在一个实施例中，这个方法包括，将跟踪滤波器的电容器阵列的调谐值设置为电容性衰减器的相应设置的初始值，设置峰值检测器的阈值以令跟踪滤波器的输出使峰值检测器跳闸(trip)，以及递减峰值检测器的阈值。然后顺序递增调谐值并且确定峰值检测器是否跳闸，直到峰值检测器不跳闸。然后，保存峰值检测器不跳闸时的调谐值。当顺序递减调谐值时发生类似过程，并且也保存峰值检测器不跳闸时的调谐值。根据这些值计算电容器阵列的调谐码并且将其存储以用作补偿值。

附图说明

图1是根据本发明一个实施例的TV调谐器的模拟前端的一部分的框图。

图2是根据本发明一个实施例的TV调谐器的框图。

图3是根据本发明一个实施例的跟踪滤波器实现方式的频谱分析。

图4A-C是根据本发明一个实施例的磁差分电感器的表示。

图5是根据本发明一个实施例的磁差分电感器实现方式的示意性表示。

图6A-C是根据本发明一个实施例的跟踪滤波电感器的结构的图示。

图7是根据本发明一个实施例的电容器阵列的示意图。

图8是根据本发明一个实施例的电容性衰减器的实现方式。

图9是根据本发明一个实施例的包含受控振荡器的模拟前端的实现方式。

图10是根据本发明一个实施例的调谐方法的流程图。

具体实施方式

在各种实施例中，跟踪滤波器的实现可通过提供每一个针对TV频谱的不同频率范围的多个跟踪滤波器实现。以这种方式，可以针对给定频率范围处呈现的约束优化滤波器中的不同个体。考虑到多种可能的输入条件，对于调谐器的低成本硅实现方式，非预期信号应在降频到较低的中频(IF)发生之前被滤波，以将模拟接收链的动态范围降低到合理的且硅可实现的水平。另外，该滤波器可调谐使得TV频谱中的任意预期信道频率能够被接收。实施例可以具有高品质因数(或低带宽)，从而仅令预期信号通过而过滤出尽可能多的非预期信道。

实施例可进一步提供可用于形成跟踪滤波器的磁差分电感器配置，该跟踪滤波器可由这样的电感器和电容器形成以实现LC回路。除了电感器按不同频率范围配置不同，电容器实现方式也可按不同频率范围配置不同。实施例可进一步提供耦合到跟踪滤波器的输出的衰减器网络，以在传递经滤波的信号到混频级之前提供增益控制。由于可变衰减可改变跟踪滤波器的电容，也提供调谐跟踪滤波器的方法，以处理系统操作中可能出现的衰减改变。

现在看图1，图1示出根据本发明一个实施例的TV调谐器的前端的一部分的框图。如图1所示，该部分可与模拟前端相对应，该模拟前端接收输入的RF信号并将其处理和降频到较低频率，例如中频(IF)。在不同实现方式中，这样的降频可以是降至低中频(LIF)或零中频(ZIF)、基带或其他频率。如图1中所见，输入信号可通过信号路径20提供，路径20可以是到天线、电缆源或其他输入设备的连接。RF信号经平衡-不平衡转换器25到低噪声放大器(LNA)30。正如所见，LNA30可包括并联路径30_a-30_c以提供可调增益控制。在各种实施例中，每条增益路径可包括相同或不同数量的增益。如下面将进一步讨论的，增益级30a-30c中的一个或多个可基于例如微控制器的控制而起作用。依次地，也在微控制器控制下，经放大的信号可被提供给开关矩阵35，例如电流开关矩阵，其用作滤波器选择器来切换信号到多个跟踪滤波器40_a-40_e中选定的一个。注意，虽然图1的实施例中示出五个这样的跟踪滤波器，本发明的范围不限制于此。如下面将进一步描述的，每个跟踪滤波器40可由电感器和电容器形成，并可通过磁差分电感器和可控电容实现。

滤波后，可以提供经滤波的信号到包括多个衰减器50_a-50_e的可变衰减器级。在诸多实现方式中，衰减器50可以是可控电容性衰减器。注意，较低频带信号可通过其他滤波器55_a和55_b以滤除本振(local osillator，LO)频率谐波周围的非预期信号。

