JP2005159803A - ゲインの可変制御可能な高周波増幅回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】広い帯域で、NF値の劣化が少なく、リニアなゲイン制御が可能な高周波増幅回路を提供する。
【解決手段】高周波入力信号(F2)がゲートに供給されドレイン側に増幅された信号(Fout)を生成する増幅トランジスタ(Q30)と、入力端子とゲートとの間の信号伝播経路(26)と電源(GND)との間に減衰用キャパシタ(C41〜C44)とスイッチトランジスタ(Q41〜Q44)とを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器(24)とを有する。この可変減衰器(24)によれば、入力端子から増幅トランジスタのゲートとの間の高周波入力信号の伝播経路(26)中に、抵抗素子やスイッチが挿入されていないので、抵抗素子によるノイズフィギュアの劣化や寄生容量の問題、スイッチによる高周波特性の劣化がない。
【選択図】 図4
【解決手段】高周波入力信号(F2)がゲートに供給されドレイン側に増幅された信号(Fout)を生成する増幅トランジスタ(Q30)と、入力端子とゲートとの間の信号伝播経路(26)と電源(GND)との間に減衰用キャパシタ(C41〜C44)とスイッチトランジスタ(Q41〜Q44)とを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器(24)とを有する。この可変減衰器(24)によれば、入力端子から増幅トランジスタのゲートとの間の高周波入力信号の伝播経路(26)中に、抵抗素子やスイッチが挿入されていないので、抵抗素子によるノイズフィギュアの劣化や寄生容量の問題、スイッチによる高周波特性の劣化がない。
【選択図】 図4
Description
本発明は、ゲインの可変制御可能な高周波増幅器に関し、特に、ゲインの線形性を保ちつつノイズフィギュアの劣化を防止し、更に、素子数を減らすことができる高周波増幅回路に関する。
シリコンや化合物の半導体チップにより高周波回路を実現することが提案されている。特に、携帯電話や携帯情報端末などの普及に伴い、例えば2〜40GHzなどのマイクロ波帯域で使用可能な高周波回路を搭載した低コストのシリコンチップの開発が進められている。
高周波回路には様々なところで可変ゲインのパワーアンプが使用されるが、かかるパワーアンプをシリコンチップで実現するためには、ノイズフィギュア(NF)の劣化抑制、リニアなゲイン特性、素子数の低減などをクリアする必要がある。
図1は、一般的な高周波回路の構成例を示す図である。高周波信号F0に対して所定の処理を行う高周波回路10の出力F1が、整合回路12を介して、ゲインコントロール可能な増幅回路14に入力される。そして、ゲインコントロール信号GCNTにより制御されたゲインで増幅された信号F3が出力される。整合回路12は、高周波回路10の出力F1のインピーダンスマッチングのための回路であり、高周波回路10と増幅回路14との関係にしたがって最適化され、高周波信号の反射が防止される。
図2は、ゲインコントロール増幅回路の従来例を示す回路図である。この従来例は、NチャネルトランジスタQ30,Q31からなる増幅回路18の前段に、可変減衰器16を設けて、可変減衰器16により整合回路12からの入力F2の振幅を可変減衰させ、全体で増幅器のゲインを制御する。トランジスタQ31のゲートには第1のバイアス電圧Vbias1が抵抗R1を介して接続され、トランジスタQ30のゲートには第2のバイアス電圧Vbias2が抵抗R2を介して接続され、増幅回路18のゲインは一定に保たれる。可変減衰器16は、それぞれ抵抗素子R1〜R3、R4〜R6で構成された複数のパイ型減衰回路20,22から構成され、スイッチSW11,SW12により、減衰量が可変制御される。スイッチSW11,SW12はそれぞれ、例えば、Nチャネルトランジスタで構成したスイッチよりなる。スイッチSW11,SW12が共に減衰回路20側に接続されると、減衰回路20の減衰率で信号が減衰され、スイッチSW11,SW12が共に減衰回路22側に接続されると、減衰回路22の減衰率で信号が減衰される。
上記のように、増幅回路の前段に設けられる減衰器は、例えば以下の特許文献1にも開示されている。
特開平8−288791号公報
図2に示した減衰器付きの増幅回路では、高周波入力信号F2が減衰器16にてスイッチSW11,SW12により選択された減衰回路20,22の減衰率で減衰され、増幅回路18のトランジスタQ30のゲートに供給され、固定のゲインで増幅される。したがって、スイッチSW11,SW12で制御することで減衰器の減衰率をリニアに制御することができ、その結果、入力信号F2に対してはリニアなゲインで増幅することができる。
