JP3335853B2

JP3335853B2 - 可変減衰器

Info

Publication number: JP3335853B2
Application number: JP27642396A
Authority: JP
Inventors: 章二大高
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-03-29
Filing date: 1996-10-18
Publication date: 2002-10-21
Anticipated expiration: 2016-10-18
Also published as: US5872475A; JPH09321577A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、利得制御信号に
応じて利得が可変設定される可変減衰器に関し、特に携
帯無線機等の無線機に使用して好適な可変減衰器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、情報のパーソナル化が進み、携帯
電話や自動車セルラーなどの無線機器の需要が増大して
いる。また、携帯電話等の加入者の増大に伴い、多くの
無線チャネル数を得るため無線機器が扱う周波数は高く
なってきている。たとえば、日本におけるＰＨＳ（パー
ソナルハンディホンシステム）では、搬送周波数として
１．９ＧＨｚが使われるようになってきている。一方、
デバイス開発、高速回路技術、実装技術の進歩により、
高速信号を扱える無線機器端末の小型化が実現できるよ
うになってきた。

【０００３】しかし、携帯無線端末は電池駆動を必要と
するため、端末の低消費電力化に必須な送信電力の制御
を高精度に行なうことが要求される。その開発に要する
技術は、最近、益々高いものを必要とされるようになっ
てきた。

【０００４】ここで述べる可変利得減衰器は、たとえ
ば、上述のような携帯型無線機の送信電力制御を行なう
部品として使用されるものであり、携帯型無線機の低消
費電力化のため、高精度の利得制御を行うことが望まれ
ている。

【０００５】図１３には、一般的な無線端末の送信系の
構成が示されている。この無線端末においては、ベース
バンド信号発生器１（ｂａｓｅｂａｎｄｓｉｇｎａｌ
ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）で信号処理された音声等のベ
ースバンド信号が変調器２（ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）に入
力される。変調器２では、ベースバンド信号により、第
１のローカル信号発振器３からの第１のローカル信号ｆ
１が変調される。この変調された信号は、次段にあるア
ップコンバータ４（ｕｐｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）にて、
第２のローカル信号発振器５からの周波数ｆ２の信号に
よりＲＦ信号に周波数変換される。このＲＦ信号は、可
変利得減衰器６（ｖａｒｉａｂｌｅＡＴＴ）により利
得制御された後、パワー増幅器７（ＰＡ）により所要の
送信レベルまで増幅され、アンテナ８から電波として出
力される。

【０００６】ここで、可変利得減衰器６は送信電力を所
望の値とすることを目的としている。この可変利得減衰
器６による利得制御を高精度化することにより、送信電
力を最適化できるので、高精度な利得制御の実現は、送
信部、しいては無線機自体の消費電力の低減に寄与する
ことができる。このため、特に、電池を電源として使用
する携帯無線機器においては、高精度の利得制御が可能
な可変利得減衰器が重要な役割を果たす。

【０００７】従来では、このような可変減衰器は、通
常、π型またはＴ型のラダー抵抗と、その抵抗間の解
放、短絡を行なうスイッチ用ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴと
で構成される。しかしながら、一般に、ＧａＡｓＭＥ
ＳＦＥＴ技術は、ウエハ価格等がシリコンに比べ約１０
倍程と高価であるので、低消費電力化と共に低価格化を
めざす携帯端末には不向きである。

【０００８】一方、この可変減衰器と同様な機能を、安
価なシリコンバイポーラを用いて実現することも可能で
あり、その構成の一例を図１４に示す。本回路では、入
力信号が差動電圧信号Ｖｉｎ＋，Ｖｉｎ− として入力
され、トランジスタＱ１０００，Ｑ１００１、電流源Ｉ
１０００，Ｉ１００１、抵抗Ｒ１０００からなる差動増
幅器により差動電流信号に変換される。トランジスタＱ
１００２，Ｑ１００３，Ｑ１００４，Ｑ１００５のベー
ス端子にはアナログ制御信号Ｖｃｏｎ＋，Ｖｃｏｎ−が
図示のように供給され、これにより、トランジスタＱ１
０００，Ｑ１００１のコレクタに流れる差動電流信号が
どのような割合で負荷抵抗Ｒ１００１，Ｒ１００２に分
流されるかが決定されるので、利得は抵抗Ｒ１０００，
負荷抵抗Ｒ１００１，Ｒ１００２と、アナログ制御信号
Ｖｃｏｎ＋，Ｖｃｏｎ−により決定される。つまり、以
下の式により、利得は決定される。

【０００９】Ｇａｉｎ＝（Ｖｏｕｔ＋ − Ｖｏｕｔ−）／（Ｖｉｎ＋ − Ｖｉｎ−）＝２・ＲＯＵＴ１０／ＲＥ１０・ｆ（Ｖｃｏｎ＋，Ｖｃｏｎ−）ここで、ＲＯＵＴ１０は、負荷抵抗値であり、ＲＯＵＴ
１０＝Ｒ１００１の抵抗値＝Ｒ１００２の抵抗値であ
る。また、ＲＥ１０は、Ｒ１０００の抵抗値を表す。ま
た、ｆ（Ｖｃｏｎ＋，Ｖｃｏｎ−）は、Ｖｃｏｎ＋，Ｖ
ｃｏｎ−の値により負荷抵抗Ｒ１００１，Ｒ１００２に
分流される差動電流信号分流比を決める関数である。

【００１０】本回路は、電流源Ｉ１０００，Ｉ１００１
を構成するトランジスタも考慮すると、縦積み３段のト
ランジスタで構成できるため低電圧で動作するという利
点をもつ。しかしながら、利得はＶｃｏｎ＋，Ｖｃｏｎ
− の関数であるため、精度のよいアナログ信号をＶｃ
ｏｎ＋，Ｖｃｏｎ−に与えないと、精度の高い利得制御
を行うことができない。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、バイ
ポーラトランジスタを利用した従来の可変利得減衰器で
は、アナログ制御信号の関数にて利得が決定されるた
め、高精度の利得制御を行うことが困難であった。