然后可以将信号提供至多个混频器60_a-60_e之一。在一个实施例中，混频器可由旋转谐波混频器实现，当然本发明的范围不限制于此。选出的混频级可降频输入信号例如到低IF或ZIF值。可以提供经降频的信号到可实现混频信号的增益和滤波的混频器负载阵列70。从这里，降频信号通过I/Q合成器75，该合成器在I路径和Q路径上输出信号到例如IF电路，该IF电路可进行进一步的处理例如另外的增益和滤波操作，之后将所得到的信号提供到调谐器的数字信号处理器(DSP)来进行数字处理。虽然图1的实施例中示出了这个特定的实现方式，本发明的范围不限制于此。

为了理解可能影响跟踪滤波器的噪声的特性，考虑单芯片(chip)TV调谐器的实现方式是有益的。现在看图2，图2示出根据本发明一个实施例的TV调谐器的框图。如图2所示，调谐器100可以是由一个或多个半导体管芯构成的集成电路。在图2所示的实施例中，出现了两个管芯105和110，然而可以理解其他实现方式可由单个管芯(die)构成。如图2中所见，第一管芯105包括所有RF、IF以及基带元件，除了跟踪滤波器的电感器，所述电感器可位于第二芯片110上。输入信号(可从天线接收)由信号源V_s提供并且通过源电阻R_S经例如接合引线111a和111b到芯片。提供输入信号到LNA120。在开关网络的控制下，LNA120的输出被提供到多个跟踪滤波器之一，每一个所述跟踪滤波器由电容C₁-C₅和电感L₁-L₅构成。如所见，不同组接合引线122₁-122₅耦合跟踪滤波器的LC回路。依次地，经滤波信号被提供到与数字电路125一起存在于第一半导体管芯105上的另一模拟电路。

如图2中所见，可能存在各种磁性干扰源。特别地，在数字部分125中从芯片外接收的时钟信号可能使磁性信号M耦合进入电感器。类似地，由于从芯片上数字电流的数字逃逸导致的磁信号以及与数据有关的能量，耦合到跟踪滤波器并且可能使跟踪滤波器的噪声指数退化。因此，在各种实施例中为了降低这样的噪声，电感器可以由磁差分电感器形成。

如以上描述的，在各种实施例中，LNA负载可以是根据本发明实施例的一组跟踪滤波器。在不同的实施方式中，跟踪滤波器可在并联LC配置中实现，预定数目滤波器覆盖预期频谱。在一个实施例中，5个LC可覆盖大约50MHz-1000MHZ的频率范围。为实现跨越宽频率范围的正确滤波，实施例可根据频带实现恒定Q或恒定带宽(BW)技术的结合。

不同频带的要求的一些细节阐明这些考虑。现在看图3，示出根据本发明一个实施例的跟踪滤波器实现方式的频谱分析。如图3所示，跟踪滤波器的不同特性在频谱不同部分更加显著。对于较低频率，例如，约50-337MHz，主要关心的是滤除LO谐波附近频率的非预期信号。由于LO谐波相对LO基频有固定比率，跟踪滤波器的目的是以给定非预期频率比率对预期频率比率提供给定衰减。对于这些频率，使用恒定Q滤波器。另一方面，对于更高的预期频率，由于LO频率也高，所以LO的谐波位于预期TV频谱(约50-1000MHz频带)之外。因此固定频率比率下的跟踪滤波器衰减不是那么重要。但在给定频率偏移(例如N+/-6)处，可能有大的非预期信号。因此对于这些频率，在给定频率偏移的跟踪滤波器衰减是重要的。这里使用恒定BW滤波器。

特别地，如在图3中所见，在较低端，恒定频率比率的频率衰减是重要的，而在较高频率，恒定频率偏移的衰减是重要的。因而一般而言，跨越频谱的第一部分(例如，在较低频率)，恒定Q可能是跟踪滤波器的主要考虑，而在与较高频率相对应的第二频率范围，恒定带宽可认为是主要考虑。图3所示是根据本发明一个实施例的跟踪滤波器的分段。虽然显示为具有不同带宽以及设置在不同频率，但是可以理解本发明的范围不限于此。在如图3所示的一个实施例中，跟踪滤波器频带可被分离为具有变化的最大频率与最小频率的比率。特别地，在图3的实现方式中，对于频带1-5，F_max÷F_min可以分别对应于2.4x、2x、～2x、