しかしながら、図2に示された増幅回路は、低周波帯域において使用されるものであり、高周波帯域、例えば、2〜40GHz、では、パイ型減衰回路の抵抗素子が高周波信号F2に対してノイズ源になり、入力のSN比と出力のSN比との比率であるノイズフィギュア(NF)が劣化する。また、シリコン基板上に抵抗素子を形成する場合、一般にシリコン基板表面に不純物領域を形成するが、そのシリコン基板と不純物領域との間の寄生容量が、高周波信号に影響を与えることになり、高周波特性の劣化を招くことになる。更に、高周波信号の伝播経路にスイッチSW1,SW12が設けられており、それらのスイッチを構成するトランジスタの特性がプロセス依存性を有するなど、減衰器のリニアリティに何らかの悪影響を与えることになる。また、図2に示されるように、減衰器16の前段に整合回路12を設ける必要があり、素子数の増大を招いている。
そこで、本発明の目的は、高周波信号に対してノイズフィギュアの劣化が少なくリニアが可変ゲイン特性を有する増幅回路を提供することにある。
更に、本発明の別の目的は、リニアな減衰特性を有する減衰器を前段に設けた増幅回路を提供することにある。
更に、本発明の別の目的は、リニアな減衰特性を有する高周波用可変減衰器を提供することにある。
上記の目的を達成するために、本発明の第1の側面は、ゲインを可変制御可能な増幅回路において、
高周波入力信号が供給される入力端子と、
前記入力端子に供給された高周波入力信号がゲートに供給され、ドレイン側に増幅された信号を生成する増幅トランジスタと、
前記入力端子と増幅トランジスタのゲートとの間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器と
を有することを特徴とする。
高周波入力信号が供給される入力端子と、
前記入力端子に供給された高周波入力信号がゲートに供給され、ドレイン側に増幅された信号を生成する増幅トランジスタと、
前記入力端子と増幅トランジスタのゲートとの間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器と
を有することを特徴とする。
上記の目的を達成するために、本発明の第2の側面は、高周波入力信号を減衰させる可変減衰器において、
高周波入力信号が供給される入力端子と、
高周波出力信号が出力される出力端子と、
前記入力端子と出力端子との間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットとを有し、
前記減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御されることを特徴とする。
高周波入力信号が供給される入力端子と、
高周波出力信号が出力される出力端子と、
前記入力端子と出力端子との間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットとを有し、
前記減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御されることを特徴とする。
上記の可変減衰器によれば、入力端子から増幅トランジスタのゲートとの間の高周波入力信号の伝播経路中に、抵抗素子やスイッチが挿入されていないので、抵抗素子によるノイズフィギュアの劣化や寄生容量の問題、スイッチによる高周波特性の劣化がない。したがって、高周波信号に対してノイズフィギュアの劣化が少なくリニアな可変ゲイン特性を有する増幅回路を提供することができる。
以下、図面にしたがって本発明の実施の形態について説明する。但し、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された事項とその均等物まで及ぶものである。
図3は、本実施の形態における増幅回路の回路図である。この増幅回路は、増幅トランジスタユニット18の前段に可変減衰器24が設けられている。増幅トランジスタユニット18の構成は、図2の例と同じであり、同じ引用番号を与えている。この増幅回路は、シリコン基板に設けられたMOSトランジスタと容量素子、抵抗素子、インダクタンス素子などにより構成される。
増幅トランジスタユニット18には、増幅用トランジスタとして、入力端子INからの高周波入力信号F2がゲートに供給されソースが接地されたNチャネルトランジスタQ30が設けられている。このトランジスタQ30のゲートには、抵抗R2を介して第2のバイアス電圧Vbias2が供給される。更に、トランジスタQ30のドレイン側に、ゲートに抵抗R1を介して第1のバイアス電圧Vbias1が供給されるNチャネルトランジスタQ31が設けられている。そして、トランジスタQ31のドレインが負荷インダクタンスLを介して電源Vddに接続されている。また、トランジスタQ31のドレインからは、出力カップリングキャパシタCoutを介して出力端子OUTに出力信号Foutが出力される。