【００１２】この発明はこの様な点に鑑みてなされたも
のであり、アナログ信号で利得を制御する方式ではな
く、デジタル方式で利得制御を行えるようにして、安価
で且つ高精度の利得制御が可能な可変減衰器を提供する
ことを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、この発明に係る可変減衰器は、エミッタ縮退イン
ピーダンスが互いに異なる複数の増幅器と、これら複数
の増幅器に共通接続された負荷と、電流源と、この電流
源と前記複数の増幅器との間に接続され、制御信号に応
じて前記複数の増幅器を択一的に選択し、その選択した
増幅器に前記電流源からの電流を動作電流として入力す
る電流スイッチ手段とを具備し、前記各増幅器は、バイ
ポーラトランジスタを利用したエミッタ接地型の増幅回
路、またはＭＯＳトランジスタを利用したソース接地型
の増幅回路から構成されており、前記バイポーラトラン
ジスタのエミッタ、または前記ＭＯＳトランジスタのソ
ースには、前記エミッタ縮退インピーダンスの値を決定
するインピーダンス回路が接続されていることを特徴と
する。

【００１４】

【００１５】この可変減衰器においては、上述したよう
にエミッタ接地またはソース接地などの増幅回路から構
成される複数の増幅器が設けられており、これら増幅器
のエミッタ縮退インピーダンスは互いに異なる値に設定
されている。エミッタ縮退インピーダンス（ｅｍｉｔｔ
ｅｒｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）は、エミッタ接地ま
たはソース接地回路の負帰還インピーダンスとして機能
するものであり、増幅回路の利得を減少させる働きを有
する。これら複数の増幅器は、電流スイッチ手段の制御
の下、利得制御信号に応じて択一的に選択される。選択
された増幅器は、電流源に接続されてそこから動作電流
が入力されるので、動作状態となるが、これ以外の他の
全ての増幅器には動作電流が入力されないため動作しな
い。この場合、可変減衰器の利得は、選択された増幅器
のエミッタ縮退インピーダンスと負荷インピーダンスと
の比によって決定され、利得制御信号は増幅器の選択の
みに利用されているので利得決定には何ら関与しない。
増幅器毎にエミッタ縮退インピーダンスが異なるため、
選択する増幅器を変えることにより、可変減衰器の利得
を変化させることができる。

【００１６】このように、エミッタ接地またはソース接
地回路などの安価なトランジスタで実現し得る回路構成
を利用し、且つ複数の増幅回路の中の１つを択一的に選
択して動作させるというデジタル方式のスイッチ制御を
利用しているため、増幅回路分だけの多段階の利得制御
を高精度に行うことが可能となる。

【００１７】また、各増幅器としては、バイポーラトラ
ンジスタを利用したエミッタ接地型の増幅回路、または
ＭＯＳトランジスタを利用したソース接地型の増幅回路
を利用しているため、バイポーラトランジスタのエミッ
タ、またはＭＯＳトランジスタのソースに、エミッタ縮
退インピーダンスの値を決定するインピーダンス回路を
接続すれば良い。従って、増幅器毎に抵抗値の異なるイ
ンピーダンス回路を使用するだけで、エミッタ縮退イン
ピーダンスの値が互い異なる複数の増幅器を実現するこ
とができる。

【００１８】この場合、インピーダンス回路は、抵抗と
キャパシタの直列回路から構成することが好ましい。こ
の構成により、インピーダンス回路を介した接地端など
からの動作電流の流入をキャパシタにより防ぐことがで
きるので、バイポーラトランジスタのエミッタ、または
ＭＯＳトランジスタのソースに電流源が接続された増幅
器のみを動作させることができる。

【００１９】

【００２０】

【００２１】また、複数の可変減衰回路をカスケード接
続し、各段の可変減衰回路を、前述したように、エミッ
タ縮退インピーダンスの異なる複数の増幅器と、電流源
と、複数の増幅器に共通接続された負荷と、単一の電流
源に複数の増幅器の１つを接続する電流スイッチ手段と
によって構成することにより、より利得制御幅の広い可
変減衰器を実現することができる。

【００２２】また、この場合には、前段の可変減衰回路
の出力と次段の可変減衰回路の入力との間は直接接続す
ることが好ましい。なぜなら、もし可変減衰回路間にバ
ッファ回路として通常のようにエミッタフォロワまたは
ソースフォロワ回路を設けると、増幅器を構成するトラ
ンジスタに流れる電流が、エミッタフォロワまたはソー
スフォロワ回路に流れる電流分だけ減少してしまい、こ
れによって増幅器の入出力特性の線形性が損なわれてし
まうからである。

【００２３】また、この発明で使用される電流スイッチ
手段は、一端が電流源に共通接続され、他端が複数の増
幅器に接続された複数のトランジスタを含み、デジタル
制御信号に基づいて選択されたトランジスタを介して、
そのトランジスタに接続された増幅器に前記電流源から
の電流が全て流れるように構成されたデジタルスイッチ
制御回路から構成することができる。

【００２４】この場合、この電流スイッチ手段を構成す
る各トランジスタの寸法は、それが増幅器に接続される
ことによって生じる寄生インピーダンスの影響を抑制す
るために、電流源を構成するために使用されるトランジ
スタなどよりも、その寸法を小さく設定しておくことが
好ましい。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明の
実施形態を説明する。図１には、この発明の第１実施形
態に係る可変減衰器の基本構成が示されている。この可
変減衰器は、例えば携帯型無線通信機のように高周波信
号を入力信号として扱い、且つ低消費電力が要求される
機器の電力利得制御用として使用される部品であり、Ｉ
Ｃ化されて実現されている。図中、＃１から＃Ｎはそれ
ぞれ異なるエミッタ縮退インピーダンス（ｅｍｉｔｔｅ
ｒｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）を備えたＮ個の増幅器
を示している。これら増幅器＃１〜＃Ｎは、それぞれエ
ミッタ負帰還抵抗またはソース負帰還抵抗を有するエミ
ッタ接地またはソース接地回路から構成されている。