对于针对UHF的调谐器，N+6衰减等于6db，这引起跟踪滤波器(TF)的收缩的BW(约40MHz)。因此对于这个高频率范围，恒定频率偏移的衰减是重要的。然而，对于VHF_H/L，谐波抑制/谐波失真(HR/HD)考虑设置了TF BW。因此，在这些低频率范围，恒定频率比率的衰减是重要的。对于之间的电缆频带，HR_req等于67dB。对于CTB测试，TF BW设置混频器可见的多个信道。TFBW等于80MHz并充分满足CTB测试。HR₃考虑为多数信道设置TF BW(除了接近470MHz的信道)。因此，在这个频率范围内，恒定频率比率的衰减是重要的。

因此，为满足这些不同约束，在较低频带，跟踪滤波器可提供恒定Q；而在较高频带，TF可提供恒定带宽。在这些频带之间的范围内，例如在大约333MHz到470MHz之间的频率，由于其可以是针对低频带的TF(例如图3的TF3)的部分，恒定Q也可扩展至此频带。对于在大约806MHz到1000MHz之间的频率(由于其是图3例子中的TF₅的部分)，恒定带宽也扩展至此范围。

本发明也对在跟踪滤波器之后包括电容器衰减器的实施例中发生的衰减器电容器变化提供数字补偿。也就是说，这个衰减器的输入电容(C_in)与衰减有关地变化，但调谐或补偿电容(C_tune)可用于补偿这个变化。在各种实施例中，在每个信道变化，TF针对不同衰减器设置(例如，大约10)调谐，并且这些C_tune值储存在表中。当例如根据AGC算法设置不同衰减水平时，这些值被再度使用以调整C_tune。

如上所述，在各种实现方式中跟踪滤波器的电感部分可通过磁差分实现方式来实现。在这个方式中，抗扰度可能因为来自设备数字部分的伪数字噪声而增加，也可能由于提供共模抑制而增加。就这点而言，注意跟踪滤波器耦合在LNA和混频器之间。在给定实现方式中，这两个设备都可包括不具备共模抑制的跨导体。由于，例如通过LNA前端的平衡-不平衡转换器，存在有限数量的可用共模抑制，可能期望在输入到混频器前抑制呈现在LNA输出处的共模信号电流。从而，根据本发明实施例的磁差分实现方式可通过提供共模抑制减小这样的共模电流。

现在看图4A，示出根据本发明一个实施例的磁差分电感器的表示。如图4A所示，并联电感器200由第一匝210和第二匝220构成。如所见，这两个线圈具有包括正向和反向部分的差分配置。再进一步，每个线圈提供交叉耦合，交叉耦合可通过双层结构实现，使得电感器路径始于半导体器件或集成无源器件的第一金属层并在交叉耦合点201交叉至第二层，反之亦然。

如图4a中所见，正向部分包括以相同方向传输的差模和共模电流，而反向部分可包括彼此反向的差模和共模电流。电感路径可始于输入节点P和N。电感器可具有耦合到供电电压的中央抽头，供电电压例如是VDD。

由于电感中出现的差分电流，如图4B所示，两并联线圈造成的磁场基本相等且方向相反，并因此基本相互抵消。类似地，如图4C所示，对于共模电流，因为相邻匝中的共模电流相互抵消，所以给定部分中的磁场基本上相互抵消。由于共模和差模电流产生的磁场在电感结构之外的点处大大减小，这也意味着，根据对偶原理，杂散磁场(例如来自数字切换)将在电感器的输入引入少得多的共模和差模电压。相应地，例如图4A所示的实现方式显著减小了因噪声导致的磁场耦合。

现在看图5，示出根据本发明一个实施例的磁差分电感器实现方式的示意性表示。如图5所示，并联、交叉耦合差分电感器级300被示出并耦合到LNA跨导体305的输出。注意图5中的虚线表示图4A中的交叉耦合点201。像这样的实现方式可提供小的共模电感和共模磁场，以及小的共模Q。