増幅トランジスタQ30が、ゲートに供給される入力信号F2を増幅し、そのドレインに増幅された信号を生成し、更に、トランジスタQ30にカスコード接続されたトランジスタQ31は、そのゲート・ソース間の増幅された信号を更に増幅し、ドレイン端子に出力信号Foutを生成する。このように、トランジスタQ30,Q31をカスコード接続させることで、より高いゲインを提供することができる。
本実施の形態の増幅回路は、増幅ユニット18の増幅トランジスタQ30のゲートと入力端子INとの間に可変減衰器24が設けられている。この可変減衰器24の減衰量を可変制御することで、増幅回路のゲインを可変制御する。
減衰器24は、入力端子INとトランジスタQ30のゲートとの間の信号伝播経路26に、減衰用のキャパシタC41〜C44とスイッチトランジスタQ41〜Q44とを直列接続した減衰ユニットが、複数並列設けられている。図3の例では、4つの減衰ユニットが信号伝播経路26とグランド電源GNDとの間に並列に設けられている。そして、各スイッチトランジスタQ41〜Q44のゲートには、減衰量制御信号GC1〜GC4が供給され、それぞれ導通・非導通制御される。
入力端子INに供給された高周波入力信号F2は、入力カップリングキャパシタCin及び信号伝播経路26を介して増幅トランジスタQ30のゲートに供給される。仮に、減衰量制御信号GC1がHレベルに制御されてトランジスタQ41が導通状態にされると、信号伝播経路26を伝播する高周波信号のエネルギーの一部が減衰用キャパシタC41とトランジスタQ41とを介してグランド電源GNDに吸収される。つまり、減衰用キャパシタC41は、高周波信号の交流成分に対してグランドGNDにショートする機能を有し、減衰用キャパシタC41の容量値に応じて、吸収されるエネルギーの量が決定する。別のトランジスタを導通制御して減衰用キャパシタの数を増やすことで、吸収されるエネルギーの量が増加し、その結果、減衰量が増加制御される。
そこで、減衰用キャパシタC41〜C44の容量値を1:2:4:8などバイナリに増加するように設計し、更に、スイッチトランジスタQ41〜Q44のゲート幅もそれと同じ比率にすることで、減衰量制御信号GC1〜GC4を適宜組み合わせることで、減衰器24の減衰量をリニアに増加させることができる。すなわち、トランジスタQ41〜Q44が全て非導通状態で、減衰量ゼロに制御され、トランジスタQ41〜Q44の導通状態を組み合わせることで、減衰量がリニアに増加するように制御される。したがって、入力された高周波入力信号の振幅が、この減衰器24によりリニアに可変減衰され、それが増幅トランジスタユニット18で固定のゲインで増幅される。その結果、増幅回路全体のゲインがリニアに可変制御される。しかも、増幅トランジスタユニット18に、カスコード接続した2つのトランジスタQ30,Q31を利用してゲインを大きくしているので、ゲインの可変制御範囲を広くすることができる。
この減衰器24では、高周波信号の伝播経路26中に、抵抗素子やスイッチングトランジスタを設ける必要がないので、図2に示した従来例のようなノイズフィギュアの劣化や、高周波特性の劣化の問題はない。また、抵抗素子の寄生容量による高周波特性への悪影響の問題もない。
また、前段に設けられる高周波回路10(図1参照)の構成によっては、何らかのインピーダンスマッチングのための整合回路12を設ける必要がある場合がある。しかし、本実施の形態の可変減衰器24は、減衰用キャパシタC41〜C44を有するので、これらの減衰用キャパシタに加えて、入力端子INの前段にインダクタンスLmなどの素子を追加するだけで、必要な整合回路を構成することができる。かかる場合は、あらためて別の整合回路を設ける必要がなく、素子数の増大を抑制することができる。更に、整合回路のための追加の素子として、微少な抵抗素子を設けても良い。微少な抵抗素子であれば、それに伴うノイズフィギュアの劣化を最小限に抑えることができる。
本実施の形態における可変減衰器24の減衰用キャパシタ及び入力カップリングキャパシタの容量値の一例は、以下の通りである。
C41=280fF、C42=560fF、C43=1120fF、C44=2240fF、Cin=1120fF
更に、スイッチトランジスタのゲート長は、例えばLg=0.24μm、ゲート幅は、例えば以下の通りである。
Q41のWg=8μm、Q42のWg=16μm、Q43のWg=32μm、
Q44のWg=64μm