【００２６】増幅器＃１〜＃Ｎそれぞれの信号入力端
は、図示のように、利得制御対象のＲＦ入力信号ＩＮが
入力される可変利得減衰器の信号入力端１に接続されて
いる。また、増幅器＃１〜＃Ｎそれぞれのコレクタまた
はドレイン側の電流出力端は、一端が電源ＶＣＣ端子１
０に接続されている負荷Ｚ１の他端に共通接続されてい
る。増幅器＃１〜＃Ｎそれぞれと負荷Ｚ１との接続点
は、可変利得減衰器の信号出力端６に接続されており、
可変減衰器で減衰された入力信号ＩＮが出力信号ＯＵＴ
として信号出力端６から出力される。

【００２７】さらに、増幅器＃１〜＃Ｎそれぞれのエミ
ッタまたはソース側の接地端１１，１２，…，１Ｎは、
電流スイッチ制御回路（ＳＷ−ＣＯＮＴ）１００の出力
端子ａ１，ａ２，…，ａＮにそれぞれ接続されている。

【００２８】電流スイッチ制御回路（ＳＷ−ＣＯＮＴ）
１００は、制御信号入力端子７に入力されるＭビットの
デジタル利得制御信号ＣＯＮＴに応じて増幅器＃１〜＃
Ｎの１つを択一的に選択し、その選択した増幅器に電流
源Ｉ１を接続するというデジタル制御の電流スイッチで
あり、端子５に入力される電流源Ｉ１からの電流Ｉを、
デジタル利得制御信号ＣＯＮＴによって指定された出力
端子ａ１，ａ２，…，ａＮのいずれか１つにのみ出力す
る。

【００２９】ここで、Ｍは、Ｍ＞ｌｏｇ２（Ｎ）を満た
すものであれば良い。これにより、デジタル利得制御信
号ＣＯＮＴに応じて増幅器＃１〜＃Ｎの１つを択一的に
選択して、それに電流源Ｉ１からの電流Ｉを動作電流と
して与えることができる。選ばれた増幅器には、前述し
たように電流スイッチ制御回路（ＳＷ−ＣＯＮＴ）１０
０を介して電流源Ｉ１からの電流Ｉが動作電流として入
力されるので、動作モードとなる。一方、選ばれなかっ
た増幅器は動作しないので、基本的に可変減衰器の動作
に関与することはない。ただし、選ばれなかった増幅器
は選ばれた増幅器の容量性負荷となるため、実際の減衰
器の設計においては、この容量性負荷を考慮することが
好ましい。電流源Ｉ１は、定電流源であることが好まし
い。この場合、電流源Ｉ１は例えばカレントミラー型の
回路で構成することができる。また、電流源Ｉ１を、通
常の抵抗によって実現しても良い。

【００３０】選ばれた増幅器の利得は、そのエミッタ縮
退インピーダンスと負荷Ｚ１のインピーダンスとの比に
よって決定される。エミッタ縮退インピーダンスの値は
増幅器毎にそれぞれ異なる値に設定されており、またど
の増幅器を選択するかは利得制御信号ＣＯＮＴによって
決定されるため、選ばれた増幅器の利得は、利得制御信
号ＣＯＮＴに則った利得を有する。

【００３１】次に、図１の各増幅器＃１〜＃Ｎと電流ス
イッチ制御回路１００の具体的な構成例を説明する。図
２には、各増幅器の一例が示されている。

【００３２】この増幅器は、１個のＮＰＮバイポーラト
ランジスタを利用したエミッタ接地型増幅回路であり、
ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０のベース端子２０
は、図１の入力端子１に接続されており、またエミッタ
端子２２は図１中の端子１１，１２，１Ｎに相当する端
子であり、この増幅器が＃１であれば、エミッタ端子２
２は電流スイッチ制御回路１００の出力端子ａ１に接続
される。コレクタ端子２１は図１中の端子６に相当する
端子である。

【００３３】トランジスタＱ１０のエミッタ端子２０に
は、さらに、抵抗Ｒ１０とキャパシタＣ１０の直列回路
の一端が接続されており、その直列回路の他端は接地ま
たは仮想接地端子に接続されている。この直列回路の両
端の電圧は増幅回路の出力電流に比例し、ベースに供給
される入力信号を打ち消すように働くため、負帰還がか
けられる。したがって、この直列回路は、エミッタ縮退
インピーダンスとして機能する。

【００３４】この増幅回路の利得Ｇは以下で近似でき
る。Ｇ＝ −Ｚ１／Ｚ２ただし、Ｚ１は負荷インピーダンスＺ１のインピーダン
ス値であり、Ｚ２は抵抗Ｒ１０とキャパシタＣ１０の直
列回路のインピーダンス値を示すものである。例えば、
Ｚ１を抵抗ＲＺ１とし、Ｚ２は使用周波数では抵抗Ｒ１
０の値に近似できる場合、利得は以下で近似できる。

【００３５】Ｇ＝ −ＲＺ１／Ｒ１０したがって、利得は抵抗比のみで決定されることにな
る。このようにすれば、各増幅器の利得を決める場合、
各増幅器におけるＲ１０の値を所定の値とすることのみ
で、簡単に利得設定が行なえる。