相应地，跟踪滤波器的电感器的单元结构可如图6A所示。注意虽然为了方便，图6A的图示中仅示出两匝，本发明的范围不限于此。如图6A中所见，结构400包括交叉耦合的正向匝410和反向匝420。如上所述，交叉耦合可通过将所述匝在半导体器件或集成无源器件的两层之间穿过而实现。在各种实现方式中，这个单元结构可结合成串联/并联组合来为特定跟踪滤波器实现给定电感器。图6B示出并联实现方式，其中电感器400包括两个匝410和420，一个正、一个负，并且两者都耦合到中央抽头(其又耦合到供电电压，例如VDD)。这样的并联实现方式可用于实现较小值的电感器。注意，连接到供电电压Vdd的下通道(underpass)430不承载差分信号。图6C示出一系列实现方式。如所示，使用两个单元结构440和450，并且它们交叉耦合到一起。第一单元结构的输入耦合到LNA(图6C未示出)的输出并且第一单元结构的输出交叉耦合到第二单元结构的输入，并且第二单元结构的两个差分输出在节点455连接在一起并耦合到Vdd.。

电感器使用磁差分结构可减少伪耦合机制(例如共模激励)30-40db，同时还在LNA和混频器之间提供共模抑制。注意，这样的电感器在特定实现方式中可具有稍差的Q，这是由于金属布线到其中心。因此，这样的磁差分电感器可能对小尺寸电感器(例如，在UHF频带)比对较大电感器(例如，在VHF_L频带)有效。需要理解，磁单端实现方式可以以最低成本和最高Q实现。然而，它可能对激励(spur)具有更高的灵敏度。

由于在根据本发明实施例的调谐器要工作的宽频率范围中存在不同考虑，本发明的实施例可最优化不同频带的电感器设计。现在看表1，示出根据本发明实施例的多个跟踪滤波器的电感器的示例性实现方式。

表1

因而，根据本发明实施例的跟踪滤波器可抑制共模信号，提高抗阻断的性能，并且还能够去除可能由LNA产生的共模信号。

除了电感器，不同跟踪滤波器的电容器也可不同地配置以提高性能。一般而言，每个跟踪滤波器可包括具备多个并联耦合的调谐电容器的电容器阵列，所述电容器可以根据期望信道频率选择性地切换进或出回路，并且在一个实施例中这些电容器可以温度编码。调谐范围与电容器Q值之间存在折衷关系。在这点上注意，调谐范围对多数频带是紧密的。

进一步地，由于每一个跟踪滤波器都具有宽频率范围，所以给定跟踪滤波器的电容器可具备高Q值。例如，频带5从大约685MHz扩展到1GHz。因此，需要大约25的高Q来获得1Ghz处40MHz的带宽。进一步注意，电感(L)是Q降低的主要因素而较高频率下的电容(C)导致Q降低。为了最佳性能，可在调谐范围允许的条件下，尝试获得电容器的最大Q值。因此通常在调谐范围和Q之间存在折衷。为破坏这种依赖，可实施温度编码的跟踪滤波器的电容器，使其具有不同取值的切换电阻器以获得最佳Q分布。例如，对于高频带，切换电阻可以是最小的；而对于较小频率，存在较大电阻。注意当较大电阻器存在时(由于较小晶体管开关)，电阻的寄生电容较小，这可能导致差的Q。然而，如上所述，在较低频率时这不是那么重要。以这种方式，可获得额外程度的设计自由度。因此在各种实施例中，跟踪滤波器的电容器阵列的开关可设计来获得期望Q曲线，倒转常规的Q分布(其中Q_c随频率升高而降低)以利于调谐范围。

现在看图7，示出根据本发明一个实施例的电容器阵列的示意图。如图7所示，电容器阵列400可包括多个并联路径或阵列分支420，每个具有一个或多个耦合在差分输入线410a和410b之间的电容器。可以理解阵列400用于单个跟踪滤波器，对每个跟踪滤波器可存在不同电容阵列。在图7所示的实现方式中，每个阵列分支420包括一对串联的电容C1和C2。虽然示出两个串联电容器为一组，不同实施例中可以出现更多或更少的电容器，并且这些电容器可以是相同或不同值。如进一步所见，基于控制来满足期望调谐频率，每个分支420包括开关元件430，开关元件430可配置为CMOS电阻器。在一些实施例中，CMOS开关装置可由数字控制字控制。为了实现不同跟踪滤波器的可控Q值，这些电阻器中的每个可以取不同值，范围是R₁-R_n。在各种实现方式中，开关可迅速变得越来越小。在一个实施例中，例如，对于调谐滤波器5，为了第一级Q等级，这些开关可在大约19欧姆到47欧姆变动。此外，给定电容器级的Q值可根据如下方程：