上記の例によれば、減衰量制御信号の切り替えで、減衰量を4ビットで制御することができる。また、カップリングキャパシタC5をある程度大きく設定することで、入力端子INの前段に適宜インダクタンス素子などを設けることと相まって、スイッチングトランジスタQ41〜Q44を適宜導通制御して減衰用キャパシタC41〜C44の数を変化させても、前段の高周波回路から見た入力インピーダンスの変化を抑制して、広い周波数帯域においてインピーダンスマッチングさせることができる。
C41=280fF、C42=560fF、C43=1120fF、C44=2240fF、Cin=1120fF
更に、スイッチトランジスタのゲート長は、例えばLg=0.24μm、ゲート幅は、例えば以下の通りである。
Q41のWg=8μm、Q42のWg=16μm、Q43のWg=32μm、
Q44のWg=64μm
上記の例によれば、減衰量制御信号の切り替えで、減衰量を4ビットで制御することができる。また、カップリングキャパシタC5をある程度大きく設定することで、入力端子INの前段に適宜インダクタンス素子などを設けることと相まって、スイッチングトランジスタQ41〜Q44を適宜導通制御して減衰用キャパシタC41〜C44の数を変化させても、前段の高周波回路から見た入力インピーダンスの変化を抑制して、広い周波数帯域においてインピーダンスマッチングさせることができる。
図4は、本実施の形態における増幅回路の第1の変形例の回路図である。この変形例では、増幅トランジスタユニット18が、増幅用トランジスタQ30,Q31に並列に、更に増幅用トランジスタQ32,Q33が追加されている。図4に示した増幅トランジスタユニット18の回路は、2つのトランジスタQ30,Q31をカスコード接続した単層回路であるのに対して、図5の増幅用トランジスタユニット18の回路は、カスコード接続トランジスタを並列に設けた差動回路である。そして、差動入力信号F2a、F2bがそれぞれの減衰器24a、24bを介して増幅用トランジスタQ30、Q32のゲートに入力され、それぞれ増幅され、差動出力信号Fouta、Foutbが出力される。かかる差動回路にすることでノイズ特性を向上させることができる。
図5は、本実施の形態における増幅回路の第2の変形例の回路図である。この変形例における減衰器26では、図3の増幅回路において、更に、入力カップリングキャパシタCinを可変制御可能にするために、複数のキャパシタC51〜C54とNチャネルのスイッチ用トランジスタQ51〜Q54を有し、これらトランジスタはカップリング容量制御信号GC51〜GC54により適宜導通・非導通の制御が行われる。
減衰用キャパシタC41〜C44と入力カップリングキャパシタC51〜C54との関係を次の通りにすることで、入力端子INから見た入力インピーダンスを一定にすることができ、広い周波数帯域でマッチングを取ることが可能になる。すなわち、減衰用キャパシタC41〜C44による合計の容量値が小さい場合(減衰量小)は、入力カップリングキャパシタC51〜C54による合計の容量値を大きくし、逆に、減衰用キャパシタC41〜C44による合計の容量値が大きい場合(減衰量大)は、入力カップリングキャパシタC51〜C54による合計の容量値を小さくする。更に、第1の周波数帯に対しては、上記キャパシタを第1の組合せにして、当該周波数帯に整合した入力インピーダンスを選択し、第1の周波数帯よりも高い第2の周波数帯に対しては、上記キャパシタを第2の組合せにして、当該周波数帯に整合した入力インピーダンスを選択する。それぞれの周波数帯においては、その所望の減衰量に応じて、減衰用キャパシタC41〜C44と入力カップリングキャパシタC51〜C54とを上記の組合せにして、入力インピーダンスを一定に保つ。このように、入力インピーダンスを減衰量と共に最適値に可変制御するようにすることで、より広い周波数帯域において使用することができる。
前段に設けられる高周波回路によっては、減衰器26の前段にインダクタンスなどを追加して、減衰器26内のキャパシタとの組合せによる整合回路を構成することもできる。
図6は、本実施の形態における第3の変形例の回路図である。図5の減衰器26は、図4に示した差動回路型の増幅トランジスタユニットに接続してもよい。すなわち、図6の回路図に示されるとおりである。差動回路の動作は、図4と同じであり、1対の増幅トランジスタに対して、それぞれ減衰器26a、26bが設けられている。減衰器の構成は図5と同じである。
図5,6の変形例の減衰器26における各キャパシタの容量値は、例えば、以下の通りである。
C41=280fF、C42=560fF、C43=1120fF、C44=2240fF、C51=280fF、C52=560fF、C53=1120fF、C54=2240fF
更に、スイッチトランジスタのゲート長は、例えばLg=0.24μm、ゲート幅は、例えば以下の通りである。