【００３６】また、各増幅器の直列回路にキャパシタＣ
１０を設けることにより、直列回路を介した動作電流の
流入を防止することができるので、電流スイッチ制御回
路１００によって選択された増幅器のみを動作させるこ
とができる。

【００３７】図３には、電流スイッチ制御回路１００の
一例が示されている。この回路構成は、Ｍ＝Ｎの場合に
相当するものであり、Ｎ個のトランジスタＱ３１，Ｑ３
２，…，Ｑ３Ｎから構成されている。端子３０，３１，
３２はトランジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３Ｎのベースに
接続され、端子３３，３４，３５はそれぞれトランジス
タＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３Ｎのコレクタ端子とされ、トラ
ンジスタＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３Ｎのエミッタは端子３６
に共通接続されている。端子３６は図１で示される端子
５に相当し、端子３３，３４，３５は端子１１，１２，
１Ｎに相当するものである。

【００３８】以下、端子３３に電流源Ｉ１からの電流Ｉ
を入力することを指示する利得制御信号ＣＯＮＴが与え
られた場合を例にとって、具体的な動作を説明する。こ
の場合、端子３０に対して、他の端子３１，３２に比
べ、例えば３・ＶＴ＝７５ｍＶ程度以上の電位が与えら
れるように設定すると、バイポーラトランジスタの特性
により、端子３６に入力された電流Ｉはほとんど全てト
ランジスタＱ３１に流れる。ここで、ＶＴはバイポーラ
トランジスタの熱電圧である。

【００３９】したがって、図１で示した電流Ｉは、本回
路を介してほとんど全て端子３３に出力される。つまり
図１で示す端子１１に電流Ｉが流れるように電流スイッ
チ制御回路１００が動作する。

【００４０】以上のように、第１実施形態の可変減衰器
においては、エミッタ接地増幅回路から構成される複数
の増幅器＃１〜＃Ｎそれぞれのエミッタ縮退インピーダ
ンスが互いに異なる値に設定されており、これら複数の
増幅器＃１〜＃Ｎは、デジタル信号制御される電流スイ
ッチ制御回路１００により、利得制御信号ＣＯＮＴに応
じて択一的に選択される。選択された増幅器は、電流源
Ｉ１に接続されてそこから動作電流が入力されるので、
動作状態となるが、これ以外の他の全ての増幅器には動
作電流が入力されないため動作しない。この場合、可変
減衰器の利得は、選択された増幅器のエミッタ縮退抵抗
と負荷Ｚ１の抵抗との比によって決定される。したがっ
て、希望する利得に応じて選択する増幅器を変えること
により、可変減衰器の利得を精度良く変化させることが
できる。

【００４１】また、各増幅器は、ＭＯＳトランジスタを
利用したソース接地回路から構成することもでき、エミ
ッタ縮退抵抗は、ソースと接地間に前述のＣ、Ｒ直列回
路を接続することによって実現される。さらに、各増幅
器を、一対のバイポーラトランジスタを利用したエミッ
タ結合型の差動増幅回路、または一対のＭＯＳトランジ
スタを利用したソース結合型の差動増幅回路から構成す
ることもでき、この場合には、エミッタ結合型差動増幅
回路を構成するバイポーラトランジスタのエミッタ、ま
たはソース結合型差動増幅回路を構成するＭＯＳトラン
ジスタのソースには、前述のＣ、Ｒ直列回路のようにエ
ミッタ縮退インピーダンスの値を決定するインピーダン
ス回路を接続すればよい。

【００４２】次に、この発明の第２実施形態を説明す
る。図４には、この発明の第２実施形態に係る可変減衰
器の基本構成が示されている。この可変減衰器は、第１
実施形態と同様に、エミッタ縮退インピーダンスの異な
る複数の増幅器を電流スイッチ制御回路によって択一的
に動作させる構成であるが、差動信号の形式で入出力が
行われるように構成されている。

【００４３】すなわち、図４において、端子５０，５１
は差動化されたＲＦ入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−が入力され
る入力端子であり、異なるエミッタ縮退抵抗を備えた差
動増幅器＃１〜＃Ｎそれぞれの差動入力端に接続されて
いる。＃１から＃Ｎの差動増幅器の電流出力は差動出力
とされ、それぞれ出力端子は２つある。

【００４４】差動化された出力端子は、各差動増幅器ご
とに図に示すように共通接続され、負荷インピーダンス
Ｚ５０，Ｚ５１を介して、電源ＶＣＣ端子に接続されて
いる。一方、電流スイッチ制御回路（ＳＷ−ＣＯＮＴ）
１００は、２つの電流源Ｉ５１，Ｉ５２からそれぞれ電
流Ｉを入力すると共に、Ｍビットの利得制御信号ＣＯＮ
Ｔが入力される。電流スイッチ制御回路１００の出力
は、端子ａ１，ｂ１，ａ２，ｂ２，…，ａＮ，ｂＮとさ
れ、その出力端子はそれぞれ、＃１，＃２，…，＃Ｎの
差動回路に入力される。

【００４５】制御入力端子５２に入力されるＭビット電
力制御信号ＣＯＮＴにより、電流スイッチ制御回路１０
０は、端子ａ１，ｂ１からａＮ，ｂＮまでの複数対の出
力端の中から一つのペアを選び、電流源Ｉ５０，Ｉ５１
からの電流Ｉを選ばれた端子ペアに出力する。ここで、
Ｍは、Ｍ＞ｌｏｇ２（Ｎ）を満たすものであれば、上記
の選定は可能である。

【００４６】選ばれた差動増幅器は、動作電流が入力さ
れるので、動作モードとなり、選ばれなかった差動増幅
器は基本的に動作に関与することはない。ただし、選ば
れなかった差動増幅器は選ばれた差動増幅器の容量性負
荷となるため、増幅器の設計においては、この容量性負
荷を考慮することは必要である。選ばれた差動増幅器の
利得は、利得制御信号ＣＯＮＴに則った利得を有するも
のであるから、出力端子ＯＵＴ＋，ＯＵＴ−には所定の
振幅が出力される。