其中ω_o是频率，C是电容值，R_i是单个开关电阻。虽然图7的实施例示出这个特定实现方式，本发明的范围不限于此。

总的来说，跟踪滤波器的电感器和电容器可最佳地设计以跨越其将工作的宽频率范围改善工作。现在看表2，示出根据本发明一个实施例的跟踪滤波器频带的概要。

表2

相应地，在各种实施例中，跟踪滤波器可在低频带利用合适的Q值提供谐波抑制，而在较高频带伴随着较高Q存在较小带宽。由于谐波抑制依赖于Q，可设置Q水平值以满足谐波滤波需要。在一个实施例中，在较低频带可将Q值设计为好于预定低水平(如大约5-6)，而在较高频带，Q值可达到大约25。

如上面在各种实施例中进一步讨论的，跟踪滤波器和混频器间可以提供电容性衰减器。也就是说，在混频器前需要增益控制。尽管所有这样的增益控制可在LNA中实现，可能出现各种问题，特别是关于较低噪声指数。在一个实施例中，实现两级RF增益控制实现方式。通过这种分离，衰减器可以高度线性并提供增益控制调节器的低噪声方法，而不加载所述回路也不衰减LNA带宽。因此通过在LNA之外且在混频器之前提供增益控制中的一些，LNA中的噪声指数损失减少或没有。

现在看图8，示出根据本发明一个实施例的电容性衰减器的实现方式。如图8所示，电容性衰减器阵列510可以耦合在跟踪滤波器505与混频器520之间。在图8所示的实现方式中，电容器衰减器510可由多个一个或多个串联连接的可切换电容器C_swl-C_swn实现，分支515并联耦合在从跟踪滤波器505耦合到混频器520的信号线之间。特别地，每个分支515可具有多个与控制开关串联耦合的电容器。每个电容器分支可通过控制信号(例如ATTEN1-N)，选择性地耦合到信号路径，所述控制信号提供到耦合在分支的两个电容器之间的开关M_sw1-M_swn。注意除了跟踪滤波器和电容器阵列，DC隔直电容器C_ac也可以耦合在这两部件间。

通过将增益控制分为至少两块，也就是在LNA中和在电容性衰减器中，在相同噪声指数值下可以除去更大的阻断(blocker)。在一个实施例中，LNA中的增益控制可提供大约36db的衰减范围，而电容性衰减器可提供大约10db的衰减范围。

然而，电容性衰减器的存在可能引起调谐滤波器的失谐。于是，在各种实施例中，可以提供调谐算法，以便在有电容性衰减器(其可具备多个不同可用设置)时能够对调谐滤波器进行正确调谐。在一个实施例中，调谐算法在启动时以及当发生信道改变时执行。一般而言，该算法可通过为每个电容性衰减器设置确定调谐电容器值进行。所得到的每个电容性衰减器设置的调谐电容器值存储在表中，在调谐到给定信道频率之后并根据由AGC环路确定的电容性调谐器设置，使用来自表中的适当调谐电容器值，使得跟踪滤波器不失谐。对于模拟电视，电容器衰减器设置的改变以及调谐电容器值的相应改变可在垂直消隐间隔实现。

现在看图9，示出包含受控振荡器680的模拟前端的实现方式，受控振荡器例如是压控振荡器(VCO)，其可用于通过经由校准源670插入预定频率执行调谐算法(例如在消隐间隔期间)，校准源670包括可编程除法器672和增益元件674。调谐操作期间，当这个可对应于预期信道频率的受控频率，通过校准源670输入并提供给跟踪滤波器620时，至LNA 610的输入可被切断，跟踪滤波器620的输出通过衰减网络630提供到包括放大器660和峰值检测器665的检测电路而不是混频器640。基于接收值，可确定因此将跟踪滤波器620调谐到期望信道的补偿值并且该补偿值被可以保存在查找表655中。然后当提供相应衰减器设置的增益控制信号给衰减器网络630时，这个表可被增益控制电路650访问。一般而言，调谐算法可扫描峰值检测阈值以找到期望峰所处的值。然后可为峰值检测器设置较低阈值，并且调谐电容器扫描以找到峰值检测器跳闸(trip)的两个调谐电容器代码。与期望信道频率相应的实际调谐电容器代码是这两个调谐电容器代码的平均。