Q41のWg=8μm、Q42のWg=16μm、Q43のWg=32μm、
Q44のWg=64μm
Q51のWg=8μm、Q52のWg=16μm、Q53のWg=32μm、
Q54のWg=64μm
このように、減衰用キャパシタC41〜C44も、入力カップリングキャパシタC51〜C54も、容量値をそれぞれバイナリの関係にすることで、それぞれの容量値を制御信号によりリニアに制御することができる。
C41=280fF、C42=560fF、C43=1120fF、C44=2240fF、C51=280fF、C52=560fF、C53=1120fF、C54=2240fF
更に、スイッチトランジスタのゲート長は、例えばLg=0.24μm、ゲート幅は、例えば以下の通りである。
Q41のWg=8μm、Q42のWg=16μm、Q43のWg=32μm、
Q44のWg=64μm
Q51のWg=8μm、Q52のWg=16μm、Q53のWg=32μm、
Q54のWg=64μm
このように、減衰用キャパシタC41〜C44も、入力カップリングキャパシタC51〜C54も、容量値をそれぞれバイナリの関係にすることで、それぞれの容量値を制御信号によりリニアに制御することができる。
上記の実施の形態では、増幅トランジスタユニット18において、1対のNチャネルトランジスタをカスコード接続したものを示したが、本発明はそれに限定されず、ゲートに入力信号F2を供給される1個のNチャネルトランジスタからなる構成にしても良い。
以上の実施の形態をまとめると以下の付記の通りである。
(付記1)ゲインを可変制御可能な増幅回路において、
高周波入力信号が供給される入力端子と、
前記入力端子に供給された高周波入力信号がゲートに供給され、ドレイン側に増幅された信号を生成する増幅トランジスタと、
前記入力端子と増幅トランジスタのゲートとの間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器と
を有することを特徴とする増幅回路。
高周波入力信号が供給される入力端子と、
前記入力端子に供給された高周波入力信号がゲートに供給され、ドレイン側に増幅された信号を生成する増幅トランジスタと、
前記入力端子と増幅トランジスタのゲートとの間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器と
を有することを特徴とする増幅回路。
(付記2)付記1において、
前記複数の減衰カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数のスイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする増幅回路。
前記複数の減衰カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数のスイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする増幅回路。
(付記3)付記1において、
前記可変減衰器は、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタを有することを特徴とする増幅回路。
前記可変減衰器は、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタを有することを特徴とする増幅回路。
(付記4)付記1において、
前記可変減衰器は、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタユニットを有し、
当該入力カップリングキャパシタユニットは、入力カップリング用キャパシタと入力スイッチトランジスタとを直列接続した入力ユニットが複数並列に設けられ、当該入力スイッチトランジスタを導通制御して入力カップリング容量が可変制御されることを特徴とする増幅回路。
前記可変減衰器は、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタユニットを有し、
当該入力カップリングキャパシタユニットは、入力カップリング用キャパシタと入力スイッチトランジスタとを直列接続した入力ユニットが複数並列に設けられ、当該入力スイッチトランジスタを導通制御して入力カップリング容量が可変制御されることを特徴とする増幅回路。
(付記5)付記4において、
前記複数の入力カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数の入力スイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする増幅回路。