【００４７】次に、差動増幅器＃１〜＃Ｎと電流スイッ
チ制御回路１００の一例を説明する。図５には、差動増
幅器の一例が示されている。

【００４８】この差動増幅器は、一対のＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ７０，Ｑ７１のエミッタ間を結合した
エミッタ結合差動増幅器であり、ベース端子７０，７１
は、図４の入力端子５０，５１にそれぞれ接続される。
また、エミッタ端子７２，７３は図４中の端子５５，５
６，端子５７，５８，端子５９，６０に相当する端子で
あり、この差動増幅器が＃１であれば、エミッタ端子７
２，７３は電流スイッチ制御回路１００の出力端子ａ
１，ｂ１に接続される。

【００４９】コレクタ端子７４，７５は図４中の端子６
１，６２にそれぞれ相当する端子である。トランジスタ
Ｑ７０とＱ７１のエミッタ端子間にはインピーダンスＺ
７０がエミッタ縮退インピーダンスとして接続されてい
る。この場合、利得Ｇは以下で近似できる。

【００５０】Ｇ＝ −Ｚ５０／Ｚ７０ ×２ただし、Ｚ５０は負荷インピーダンスＺ５０，Ｚ５１各
々の値であり、Ｚ７０はインピーダンスＺ７０の値であ
る。例えば、Ｚ５０，Ｚ５１を抵抗値Ｒ５０とし、Ｚ７
０を抵抗値Ｒ７０とすると、利得は以下で近似できる。

【００５１】Ｇ＝ −Ｒ５０／Ｒ７０ ×２したがって、利得は抵抗比で決定されることになる。こ
のようにすれば、各差動増幅器の利得を決める場合、各
差動増幅器におけるＲ７０の値を所定の値とすること
で、簡単に利得設定が行なえる。また、多少複雑にはな
るが、インピーダンスＺ７０を図６で示すように、抵抗
またはキャパシタ、またはそれらの直列回路、あるいは
並列回路で構成することも可能である。同様にＺ５０，
５１を図７に示した抵抗Ｒまたは抵抗とキャパシタの並
列回路により構成することも可能である。

【００５２】インピーダンスＺ７０をキャパシタを使用
せずに構成できるのは、インピーダンスＺ７０がエミッ
タ間に接続されており、接地端には接続されてないから
である。このため、接地端子からの電流流入をキャパシ
タで防止しなくても、電流スイッチ制御回路１００で選
択された差動増幅器のみを動作させることができる。

【００５３】図８は、Ｍ＝Ｎの場合における電流スイッ
チ制御回路１００の構成例を示している。この電流スイ
ッチ制御回路１００は、Ｎ対のＮＰＮバイポーラトラン
ジスタから構成されている。端子１００、１０１、１０
２は、図示のように、それぞれ異なる一対のトランジス
タＱ１００，Ｑ１０１、Ｑ１０２，Ｑ１０３、Ｑ１０
４，Ｑ１０５のベースに接続され、端子１０５，１０
６，１０７，１０８，１０９，１１０はそれぞれトラン
ジスタＱ１００，Ｑ１０１，Ｑ１０２，Ｑ１０３，Ｑ１
０４，Ｑ１０５のコレクタ端子とされる。トランジス
タＱ１００，Ｑ１０２，Ｑｌ０４のエミッタは端子１０
３に共通接続されており、トランジスタＱ１０１，Ｑ１
０３，Ｑ１０５のエミッタは端子１０４に共通接続され
ている。端子１０３，１０４は図４で示される端子５
３，５４にそれぞれ相相当し、端子１０５，１０７，１
０９は端子５５，５７，５９に相当し、端子１０６，１
０８，１１０は端子５６，５８，６０に相当するもので
ある。

【００５４】以下、端子１０５，１０６に電流源Ｉ５
０，Ｉ５１からの電流Ｉが流れるように、利得制御信号
ＣＯＮＴが与えられた場合の動作を説明する。端子１０
０に他の端子１０１，１０２に比べ３・ＶＴ＝７５ｍＶ
程度以上の電位が与えられるように設定すると、バイポ
ーラトランジスタの特性により、端子１０３，１０４に
入力された電流ＩはほとんどすべてトランジスタＱ１０
０，Ｑ１０１に流れるようになる。したがって、図４で
示した電流Ｉは、本回路を介してほとんど全て端子１０
５，１０６にそれぞれ出力される。つまり図４で示す端
子５５，５６にそれぞれ電流Ｉが流れるように電流スイ
ッチ制御回路１００は動作する。

【００５５】また、この電流スイッチ制御回路１００を
構成する各ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００〜Ｑ
１０５の寸法、例えばコレクタ面積は、図４の電流源Ｉ
５０，Ｉ５１を構成するカレントミラー回路などに使用
されているＮＰＮバイポーラトランジスタよりも、小さ
く設定することが好ましい。これは、選択された差動増
幅器を構成する差動トランジスタ対のエミッタ間に接続
されているインピーダンスＺ７０と並列に接続される寄
生インピーダンスの値を小さくして、寄生インピーダン
スによる利得の変動を抑制するためである。