现在看图10，示出根据本发明一个实施例的调谐方法的流程图。如图10所示，通过初始化合成器到调谐模式以及设置注入源频率例如到将调谐的信道的期望频率(块1005)，该调谐方法开始。接下来，设置电容性衰减器到其第一设置(块1010)。然后跟踪滤波器的调谐电容器可被初始化为其初始值，该初始值例如从曲线拟合中获得。这个初始调谐值(例如，诸如数字字的调谐代码，其用于控制滤波器的电容器阵列的切换)可对应于给定信道和衰减器设置的初始值(块1015)。然后可调整峰值检测器阈值，并且注入源水平也可以调整，从而使跟踪滤波器输出恰好使峰值检测器跳闸(块1020)。然后可以降低峰值检测器阈值一级(块1025)。然后可以设置调谐代码到初始调谐代码(块1030)。然后可以递增调谐代码(块1035)。然后可确定峰值检测器是否仍跳闸(菱形1040)。如果是，控制返回到块1035。否则，可将这个调谐代码值作为第一调谐代码值存进第一存储器(块1050)。

然后控制转到块1055，这里初始调谐代码可再度应用于调谐滤波器，并且滤波器的调谐代码从这里递减(块1060)。然后可确定峰值检测器是否仍跳闸(菱形1065)。如果是，控制返回到块1060。否则，可将当前调谐代码值作为第二调谐代码值存进第二存储器(块1070)。然后在块1075可确定电容性衰减器设置的调谐代码值。在一个实施例中，这个调谐代码值可以被调节为对应于第一和第二调谐代码值(例如，(调谐代码1+调谐代码2)/2)的平均。

可以在表中存储这个调谐代码值，并且可以为后面的衰减器设置运行调谐算法。相应地，控制转到块1080，在块1080衰减器设置递增。确定是否所有阵列衰减器设置已经执行(例如，一些实施例中为10)(菱形1090)。如果否，控制器返回到块1015。否则，调谐方法终止，并且合成器返回到其正常模式，并且注入源被停用(块1095)。虽然图10的实施例示出特定实现方式，本发明的保护范围不限于此。

虽然关于有限数目实施例描述了本发明，本领域技术人员从中将意识到许多改进和变形。所附的权利要求意图是覆盖属于本发明真实的精神和范围内的所有这样的改进和变形。

Claims

1.一种用于处理射频RF信号的装置，包括：

低噪声放大器(LNA)，用以接收射频RF信号和放大该RF信号；

多个跟踪滤波器，耦合到LNA以滤波经放大的RF信号，其中第一组跟踪滤波器各自配置为跨过相应的跟踪滤波器工作带宽保持恒定的Q值，且第二组跟踪滤波器各自配置为跨过跟踪滤波器工作带宽保持恒定的带宽；以及

混频器，耦合到所述多个跟踪滤波器，以接收和降频经滤波的RF信号。

2.权利要求1的装置，其中在微控制器控制下，可控地选择所述多个跟踪滤波器中的一个来基于RF信号的频率接收经放大的RF信号。

3.权利要求1的装置，其中至少一个跟踪滤波器包括具有交叉耦合的至少一个正向匝和至少一个反向匝的磁差分电感器。

4.权利要求3的装置，其中至少一个跟踪滤波器包括磁单端电感器。

5.权利要求3的装置，其中所述至少一个正向匝从半导体器件的第一金属层行进到该半导体器件的第二金属层，并且所述至少一个反向匝从所述第二金属层行进到所述第一金属层。

6.权利要求1的装置，其中跟踪滤波器包括具有串联配置的第一磁差分电感器，和具有并联配置的第二磁差分电感器，每个磁差分电感器具有交叉耦合的至少一个正向匝和至少一个反向匝，该至少一个正向匝从半导体器件的第一金属层延伸到该半导体器件的第二金属层，并且该至少一个反向匝从所述第二金属层延伸到所述第一金属层。

7.权利要求6的装置，其中第一和第二磁差分电感器各自耦合到相应跟踪滤波器的相应电容器阵列；每个电容器阵列耦合在第一线路和第二线路之间，并包括一组并联路径，所述并联路径具有至少一个电容器和用以可控地将相应至少一个电容器耦合到第一和第二线路的开关装置。