前記複数の入力カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数の入力スイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする増幅回路。
(付記6)付記1において、
更に、前記増幅トランジスタのドレイン側に接続され、ゲートが所定のバイアス電圧に接続された第2の増幅トランジスタを有し、当該第2の増幅トランジスタのドレインに、増幅された出力信号が生成されることを特徴とする増幅回路。
更に、前記増幅トランジスタのドレイン側に接続され、ゲートが所定のバイアス電圧に接続された第2の増幅トランジスタを有し、当該第2の増幅トランジスタのドレインに、増幅された出力信号が生成されることを特徴とする増幅回路。
(付記7)付記1または4において、
更に、前記増幅トランジスタとそれに接続された前記第2の増幅トランジスタからなるカスコード接続構造を、1対並列に接続し、それぞれに差動信号を入力し増幅された差動信号を出力する差動回路構成にされていることを特徴とする増幅回路。
更に、前記増幅トランジスタとそれに接続された前記第2の増幅トランジスタからなるカスコード接続構造を、1対並列に接続し、それぞれに差動信号を入力し増幅された差動信号を出力する差動回路構成にされていることを特徴とする増幅回路。
(付記8)付記1において、
前記入力端子の前段に所定のインピーダンス素子が設けられ、前記減衰用キャパシタと共に整合回路を構成することを特徴とする増幅回路。
前記入力端子の前段に所定のインピーダンス素子が設けられ、前記減衰用キャパシタと共に整合回路を構成することを特徴とする増幅回路。
(付記9)高周波入力信号を減衰させる可変減衰器において、
高周波入力信号が供給される入力端子と、
高周波出力信号が出力される出力端子と、
前記入力端子と出力端子との間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間にキャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットとを有し、
前記減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御されることを特徴とする可変減衰器。
高周波入力信号が供給される入力端子と、
高周波出力信号が出力される出力端子と、
前記入力端子と出力端子との間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間にキャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットとを有し、
前記減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御されることを特徴とする可変減衰器。
(付記10)付記9において、
前記複数の減衰カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数のスイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする可変減衰器。
前記複数の減衰カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数のスイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする可変減衰器。
(付記11)付記9において、
更に、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタを有することを特徴とする可変減衰器。
更に、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタを有することを特徴とする可変減衰器。
(付記12)付記9において、
更に、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタユニットを有し、
当該入力カップリングキャパシタユニットは、入力カップリング用キャパシタと入力スイッチトランジスタとを直列接続した入力ユニットが複数並列に設けられ、当該入力スイッチトランジスタを導通制御して入力カップリング容量が可変制御されることを特徴とする可変減衰器。
更に、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタユニットを有し、
当該入力カップリングキャパシタユニットは、入力カップリング用キャパシタと入力スイッチトランジスタとを直列接続した入力ユニットが複数並列に設けられ、当該入力スイッチトランジスタを導通制御して入力カップリング容量が可変制御されることを特徴とする可変減衰器。