【００５６】例えば、図８の端子１０５，１０６に電流
源Ｉ５０，Ｉ５１からの電流Ｉを流して差動増幅器＃１
を選択する場合を考えると、図８のトランジスタＱ１０
０，Ｑ１０１のコレクタが、それぞれ差動増幅器＃１を
構成する図５のトランジスタＱ７０，Ｑ７１のエミッタ
に接続されることになる。この場合、トランジスタＱ１
００のコレクタとトランジスタＱ７０のエミッタとの接
続点にはトランジスタＱ１００のコレクタと基板間に存
在する寄生容量Ｃｃｓが接続され、またトランジスタＱ
１０１のコレクタとトランジスタＱ７１のエミッタとの
接続点にはトランジスタＱ１０１のコレクタと基板間に
存在する寄生容量Ｃｃｓが接続されることになる。これ
ら寄生容量Ｃｃｓは基板抵抗を介して互いに接続される
ため、図５のトランジスタＱ７０，Ｑ７１のエミッタ間
には、負荷インピーダンスＺ７０と並列に、寄生インピ
ーダンスが接続されることになる。この寄生インピーダ
ンスは、差動増幅器の利得を設定値と異なる値に変動さ
せる要因となる。

【００５７】電流スイッチ制御回路１００を構成する各
ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００〜Ｑ１０５のコ
レクタ面積を小さくすれば、寄生容量Ｃｃｓの値を小さ
くでき、前述の寄生インピーダンスによる利得変動を抑
制することができる。電流スイッチ制御回路１００を構
成する各ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１００〜Ｑ１
０５は、デジタルスイッチとして利用されるものである
ため、このような寸法設定を行っても、可変減衰器全体
の動作には何ら支障はない。

【００５８】また、電流スイッチ制御回路１００をＭＯ
Ｓトランジスタを用いて構成した場合にも、同様の理由
により、そのＭＯＳトランジスタの寸法を小さくするこ
とが好ましい。

【００５９】次に、図１に示した第１実施形態の可変減
衰器の拡張として、多段縦列接続した可変減衰器の構成
例を図９を参照して説明する。ただし、説明を簡単にす
るため、ここでは、１段の可変減衰器は図１で示す＃
１，＃２の２段の増幅器により構成されるものと仮定す
る。

【００６０】図中、ＣＯＮＴ１，Ｃ０ＮＴ２，ＣＯＮＴ
３はそれぞれ対応する可変減衰器ＡＴＴ１，ＡＴＴ２，
ＡＴＴ３において＃１または＃２のどちらかの増幅器を
選択するために使用される。利得制御対象の入力信号は
初段減衰器ＡＴＴ１の入力端子１２０に入力され、そこ
でＣＯＮＴ１により設定される減衰量だけ減衰され、出
力端子１２１から出力される。本端子１２１は、２段目
のＡＴＴ２の入力端子とされ、ＡＴＴ２により、ＣＯＮ
Ｔ２で設定される減衰量だけ減衰された後、最終段のＡ
ＴＴ３に入力される。ＡＴＴ３では、ＣＯＮＴ３により
設定された減衰量だけ減衰されて出力端子１２３から出
力される。

【００６１】本回路において、ＡＴＴ１では＃１または
＃２のどちらの増幅器を選択するかによって０ｄＢまた
は−４ｄＢの利得を得ることができ、同様にして、ＡＴ
Ｔ２では０ｄＢまたは−８ｄＢ、ＡＴＴ３では０ｄＢま
たは−１６ｄＢの利得を得ることができるように設定す
れば、利得制御信号ＣＯＮＴ１，Ｃ０ＮＴ２，ＣＯＮＴ
３の組み合わせにより、０ｄＢから−２８ｄＢまで４ｄ
Ｂステップで減衰量を可変的に設定することが可能とな
る。

【００６２】図１０には、図９で用いられる電流スイッ
チ制御回路の一例が示されている。この電流スイッチ制
御回路は、図９の可変減衰器ＡＴＴ１，ＡＴＴ２，ＡＴ
Ｔ３の各々に設けられており、対応する可変減衰器入力
される利得制御信号ＣＯＮＴに応じて、端子Ｘの電流源
を端子ａ１，ａ２の一方に接続する。ここでは、１ビッ
トの利得制御信号ＣＯＮＴによって、各段の可変減衰器
に設けられている＃１，＃２の２つの増幅器の一方を選
択する構成である。

【００６３】すなわち、トランジスタＱ１４０，Ｑ１４
１は差動ぺアトランジスタを構成し、共通エミッタ端子
は電流源Ｉ１４０を介して接地される。Ｑ１４０，Ｑ１
４１のコレクタ端子はそれぞれ抵抗Ｒ１４０，Ｒ１４１
を介して電源ＶＣＣに接続されると共に、Ｑ１４２，Ｑ
１４３のベース端子に入力される。Ｑ１４０のベース端
子には制御信号ＣＯＮＴが入力され、その入力レベル
は、たとえばＶＣＣまたはＧＮＤの電位のどちらかが入
力されるデジタル信号である。Ｑ１４１のベース端子は
たとえば（ＶＣＣ−ＧＮＤ）／２の電位に設定された基
準電圧源ＶＲＥＦに接続される。

【００６４】Ｑ１４２，Ｑ１４３は差動ペアトランジス
タを構成し、共通エミッタ端子は端子１４５とされる。
本端子１４５は図１における端子５に相当するものであ
る。Ｑ１４２，Ｑ１４３のコレクタ端子１４６，１４７
は共通エミッタ端子から入力された電流Ｉの出力端子で
あり、図１における端子１１，１２に相当する端子であ
る。ただし、Ｑ１４２，Ｑ１４３の差動ぺアによる電流
スイッチを完全にするため、Ｒ１４０，Ｒ１４１の抵抗
値をＲとし、電流源Ｉ１４０の電流値をＩとすると、Ｉ
・Ｒ＞７５ｍＶの条件が満足されるように回路を構成す
る必要がある。このように、電流スイッチ回路を構成す
ることで、簡単に電流スイッチ制御回路が実現できる。

【００６５】次に、図４に示した第２実施形態の差動回
路構成の可変減衰器の拡張として、多段縦列接続した差
動型可変減衰器の構成例を図１１を参照して説明する。
ただし、説明を簡単にするため、ここでは、１段の差動
型可変減衰器は図４で示す＃１，＃２の２段の差動増幅
器により構成されるものと仮定する。