8.权利要求7的装置，其中每个电容器阵列中的至少一些开关装置大小不同。

9.权利要求1的装置，还包括在所述多个跟踪滤波器和混频器之间耦合的电容性衰减器，该电容性衰减器可控制成在多个设置下工作。

10.权利要求9的装置，还包括用于为每个跟踪滤波器在所述多个设置中的每一个储存相应补偿因子的表，其中所述补偿因子用于在相应电容性衰减器设置维持跟踪滤波器的调谐。

11.权利要求10的装置，其中补偿因子基于峰值检测器输出未使阈值跳变时跟踪滤波器的电容器阵列的第一调谐代码和峰值检测器输出未使阈值跳变时电容器阵列的第二调谐代码的平均而确定。

12.一种用于处理电视信号的装置，包括：

跟踪滤波器，将耦合到用于接收电视信号的前端放大器和用于降频该电视信号到中频IF信号的混频器之间；其中跟踪滤波器包括多个回路，每个回路覆盖一个电视信道频带，至少一个回路具有配置为磁差分电感器的电感器，所述磁差分电感器具有交叉耦合的至少一个正向匝和至少一个反向匝，其中该至少一个正向匝从第一半导体管芯的第一金属层行进到第一半导体管芯的第二金属层，并且该至少一个反向匝从第二金属层行进到第一金属层；所述磁差分电感器用于降低磁干扰和提供共模抑制，所述多个回路中的每一个进一步具有耦合在第一线路和第二线路之间的电容器阵列，每个电容器阵列包括一组并联路径，所述并联路径具有至少一个电容器和用以可控地将相应至少一个电容器耦合到第一和第二线路的开关装置，其中电容器阵列的Q分布将随着相应频带的频率范围增加而增加，其中所述跟踪滤波器是耦合到所述前端放大器以滤波所述电视信号的多个跟踪滤波器，其中第一组跟踪滤波器各自配置为跨过相应的跟踪滤波器工作带宽保持恒定的Q值，且第二组跟踪滤波器各自配置为跨过跟踪滤波器工作带宽保持恒定的带宽。

13.权利要求12的装置，其中电容器阵列中的每个配置在第二半导体管芯上，其中第二半导体管芯还包括前端放大器、混频器和数字电路以处理IF信号。

14.权利要求13的装置，还包括耦合在所述多个回路和混频器之间的电容器衰减器。

15.权利要求12的装置，其中所述多个回路包括：各自配置来跨过相应回路带宽保持恒定的Q值的第一组回路，和各自配置来跨过相应回路带宽保持恒定的带宽的第二组回路。

16.一种用于调谐耦合在跟踪滤波器和混频器之间的电容性衰减器的一组补偿值的方法，包括：

将耦合在放大器和混频器之间的电视调谐器的跟踪滤波器的电容器阵列的调谐值设置为初始值，该初始值用于耦合在跟踪滤波器和混频器之间的电容性衰减器的相应设置；设置耦合到电容器阵列的峰值检测器的阈值，使得跟踪滤波器的输出使峰值检测器跳闸，并递减峰值检测器阈值；

顺序递增调谐值并确定峰值检测器是否跳闸，直到峰值检测器不跳闸；

当峰值检测器不跳闸时在第一存储器中存储调谐值；

顺序递减调谐值并确定峰值检测器是否跳闸，直到峰值检测器不跳闸；

当峰值检测器不跳闸时在第二存储器中存储调谐值；以及

为电容器阵列计算调谐代码且将该调谐代码存储在补偿表中，该调谐代码实质上是第一和第二存储器中储存的值的平均，其中所述跟踪滤波器是耦合在所述放大器和所述混频器之间的多个跟踪滤波器，其中第一组跟踪滤波器各自配置为跨过相应的跟踪滤波器工作带宽保持恒定的Q值，且第二组跟踪滤波器各自配置为跨过跟踪滤波器工作带宽保持恒定的带宽。

17.权利要求16的方法，其中调谐代码存储在与跟踪滤波器和电容性衰减器的相应设置相关联的补偿表的第一条目中。

18.权利要求16的方法，还包括：针对所述电容性衰减器的多个设置以及针对多个跟踪滤波器的多个电容器阵列，执行所述设置、顺序递增、存储、顺序递减、存储、以及计算。

19.权利要求17的方法，还包括：当自动增益控制(AGC)电路选择相应电容性衰减器设置时访问所述第一条目，以及使用第一条目的调谐代码控制电容器阵列。