(付記13)付記9において、
前記複数の入力カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数の入力スイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする可変減衰器。
前記複数の入力カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数の入力スイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする可変減衰器。
14:増幅回路、18:増幅トランジスタユニット、24、26:可変減衰器
Q30,Q32:増幅トランジスタ、Q31,Q33:第2の増幅トランジスタ
C41〜C44:減衰用キャパシタ、Q41〜Q44:スイッチトランジスタ
C51〜C54:入力カップリング用キャパシタ、
Q51〜Q54:入力用スイッチトランジスタ
Q30,Q32:増幅トランジスタ、Q31,Q33:第2の増幅トランジスタ
C41〜C44:減衰用キャパシタ、Q41〜Q44:スイッチトランジスタ
C51〜C54:入力カップリング用キャパシタ、
Q51〜Q54:入力用スイッチトランジスタ
Claims (9)
- ゲインを可変制御可能な増幅回路において、
高周波入力信号が供給される入力端子と、
前記入力端子に供給された高周波入力信号がゲートに供給され、ドレイン側に増幅された信号を生成する増幅トランジスタと、
前記入力端子と増幅トランジスタのゲートとの間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間に減衰用キャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御される可変減衰器と
を有することを特徴とする増幅回路。 - 請求項1において、
前記複数の減衰カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数のスイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする増幅回路。 - 請求項1において、
前記可変減衰器は、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタユニットを有し、
当該入力カップリングキャパシタユニットは、入力カップリング用キャパシタと入力スイッチトランジスタとを直列接続した入力ユニットが複数並列に設けられ、当該入力スイッチトランジスタを導通制御して入力カップリング容量が可変制御されることを特徴とする増幅回路。 - 請求項3において、
前記複数の入力カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数の入力スイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする増幅回路。 - 請求項1において、
前記入力端子の前段に所定のインピーダンス素子が設けられ、前記減衰用キャパシタと共に整合回路を構成することを特徴とする増幅回路。 - 高周波入力信号を減衰させる可変減衰器において、
高周波入力信号が供給される入力端子と、
高周波出力信号が出力される出力端子と、
前記入力端子と出力端子との間の信号伝播経路に設けられ、当該信号伝播経路と電源との間にキャパシタとスイッチトランジスタとを直列接続した減衰ユニットとを有し、
前記減衰ユニットが複数並列に設けられ、前記スイッチトランジスタを導通制御して減衰率が可変制御されることを特徴とする可変減衰器。 - 請求項6において、
前記複数の減衰カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数のスイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする可変減衰器。 - 請求項6において、
更に、前記入力端子と信号伝播経路との間に入力カップリングキャパシタユニットを有し、
当該入力カップリングキャパシタユニットは、入力カップリング用キャパシタと入力スイッチトランジスタとを直列接続した入力ユニットが複数並列に設けられ、当該入力スイッチトランジスタを導通制御して入力カップリング容量が可変制御されることを特徴とする可変減衰器。 - 請求項6において、
前記複数の入力カップリング用キャパシタの容量比が、少なくと2:4:8:16の関係を含み、
前記複数の入力スイッチトランジスタのゲート幅比が、前記容量比と同じ関係を含むことを特徴とする可変減衰器。
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