【００６６】図中、ＣＯＮＴ１，Ｃ０ＮＴ２，ＣＯＮＴ
３は、それぞれ対応する差動型可変減衰器ＡＴＴ１，Ａ
ＴＴ２，ＡＴＴ３において＃１または＃２のどちらかの
差動増幅器を選択するために使用される。利得制御対象
の入力信号ＩＮ１，ＩＮ２は初段減衰器ＡＴＴ１の差動
入力端子１５０，１５１に入力され、そこでＣＯＮＴ１
により設定される減衰量だけ減衰され、差動出力端子１
５２，１５３から出力される。本端子１５２，１５３
は、２段目のＡＴＴ２の差動入力端子とされ、ＡＴＴ２
により、ＣＯＮＴ２で設定される減衰量だけ減衰された
後、最終段のＡＴＴ３に入力される。ＡＴＴ３では、Ｃ
ＯＮＴ３により設定された減衰量だけ減衰されて差動出
力端子１５６，１５７から出力される。

【００６７】本回路において、ＡＴＴ１では＃１または
＃２のどちらの増幅器を選択するかによって０ｄＢまた
は−４ｄＢの利得を得ることができ、同様にして、ＡＴ
Ｔ２では０ｄＢまたは−８ｄＢ、ＡＴＴ３では０ｄＢま
たは−１６ｄＢの利得を得ることができるように設定す
れば、利得制御信号ＣＯＮＴ１，Ｃ０ＮＴ２，ＣＯＮＴ
３の組み合わせにより、０ｄＢから−２８ｄＢまで４ｄ
Ｂステップで減衰量を可変的に設定することが可能とな
る。

【００６８】また、一般に、ＡＴＴ１とＡＴＴ２間、ま
たはＡＴＴ２とＡＴＴ３間にはバッファ回路として、エ
ミッタフォロワまたはソースフォロワ回路が設けられる
のが通常であるが、本実施形態では、エミッタフォロワ
またはソースフォロワ回路を用いず、ＡＴＴ１の出力と
ＡＴＴ２の入力との間、およびＡＴＴ２の出力とＡＴＴ
３の入力との間をそれぞれ直接接続しており、このこと
も本発明の重要な特徴の１つである。

【００６９】なぜなら、各ＡＴＴに流れる電流を一定に
した場合、エミッタフォロワまたはソースフォロワ回路
が接続されたＡＴＴにおいては、そのＡＴＴの差動ペア
トランジスタに流れる電流がある一定の所望値よりもエ
ミッタフォロワまたはソースフォロワ回路に流れる電流
値分だけ減少してしまうため、差動増幅回路の入出力特
性の線形性が損なわれる（ダイナミックレンジが低下す
る）からである。このことは、図１１の構成だけでな
く、図９の構成についても同様である。

【００７０】図１２には、図１１で用いられる電流スイ
ッチ制御回路の一例が示されている。この電流スイッチ
制御回路は、図１１の可変減衰器ＡＴＴ１，ＡＴＴ２，
ＡＴＴ３の各々に設けられており、対応する可変減衰器
入力される利得制御信号ＣＯＮＴに応じて、端子Ｘ，Ｙ
に接続されている２つの電流源を端子ａ１，ｂ１、また
は端子ａ２，ｂ２の一方にペアに接続する。ここでは、
１ビットの利得制御信号ＣＯＮＴによって、各段の可変
減衰器に設けられている＃１，＃２の２つの差動増幅器
の一方を選択する構成である。

【００７１】すなわち、トランジスタＱ１７０，Ｑ１７
１は差動ぺアトランジスタを構成し、共通エミッタ端子
は電流源Ｉ１７０を介して接地される。Ｑ１７０，Ｑ１
７１のコレクタ端子はそれぞれ抵抗Ｒ１７０，Ｒ１７１
を介して電源ＶＣＣに接続されると共に、Ｑ１７２，Ｑ
１７３、さらにはＱ１７４，Ｑ１７５のベース端子に入
力される。Ｑ１７０のベース端子には制御信号ＣＯＮＴ
が入力され、その入力レベルは、たとえばＶＣＣまたは
ＧＮＤの電位のどちらかが入力されるデジタル信号であ
る。Ｑ１７１のベース端子はたとえば（ＶＣＣ−ＧＮ
Ｄ）／２の電位に設定された基準電圧源ＶＲＥＦに接続
される。

【００７２】Ｑ１７２，Ｑ１７３は差動ペアトランジス
タを構成し、共通エミッタ端子は端子１７５とされる。
本端子１７５は図４における端子５３に相当するもので
ある。Ｑ１７４，Ｑ１７５も差動ペアトランジスタを構
成し、共通エミッタ端子は端子１７６とされる。本端子
１７６は図４における端子５４に相当するものである。
Ｑ１７２，Ｑ１７４のコレクタ端子１７７，１７８は共
通エミッタ端子１７５，１７６からそれぞれ入力された
電流Ｉの出力端子であり、図４における端子５５，５６
に相当する端子である。同様に、Ｑ１７３，Ｑ１７５の
コレクタ端子１７９，１８０は共通エミッタ端子１７
５，１７６からそれぞれ入力された電流Ｉの出力端子で
あり、図４における端子５７，５８に相当する端子であ
る。

【００７３】ただし、Ｑ１７２，Ｑ１７３の差動ぺアに
よる電流スイッチ、およびＱ１７４，Ｑ１７５の差動ぺ
アによる電流スイッチを完全にするため、Ｒ１７０，Ｒ
１７１の抵抗値をＲとし、電流源Ｉ１７０の電流値をＩ
とすると、Ｉ・Ｒ＞７５ｍＶの条件が満足されるように
回路を構成する必要がある。このように、電流スイッチ
回路を構成することで、簡単に電流スイッチ制御回路が
実現できる。

【００７４】なお、これまで、バイポーラトランジスタ
を例として、説明を行なってきたが、本回路構成は前述
したようにＭＯＳトランジスタを用いても、同様に動作
する。ただし、スイッチ制御回路においては、バイポー
ラトランジスタの説明では、電流スイッチを完全とする
ため７５ｍＶ以上としたが、この値はＭＯＳトランジス
タの寸法比により決定されるものとなる。

【００７５】また、この発明の構成は利得を多段階にわ
たって高精度に可変設定できるので、図１３で説明した
携帯型無線器の送信電力低減に特に有効であるが、これ
に限らず、高精度の可変利得を必要とする全ての機器に
適用することができる。

【００７６】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、アナログ信号で利得を制御する方式ではなく、デジ
タル方式で利得制御を行えるようになり、安価で且つ高
精度の利得制御が可能な可変減衰器を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１実施形態に係る可変減衰器の基
本構成を示すブロック図。

【図２】同第１実施形態の可変減衰器に用いられる増幅
器の具体的な構成の一例を示す回路図。

【図３】同第１実施形態に係る可変減衰器に用いられる
電流スイッチ制御回路の具体的な構成の一例を示す回路
図。

【図４】この発明の第２実施形態に係る可変減衰器の基
本構成を示すブロック図。

【図５】同第２実施形態の可変減衰器に用いられる差動
増幅器の具体的な構成の一例を示す回路図。

【図６】同第２実施形態の可変減衰器に用いられるエミ
ッタ縮退インピーダンス回路の一例を示す回路図。

【図７】同第２実施形態の可変減衰器に用いられる負荷
回路の一例を示す回路図。

【図８】同第２実施形態の可変減衰器に用いられる電流
スイッチ制御回路の具体的な構成の一例を示す回路図。

【図９】同第１実施形態の可変減衰器を複数段接続して
構成した多段型可変減衰器の構成例を示すブロック図。

【図１０】図９の多段型可変減衰器に用いられる電流ス
イッチ制御回路の一例を示す回路図。

【図１１】同第２実施形態の可変減衰器を複数段接続し
て構成した多段型可変減衰器の構成例を示すブロック
図。

【図１２】図１１の多段型可変減衰器に用いられる電流
スイッチ制御回路の一例を示す回路図。

【図１３】従来の無線端末の送信系の構成を示すブロッ
ク図。

【図１４】従来の可変減衰器の構成を示す回路図。

【符号の説明】＃１〜＃Ｎ…増幅器、１００…電流スイッチ回路、Ｒｎ
（ｎ＝整数）…抵抗、Ｃｎ（ｎ＝整数）…キャパシタ、
Ｑｎ（ｎ＝整数）…トランジスタ、Ｉｎ（ｎ＝整数）…
電流源、ＶＣＣ…電源、ＶＲＥＦ…基準電圧源、ＩＮ…
入力端子、ＯＵＴ…出力端子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 11/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】エミッタ縮退インピーダンスが互いに異な
る複数の増幅器と、これら複数の増幅器に共通接続され
た負荷と、電流源と、この電流源と前記複数の増幅器と
の間に接続され、制御信号に応じて前記複数の増幅器を
択一的に選択し、その選択した増幅器に前記電流源から
の電流を動作電流として入力する電流スイッチ手段とを
具備し、前記各増幅器は、バイポーラトランジスタを利用したエ
ミッタ接地型の増幅回路、またはＭＯＳトランジスタを
利用したソース接地型の増幅回路から構成されており、
前記バイポーラトランジスタのエミッタ、または前記Ｍ
ＯＳトランジスタのソースには、前記エミッタ縮退イン
ピーダンスの値を決定するインピーダンス回路が接続さ
れていることを特徴とする可変減衰器。
【請求項２】前記インピーダンス回路は、抵抗とキャパ
シタの直列回路から構成されていることを特徴とする請
求項１記載の可変減衰器。
【請求項３】前記電流スイッチ手段は、一端が電流源に
共通接続され、他端が前記複数の増幅器に接続された複
数のトランジスタを含み、デジタル制御信号に基づいて
選択されたトランジスタを介して、そのトランジスタに
接続された増幅器に前記電流源からの電流が全て流れる
ように構成されていることを特徴とする請求項１記載の
可変減衰器。
【請求項４】前記電流スイッチ手段を構成する各トラン
ジスタの寸法は、前記電流源を構成するための回路で使
用されるトランジスタの寸法よりも小さいことを特徴と
する請求項３記載の可変減衰器。
【請求項５】カスケード接続された複数の可変減衰回路
から構成され、利得制御信号に応じて利得が可変設定さ
れる可変減衰器であって、前記各可変減衰回路は、エミッタ縮退インピーダンスが
互いに異なる複数の増幅器と、これら複数の増幅器に共
通接続された負荷と、電流源と、この電流源と前記複数
の増幅器との間に接続され、利得制御信号に応じて前記
複数の増幅器を択一的に選択し、その選択した増幅器に
前記電流源からの電流を動作電流として入力する電流ス
イッチ手段とを具備し、前記各増幅器は、バイポーラトランジスタを利用したエ
ミッタ接地型の増幅回路、またはＭＯＳトランジスタを
利用したソース接地型の増幅回路から構成されており、
前記バイポーラトランジスタのエミッタ、または前記Ｍ
ＯＳトランジスタのソースには、前記エミッタ縮退イン
ピーダンスの値を決定するインピーダンス回路が接続さ
れていることを特徴とする可変減衰器。
【請求項６】前段の可変減衰回路の出力がその次段の可
変減衰回路の入力に直接的に接続されていることを特徴
とする請求項５記載の可変減衰器。